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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung
mit einem linear veränderlichen
differentiellen Transformator (LVDT) als Weg- oder Kraftsensor,
mit einer Ansteuerschaltung, die mit der Primärwicklung des Transformators
verbunden ist und einen Ausgangsstrom zur Ansteuerung der Primärwicklung
bereitstellt und mit einer Auswerteschaltung, die mit den in Reihe
geschalteten Sekundärwicklungen
des Transformators verbunden ist und ein Messsignal bereitstellt,
wobei der Ausgangsstrom der Ansteuerschaltung einen dreieckförmigen Verlauf
mit betragsmäßig gleich
großen
Anstiegsflanken- und Abfallflankenwerten aufweist. Die Erfindung
betrifft ferner ein Verfahren zum Betreiben einer solchen Schaltungsanordnung.
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Eine solche Schaltungsanordnung ist
aus der
US 5,777,468
A bekannt. Bei Verwendung einer solchen Schaltungsanordnung
zur Bestimmung des Gewichts einer auf einem Fahrzeugsitz sitzenden Person,
also der Kraft, die auf den Fahrzeugsitz einwirkt, wird der Weg
gemessen, den sich der Fahrzeugsitz unter Einwirkung der Kraft bzw.
des Gewichts der Person bewegt und in ein elektrisches Signal umgewandelt.
Es ist bei einer solchen Anwendung einerseits eine genügend große Auflösung des Personengewichts
gewünscht
andererseits soll sich der Sitz jedoch nur um wenige Millimeter
bewegen können,
um aufgrund der notwendigen federnden Aufhängung keine unangenehmen Schaukelbewegungen
durchzuführen,
es wird also meist eine sehr harte Feder beispielsweise in Form
einer Blattfeder verwendet.
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Aus der
US 5,180,979 ist eine weitere Schaltungsanordnung
mit einem linear veränderlichen
differentiellen Transformator bekannt, deren Primärwicklung
mit einer dreieckförmigen
Span nung angesteuert wird. Die sich daraus ergebende dreieckförmige Summenspannung
an den beiden Sekundärwicklungen
wird mit einer Referenzspannung verglichen und die Zeitdauer des Überschreitens
der Referenzspannung durch die Summenspannung als Maß für die Auslenkung
des Transformatorkerns genommen.
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Aus der
DE 36 02 107 C2 ist es darüber hinaus
bekannt, die Abweichung der Summe der Spannungen an den Sekundärwicklungen
von einer Referenzspannung zur Regelung der Amplitude der Spannung
an der Primärwicklung
heranzuziehen.
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Die gewünschte geringe Auslenkung verbunden
mit einer hohen Auflösung
führt also
zum Erfordernis einer hohen Empfindlich keit der Messanordnung, wobei
die Empfindlichkeit möglichst
unabhängig
von Umwelteinflüssen
sein soll.
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Es ist daher die Aufgabe der Erfindung,
die gattungsgemäße Schaltungsanordnung
so weiterzubilden, dass deren Messempfindlichkeit annähernd konstant
ist.
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Die Aufgabe wird durch die Merkmale
des Anspruchs 1 und des Anspruchs 8 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen
sind in den Unteransprüchen
angegeben.
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Durch die Ansteuerung der Primärwicklung des
Transformators mit einem Strom mit dreieckförmigem Verlauf lassen sich
an den Sekundärwicklungen
bipolare Rechteckspannungen abgreifen. Die Amplitude dieser Rechteckspannungen
ist proportional der Auslenkung des Transformatorkerns während die
Phasenlage dieser Rechteckspannungen anzeigt, in welche Richtung
die Auslenkung erfolgt. Die Rechteckspannungen sind bipolar bezüglich einer Referenzspannung,
die vorzugsweise der halben Versorgungsspannung entspricht. Wenn
sich der Kern in einer Mittellage zwischen den beiden Sekundärwicklungen
befindet, was bei einer Verwendung zur Sitzgewichtsermittlung in
einem Kraftfahrzeug einer Situation entspricht, bei der der Sitz
nicht belegt ist, sind die Amplituden und Phasen der beiden Sekundärwicklungsausgangsspannungen
gleich groß und
ihre Differenz entsprechend gleich Null. Wenn der Kern ausgelenkt
wird, wird die eine Sekundärwicklungsausgangsspannung
größer und
die andere entsprechend kleiner. Zur Ermittlung einer Auslenkung
des Kerns aus dieser Mittellage wird daher die Differenz der beiden
gebildet, da hierdurch eine Erhöhung
der Empfindlichkeit erzielt werden kann. Außerdem werden additive Störsignale,
die beiden Ausgangsspannungen überlagert
sind, eliminiert.
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Da die eine Ausgangsspannung größer und die
andere Ausgangsspannung kleiner wird und die Beträge der Änderungen
im linearen Betrieb gleich groß sind
ist die Summe der beiden Aus gangsspannungen im Normalbetrieb konstant.
Aufgrund von Umwelteinflüssen
weichen die Ausgangsspannungen jedoch oft von ihren Nominalwerten
ab. In erfindungsgemäßer Weise
wird die Summe der Sekundärwicklungsausgangsspannungen
mit einem Sollwert verglichen und die Steigung der Anstiegsflanken-
und Abfallflankenwerte des dreieckförmigen Ausgangsstroms der Ansteuerschaltung
des linear veränderlichen
differentiellen Transformators umgekehrt proportional zur Abweichung
dieser Summe vom Sollwert verändert.
Durch diese Regelung wird erreicht, dass die Empfindlichkeit der
Schaltungsanordnung unabhängig
von äußeren Einflüssen konstant
auf dem vorgegebenen Sollwert gehalten wird. Zur Regelung wird eine
entsprechend ausgebildete Steuerschaltung, insbesondere ein Mikroprozessor, verwendet.
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In Weiterbildung der Erfindung weist
die Auswerteschaltung zwei Verstärkerschaltungen
auf, die jeweils mit einer der beiden Sekundärwicklungen verbunden sind
und deren Ausgangssignale verstärken, wobei
die Ausgänge
der Verstärkerschaltungen
mit der Steuerschaltung verbunden sind. Hierdurch wird eine Entkopplung
der Ausgangsspannungen der Sekundärwicklungen von der Auswerteschaltung
erreicht.
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Zur Erzeugung des dreieckförmigen Ansteuerstromes
für die
Primärwicklung
des Transformators weist die Ansteuerschaltung in einer vorteilhaften Ausbildung
eine Rechteckspannungserzeugungsschaltung und eine dieser nachgeschaltete
Integrierschaltung auf.
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Die Rechteckspannungserzeugungsschaltung
ist dabei in einer vorteilhaften Ausführung mit einem ersten Widerstand,
dessen erster Anschluss mit einer dritten Spannungsquelle und dessen
zweiter Anschluss mit dem Ausgang der Rechteckspannungserzeugungsschaltung
verbunden ist und mit einem zweiten Widerstand, dessen erster Anschluss mit
einer vierten Spannungsquelle und dessen zweiter Anschluss über einen
von einer Steuerschaltung ansteuerbaren Schalter mit dem Ausgang
der Rechteckspannungserzeugungsschaltung verbunden ist, gebildet
sein, wobei die Spannungen der dritten und der vierten Spannungsquelle
der Beziehung U3 – Uref = Uref – U4 folgen
und Uref eine Bezugsspannung ist, die beispielsweise den halben
Wert der Versorgungsspannung haben kann. Wenn die dritte und die
vierte Spannungsquelle als ansteuerbare, veränderliche Spannungsquellen
ausgebildet sind lässt
sich durch Ansteuerung der beiden Spannungsquellen durch die Steuerschaltung
in einfacher Weise die Amplitude der Rechteckspannung und damit
die Flankensteilheit der Dreieckausgangsspannung der Integrierschaltung
einstellen.
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Da sich bei einer Veränderung
der Flankensteilheit bei konstanter Periodendauer des Integrierschaltungsausgangssignals
dessen Amplitude ändern
würde und
möglicherweise
ungewünscht
hohe Werte annehmen kann, ist in vorteilhafter Weiterbildung der
Schaltungsanordnung die Integrierschaltung mit einem Operationsverstärker gebildet,
dessen Ausgang auf den invertierenden Eingang über einen Kondensator rückgekoppelt
ist, wobei dem Kondensator eine bidirektionale Zenerdiode parallelgeschaltet
ist. Dadurch wird die Ausgangsspannung der Integrierschaltung auf
einen durch die Zenerdiode bestimmten sowohl positiven als auch
negativen Höchstwert
begrenzt.
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In erfindungsgemäßer Weiterbildung ist die Auswerteschaltung
derart ausgebildet, dass Abtastwerte der Rechteckspannung sowohl
in der ersten als auch in der zweiten Periodenhälfte genommen werden und die
aus den jeweiligen Abtastwerten der ersten Periodenhälfte und
den jeweiligen Abtastwerten der zweiten Periodenhälfte gebildeten
Differenzwerte als Messsignal ausgegeben werden.
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Durch die Differenzbildung eines
positiven und eines negativen Abtastwertes erhält man einen Messwert mit doppelter
Amp litude, wodurch sich eine Erhöhung
der Empfindlichkeit der Messanordnung um den Faktor 2 ergibt. Außerdem werden
vorhandene Gleichspannungsoffsets durch die Differenzbildung eliminiert.
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Die Erfindung soll nachfolgend anhand
von Ausführungsbeispielen
mit Hilfe von Figuren näher erläutert werden.
Dabei zeigen
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1 eine
erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
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2 den
Verlauf charakteristischer Signale der Schaltungsanordnung,
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3 eine
vorteilhafte Ausführung
einer Rechteckspannungserzeugungsschaltung und
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4 eine
detaillierte Schaltung für
die Rechteckspannungserzeugungsschaltung der 3.
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1 zeigt
einen linear veränderlichen
differentiellen Transformator LVDT, der mit einer Primärwicklung
Wp und zwei Sekundärwicklungen
Ws1, Ws2 gebildet ist. Über
einen Kern K ist die Primärwicklung
Wp mit den Sekundärwicklungen
Ws1, Ws2 magnetisch gekoppelt. Die Sekundärwicklungen Ws1, Ws2 sind derart
in Reihe geschaltet, dass an den freien Anschlüssen 3 und 6 die
Differenz der Spannungen an den einzelnen Sekundärwicklungen Ws1 bzw. Ws2 abgreifbar
ist. Der Kern K ist beweglich und kann für den bevorzugten Anwendungsbereich
in nicht dargestellter Weise mit einem Fahrzeugsitz gekoppelt werden,
um sich bei Druck- oder Zugbelastung des Sitzes entsprechend zwischen den
Wicklungen des linear veränderlichen
differentiellen Transformator LVDT zu bewegen. Wenn sich der Kern
K in einer Mittellage zwischen den beiden Sekundärwicklungen Ws1, Ws2 befindet
ist die an den Anschlüssen 3 und 6 abgreifbare
Spannung gleich 0 Volt.
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Die Primärwicklung Wp wird an ihren
Anschlüssen 1, 2 von
einer Ansteuerschaltung ASS mit einem Strom mit dreieckförmigem Verlauf
angesteuert. Den Stromverlauf zeigt das Diagramm 2 in
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2.
Die Ansteuerschaltung ASS weist hierzu einen mit einem Operationsverstärker V2
gebildeten Spannungs-Strom-Wandler
auf, wobei der Ausgang des Operationsverstärkers V2 über die Primärwicklung
auf seinen invertierenden Eingang rückgekoppelt ist. Der invertierende
Eingang des Operationsverstärkers
V2 ist außerdem über einen
Widerstand R4 mit dem Ausgang einer von einer Rechteckspannung angesteuerten
Integrierschaltung, die in bekannter Weise mit einem über einen
Kondensator C1 von seinem Ausgang auf seinen invertierenden Eingang
gegengekoppelten Operationsverstärker
V1 gebildet ist, verbunden. Die nicht-invertierenden Eingänge der
beiden Operationsverstärker
V1 und V2 sind mit einem Referenzpotential Vref verbunden. Das Referenzpotential
Vref wird im dargestellten Ausführungsbeispiel
mittels eines zwischen der Versorgungsspannung Vcc und einem Massepotential angeordneten
Spannungsteilers aus zwei in Reihe geschalteten Widerständen R1
und R2 an deren Mittelabgriff bereitgestellt. Dem zweiten Widerstand
R2 des Spannungsteilers ist ein Pufferkondensator C2 parallelgeschaltet.
Die Widerstände
R1 und R2 des Spannungsteilers sind vorzugsweise gleich groß, so dass
die Referenzspannung Vref gleich der halben Versorgungsspannung
Vcc ist (Vref = Vcc/2).
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Die Rechteckspannung wird mittels
einer Rechteckerzeugungsschaltung RES' gebildet. Sie wird durch Steuersignale
SIG1, SIG3 von einer Steuerschaltung StS, die beispielsweise mit
einem Mikroprozessor gebildet sein kann, angesteuert, wobei durch
das Steuersignal SIG1 die Frequenz und durch das Steuersignal SIG3
die Amplitude der Rechteckspannung eingestellt werden kann. Am Ausgang
der Rechteckerzeugungsschaltung RES' liegt eine Spannung mit einem Verlauf
gemäß dem Diagramm 1 der 2 an. Es ist eine Spannung
mit rechteckförmigem
Verlauf, die bezogen auf die Referenzspannung Uref = Vcc/2 zwischen
zwei Spannungen +Urechteck und –Urechteck
im Takt des Steuersignals SIG1 wechselt. Im Ausführungsbeispiel der 1 ist +Urechteck gleich
Vcc und –Urechteck
gleich 0 Volt (Masse).
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Dem Kondensator C1 der Integrierschaltung ist
eine bipolare Zenerdiode ZD1 parallelgeschaltet, um die Ausgangsspannung
der Integrierschaltung auf einen Maximalwert zu begrenzen. Eine
Dreieckspannung mit begrenztem Maximalwert zeigt das Diagramm 2 der 2. Das Ausgangsignal der
Integrierschaltung weist also im Prinzip eine Trapezform auf, die
bezüglich
der Referenzspannung Uref zwischen den Werten +Utrapez und –Utrapez über linear ansteigende
und abfallende Flanken verläuft.
Im Diagramm 2 der 2 ist
dieser trapezförmige
Verlauf für
den Ausgangsstrom des Spannungs-Strom-Wandlers V2 zu erkennen, der
entsprechend seiner Eingangsspannung zwischen +Itrapez und –Itrapez über linear
ansteigende und abfallende Flanken verläuft.
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Die Anschlüsse 3, 4, 5 und 6 der
Sekundärwicklungen
Ws1 und Ws2 sind mit einer Auswerteschaltung AWS verbunden. Die
Auswerteschaltung AWS weist eine erste invertierende Verstärkerschaltung
auf mit einem Operationsverstärker
V4, dessen Ausgang über
einen Widerstand R22 auf dessen invertierenden Eingang rückgekoppelt
ist. Der Anschluss 3 der ersten Sekundärwicklung Ws1 ist über einen
Widerstand R20 mit dem nichtinvertierenden Eingang und der Anschluss 4 der
ersten Sekundärwicklung
Ws1 über
einen Widerstand R21 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers V4 verbunden.
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Die Auswerteschaltung AWS weist ferner eine
zweite invertierende Verstärkerschaltung
mit einem Operationsverstärker
V5 auf, dessen Ausgang über
einen Widerstand R25 auf dessen invertierenden Eingang rückgekoppelt
ist. Der Anschluss 5 der zweiten Sekundärwicklung Ws2 ist über einen
Widerstand R24 mit dem invertierenden Eingang und der Anschluss 6 der
zweiten Sekundärwicklung
Ws2 über
einen Widerstand R23 mit dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers VS
verbunden.
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Am Ausgang des ersten Verstärkerschaltung ist
eine erste Ausgangsspannung Ua3 und am Ausgang der zweiten Verstärkerschal tung
eine zweite Ausgangsspannung Ua4 abgreifbar. Die beiden Ausgangsspannungen
Ua3, Ua4 werden der Steuerschaltung StS zugeführt, die ihrerseits abhängig von diesen
beiden Ausgangsspannungen Ua3, Ua4 ein Steuersignal SIG3 zur Ansteuerung
der Rechteckerzeugungsschaltung RES' bereitstellt. Die Verläufe der
beiden Ausgangsspannungen Ua3 und Ua4 sind im Diagramm 3 der 2 für einen Fall, dass der Kern
K des Transformators aus seiner Mittellage ausgelenkt ist, dargestellt.
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Die Auswerteschaltung AWS weist eine
dritte invertierende Verstärkerschaltung
auf, die mit einem Operationsverstärker V3 gebildet ist, dessen
Ausgang über
einen Widerstand R6 auf dessen invertierenden Eingang rückgekoppelt
ist. Der Ausgang der ersten Verstärkerschaltung V4, R20, R21,
R22 ist über
einen Widerstand R7 mit dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers V3
und der Ausgang der zweiten Verstärkerschaltung V5, R23, R24,
R25 über
einen Widerstand R5 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers V3 verbunden.
Der nicht-invertierende Eingang des Operationsverstärkers V3
ist ferner über
einen Widerstand R8 mit dem Referenzpotential Vref verbunden. Auch
die beiden Anschlüsse 4 und 5 der
beiden Sekundärwicklungen
Ws1, Ws2 sind mit dem Referenzpotential Vref verbunden.
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Alle Operationsverstärker der
Schaltungsanordnung gemäß 1 werden an den Versorgungspotentialen
Vcc und Masse betrieben.
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Die Auswerteschaltung AWS ist außerdem mit
einer Auswerteeinheit AE gebildet, die von einem von der Steuerschaltung
StS gelieferten Steuersignal SIG2 angesteuert wird. Der Eingang
der Auswerteeinheit AE ist mit dem Ausgangsanschluss 8 des Operationsverstärkers V3
verbunden. An deren Ausgang wird ein Messsignal MS bereitgestellt.
Die Auswerteeinheit AE ist der art ausgebildet, dass sie getaktet
von dem von der Steuerschaltung erzeugten zweiten Steuersignal SIG2
in vorteilhafter Weise die Ausgangsspannung Ua5 des Operationsverstärkers V3
sowohl in der ersten Periodenhälfte
zu einem Abtastzeitpunkt At1 als auch in der zweiten Periodenhälfte zu
einem Abtastzeitpunkt At2 abtastet und die erhaltenen Werte voneinander
abzieht, also deren Differenz bildet. Auf diese Weise werden einerseits Gleichtaktstörungen unterdrückt und
andererseits wird die Amplitude des Messsignals MS gegenüber dem
Ausgangssignal Ua5 des Operationsverstärkers V3 verdoppelt, so dass
die Empfindlichkeit der gesamten Schaltungsanordnung erhöht wird.
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In 3 ist
eine vorteilhafte Ausführungsform
der Rechteckerzeugungsschaltung RES' dargestellt. Dort ist ein erster Widerstand
R3a mit seinem einen Anschluss mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers V1
der Integrierschaltung und mit seinem anderen Anschluss mit einer
dritten Spannungsquelle, die eine Spannung U3 bereitstellt, verbunden.
Ein zweiter Widerstand R3b ist mit seinem einen Anschluss über einen
ansteuerbaren Schalter S2 ebenfalls mit dem invertierenden Eingang
des Operationsverstärkers
V1 und mit seinem anderen Anschluss mit einer vierten Spannungsquelle,
die eine Spannung U4 bereitstellt, verbunden. Der zweite Widerstand
R3b hat dabei den halben Wert des Widerstands R3a und die von der
dritten und der vierten Spannungsquelle gelieferten Spannungen U3, U4
folgen der Beziehung U3 – Vref = Vref – U4, was
bedeutet, dass die Spannungen symmetrisch zum Referenzpotential
Uref sind. Der Schalter S2 wird durch das erste Steuersignal SIG1
von der Steuerschaltung StS angesteuert.
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Durch die vorteilhafte Ausführung einer Rechteckspannungserzeugungsschaltung
RES' gemäß 3 ist einerseits nur ein
einfacher Schalter S1 nötig
und andererseits lässt
sich durch Wahl der Werte der Spannungen U3 und U4 der dritten bzw. der
vierten Spannungsquelle die Steilheit der Flanken der Ausgangsspannung
der Integrierschaltung bzw. des Ausgangsstromes des als Spannungs-Strom-Wandler
fungierenden Operationsverstärkers
V2 einstellen.
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Eine entsprechende detaillierte Schaltung zeigt
die 4. Dort ist die
dritte Spannungsquelle mit einem invertierenden Verstärker gebildet,
der über
eine Tiefpassschaltung aus Widerständen R11, R12 und R13 sowie
eines Kondensators C11 von einem pulsdauermodulierten Signal SIG3
angesteuert wird. Das pulsdauermodulierte Signal SIG3 wird von der
nicht dargestellten Steuerschaltung geliefert. Durch Verändern der
Pulsdauer und die Tiefpassfilterung kann die Eingangsspannung des
Invertierverstärkers
geändert
werden, so dass sich an dessen Ausgang eine veränderbare Spannung U3' ergibt. Der Ausgang
des Operationsverstärkers
V11 ist über einen
Widerstand R14 auf seinen invertierenden Eingang rückgekoppelt.
Sein nichtinvertierenden Eingang ist mit dem Referenzpotential Vref
beaufschlagt.
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Die vierte Spannungsquelle ist ebenfalls
mit einem Invertierverstärker
aus einem Operationsverstärker
V12, dessen Ausgang über
einen Widerstand R16 auf seinen invertierenden Eingang rückgekoppelt
ist und dessen nicht-invertierender Eingang mit dem Referenzpotential
Vref verbunden ist, gebildet. Sein invertierender Eingang ist außerdem über eine Widerstand
R15 mit dem Ausgang der dritten Spannungsquelle verbunden. Wenn
die Verstärkung
des Invertierverstärkers
auf –1
eingestellt wird ist seine Ausgangsspannung U4' bezüglich
des Referenzpotentials Vref symmetrisch zur Ausgangsspannung U3' der dritten Spannungsquelle,
so dass auch hier die Beziehung U3' – Vref = Vref – U4' gilt.
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Der Schalter S2 ist durch einen Bipolartransistor
T11 realisiert, dessen Basis über
einen Widerstand R17 vom ersten Steuersignal SIG1 angesteuert wird.