DE102023116475A1 - Stromsensor mit frequenzregelung - Google Patents

Abstract

Es wird eine Stromsensorschaltung beschrieben. Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst die Schaltung einen Magnetkern, eine Sekundärwicklung, die auf dem Magnetkern angeordnet ist, eine steuerbare Spannungsquelle, die dazu ausgebildet ist, an die Sekundärwicklung eine Spannung mit einem einstellbaren Betrag und einer einstellbaren Polarität anzulegen, und eine Steuerschaltung, die dazu ausgebildet ist, die Spannungsquelle anzusteuern, um die Polarität der Spannung umzukehren, wenn eine magnetische Sättigung des Magnetkerns detektiert wird, und ein moduliertes Ausgangssignal mit einer Sensorfrequenz zu erzeugen. Die Schaltung umfasst weiter einen Regler, der dazu ausgebildet ist, den Betrag der Spannung basierend auf der Sensorfrequenz anzupassen.

Description

• TECHNISCHES GEBIET
• Die vorliegende Beschreibung betrifft Sensorvorrichtungen und Verfahren zur berührungslosen Strommessung, beispielsweise Vorrichtungen und Verfahren nach dem Flux-Gate-Prinzip.
• HINTERGRUND
• Zur berührungslosen und damit potenzialfreien Strommessung sind sogenannte direktabbildende Stromsensoren bekannt. Ein direktabbildender Stromsensor misst den durch den zu messenden Strom verursachten magnetischen Fluss, welcher von der Stärke des zu messenden Stroms abhängt. Der gemessene Wert des magnetischen Flusses ist auch ein Maß für die Stärke des zu messenden Stroms. Der Leiter, der den zu messenden Strom führt, wird dabei meist von einem Magnetkern (z.B. ein Ringkern) umschlossen, der das Magnetfeld führt. Als Sensorelemente für den magnetischen Fluss können z.B. Hallsensoren eingesetzt werden. Derart aufgebaute Stromsensoren sind kostengünstig, weisen aber eine relativ geringe Genauigkeit auf.
• Eine andere Gruppe von Stromsensoren bilden sogenannte Kompensationsstromsensoren, bei denen das von dem zu messenden Strom in einem Magnetkern verursachte Magnetfeld mit Hilfe einer auf dem Magnetkern angeordneten Kompensationswicklung, die ein entgegengesetztes Magnetfeld erzeugt, kompensiert wird. Mit Hilfe eines geschlossenen Regelkreises wird die Kompensationswicklung mit einem Kompensationsstrom so angesteuert, dass das gesamte Magnetfeld in dem Magnetkern annähernd null ist. Der Nullpunkt des Magnetfelds kann mittels eines Magnetfeldsensorelements detektiert werden
• Eine besondere Gruppe von Kompensationsstromsensoren bilden sogenannten Flux-Gate-Stromsensoren. Diese weisen ebenfalls einen meist ringförmigen Magnetkern auf mit (mindestens) einer Primärwicklung, welche den zu messenden Strom führt, und mit (mindestens) einer Sekundärwicklung, welche Teil einer Oszillatorschaltung ist. Im Betrieb der Oszillatorschaltung wird der Magnetkern regelmäßig ummagnetisiert. Dazu kann der durch die Sekundärwicklung fließende Strom immer dann umgepolt werden, wenn in dem Magnetkern eine magnetische Sättigung eintritt. Sowohl der Strom durch die Sekundärwicklung, als auch die Zeit bis zum Erreichen der magnetischen Sättigung hängen von dem zu messenden Strom in der Primärwicklung ab. Durch eine geeignete nachfolgende Signalverarbeitung kann der Einfluss der Hysterese des Magnetkerns eliminiert werden und somit eine sehr genaue Strommessung erzielt werden.
• Aus diesem Grund eignen sich Flux-Gate-Stromsensoren auch für eine Differenzstrommessung. Die Differenzstrommessung stellt einen Sonderfall der Summenstrommessung dar. Bei der Summenstrommessung sind zwei oder mehr Primärleiter magnetisch mit dem Ringkern gekoppelt, sodass die Magnetfelder der in den Primärleitern fließenden Ströme sich in dem Ringkern konstruktiv überlagern, weshalb der Stromsensor die Summe der in den Primärleitern fließenden Ströme misst. Sind zwei Primärwicklungen nun so gewickelt, dass sich die von den darin fließenden (Primär-) Strömen verursachten Magnetfelder im Ringkern destruktiv überlagern, dann misst der Stromsensor die Differenz der beiden Primärströme. Zur Differenzstrommessung geeignete Stromsensoren werden häufig in Fehlerstromschutzschaltern eingesetzt.
• Ein Beispiel eines Differenzstromsensors, der nach dem Flux-Gate Prinzip arbeitet ist in der Publikation US 2016/0033555 A1 (Böttcher et al.) beschrieben. Die Erfinder haben es sich zur Aufgabe gemacht, bestehende Stromsensoren nach dem Flux-Gate Prinzip zu verbessern, insbesondere im Hinblick auf unerwünschte Nichtlinearitäten.
• ZUSAMMENFASSUNG
• Die oben genannte Aufgabe wird durch eine Schaltung gemäß den Anspruch 1 sowie durch die Verfahren gemäß den Anspruch 9 gelöst. Verschiedenen Ausführungsbeispiele und Weiterentwicklungen sind Gegenstand der anhängigen Ansprüche.
• Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst die Schaltung einen Magnetkern, eine Sekundärwicklung, die auf dem Magnetkern angeordnet ist, eine steuerbare Spannungsquelle, die dazu ausgebildet ist, an die Sekundärwicklung eine Spannung mit einem einstellbaren Betrag und einer einstellbaren Polarität anzulegen, und eine Steuerschaltung, die dazu ausgebildet ist, die Spannungsquelle anzusteuern, um die Polarität der Spannung umzukehren, wenn eine magnetische Sättigung des Magnetkerns detektiert wird, und ein moduliertes Ausgangssignal mit einer Sensorfrequenz zu erzeugen. Die Schaltung umfasst weiter einen Regler, der dazu ausgebildet ist, den Betrag der Spannung basierend auf der Sensorfrequenz anzupassen.
• Ein weiteres Ausführungsbeispiel betrifft ein Verfahren, das folgendes aufweist: Anlegen einer Spannung an eine um einen Magnetkern gewickelte Sekundärwicklung; Detektieren einer magnetischen Sättigung des Magnetkerns und Umkehren der Polarität der Spannung, sobald eine Sättigung des Magnetkerns detektiert wird; Erzeugen eines modulierten Ausgangssignals mit einer Sensorfrequenz; Regeln der Sensorfrequenz, indem der Betrags der Spannung basierend auf der Sensorfrequenz angepasst wird.
• KURZE BESCHREIBUNG DER ABBILDUNGEN
• Verschiedene Ausführungsbeispiele werden nachfolgend anhand von Abbildungen näher erläutert. Die Darstellungen sind nicht zwangsläufig maßstabsgetreu und die Erfindung beschränkt sich nicht nur auf die dargestellten Aspekte. Vielmehr wird Wert darauf gelegt, die den dargestellten Ausführungsbeispielen zugrunde liegenden Prinzipien darzustellen.
• 1 zeigt in einem Blockdiagramm einen nach dem Flux-Gate-Prinzip arbeitenden Stromsensor.
• 2 zeigt in einem Diagramm als Magnetisierung über magnetischer Feldstärke den idealisierten Verlauf der Magnetisierungskennlinie des Magnetkerns in einem freischwingenden Stromsensor bei einem Primärstrom von null.
• 3 zeigt in einem Strom-Zeit-Diagramm den idealisierten Verlauf des Sekundärstroms in einem freischwingenden Stromsensor bei einem Primärstrom von null.
• 4 zeigt in einem Diagramm als Magnetisierung über magnetischer Feldstärke den idealisierten Verlauf der Magnetisierungskennlinie des Magnetkerns in einem freischwingenden Stromsensor bei einem Primärstrom größer null.
• 5 zeigt in einem Strom-Zeit-Diagramm den idealisierten Verlauf des Sekundärstroms in einem freischwingenden Stromsensor bei einem Primärstrom von größer null.
• 6 zeigt in einem Blockdiagramm einen nach dem Flux-Gate-Prinzip arbeitenden Stromsensor insbesondere zur Differenzstrommessung und zur Erfassung der Stärke des Primärstroms.
• 7 ist ein Diagramm zur Illustration des Zusammenhangs zwischen Schwingfrequenz des Sensors und Primärstrom.
• 8 ist ein Diagramm zur Illustration des Zusammenhangs zwischen Empfindlichkeit des Sensors und Schwingfrequenz des Sensors.
• 9 ist ein Blockschaltbild einer Stromsensorschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel mit einem Regelkreis zur Regelung der Spannung, die an der Sekundärwicklung anliegt.
• 10 ist ein allgemeines Blockschaltbild des Regelkreises zur Regelung der an der Sekundärwicklung anliegenden Spannung.
• 11 ist ein Blockschaltbild des Regelkreises, wobei wie bei dem Beispiel aus 9 ein Frequenz-Spannungs-Wandler zum Einsatz kommt.
• 12 ist ein Blockschaltbild einer digitalen Implementierung des Regelkreises.
• DETAILED DESCRIPTION
• In 1 zeigt als Blockschaltbild ein Beispiel eines nach dem Flux-Gate-Prinzip arbeitenden Stromsensors. In dem dargestellten Beispiel soll der Stromsensor einen durch einen Primärleiter 101 fließenden Strom messen, der im Folgenden als Primärstrom i_p bezeichnet wird. Der Stromsensor weist einen Sekundärleiter 102 sowie einen beispielsweise ungeschlitzten ringförmigen Magnetkern 103 aus weichmagnetischem Material auf. Der Magnetkern 103 koppelt den Primärleiter 101 und den Sekundärleiter 102 magnetisch. Primärleiter 101 und Sekundärleiter 102 können jeweils ungewickelt (magnetisch wirksame Windungszahl gleich 1) oder gewickelt (Windungszahl größer 1) ausgeführt sein, wobei die Zahl der Windungen von Primärleiter 101 und Sekundärleiter 102 gleich oder unterschiedlich sein können. Beispielsweise kann der Primärleiter 101 geradlinig (ungewickelt, Windungszahl gleich 1) durch den ringförmigen Kern 103 geführt und vom ringförmigen Kern 103 umschlossen sein. Der Sekundärleiter 102 kann gewickelt ausgeführt sein und eine Windungszahl N>1 aufweisen. In diesem Fall wird der Sekundärleiter 102 auch als Sekundärwicklung bezeichnet.
• Der Sekundärleiter 102 wird in dem dargestellten Beispiel durch eine gesteuerte Spannungsquelle 104 gespeist, die beispielsweise eine annähernd rechteckförmige, bipolare Quellspannung ±U_MAG erzeugt und damit einen Sekundärstrom i_S durch den Sekundärleiter 102 treibt. Die Spannungsquelle 104 kann beispielsweise mittels einer Transistor-H-Brücke realisiert sein (Gleichspannungsquelle mit umkehrbarer Polarität).
• Zur Messung des Sekundärstromes i_S kann zwischen Sekundärleiter 102 und Spannungsquelle 104 ein Messwiderstand 105 mit einem Widerstandswert Rcs geschaltet sein. Eine über dem Messwiderstand 105 auftretende Spannung U_CS wird mittels einer Messeinheit 106 abgenommen, vorverarbeitet (z.B. digitalisiert) und in Form eines den Sekundärstrom i_S repräsentierenden Strommesssignals einer Steuereinheit 107 zugeführt. Die Steuereinheit 107 erzeugt daraus ein Steuersignal CTR für die Spannungsquelle 104. Es sind andere Konzepte zur Messung des Sekundärstromes bekannt. Beispielsweise können bei der Verwendung einer Transistor-Brückenschaltung als Spanungsquelle 104 sogenannte Sense-Transistoren für die Strommessung verwendet werden.
• Die Funktionsweise des in 1 dargestellten Stromsensors wird im Folgenden mit Bezug auf die 2 bis 5 näher erläutert. Die in 2 gezeigte Magnetisierungskennlinie veranschaulicht die ferromagnetischen Eigenschaften des magnetischen Kerns 103 bei einem Primärstrom von null Ampere, wobei auf der Abszisse die magnetische Feldstärke H und auf der Ordinate die Magnetisierung M aufgetragen sind. Die Magnetisierungskennlinie weist eine annähernd rechteckförmige Hysterese mit einer Koerzitivfeldstärke Hc und einer Sättigungsmagnetisierung M_SAT auf. Für die magnetische Feldstärke H gilt entsprechend dem Ampère'schen Gesetz vereinfacht H = N·i_S/l_FE, wobei der Parameter l_FE die effektive magnetische Weglänge der Magnetfeldlinien im Kern 103 bezeichnet und N die Windungszahl des Sekundärleiters 102 ist, wenn die Windungszahl des Primärleiters 101 gleich 1 ist.
• Für eine im Sekundärleiter 102 induzierte Spannung u_i gilt entsprechend dem Faraday'schen Gesetz: $${\text{u}}_{\text{i}}=-\text{N}\cdot \text{d}\mathrm{\Phi }/\text{dt}=-\text{N}\cdot \text{A}\cdot \text{dB}/\text{dt},$$

  

  wobei A die (effektive) Querschnittsfläche des Kerns 103, Φ den von dem Sekundärstrom i_S verursachten magnetischen Fluss im Kern 103, B die magnetische Flussdichte mit B = µ₀·(H+M) und µ₀ die magnetische Feldkonstante bezeichnet. Während des Ummagnetisierens des Kerns 103, was dem linken oder rechten vertikalen Ast der Magnetisierungskennlinie in 2 entspricht, verhält sich die Änderungsrate der Magnetisierung dM/dt proportional zu der induzierten Spannung u_i, wobei die magnetische Feldstärke H und somit auch der Sekundärstrom i_S im Wesentlichen konstant sind, d.h. $${\text{u}}_{\text{i}}=-\text{N}\cdot \text{A}\cdot {\mathrm{\mu }}_0\cdot \text{dM}/\text{dt }\left(\text{w}\ddot{\text{a}}\text{hrend des Ummagnetisierens}\right)$$

  
• In anderen Worten, die differentielle Induktivität der Sekundärspule 102 während des Ummagnetisierens ist sehr groß (idealisiert unendlich groß). Sobald die Magnetisierung im Kern 103 die Sättigungsmagnetisierung M_SAT erreicht hat, steigt der Sekundärstrom is an und wird nur mehr durch die Summe aus ohmschem Widerstandswert des Sekundärleiters 102 und ohmschem Widerstandswert R_M des Messwiderstands 105 begrenzt.
• Der zeitliche Verlauf des Sekundärstromes i_S (während der Primärstrom i_P gleich null ist) ist in 3 dargestellt. Ein (abruptes) Ansteigen des Pegels des Sekundärstroms i_S (in die positive und die negative Richtung) kann von der Steuereinheit 107 erkannt werden, wobei beispielsweise Komparatoren zum Einsatz kommen können. In dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel erzeugt die Steuereinheit 107 ein Signal zum Umpolen der Spannung U_MAG der Stromquelle 104, sobald der Sekundärstrom i_S einen positiven Schwellwert +i_SMAX überschreitet oder einen negativen Schwellwert -i_SMAX unterschreitet, wodurch der nächste Ummagnetisierungszyklus eingeleitet wird. Im Wesentlichen bilden die Spannungsquelle 104, die Sekundärwicklung 102, die Strommessschaltung 106 und die Steuereinheit 107 eine Oszillatorschaltung. Üblicherweise erfolgt das Umpolen der Spannungsquelle 104 wie erwähnt beim Erreichen der magnetischen Sättigung, wodurch im Wesentlichen ein Relaxationsoszillator gebildet wird. Auf die konkrete Implementierung der Oszillatorschaltung (z.B. Implementierung der Stromquelle, der Strommessung und der Detektion der magnetischen Sättigung) kommt es bei den hier beschriebenen Konzepten nicht an. Verschiedene Möglichkeiten sind an sich bekannt.
• Während des Ummagnetisierungsvorgangs kann der Sekundärstrom im Wesentlichen i_S als konstant angenommen werden, und er entspricht einem Magnetisierungsstrom +i_µ bzw. -i_µ. Der Betrag des Magnetisierungsstroms i_µ hängt von der Breite der Hysterese in der Magnetisierungskennlinie, also von der Koerzitivfeldstärke Hc, ab, d.h. i_µ ≈ I_FE/N·H_C (für einen Primärstrom i_P = 0A). Sobald die Magnetisierung im Kern 103 die positive oder negative Sättigungsmagnetisierung ±M_SAT erreicht, beginnt der Sekundärstrom i_S wie oben erwähnt in die positive oder negative Richtung anzusteigen. Aufgrund der Symmetrie der Hysteresekennlinie ist der zeitliche Verlauf des Sekundärstroms i_S symmetrisch um einen Mittelwert.
• 4 und 5 zeigen die Magnetisierungskennlinie und den zeitlichen Verlauf des Sekundärstromes i_S für den Fall, dass der Primärstrom i_P ungleich null ist. Das von dem Primärstrom i_P erzeugte Magnetfeld überlagert sich in dem Kern 103 mit dem Magnetfeld des Sekundärstromes i_S, was sich in der 4 als eine Verschiebung der Magnetisierungskennlinie entlang der Abszisse ausdrückt (im Vergleich zu 2). Der zugehörige zeitliche Verlauf des Sekundärstromes i_S ist in 5 dargestellt. Dieser ist ähnlich wie bei dem in 3 dargestellten Fall, bei dem der Primärstrom i_P null ist, jedoch mit dem Unterschied, dass der Sekundärstrom i_S nicht mehr symmetrisch zur Abszisse (i_S=0) verläuft, sondern symmetrisch zu einer dazu parallel verschobenen Gerade mit i_S = i_P/k. Das heißt, während des Ummagnetisierungsvorgangs stehen Primärstrom i_P und Sekundärstrom i_S im selben Verhältnis k wie die Wicklungszahlen von Primärleiter 101 und Sekundärleiter 102, abgesehen von einem Hysterese-Offset in der Höhe des Magnetisierungsstroms ±iµ. Das Verhältnis k entspricht der Windungszahl N des Sekundärleiters 102, wenn die Windungszahl der Primärleiters 1 ist.
• Zur Bestimmung eines Messwerts für den Primärstrom gibt es verschiedene Ansätze. Ein erster Ansatz besteht in der Auswertung des Sekundärstroms während des Ummagnetisierungsvorgangs. Demnach wird das Sekundärstromsignal is bzw. die Spannung u_CS am Messwiderstand 105 während des Ummagnetisierungsvorgangs abgetastet (siehe 3). Durch das Abtasten des den Sekundärstrom i_S repräsentierenden Signals in der ersten Hälfte einer Periode des Sekundärstromes i_S (erster Messzyklus) erhält man einen Strommesswert i_S[n-1] = (ip/N)+i_µ, und in der zweiten Periodenhälfte (zweiter Messzyklus) einen Strommesswert is[n] = (i_P/N)-i_µ. Durch Mittelwertbildung über ersten und zweiten Messzyklus lässt sich dann der Hysteresefehler, der durch den Magnetisierungsstrom verursacht wird, eliminieren. Der Primärstrom i_P zu einem Abtastzeitpunkt n berechnet sich wie folgt: $${\text{i}}_{\text{P}}\left[\text{n}\right]=\left(\text{N}/2\right)\cdot \left({\text{i}}_{\text{S}}\left[\text{n}-1\right]+{\text{i}}_{\text{S}}\left[\text{n}\right]\right).$$

  
• Dadurch dass die Hysterese der Magnetisierungskennlinie auf das Messergebnis praktisch keinen Einfluss hat, eignet sich dieses Strommessverfahren sehr gut zur Messung sehr kleiner Ströme (und auch zur Differenzstrommessung). Der Messbereich reicht, je nach Schaltungsdesign, von wenigen Milliampere bis hin zu Kiloampere. Während des Ummagnetisierungsvorgangs des Magnetkerns 103 folgt der Sekundärstrom i_S dem Primärstrom i_P entsprechend dem Übertragungsverhältnis N:1. Der Sekundärstrom i_S wird während des Ummagnetisierungsvorgangs zumindest einmal abgetastet, um einen Messwert (i_S + i_µ bzw. i_S - i_µ) zur Ermittlung des Primärstromes i_P zu erhalten. Während des Ummagnetisierungsvorgangs kann die Abtastung aber auch wiederholt mit einer definierten Abtastrate erfolgen, die wesentlich höher ist, als eine Schwingfrequenz des Sensors f_SENSOR. Der Sekundärstrom i_S ist während des Ummagnetisierungsvorgangs und vor Eintritt magnetischer Sättigung im Kern 103 näherungsweise konstant und gleich (i_P/N) ± i_µ. Diese idealisierte Betrachtungsweise kann insbesondere dann brauchbar sein, wenn die Hysteresekennlinie des Magnetkerns 103 annähernd rechteckig ist.
• Die oben unter Bezugnahme auf die 1 bis 5 erläuterte Vorgehensweise kann mit nur geringfügigen Modifikationen der in 1 gezeigten Stromsensorschaltung auch zur Differenzstrommessung verwendet werden. Eine Differenzstrommessung wird beispielsweise in Fehlerstromschutzschaltern verwendet. Dazu wird die Primärwicklung 101 in eine erste Teilwicklung 101a und (mindestens) eine zweite Teilwicklung 101b aufgeteilt. Dem entsprechend wird der durch die erste Teilwicklung 101a fließende Primärstrom mit i_P1 und der durch die zweite Teilwicklung 101b fließende Primärstrom mit i_P2 bezeichnet. Die Teilwicklungen 101a und 101b können jeweils auch nur aus einer einzigen Windung bestehen und derart orientiert sein, dass die durch die Primärströme i_Pa und i_Pb verursachten magnetischen Felder sich zumindest teilweise kompensieren (destruktiv überlagern) und nur der Nettoprimärstrom i_P1-i_P2 (effektiver Primärstrom) ein entsprechendes Netto-Magnetfeld im Kern 103 erzeugt. Das Netto-Magnetfeld wird wiederum vom Magnetfeld des Sekundärstromes i_S überlagert. Ein entsprechend modifizierter Sensor ist in 6 dargestellt. Abgesehen davon, dass das Beispiel aus 6 zwei Primärwicklungen 101a, 101b aufweist, durch die ein effektiver Primärstrom i_P = i_P1-i_P2 fließt, ist das Beispiel aus 6 gleich wie das Beispiel aus 1. Je nach Orientierung der Primärleiter 101a und 102b kann statt einer Differenzstrommessung auch eine Summenstrommessung durchgeführt werden. Es können auch mehr als zwei Primärleiter vorgesehen sein, sodass theoretisch eine Summe von beliebig vielen Strömen gemessen wird. Der Primärstrom ist in diesem Fall i_P = i_P1 ± i_P2 ± i_P3, etc. Im Falle der Differenzstrommessung wird im Folgenden die Bezeichnung Δi_P für den effektiven Primärstrom (Differenzstrom) verwendet. Ob Ströme addiert oder subtrahiert werden hängt von der Orientierung der Teilwicklungen 101a, 101b ab.
• Bei dem in 6 gezeigten Beispiel sind die beiden Primärwicklungen 101a und 101b einer Last 601 vor- bzw. nachgeschaltet, sodass die Differenz, also der Nettoprimärstrom i_P1-i_P2, nur dann ungleich Null ist, wenn beispielsweise im Bereich der Last 601 ein Leckstrom (Fehlerstrom) abfließt, der dann genau dem Differenzstrom Δi_P = i_P1i_P2 entspricht. Der Differenzstrom Δi_P berechnet sich aus Abtastwerten des Sekundärstroms analog zu Gleichung 3 wie folgt: $$\Delta {\text{i}}_{\text{P}}\left[\text{n}\right]=\text{N}\cdot \left({\text{i}}_{\text{S}}\left[\text{n}-1\right]+{\text{i}}_{\text{S}}\left[\text{n}\right]\right)/2.$$

  
• Gemäß einem zweiten Ansatz zur Bestimmung eines Messwerts für den Primärstrom werden die Zeiten der Ummagnetisierungsvorgänge ausgewertet. Ein Ummagnetierungsvorgang beginnt mit der Umpolung der Spannungsquelle 4 und endet beim Erreichen der magnetischen Sättigung (was die nächste Umpolung der Spannungsquelle 104 auslöst). Ein Zyklus umfasst zwei Ummagnetisierungsvorgänge, z.B: von der positiven Sättigung des Kerns bis zum Erreichen der negativen Sättigung und (nach der Umpolung der Spannungsquelle 104) zurück bis zum Erreichen der positiven Sättigung. In 3 und 5 sind diese Zeiten mit Δt+ und Δt- bezeichnet, wobei Δt+ die Zeit bis zum Erreichen der magnetischen Sättigung in positiver Richtung (d.h. +M_SAT) und Δt- die Zeit bis zum Erreichen der magnetischen Sättigung in negativer Richtung (d.h. -M_SAT) bezeichnet.
• Die Zeitintervalle Δt+ und Δt- (siehe 3) sind nicht konstant, sondern hängen vom Betrag des Primärstroms ab. Des Weiteren ist die Ummagnetisierungsgeschwindigkeit dM/dt gemäß Gleichung 2 umso höher, je höher die Amplitude U_MAG der von der Spannungsquelle 104 erzeugten Spannung ±U_MAG ist. Aus Gleichung 2 folgt: $$\text{dM}/\text{dt}=-{\text{u}}_{\text{i}}/\left(\text{N}\cdot \text{A}\cdot {\mathrm{\mu }}_0\right)=-\left({\text{U}}_{\text{MAG}}-{\text{R}}_{\text{CS}}\cdot {\text{i}}_{\text{S}}\right)/\left(\text{N}\cdot \text{A}\cdot {\mathrm{\mu }}_0\right).$$

  
• Folglich ist die Schwingfrequenz des Sekundärstromes umso höher, je höher die Amplitude U_MAG der von der Spannungsquelle 104 erzeugten Spannung ±U_MAG ist. Die Schwingfrequenz f_SENSOR des Sensors durch Integration von Gleichung 5: $${\text{f}}_{\text{SENSOR}}=1/\left(\Delta {\text{t}}_{+}+\Delta {\text{t}}_{-}\right),\text{ wobei}$$

  

  $$\Delta {\text{t}}_{+}=\left({\mathrm{\mu }}_0\cdot \Delta \text{M}\cdot \text{N}\cdot \text{A}\right)/\left({\text{U}}_{\text{MAG}}+\left({\text{i}}_{\text{P}}/\text{N}-{\text{i}}_{\mathrm{\mu }}\right)\cdot {\text{R}}_{\text{CS}}\right),$$

  

  $$\Delta {\text{t}}_{-}=\left({\mathrm{\mu }}_0\cdot \Delta \text{M}\cdot \text{N}\cdot \text{A}\right)/\left({\text{U}}_{\text{MAG}}-\left({\text{i}}_{\text{P}}/\text{N}+{\text{i}}_{\mathrm{\mu }}\right)\cdot {\text{R}}_{\text{RCS}}\right).$$

  
• Dabei bezeichnet ΔM den Magnetisierungshub während einer Ummagnetisierung (z.B. ΔM = 2·M_SAT) und i_P/N±i_µ den Sekundärstrom während des jeweiligen Ummagnetisierungsvorgangs. Aus den Gleichungen 6a bis 6c ist erkennbar, dass die Schwingfrequenz f_SENSOR des Sensors einerseits von dem Primärstrom selbst, als auch von der Spannungsamplitude U_MAG der von der Spannungsquelle 104 erzeugten Spannung und von dem Magnetisierungshub ΔM abhängt. Ein dritter Ansatz zur Bestimmung eines Messwerts für den Primärstrom kann also darin bestehen, die den Duty-Cycle der Oszillatorschaltung auszuwerten. In 5 ist auch das Signal S_PMW(t) dargestellt, welches ein Binärsignal ist und die Polarität der Spannungsquelle 104 anzeigt. Das Signal S_PMW(t) kann leicht aus dem Sekundärstromsignal is(t) mittels einer Komparatorschaltung generiert werden. Das Signal S_PWM(t) wechselt von einem Low-Pegel auf einen High-Pegel, wenn im Magnetkern 103 eine negative Sättigung detektiert wird (i_S≤-i_SMAX), und von einem High-Pegel auf einen Low-Pegel, wenn im Magnetkern 103 eine positive Sättigung detektiert wird (i_S≥+i_SMAX). Die Schaltbedingungen i_S≤-i_SMAX und i_S≥+i_SMAX können z.B. mittels Komparatoren einfach detektiert werden. Das Signal S_PWM(t) ist dann das Ausgangssignal der Komparatorschaltung, die zur Detektion der magnetischen Sättigung verwendet wird (vgl. 9, Sättigungsdetektion 108). Das Signal S_PWM(t) ist ein pulsweitenmoduliertes (PWM) Signal, welches eine variable Frequenz aufweist und dessen Duty-Cycle D=Δt₊/(Δt₊+Δt-) vom effektiven Primärstrom abhängt.
• In vielen Anwendungen ist es wünschenswert, die gemessene Information über den Primärstrom als PWM-Signal auszugeben. Da der Duty-Cycle eines PWM-Signals üblicherweise in Prozent angegeben wird, kann in diesem Fall die Sensorempfindlichkeit in Prozent pro Ampere angegeben werden. Untersuchungen haben jedoch gezeigt, dass die Empfindlichkeit des Sensors nicht konstant ist, sondern mit der Schwingfrequenz f_SENSOR variiert, wobei letztere vom Primärstrom abhängt. Diese Zusammenhänge sind in 7 und 8 dargestellt.
• 7 zeigt anhand eines Beispiels den Zusammenhang zwischen der Sensorfrequenz f_SENSOR und dem Primärstrom. 8 zeigt die Veränderung der Sensorempfindlichkeit (in Prozent pro Ampere) abhängig von der Sensorfrequenz f_SENSOR. 8 zeigt, dass die Empfindlichkeit mi zunehmender Sensorfrequenz abnimmt. Lediglich innerhalb eines relativ kleinen Messbereichs ist es praktikabel, die Empfindlichkeit als konstant anzunehmen, weil sich bei einer kleinen Primärstromänderung die Sensorfrequenz nur geringfügig ändert (siehe 7, im Bereich zw. -0.5A und 0.5A ist die Frequenz annähernd konstant) und folglich auch die Empfindlichkeit als konstant angenommen werden kann. Bei größeren Messbereichen sind diese Annahmen nicht mehr zutreffend.
• Im Hinblick auf die in 7 und 8 gezeigten Zusammenhänge kann man zusammenfassen, dass zwischen Duty-Cycle und Strom ein nichtlinearer Zusammenhang besteht. Die im Folgenden diskutierten Ausführungsbeispiele zielen darauf ab, diese Nichtlinearität zu reduzieren, indem mittels einer Regelschleife die Sensorfrequenz auf einem konstanten Wert gehalten wird.
• Das Beispiel 9 illustriert eine exemplarische Implementierung des Differenzstromsensors aus 6. Die in der Steuereinheit 107 enthaltene Signalverarbeitung erlaubt eine Strommessung sowohl basierend auf dem Sekundärstrom als auch basierend auf dem Duty-Cycle des PWM-Signals. Die Primärleiter 101a, 101b, der Magnetkern 103 und die Sekundärwicklung 102 sind gleich wie in dem Beispiel aus 6. Die steuerbare Spannungsquelle 104 ist beispielsweise als H-Brücke mit vier Halbleiterschaltern S₁, S₂, S₃, und S₄ implementiert. Im Betrieb der Schaltung sind entweder die Schalter S₁ und S₄ an, während die Schalter S₂ und S₃ aus sind, oder umgekehrt (die Schalter S₂ und S₃ sind an, während die Schalter S₁ und S₄ aus sind). Durch ein Umschalten der H-Brücke (z.B. S₁ und S₄ ausschalten, S₂ und S₃ einschalten) wird die an der Sekundärwicklung 102 anliegende Spannung umgepolt. Der durch die Sekundärwicklung 102 fließende Sekundärstrom is fließt auch durch den Messwiderstand Rcs, und der Spannungsabfall u_CS über dem Widerstand R_CS (Strommesssignal) repräsentiert den Sekundärstrom is (u_CS=R_CS·i_S).
• Das Strommesssignal u_CS ist der Strommessschaltung 106 zugeführt. In dem dargestellten Beispiel ist diese dazu ausgebildet, das Strommesssignal u_CS analog vorzuverarbeiten und das vorverarbeitete Signal u_CS' zu digitalisieren. Das resultierende Digitalsignal ist in dem Beispiel aus 8 mit ucs[n] bezeichnet. Die analoge Vorverarbeitung kann z. B. eines der Folgenden umfassen: eine Verstärkung, eine Pegelanpassung, eine Filterung oder dergleichen. Das Digitalsignal u_CS[n] ist in dem dargestellten Beispiel einem Mikrocontroller 115 zugeführt, der dazu ausgebildet ist, einen Messwert für den Differenzstrom Δi_P zu berechnen (z.B. gemäß Gleichung 4 oder gemäß Gleichung 3 sofern kein Differenzstrom gemessen wird). Statt eines Mikrocontrollers kann auch eine andere digitale Recheneinheit (programmierbar oder festverdrahtet) verwendet werden. Der Analog/Digital-Wandler der Strommessschaltung 106 kann auch Teil des Mikrocontrollers 115 sein.
• Beispielsweise bei sehr kleinem (Differenz-) Strom können Quantisierungsfehler, die bei der Digitalisierung des ggf. vorverarbeiteten Strommesssignals u_CS entstehen, einen signifikanten Einfluss auf das Messergebnis haben. Eine etwas genauere Messung ermöglicht die oben erwähnte Auswertung der Zeiten Δt+ und Δt- (vgl. auch 5), wobei bei insbesondere der Duty-Cycle D als Messwert für den (Differenz-) Strom herangezogen wird. Der Duty-Cycle D entspricht dem Verhältnis Δt₊/(Δt₊ + Δt_-) und wird üblicherweise in Prozent angegeben. In dem Beispiel aus 3, bei dem der Primärstrom bzw. die Primärstromdifferenz null ist, ist der Duty-Cylce 0,5 oder 50 Prozent. In dem Beispiel aus 5, bei dem der Primärstrom bzw. die Primärstromdifferent positiv ist, ist der Duty-Cylce kleiner als 50 Prozent. Je nach Definition der Stromrichtung kann der Duty Cycle bei positivem Strom auch größer als 50 Prozent sein. In manchen Fällen wird auch das Verhältnis R=Δt₊/Δt_- ausgewertet, was praktisch gleichwertig ist zur Auswertung des Duty-Cycle, da D=R/(1+R). In beiden Fällen muss eine Division zur Berechnung von R oder D durchgeführt werden, wenn die Auswertung - wie in dem dargestellten Beispiel - digital erfolgt (was aber nicht notwendigerweise der Fall ist). In wieder anderen Ausführungsbeispielen kann die Zeitdifferenz ΔT = Δt_- - Δt₊ als Maß für den effektiven Primärstrom herangezogen werden.
• Die Steuerschaltung 107 umfasst die bereits erwähnte Schaltung 108 zur Sättigungsdetektion. Diese kann z.B. einen oder mehrere Komparatoren enthalten, um den Anstieg des Sekundärstroms als Folge der magnetischen Sättigung des Kerns 103 zu detektieren (vgl. 3 und 5). Die Schaltung 108 ist dazu ausgebildet ein PWM-Signal S_PWM(t) zu erzeugen, wobei z.B. eine steigende Flanke die Detektion der magnetischen Sättigung positiver Polarität (+M_SAT) und eine fallende Flanke die Detektion der magnetischen Sättigung negativer Polarität (-M_SAT) repräsentiert (vgl. Hysteresekurve in 4). Das PWM-Signal S_PWM(t) ist der Schaltersteuerung 109 zugeführt, und diese ist dazu ausgebildet, bei jeder Flanke die Spannung U_MAG, die an der Sekundärwicklung 102 anliegt, wie oben beschrieben umzupolen. Zu diesem Zweck kann die Schaltersteuerung 109 beispielsweise mehrere Flip-Flops aufweisen. Wie erwähnt ist die Frequenz f_SENSOR (Δt_- + Δt₊)^-1 des PWM-Signals S_PWM(t) nicht notwendigerweise konstant, sondem verändert sich mit dem effektiven Primärstrom (vgl. 7). In dem dargestellten Beispiel erfolgt die Messung der Zeiten Δt_- und Δt₊ mittels der Schaltung 110. Diese kann z.B. einen oder mehrere Zähler aufweisen, um die Zeiten Δt_- und Δt₊ zu ermitteln. Die Zeitmessung mittels Zähler ist an sich bekannt und wird daher hier nicht näher diskutiert. Die Zählerstände, die die gesuchten Zeiten repräsentieren, sind dem Mikrocontroller 115 zugeführt, der basierend darauf (unter anderem) einen Messwert für den effektiven Primärstrom berechnen kann. Die Schaltung 110 kann auch Teil des Mikrocontrollers sein.
• Der Mikrocontroller 115 wäre in dem dargestellten Beispiel grundsätzlich in der Lage, die Frequenz f_SENSOR aus den gemessenen Zeiten Δt_- und Δt₊ zu berechnen, jedoch wird in dem abgebildeten Beispiel ein Frequenz-Spannungs-Wandler 111 (f/U-Wandler) verwendet. Dieser ist dazu ausgebildet, ein Spannungssignal U_F zu erzeugen, welches proportional zu der Sensorfrequenz f_SENSOR ist. Dieses Spannungssignal U_F kann dazu verwendet werden, die Spannung U_MAG derart zu regeln, dass die Sensorfrequenz annähernd konstant bleibt und einer Referenzfrequenz f_REF entspricht (f_SENSOR = f_REF) . In dem in 9 dargestellten Beispiel repräsentiert die Referenzspannung U_REF die Referenzfrequenz f_REF (U_REF ~ f_REF). Die Spannungsdifferenz U_F-U_REF wird dem Regler 20 zugeführt, der die Spannung U_MAG an einem Reglerausgang bereitstellt (U_F-U_REF ~ f_SENSOR-f_REF). Der Regler 20 kann beispielsweise ein Proportional-Regler (P-Regler), ein Proportional-Integral-Regler (PI-Regler) oder dergleichen sein. IN einem alternativen Beispiel kann der Regler 20 dazu ausgebildet sein, die Spannung U_MAG auch in diskreten Schritten ΔU solange zu erhöhen oder zu verringern (je nachdem ob die Differenz U_F-U_REF positiv oder negativ ist) bis der Betrag der Differenz |U_F-U_REF| kleiner als ein Schwellenwert Uε ist.
• 10 illustriert die Regelschleife zur Regelung der Sensorfrequenz anhand eines Blockschaltbildes. Die Regelstrecke (controlled system) ist der Flux-Gate-Sensor 10 (wie z.B. in 9 dargestellt). Die Regelstrecke empfängt als Input die Spannung U_MAG und liefert als Output die Sensorfrequenz. Die Sensorfrequenz ist die zu regelnde Größe (controlled process variable). Der Regler 20 empfängt als Input den Regelfeher Δf=f_REF-f_SENSOR (control error) und erzeugt als Stellgröße die Spannung U_MAG für die Regestrecke. Der Regelfehler ist die Abweichung der tatsächlichen Sensorfrequenz f_SENSOR vom Sollwert f_REF (set-point). Abhängig von der Übertragungsfunktion des Reglers 20 kann der Regelfehler sehr klein (idealerweise null) werden.
• Die in 10 dargestellte Regelschleife illustriert lediglich das abstrakte Modell der Regelung. Die Regelschleife aus 11 ist näher an der praktischen Umsetzung. In dem dargestellten Beispiel wird die Frequenz f_SENSOR des PWM-Signals S_PWM(t) in eine Spannung U_F umgesetzt (Spannungs-Frequenz-Wandler 111, siehe auch 9). Die Spannung U_F (welche die Frequenz f_SENSOR repräsentiert) wird von einer Referenzspannung U_REF (die den Sollwert f_REF repräsentiert) subtrahiert. Die Differenz ΔU repräsentiert dann den Regelfehler Δf, der dem Regler 20 als Eingangssignal zugeführt ist. Die Regelschleife aus 11 entspricht im Wesentlichen dem Ausführungsbeispiel aus 9.
• 12 illustriert eine weitere Implementierung der Regelschleife zur Regelung der Sensorfrequenz f_SENSOR. In dem dargestellten Beispiel wird die Periodendauer des PWM-Signals S_PWM(t) gemessen, indem die Zeiten Δt₊ und Δt_- ermittelt werden (z.B. mittels der (Zähler-) Schaltung 110). Die gemessenen Zeiten Δt₊ und Δt-können digital, z.B. von dem Mikrocontroller 115 (vgl. 9) addiert werden. Die Summe Δt₊ + Δt_- ist gleich der Periodendauer T_SENSOR = f_SENSOR ^-1. Der Mikrocontroller 115 berechnet in dem dargestellten Beispiel einen Regelfehler ΔT=f_REF ^-1-T_SENSOR, der dem Regler 20 als Eingangssignal zugeführt wird. In einem Ausführungsbeispiel ist auch die Schaltung 110 Teil des Mikrocontrollers 115. So kann der gesamte Regelkreis in dem Mikrocontroller 115 implementiert sein.
• ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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• Zitierte Patentliteratur
• US 2016/0033555 A1 [0006]

Claims (12)

1. Eine Stromsensorschaltung, die folgendes aufweist: einen Magnetkern (103), eine Sekundärwicklung (102), die auf dem Magnetkern angeordnet (103) ist, eine steuerbare Spannungsquelle (104), die dazu ausgebildet ist, an die Sekundärwicklung (102) eine Spannung (U_MAG) mit einem einstellbaren Betrag und einer einstellbaren Polarität anzulegen; eine Steuerschaltung (107) die dazu ausgebildet ist, die Spannungsquelle (104) anzusteuern, um die Polarität der Spannung (U_MAG) umzukehren, wenn eine magnetische Sättigung des Magnetkerns (103) detektiert wird, und ein moduliertes Ausgangssignal (S_PWM) mit einer Sensorfrequenz (f_SENSOR) zu erzeugen, einen Regler (20), der dazu ausgebildet ist, den Betrag der Spannung (U_MAG) basierend auf der Sensorfrequenz (f_SENSOR) anzupassen.
2. Die Stromsensorschaltung gemäß Anspruch 1, wobei der Magnetkern (103) dazu ausgebildet ist, im Betrieb mit einem Primärleiter (101) magnetisch gekoppelt zu werden, und wobei ein Duty-Cycle des Ausgangssignals (S_PWM) als Maß für einen Primärstrom (i_P) dient, der durch den Primärleiter (101) fließt.
3. Die Stromsensorschaltung gemäß Anspruch 1, wobei der Magnetkern (103) dazu ausgebildet ist, im Betrieb mit zwei oder mehreren Primärleitern (101a, 101b) magnetisch gekoppelt zu werden, und wobei ein Duty-Cycle des Ausgangssignals (S_PWM) als Maß für einen effektiven Primärstrom, insbesondere für einen Differenzstrom (i_P2-i_P1) dient.
4. Die Stromsensorschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Regler (20) dazu ausgebildet ist, den Betrag der Spannung (U_MAG) derart zu regeln, dass eine vorhandene Abweichung der Sensorfrequenz (f_SENSOR) von einem Sollwert reduziert wird.
5. Die Stromsensorschaltung gemäß 4, wobei der Regler (20) dazu ausgebildet ist, den Betrag der Spannung (U_MAG) solange anzupassen, bis die Sensorfrequenz (f_SENSOR) im Wesentlichen dem Sollwert entspricht.
6. Die Stromsensorschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, die weiter aufweist: einen Frequenz-Spannungs-Wandler (111), der dazu ausgebildet ist, ein Signal (U_F) zu erzeugen, welches die Sensorfrequenz (f_SENSOR) repräsentiert, wobei der Regler (20) dazu ausgebildet ist, den Betrag der Spannung (U_MAG) basierend auf dem Signal (U_F), welches die Sensorfrequenz (f_SENSOR) repräsentiert, zu anzupassen.
7. Die Stromsensorschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Steuerschaltung (107) dazu ausgebildet ist, eine magnetische Sättigung des Magnetkerns (103) zu detektieren, indem detektiert wird, dass ein durch die Sekundärwicklung (102) fließender Strom betragsmäßig einen Schwellenwert erreicht oder überschreitet.
8. Die Stromsensorschaltung gemäß Anspruch 7, wobei das Ausgangssignal (S_PWM) auf einem Strommesssignal (u_CS) basiert, das den durch die Sekundärwicklung (102) fließenden Strom repräsentiert, der seinen Pegel ändert, wenn eine magnetische Sättigung des Magnetkerns (103) detektiert wird, und wobei das Strommesssignal (u_CS) ebenfalls die Sensorfrequenz (f_SENSOR) aufweist.
9. Ein Verfahren, das folgendes aufweist: Anlegen einer Spannung (U_MAG) an eine um einen Magnetkern (103) gewickelte Sekundärwicklung (102), Detektieren einer magnetischen Sättigung des Magnetkerns (103) und Umkehren der Polarität der Spannung (U_MAG), sobald eine Sättigung des Magnetkerns (103) detektiert wird; Erzeugen eines modulierten Ausgangssignals (S_PWM) mit einer Sensorfrequenz (f_SENSOR); Regeln der Sensorfrequenz (f_SENSOR), indem der Betrags der Spannung (U_MAG) basierend auf der Sensorfrequenz (f_SENSOR) angepasst wird.
10. Das Verfahren gemäß Anspruch 9, wobei der Magnetkern (103) mit mindestens einem Primärleiter (101; 101a, 101b) magnetisch gekoppelt ist, und wobei ein Duty-Cycle des Ausgangssignals (S_PWM) als Maß für einen effektiven Primärstrom (i_P, i_P1-l_P2) verwendet wird.
11. Das Verfahren gemäß Anspruch 9 oder 10, das weiter aufweist: Erzeugen eines Signals (U_F), das die Sensorfrequenz (f_SENSOR) repräsentiert, und Verwenden dieses Signals (U_F) für das Regeln der Sensorfrequnz (f_SENSOR).
12. Das Verfahren gemäß Anspruch 9 oder 10, das weiter aufweist: regelmäßiges Ermitteln einer Periodendauer (T_SENSOR) des Ausgangssignals (S_PWM) und Verwenden der ermittelten Periodendauer (T_SENSOR) für das Regeln der Sensorfrequnz (f_SENSOR).

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