DE102016122266A1

DE102016122266A1 - Analoger Ultraschall-Strahlformer

Info

Publication number: DE102016122266A1
Application number: DE102016122266.6A
Authority: DE
Inventors: Eric G. Nestler
Original assignee: Analog Devices Inc
Current assignee: Analog Devices Inc
Priority date: 2015-11-19
Filing date: 2016-11-18
Publication date: 2017-05-24
Anticipated expiration: 2036-11-19
Also published as: US20170146643A1; CN106814355A; CN106814355B; JP2019072614A; JP6858802B2; DE102016122266B4; JP2017094086A; US10656254B2

Abstract

Ein abgetasteter analoger Strahlformer zur Ultraschallstrahlformung weist eine Anordnung von Wandlern zum Senden von analogen Signalen und Empfangen von reflektierten analogen Signalen und ein abgetastetes analoges Filter zum Filtern der empfangenen reflektierten analogen Signale und Senden von gefilterten analogen Ultraschallsignalen auf. Das abgetastete analoge Filter weist eine Verzögerungsleitung zum Hinzufügen einer Bruchverzögerung zu jedem der empfangenen reflektierten analogen Signale auf.

Description

GEBIET DER OFFENBARUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der Ultraschalltechnologie und insbesondere auf Ultraschall-Strahlformer.
HINTERGRUND
Ultraschall verwendet Echoortung zum Detektieren und Abbilden. Ultraschallmaschinen verwenden Anordnungen von Mikrophonen und Lautsprechern, um eine Erregung und Aufzeichnung von Echos vom untersuchten Element durchzuführen. Ein Signal mit Ultraschallenergie wird durch einen Ultraschallwandler in kurzen Bündeln übertragen. Nach jedem Bündel für eine kurze Zeitdauer, die mit der Menge an Zeit korreliert, damit die Ultraschallenergie ein Ziel erreicht und zum Wandler zurückreflektiert, empfängt die Ultraschallmaschine reflektierte Signale. Signale, die während der kurzen Zeitdauer empfangen werden, werden einer zusätzlichen Signalverarbeitung unterzogen, um die Quellenorte von Zielen zu bestimmen, von denen die Signale reflektierten.
Herkömmliche Ultraschallsysteme weisen sehr hohe Leistungsanforderungen auf. Ein Grund für die hohen Leistungsanforderungen besteht darin, dass diese Systeme typischerweise 128 oder mehr 12- oder 14-Bit-Analog-Digital-Wandler (ADCs) aufweisen, die mit 40 Msps (Millionen Abtastwerte pro Sekunde, mega samples per second) oder mehr laufen. Außerdem befindet sich in herkömmlichen Systemen der Strahlformer in der digitalen Domäne und verbraucht eine große Menge an Leistung, da er mit der ADC-Abtastrate für alle 128 Kanäle gleichzeitig läuft.
ZUSAMMENFASSUNG DER OFFENBARUNG
Systeme und Verfahren werden hier zur Verwendung der abgetasteten analogen Technologie in einem Ultraschallsystem offenbart, um die Leistungsnutzung des Systems zu verringern und die Anzahl von Komponenten im System zu minimieren. Insbesondere wird die Leistungsnutzung auf zwischen etwa 2 und etwa 4 Watt verringert. Eine Weise, in der die Systemkomponenten verringert werden, liegt im Verringern der Anzahl von ADCs. Die Systemkomponenten werden derart verringert, dass die Komponenten in die Ultraschallsonde passen.
Gemäß einer Implementierung weist ein abgetasteter analoger Strahlformer für Ultraschallstrahlformung eine Anordnung von Wandlern zum Senden von analogen Signalen und Empfangen von reflektierten analogen Signalen und ein abgetastetes analoges Filter zum Filtern der empfangenen reflektierten analogen Signale und Ausgaben von abgetasteten analogen Ultraschallsignalen auf. Das abgetastete analoge Filter weist eine Verzögerungsleitung zum Hinzufügen einer Verzögerung zu jedem der empfangenen reflektierten analogen Signale auf. Die Verzögerungsleitung fügt eine Bruchverzögerung und eine ganzzahlige (integer) Verzögerung zu jedem der empfangenen reflektierten analogen Signale hinzu.
In einigen Implementierungen sind die empfangenen reflektierten analogen Signale Druckwellen und die Anordnung von Wandlern setzt die empfangenen reflektierten analogen Signale in Spannungen um. In anderen Implementierungen sind die empfangenen reflektierten analogen Signale Druckwellen und die Anordnung von Wandlern setzt die empfangenen reflektierten analogen Signale in Ströme um.
Gemäß einigen Implementierungen weist der abgetastete analoge Strahlformer ein Farrow-Filter im abgetasteten analogen Filter zum Filtern der empfangenen reflektierten analogen Signale auf. In anderen Implementierungen weist der abgetastete analoge Strahlformer ein Filter mit endlicher Impulsantwort im abgetasteten analogen Filter zum Filtern der empfangenen reflektierten analogen Signale auf.
In einigen Implementierungen weist der abgetastete analoge Strahlformer eine Bruchverzögerungsfilterbank im abgetasteten analogen Filter zum Filtern der empfangenen reflektierten analogen Signale auf. In einigen Beispielen verwendet die Bruchverzögerungsfilterbank eine verzerrte Abtastung, um einen Unterabtastwert zum Senden mit den gefilterten analogen Ultraschallsignalen auszuwählen. In einigen Beispielen weist der abgetastete analoge Strahlformer einen digitalen Verzerrungsgenerator in der Bruchverzögerungsfilterbank zum Erzeugen einer Zeitverzerrung der Verzögerung zwischen Kanälen auf.
In einigen Implementierungen weist der abgetastete analoge Strahlformer ein Summierungsmodul zum Summieren der reflektierten abgetasteten analogen Ultraschallsignale und Erzeugen einer Strahlformerausgabe auf. In einigen Implementierungen weist der abgetastete analoge Strahlformer eine Apodisierungsschaltung zum Fenstern (windowing) einer Wellenform der gesendeten abgetasteten analogen Ultraschallsingale auf, um Seitenkeulen zu verringern.
Gemäß einer Implementierung weist ein abgetasteter analoger Strahlformer zur Ultraschallstrahlformung ein abgetastetes analoges Filter zum Filtern eines analogen Signale auf, um ein abgetastetes analoges Signal zu bilden, und zur Strahlformung des abgetasteten analogen Signals und einen Summierungsknoten zum Addieren des abgetasteten analogen Signals zu parallelen abgetasteten analogen Signalen von parallelen abgetasteten analogen Strahlformern.
In einigen Implementierungen weist ein abgetasteter analoger Strahlformer ein Farrow-Filter im abgetasteten analogen Filter zum Einführen einer Bruchverzögerung in das analoge Signal auf. In einigen Implementierungen weist ein abgetasteter analoger Strahlformer ein Filter mit endlicher Impulsantwort im abgetasteten analogen Filter zum Filtern der empfangenen reflektierten analogen Signale auf.
Gemäß einigen Implementierungen weist ein abgetasteter analoger Strahlformer eine Bruchverzögerungsfilterbank im abgetasteten analogen Filter zum Filtern des analogen Signals auf, um das abgetastete analoge Signal zu bilden. In einigen Beispielen verwendet die Bruchverzögerungsfilterbank eine verzerrte Abtastung, um einen Unterabtastwert zum Senden mit den gefilterten analogen Ultraschallsignalen auszuwählen. In anderen Beispielen weist die Bruchverzögerungsfilterbank einen digitalen Verzerrungsgenerator zum Erzeugen einer Zeitverzerrung der Verzögerung zwischen Kanälen auf.
In einigen Implementierungen weist der abgetastete analoge Strahlformer eine Apodisierungsschaltung zum Fenstern einer Wellenform des abgetasteten analogen Signals auf, um Seitenkeulen zu verringern.
Gemäß einer Implementierung weist ein Verfahren zur abgetasteten analogen Strahlformung das Senden von analogen Signalen von einer Anordnung von Wandlern, das Empfangen von reflektierten analogen Signalen an der Anordnung von Wandlern, das Filtern der empfangenen reflektierten analogen Signale mit einem abgetasteten analogen Filter und das Ausgeben eines abgetasteten analogen Signals vom abgetasteten analogen Filter auf. Das Filtern weist das Hinzufügen einer Bruchverzögerung zu jedem der empfangenen analogen Signale auf.
In einigen Implementierungen weist das Verfahren das Addieren des abgetasteten analogen Signals zu parallelen abgetasteten analogen Signalen von parallelen abgetasteten analogen Strahlformern an einem Summierungsknoten auf. In einigen Implementierungen weist das Verfahren das Fenstern einer Wellenform des abgetasteten analogen Signals an einer Apodisierungsschaltung auf, um Seitenkeulen zu verringern.
Gemäß verschiedenen Implementierungen kann der analoge Strahlformer in beliebigen Ultraschall-, Radar- und akustischen Anwendungen für leistungsarmes Strahlformen verwendet werden. SAT kann den Baustein für fortschrittliche Ultraschallstrahlformungsanwendungen darstellen, einschließlich Techniken mit synthetischer Apertur, Abbildung von ebenen Wellen, divergente Strahlformung, Anwendungen mit retrospektivem dynamischem Sendefokus und Unteraperturanordnungsstrahlformung. SAT kann in allen Strahlformungsanwendungen verwendet werden, einschließlich Ultraschallsonden mit einzelner Reihe (1D) und Sonden mit mehreren Reihen (1,5D-, 1,75D- und 2D-Anordnungen) sowie Kathetersonden. SAT kann sowohl in Sonden- als auch Konsolenstrahlformungsanwendungen (Systemstrahlformungsanwendungen) verwendet werden, einschließlich Anwendungen, die sehr niedrige Leistung erfordern, sowie Anwendungen mit hoher Dichte. SAT-Strahlformung kann auch in Formfaktoren einer tragbaren Ultraschallvorrichtung verwendet werden, die Strahlformung beinhalten.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Um ein vollständigeres Verständnis der vorliegenden Offenbarung und von deren Merkmalen und Vorteilen zu schaffen, wird auf die folgende Beschreibung in Verbindung mit den begleitenden Figuren Bezug genommen, in denen gleiche Bezugszeichen gleiche Teile darstellen, in denen:
1 ein Diagramm ist, das eine Strahllenkung und Strahlfokussierung gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung zeigt;
2 ein analoges Ultraschall-Strahlformersystem (UABF-System, ultrasound analog beamformer system) gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung darstellt;
3 ein Blockdiagramm ist, das Teile eines Wandlerabschnitts eines analogen Ultraschall-Strahlformers gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung zeigt;
4A ein Farrow-Filter-Konstruktionskanaldetail gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung zeigt;
4B ein UABF-System mit mehreren UABF-Blöcken, die parallel geschaltet sind, gemäß einer Ausführungsform der Offenbarung zeigt;
5 ein Diagramm einer verzerrten Abtastung gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung zeigt;
6 eine digitale verzerrte Abtastung gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung zeigt;
7 ein System mit verzerrter Abtastung mit mehreren Abtastkondensatoren gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Offenbarung zeigt;
8 einen LIDAR-Taktverzerrungsgenerator gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung zeigt;
9 eine Farrow-Architektur zeigt;
10 zwei alternative Systemkonstruktionen mit einer Verzögerungsleitung und einem Farrow-Filter gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung;
11A–11C Farrow-Filterkonstruktionen gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung zeigen;
12 ein Zeitablaufdiagramm für das UABF-System von 4A gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung zeigt;
13 eine Apodisierungsschaltung gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung zeigt; und
14 ein Zeitablaufdiagramm für die Apodisierungsschaltung von 13 gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung zeigt.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Systeme und Verfahren werden hier zur Verwendung der abgetasteten analogen Technologie in einem Ultraschall-Strahlformer offenbart. Die Verwendung der abgetasteten analogen Technologie verringert die Leistungsnutzung des Strahlformers und verringert die Anzahl von Komponenten im System, so dass das Ultraschall-Strahlformungssystem in die Ultraschallsonde passt.
Ultraschallabbildungsprodukte verwenden Verzögerungs- und Summenstrahlformung, um Sende- und Empfangsdruckwellen zu fokussieren. Die frühe Strahlformungstechnologie von den 1960-er und 1970-er Jahren führte eine Strahlformung in der analogen Domäne durch, aber die Bildqualität war schlecht. Derzeitige Ultraschallabbildungsprodukte implementieren eine Verzögerungs- und Summenstrahlformung in der digitalen Domäne aus Leistungsfähigkeitsgründen. Die abgetastete analoge Technologie (SAT) kann jedoch Verzögerungs- und Summen-Strahlformungsfunktionen in der analogen Domäne durchführen, wodurch die Verwendung von Ressourcen wie z. B. Speicher und Leistung verringert wird. Hier werden Systeme und Verfahren für einen analogen SAT-Ultraschall-Strahlformer (UABF) offenbart, der mehr als einhundert Mal weniger Leistung als herkömmliche digitale Strahlformer verwendet, während die Bildqualität aufrechterhalten wird. Die Systeme und Verfahren für einen UABF, die hier erörtert werden, ermöglichen eine Sonde mit der vollständigen Empfangssignalpfad-Elektronik in der Wandlersonde selbst und schaffen Bilddaten mit hoher Qualität.
Verzögerungs- und Summenstrahlformung
Die Verzögerungs- und Summen-Strahlformung (BF, beamforming) ist eine grundlegende Funktion für Ultraschallabbildung. Es handelt sich um ein abgetastetes Datensystem, in dem das Rücklaufsignal in kontinuierlicher Zeit (CT) nach dem Sendesignal abgetastet wird. Die Abtastrate steht mit dem Leistungsverbrauch, der Systemleistungsfähigkeit und der Bildqualität in Beziehung, so dass das Verringern der Abtastrate den Leistungsverbrauch verringert und die Systemleistungsfähigkeit erhöht. Das Verringern der Abtastrate kann jedoch die Bildqualität verringern. Mit einem Breitbandwandler, der für Oberwellenabbildung verwendet wird, ist die niedrigste Abtastrate, die eine genaue Interpolation ermöglicht, viermal die Wandlermittenfrequenz (f_c). In einem Beispiel verwendet ein Wandler mit 10 MHz eine Abtastrate von 40 MHz. In anderen Beispielen verwendet ein Wandler mit 10 MHz Abtastraten, die größer sind als 40 MHz. Bei Abtastraten von 150 MHz und größer weist die BF-Ausgabe eine ausreichende Genauigkeit ohne Interpolation auf.
Die Verzögerungs- und Summenausgangsberechnung wird für jeden Kanal des Wandlers verwendet. In verschiedenen Beispielen ist der Wandler ein linearer Wandler und weist 32 Kanäle, 64 Kanäle, 128 Kanäle, 256 Kanäle oder mehr als 256 Kanäle auf. In anderen Beispielen ist der Wandler ein 2D-Wandler und weist 9000 Elemente oder mehr auf. Die Verzögerungsberechnung weist einen ganzzahligen Teil (eine ganze Zahl von Abtastwerten mit der Abtastrate) und einen Bruchteil auf. In einigen Beispielen kann bei Abtastraten von 150 MHz bis 200 MHz der Bruchteil der Verzögerungsberechnung sehr klein sein und kann null sein, aber der ganzzahlige Teil der Verzögerungsberechnung wird sehr groß (800 bis 1000 Abtastwerte). Der Bruchverzögerungsteil der Verzögerungsberechnung wird nachstehend genauer beschrieben.
Für existierende medizinische Abbildungsvorrichtungen mit hoher Qualität wird die Interpolation in der digitalen Domäne durchgeführt. Die Ausgabe jedes Wandlers wird unter Verwendung von 128 ADCs, die mit der Abtastrate laufen, in digital umgesetzt. Nominal wird dies auf viermal die Wandlermittenfrequenz verringert, um die vorliegende ADC-Technologie mit ausreichend SNR zu verwenden. Ein digitaler Verzögerungs- und Summen-BF läuft mit 40 MHz an allen Wandlerelementen gleichzeitig. In dem Beispielfall eines Wandlers mit 128 Elementen laufen 128 Interpolatoren gleichzeitig in Echtzeit. Die Interpolation wird für Bilder mit hoher Qualität verwendet, so dass die Bruchverzögerung (FD, fractional delay) über die ganze Bandbreite des Wandlers genau sein kann. Die Bruchverzögerung ist typischerweise 0,25 bis 0,75 von Nyquist. In einigen Beispielen wird die Interpolation in der digitalen Domäne in einem FPGA oder einer kundenspezifischen ASIC durchgeführt. In aktuellen Systemen verwendet die Konstruktion eine große Menge an Leistung und das System mit der Nutzung von hoher Leistung ist zu groß, um es im Sondengriff mit 128 ADCs anzuordnen. Interpolationssysteme und Interpolationsverfahren werden nachstehend genauer beschrieben.
Eine analoge BF-Lösung, wie hier erörtert, kann mehrere Hauptverbesserungen schaffen. Erstens wird die Leistungsnutzung mit einem BF der abgetasteten analogen Technologie (SAT, sampled analog technology) verringert. Zweitens wird gemäß einigen Implementierungen nur ein ADC verwendet. Es gibt viele Implementierungen des SAT-UABF, wie hier erörtert, einschließlich Variationen beispielsweise in der Wandlerkonstruktion, des Verhältnisses von f_s zu f_c und der Bildqualität. Eine ausführliche Konstruktion, die hier erörtert wird, dient für einen Wandler mit 128 Elementen mit einem Verhältnis von f_s zu f_c von f_s = 4·f_c. Der BF mit 128 Elementen ist vollständig passiv mit 128 analogen Eingangswellenformen und einer einzelnen abgetasteten analogen Ausgabe. Eine Konstruktion implementiert eine Farrow-Filterstruktur für die Bruchverzögerungskomponente der Verzögerungswerte und einen analogen Verzögerungsring für die ganzzahligen Komponente der Verzögerungswerte. Die Farrow-Filterstruktur wird unter Verwendung von SAT konstruiert. In anderen Implementierungen kann die Konstruktion irgendeine ausgewählte Anzahl von Wandlerelementen und andere Typen von Filterstrukturen aufweisen. In einigen Implementierungen weist die Konstruktion mehrere FIR-Filter auf und weist insbesondere ein FIR-Filter für jeden Bruchverzögerungswert auf.
1 zeigt ein vereinfachtes Diagramm des Signalpfades für eine reflektierte Wellenfront in einem Zeitdomänen-Verzögerungs- und Summenlenk- und Fokussiersystem. 1 zeigt auch das Verzögerungsprofil, das verwendet wird, um das empfangene Signal auf einen speziellen Punkt zu fokussieren und zu lenken. In einem Beispiel sind die Anordnungselemente 104 in 1 Wandler. Die Wandler senden eine Druckwelle und empfangen reflektierte Druckwellen von einer Punktquelle 102. Die Wandler empfangen jeweils ein Drucksignal und setzen es in ein elektronisches Signal um. In einer Implementierung empfangen die Wandler jeweils ein Drucksignal und setzen es in eine Spannung um. In einer anderen Implementierung empfangen die Wandler jeweils ein Drucksignal und setzen es in einen Strom um. Die Ausgabe der Wandler wird abgetastet und die Abtastwerte werden durch die Farrow-Filter und die Verzögerungsleitungen 106 gefiltert. Die Ausgaben der Farrow-Filter und Verzögerungsleitungen 106 werden an einem Summierer 108 summiert, um die Ausgabe 110 zu ergeben.
Gemäß verschiedenen Implementierungen kann der UABF mindestens zwei Typen von Strahlformung durchführen: Unterapertur-Strahlformung und Strahlformung mit parallelem Empfang. Bei der Unterapertur-Strahlformung bilden mehrere BF-Blöcke Strahlen für eine Untergruppe von Elementen. In einem Beispiel sind für einen Wandler mit 128 Elementen 4 UABF-Blöcke vorhanden, die jeweils Strahlen für eine Untergruppe von Elementen mit 32 Elementen bilden. Die UABF-Blöcke können die Strahlen benachbart bilden oder die UABF-Blöcke sind verschachtelt. Bei der Strahlformung mit parallelem Empfang ist die UABF-Hardware mehrere Male dupliziert, um mehrere gleichzeitige BF-Ausgaben zu bilden, wodurch die Bildaktualisierungsgeschwindigkeit oder Rahmenrate erhöht wird. Die Rahmenrate wird durch die Anzahl von UABF-Blöcken erhöht. In verschiedenen Beispielen verdoppelt die Verwendung von zwei UABF-Blöcken die Rahmenrate, die Verwendung von vier UABF-Blöcken erhöht die Rahmenrate um einen Faktor von vier und die Verwendung von acht UABF-Blöcken erhöht die Rahmenrate um einen Faktor von acht.
In einer Implementierung sind die Wandler in separaten Abschnitten gruppiert, die jeweils auf verschiedene Punkte fokussieren können. In einem Beispiel sind 128 Wandler in vier separate Wandlerabschnitte mit jeweils 32 Wandlern gruppiert und jeder Abschnitt kann auf einen unterschiedlichen Punkt fokussieren. Die durch die Wandler in jedem Abschnitt empfangenen Signale werden durch Farrow-Filter gefiltert und summiert. Wenn die Wandler in mehrere Abschnitte gruppiert sind, werden die Signale für jeden Abschnitt von Wandlern summiert, was zu einer Ausgabe pro Abschnitt führt.
UABF-Schaltung
2 zeigt ein analoges Ultraschall-Strahlformersystem 200 mit einer UABF-Schaltung 202. Das UABF-System 200 weist mehrere Wandlerelemente 204a, 204b auf. Wenn das UABF-System sich im Empfangsmodus befindet und reflektierte Signale empfängt, werden die Schaltelemente 206a, 206b geschlossen und die reflektierten Signale werden an den Schaltelementen 206a, 206b empfangen. Die Ausgabe aus dem ersten 206a und dem zweiten 206b Element wird an Verstärkern 208a, 208b verstärkt und die Ausgaben aus den Verstärkern 208a, 208b werden an den Verstärkern 210a, 210b mit variabler Verstärkung verarbeitet. Die Ausgabe aus den Verstärkern 210a, 210b mit variabler Verstärkung wird in den UABF-Block 202 eingegeben. In einem Beispiel weist der UABF-Block 202 zwei Chips auf. In einem anderen Beispiel weist der UABF-Block 202 einen Chip mit zwei Ausgängen auf. Die Ausgabe aus dem UABF-Block 202 wird durch einen ADC-Treiber 216 verarbeitet und dann an einem ADC 218 umgesetzt. Die Ausgabe aus dem ADC 218 wird in einen USB-Treiber 220 eines anwenderprogrammierbaren Verknüpfungsfeldes (FPGA) eingegeben, der die Ausgabe aus dem ADC 218 zu einer Konsole oder einem Computer sendet, um das Bild zu erzeugen. Während des Empfangsmodus ist der dritte Schalter 206c offen.
Das UABF-System 200 weist einen Sendepfad 224 auf. Während des Sendens wird der dritte Schalter 206c geschlossen, das FPGA 220 erzeugt eine Wellenform zur Sendung und die Wellenform wird in einen Hochspannungsverstärker 212 (oder Impulsgeber) eingegeben, der zwischen Ansteuerspannungen umschaltet. Die Ausgabe aus dem Hochspannungsverstärker 212 wird durch den dritten Schalter 206d zu einem Wandlerelement 204b übertragen, um einen Sendeimpuls zu erzeugen. In anderen Beispielen wird die Ausgabe aus dem Hochspannungsverstärker 212 durch den dritten Schalter 206c zu mehreren Wandlerelementen 204a, 204b übertragen. Während des Sendemodus sind der erste 206a und der zweite 206b Schalter offen.
Das Leistungsmanagementmodul 214 managt die Leistung, die zum UABF-System 200 zugeführt wird. Die Sende-Empfangs-Sequenz wird mehrere Male wiederholt, um ein einzelnes Bild herzustellen. Während des Sendemodus ist der HV-Verstärker 212 für eine kurze Zeit (etwa eine Mikrosekunde) aktiv und dann schaltet das System 100 auf den Empfangsmodus um. Die Empfangssteuerung ändert sich, da anfängliche Echos stark sind und sich anschließend abschwächen. Das Leistungsmanagementmodul 214 kann den Spannungspegel des HV-Verstärkers 212 und die Leistung der Eingangsverstärker 210a, 210b steuern, um die Leistung zu optimieren und die Leistung während Perioden zu verringern, in denen niedrigere Leistungspegel ausreichen.
3 ist ein Blockdiagramm, das die Teile eines SAT-UABF-Blocks 300 eines analogen Ultraschall-Strahlformers gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung zeigt. Der SAT-UABF-Block 300 zeigt die Elemente für einen Einzelkanalsignalpfad durch einen UABF. In einem Beispiel ist der UABF-Block 300 der UABF-Block 202 in 2. Wie im UABF-Block 300 gezeigt, weist ein UABF-Block 300 FIR-Filter 302, Farrow-Skalierungsmodule 304, ganzzahlige Verzögerungsleitungen 306 und einen Apodisierungsabschnitt 308 auf. In einigen Implementierungen kann ein Kompensationskapazitätsmodul 312 zwischen den Farrow-Skalierungsmodulen 304 und den ganzzahligen Verzögerungsleitungen 306 enthalten sein. Das Kompensationskapazitätsmodul 312 kann einen oder mehrere Kondensatoren aufweisen und funktioniert zum Einstellen der Gesamtkapazität am Ausgang, so dass sie für alle Verzögerungswerte konstant ist. Die Ausgabe aus dem Abschnitt 300 wird zu einem Summierer 310 gesendet, wo sie mit Ausgaben von anderen Wandlerabschnitten summiert wird. Gemäß verschiedenen Implementierungen, wie nachstehend genauer erörtert, kann die abgetastete analoge Technologie in den FIR-Filtern 302 und in den Farrow-Filter-Skalierungsmodulen 304 verwendet werden.
4A zeigt einen UABF-Block 400 mit einem Farrow-Filter und einer Verzögerungsleitungsschaltung gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung. Der UABF-Block 400 weist drei FIR-Abschnitte 402a, 402b und 402c, eine ganzzahlige Verzögerungsleitung 404, einen Kompensationskondensator 408 und einen Ausgang 406 auf. Der Ausgang 406 vom Farrow-Filter und Verzögerungsleitungsmodul 400 ist Voutp. Eine Implementierung mit mehreren Abschnitten von Wandlern weist einen Ausgang Voutp für jeden Abschnitt auf. Wie in 4A gezeigt, ist der UABF-Block 400 ein einzelner passiver Mehrstufen-Ladungsteilungssignalpfad. In einem Beispiel werden mehrere UABF-Blöcke 400 auf einem Chip verwendet, um einen vollständigen analogen Strahlformer mit mehreren Elementen zu bilden. 128 UABF-Blöcke 400 können beispielsweise auf einem Chip verwendet werden, um einen vollständigen analogen Strahlformer mit 128 Elementen zu bilden.
Der UABF-Block 400 weist drei FIR-Abschnitte 402a, 402b und 402c, die die Eingangswellenform 401 abtasten, auf. Die drei FIR-Abschnitte 402a, 402b und 402c sind verbunden, um den Farrow-Ausgang 410 zu bilden. Der erste FIR-Abschnitt 402a weist einen einzelnen Einheitskondensator in der Mitte auf. Der zweite 402b und der dritte 402c FIR-Abschnitt weisen jeweils eine FIR-Blattzelle 412 bzw. 414 und mehrere Kondensatoren auf. Gemäß einem Beispiel wird der FIR-Ausgang für den zweiten 402b und den dritten 402c FIR-Abschnitt gebildet, wenn alle Kondensatoren miteinander verbunden sind.
Die Ausgabe aus den FIR-Filtern 402a, 402b und 402c bildet die Farrow-Ausgabe 410, die in die ganzzahlige Verzögerungsleitung 404 zusammen mit der Ausgabe aus dem Kompensationskondensator 408 eingegeben wird. Die ganzzahlige Verzögerungsleitung 404 fügt die ganzzahlige Verzögerung zur Farrow-Ausgabe 410 hinzu und gibt die Kanal-verzögerte Ausgabe Voutp 406 aus. Der Kompensationskondensator 408 funktioniert zum Einstellen der Gesamtkapazität am Ausgang, so dass sie für alle Verzögerungswerte konstant ist. In einigen Beispielen weist der UABF-Block 400 keinen Kompensationskondensator 408 auf.
Gemäß einigen Implementierungen sind die FIR-Abschnitte 402a, 402b und 402c SAT-FIR-Filter. In einem Beispiel sind der zweite 402b und der dritte 402c FIR-Abschnitt jeweils eine M × M-Anordnung von Kacheln und werden als Streaming-FIR-Filter implementiert. Systeme und Verfahren zum Implementieren der FIR-Abschnitte und des Farrow-Filters als SAT-Schaltkondensator-Schaltungsstruktur werden nachstehend und mit Bezug auf 8, 9 und 10A–10C genauer beschrieben.
Gemäß anderen Implementierungen weist ein UABF-Block wie z. B. der UABF-Block 400 einen oder mehrere zusätzliche FIR-Abschnitte 402a, 402b, 402c auf. Ein UABF-Block kann beispielsweise etwa sechs, etwa acht, etwa zehn oder mehr als zehn FIR-Abschnitte aufweisen. In einigen Implementierungen weist ein UABF-Block wie z. B. der UABF-Block 400 weniger FIR-Abschnitte 402a, 402b, 402c auf. Ein UABF-Block kann beispielsweise einen, zwei, drei oder vier FIR-Abschnitte aufweisen. In einigen Implementierungen weist der erste FIR-Abschnitt 402a eine FIR-Blattzelle und mehrere Kondensatoren ähnlich zum zweiten 402b und dritten 402c Filterabschnitt auf.
4B zeigt ein UABF-System 450 mit mehreren UABF-Blöcken, die parallel geschaltet sind, gemäß einer Ausführungsform der Offenbarung. Das UABF-System 450 weist einen ersten UABF-Block 400 auf, wie vorstehend in Bezug auf 4A beschrieben, sowie einen zweiten 452 und dritten 454 UABF-Block. Der erste 460, der zweite 462 und der dritte 464 Ausgang aus den jeweiligen UABF-Blöcken 400, 452 und 454 sind parallel geschaltet und ein Schalter 470, 472, 474 befindet sich zwischen jedem UABF-Blockausgang 460, 462, 464 und dem UABF-Systemausgang 406. Folglich kann der UABF-Systemausgang einen oder mehrere Ausgänge des UABF-Systems 400, 452, 454 in Kombination aufweisen.
In einigen Beispielen weist der UABF 128 Wandler auf. In anderen Beispielen sind 16 Wandler, 32 Wandler, 64 Wandler, 256 Wandler oder andere Zahlen von Wandlern vorhanden.
In einigen Implementierungen werden die Ausgaben der Wandler mit 40 MHz abgetastet, was Ausgaben alle 25 Nanosekunden ergibt. Die Ausgaben werden für eine Zeitdauer gleich mindestens zweimal der Laufzeit für die Druckwellenform abgetastet, die auf einen Zielpunkt fokussiert, der im weitesten Abstand entfernt liegt. Je weiter der Abstand ist, auf den ein Wandler fokussiert, desto länger braucht die Druckwellenform, um den Zielpunkt zu erreichen (Laufzeit). Nach dem Erreichen des Zielpunkts wird die Druckwellenform zum Wandler zurückreflektiert. Die Zeit, bis die reflektierte Druckwellenform zum Wandler zurückkehrt, ist dieselbe wie die Zeit, die die Druckwellenform gebraucht hat, um den Zielpunkt vom Wandler zu erreichen (die Laufzeit). Nachdem die Ausgaben aus den Wandlern für eine Zeitdauer gleich mindestens zweimal der Laufzeit abgetastet wurden, wird die Abtastung für einen nächsten Sendeimpuls und Empfangszeitzyklus wiederholt. In verschiedenen Beispielen wird die Abtastung etwa einhundert Mal oder mehr als einhundert Mal wiederholt, um die Daten zu erfassen, um ein Bild zu erzeugen. In dieser Weise wird ein Bild für die Anzeige erzeugt.
In einigen Implementierungen ermöglichen schnelle Bildrahmenraten die Extraktion von vorübergehenden Bildinformationen wie z. B. Blutfluss, Herzfrequenzen, Nabelschnurfluss und andere biomedizinische Informationen. Um schnelle Bildrahmenraten zu ergeben, werden mehrere Strahlformungsstrukturen verwendet, die eine ungeheure Menge an Hardware und Leistung erfordern. 128 parallele Strahlformungsstrukturen wie z. B. die in 1 dargestellte Struktur mit jeweils 128 Wandlern können beispielsweise verwendet werden, um hohe Rahmenraten zu ergeben. In einigen Beispielen kann durch Vervielfachen der verwendeten Hardware die Abbildung mehrere tausend Rahmen pro Sekunde zeigen. Gemäß einigen Implementierungen kann eine parallele Strahlformung unter Verwendung des hier offenbarten UABF ohne die ungeheuren Hardware-, Speicher- und Leistungsanforderungen von herkömmlichen Strahlformern implementiert werden.
In einigen Beispielen kann eine Unterapertur- und parallele Strahlformung zusammen für effiziente Ultraschall-Strahlformung mit hoher Auflösung verwendet werden.
Gemäß verschiedenen Implementierungen verwendet die Verzögerungsberechnung für einen Bruchverzögerungswert einen Interpolator, um genaue Ergebnisse über eine breite Bandbreite zu erhalten. In der Praxis gibt es zwei Komponenten für die Verzögerungswerte, die für Lenkung und Fokussierung verwendet werden. Die Gesamtverzögerung kann in der Größenordnung von 100 Mikrosekunden in der Zeit liegen und diese Zeitverzögerung ist viele Abtastwerte mit einer ausgewählten Abtastrate (f_s). Das Ergebnis besteht darin, dass ein spezieller Verzögerungswert sowohl einen ganzzahligen Wert als auch einen Bruchwert aufweist. Die ganzzahlige Komponente kann exakt sein und die Bruchkomponentenberechnung kann Fehler über die Frequenz aufweisen. Verschiedene Implementierungen des Bruchverzögerungsteils (FD-Teils) der Verzögerungsprofile zum Verringern von Fehlern über die Frequenz werden hier erörtert.
In einem idealisierten Wandler mit breiter Bandbreite enthält die Frequenzbandbreite des Wandlerelements Frequenzen um die Sendefrequenz f_o und die Empfangsfrequenz 2f_o. Folglich weist ein Wandler, der für Oberwellenabbildung verwendet wird, eine breite Frequenzbandbreite auf. Die Bruchverzögerung wird über den breiten Frequenzbereich, einschließlich sowohl der Sende- als auch Empfangsfrequenz, berechnet, einschließlich der empfangenen Druckwellenform, die sowohl die Grundwelle als auch alle Oberwellen aufweist. Folglich liegt die obere Frequenzgrenze der breiten Bandbreite des Wandlers innerhalb des Bereichs der Genauigkeit des Interpolators.
Gemäß einer Implementierung ist die Konstruktion für die Abtastung der Wandlerausgabe viermal die Mittenfrequenz (f_c). Die Wandlermittenfrequenz liegt dann auf 0,5 von Nyquist (0,25 von f_s). Für einen Wandler von 100% (die Bandbreite des Wandlers geht von f_c – 50% bis f_c + 50% und folglich ist die Differenz 100% oder gleich f_c) ist die maximale Frequenz 0,5 + 50% = 0,75 Bruchteil von Nyquist und die minimale Frequenz ist 0,5–50% = 0,25 Bruchteil von Nyquist. Gemäß anderen Implementierungen werden andere Wanderkonstruktionen mit anderen Bandbreiten verwendet. In einem Beispiel wird ein Wandler mit mehr als 100% Bandbreite verwendet und in einem Beispiel wird der UABF mit f_s = 5·f_c betrieben.
Gemäß einer anderen Implementierung ist die FD-Genauigkeit besser als 1/(16·f_s). Wenn die Abtastrate 16-mal die Abtastfrequenz ist, dann ist folglich die Verwendung des Verfahrens des nächsten Abtastwerts genau. Wenn die Abtastrate 8-mal die Abtastfrequenz ist, dann führt ebenso die Interpolation auf die Hälfte der Abtastperiode zu 16-mal der Frequenz in der Zeitverzögerung. In einem anderen Beispiel ist die Bruchverzögerung +0,25 und die Genauigkeit ist etwa 0,25.
In einigen Beispielen variiert der Bereich der Genauigkeit für die FD-Auflösung um einen Betrag, der auf halbem Wege zwischen dem aktuellen FD-Wert und dem nächsten FD-Wert liegt. In einem Beispiel ist die FD-Auflösung 1/8 von f_s für f_s = 4·f_c, die nächsten FD-Werte sind 0,25 und 0,375 und der Bereich der Genauigkeit ist von 0,25 – 0,0625 bis 0,25 + 0,0625 (auf halbem Wege zwischen 0,25 und 0,375 liegt 0,3125, was 0,0625 über der Referenz von 0,25 ist). 0,0625 ist 1/16 von f_s oder 1/64 von f_c (f_c = 4·f_s).
Für eine Abtastrate mit viermal der Wandlermittenfrequenz ist die minimale Verzögerungsgenauigkeit ¼ eine Abtastperiode. Systeme und Verfahren werden jedoch geschaffen, damit die Verzögerungsgenauigkeit 1/8 der Abtastperiode ist, und ermöglichen, dass die Verzögerung über die Frequenz ein gewisses Fehlerband aufweist. Siehe der Abschnitt ”Interpolation” für mehr Erörterung über das Überabtastverhältnis (fs/fc).
Labormessungen von kommerziellen Wandlern mit breiter Bandbreite und Wandlern mit schmaler Bandbreite zeigen, dass die Verstärkung über die Frequenz variiert. In einem Beispiel weist ein Wandler mit breiter Bandbreite einen Verstärkungsabfall von ~–5 dB über die Bandbreite auf. Für die Oberwellenabbildung ist die Bandbreite um 10 MHz ungefähr +–2,5 MHz. Für Wandler mit sowohl breiter Bandbreite als auch schmaler Bandbreite weist das Band von 7,5 MHz bis 12,5 MHz einen Amplitudenverlust von ~–2 dB oder –3 dB im Vergleich zur Mittenfrequenz 10 MHz auf. Dies ist etwa ein Verstärkungsverlust von 25% (–2 dB).
Außerdem verwendeten in vorherigen Wandlersystemen Filter unterschiedliche Filterabgriffsgewichte für jeden Verzögerungswert. In einigen Implementierungen verwenden SAT-FIR-Filter verschiedene Filterabgriffsgewichte für jeden Verzögerungswert. Das Ändern der Verzögerung zu jeder Abtastzeit und für jedes Wandlerelement verwendet jedoch eine große Menge an Speicher und hohe Speicherzugriffsraten. Außerdem ergibt das Ändern der Verzögerung zu jeder Abtastzeit und für jedes Wandlerelement eine große Anzahl von Verzögerungswerten, was eine große Fläche im System einnimmt und mehr Leistung verbraucht als das Vorhandensein einer kleinen Anzahl von Verzögerungswerten. Systeme und Verfahren werden hier für ein Bruchverzögerungsfilter mit einem Verstärkungsfehler, der +–10% oder +–0,8 dB im Vergleich zur Mittenfrequenz ist, verringertem Leistungsverbrauch und verringerten Speicherzugriffsraten und unter Verwendung von kleineren Mengen an Speicher im Vergleich zu herkömmlichen Ultraschallwandlern geschaffen.
Bruchverzögerung
Eine elektronische Bruchverzögerungsvorrichtung wird verwendet, um interpolierte Werte zwischen aufeinander folgenden Abtastzeiten zu erzeugen. Das ideale Bruchverzögerungselement (FD-Element) ist eine unendliche Sequenz, wenn der Verzögerungswert keine ganze Anzahl von Abtastwerten ist. Eine ideale FD mit einer unendlichen Sequenz ist jedoch nicht kausal und nicht realisierbar. In einem Filter für eine ganzzahlige Verzögerung von drei Abtastwerten sind beispielsweise alle Impulsantwort-Amplitudenwerte zu den Abtastzeiten null abgesehen von einem einzelnen Einheitswert in der Mitte, beim Abtastwertindex von 3. Wenn jedoch die Verzögerung ein Bruch einer Abtastzeit ist, ist die von null verschiedene Sequenz von Amplitudenwerten zu den Abtastzeiten unendlich lang. Die unendlich lange von null verschiedene Sequenz von Amplitudenwerten zu den Abtastwerten ist jedoch nicht kausal und nicht realisierbar. Systeme und Verfahren werden hier geschaffen, um eine genaue Näherung des idealen Filters herzustellen, die kausal und realisierbar ist.
Viele verschiedene Methoden wurden verwendet, um ein ideales Bruchverzögerungselement (FD-Element) herzustellen, das mit Näherungen realisierbar ist, einschließlich Fenstern, Fehlerminimierung kleinster Quadrate und Lagrange-Interpolation. Das Nettoergebnis für diskrete Zeitsysteme ist jedoch eine grundlegende Grenze der Bandbreite relativ zur Nyquist-Frequenz, wobei die Bruchverzögerung und der Filterbetrag innerhalb einer gewissen Fehlergrenze eben sind. Das Lagrange-Interpolationsverfahren kann verwendet werden, um dieses Verhalten darzustellen. Insbesondere liegt für ein maximal ebenes FD-Filter dritter Ordnung der Betrag der normierten Frequenz nahe null Dezibel (dB) von null bis etwa 0,2 der Nyquist-Frequenz. Ebenso liegt die Phasenverzögerung in Abtastwerten nahe dem Ideal für jede Bruchverzögerung bis zu etwa 0,2 der Nyquist-Frequenz. Eine Schlussfolgerung besteht darin, dass, wenn nicht das Signal in der Bandbreite auf weniger als 0,2 von Nyquist begrenzt ist, um den ebenen Bereich über 0,2 von Nyquist zu erweitern, dies einen Interpolator höherer Ordnung erfordert.
Die Lagrange-Interpolation kann für FIR- und IIR-Näherungen verwendet werden und die Ergebnisse der Interpolation mit dem idealen Verzögerungselement verglichen werden. Die Verwendung von Lagrange-Interpolation für FIR- und IIR-Näherungen führt zu Betragsfehlern gegenüber der Frequenz und es besteht ein bandbegrenzter Fehler für eine Bruchverzögerung. In einigen Beispielen kann der bandbegrenzte Fehler bis zu 0,8 von Nyquist sein. Lagrange ist ein anderer Typ von Filter und kann sehr genaue Näherungen mit einer Konstruktion höherer Ordnung schaffen.
Interpolation
Wie vorstehend erörtert, wird eine Interpolation für Bilder mit hoher Qualität verwendet, so dass die Bruchverzögerung (FD) über die ganze Bandbreite des Wandlers genau sein kann. Obwohl Interpolatoren und FD-Filter in vielen Produkttypen verwendet werden können, weisen sie einige einzigartige Eigenschaften auf, wenn sie bei der Ultraschallabbildung verwendet werden.
Die Verzögerungs- und Summenstrahlformung weist die Interpolation von abgetasteten Werten auf, wenn die Abtastrate niedriger ist als die Verzögerungsquantisierung. Die Implementierungskomplexität für die Interpolation ist ein Kontinuum. Bei schnellen Abtastraten (f_s = 16·f_c, wobei f_c die Wandlermittenfrequenz ist) kann die Verzögerungs- und Summenstrahlformung ohne Interpolation durchgeführt werden. Das 16-Mal-Verhältnis (f_s/f_c) ist ein Daumenregelwert für die medizinische Ultraschallabbildungsverzögerungsgenauigkeit in Zeiteinheiten. Ein digitaler Ultraschall-Strahlformer unter Verwendung einer Abtastrate gleich 16-mal der Wandlermittenfrequenz (oder größer) weist einen ADC auf, der mit der Abtastrate läuft.
Wenn f_s verringert wird, kann jedoch die Verzögerungsgenauigkeit unter Verwendung von Interpolation erfüllt werden. Um eine genaue Abschätzung eines Unterabtastzeitwerts zu erhalten, wird die Wellenformgestalt berücksichtigt, die die Funktion von Interpolationsverfahren höherer Ordnung ist.
Zwei Typen von Interpolation umfassen lineare Interpolation und kubische Spline-Interpolation. Wenn die Verwendung der linearen Interpolation mit der Verwendung der kubischen Interpolation an einer Sinuswellenkurve verglichen wird, ist der Fehler der interpolierten Werte nahe der Sinuswellenspitze für den Wert der kubischen Spline-Interpolation viel kleiner als für den Wert der linearen Interpolation. Im Allgemeinen verringern Interpolationsverfahren höherer Ordnung den Fehler der interpolierten Werte nahe der Sinuswellenspitze und andere Interpolationsverfahren höherer Ordnung können verwendet werden, um den Fehler zu verringern. Das FD-Filter des Strahlformers steuert den Fehler im interpolierten Wert. Außerdem minimiert das FD-Filter den Fehler für einen Bereich von Frequenzen, wobei der Bereich von Frequenzen durch die Abtastrate und die Wandlermittenfrequenz bestimmt wird.
Wenn f_s erhöht wird, werden die Bruchverzögerungsinkremente zum Steuern des Fehlers von 1/8·f_s auf ¼·f_s und dann ½·f_s verringert. Für jedes dieser Verzögerungsinkremente kann der zulässige Fehler auch zunehmen. Dies ermöglicht, dass die FD-Filterkonstruktionseinschränkungen gelockert werden, wenn die Verzögerungsinkremente erhöht werden (1/8 auf ¼ auf ½). Folglich verringert das Erhöhen der Verzögerungsinkremente die Fläche des Filters. Es bestehen mehrere Erwägungen zum Erhöhen der Verzögerungsinkremente, einschließlich:

(1) Die Leistung zum Erzeugen der digitalen Auftastimpulse für das FD-Filter nimmt zu, wenn die Abtastrate zunimmt. Die Beziehung zwischen der Gesamtzahl von Abgriffen und dem Verzögerungsinkrement ist nicht linear. Die Gesamtzahl von Abgriffen bestimmt die Konstruktion des digitalen Auftastimpulses und seinen Leistungsverbrauch.
(2) Die ADC-Abtastrate nimmt nicht zu. Folglich nimmt die Eingangsabtastung des SAT-Interpolators zu, aber die Interpolatorausgangsrate ist immer noch 4·f_c. Außerdem bleibt die ganzzahlige Verzögerungsdefinition gleich.
(3) Wenn f_s erhöht wird, so dass keine Interpolation erforderlich ist, ist kein FD-Filter erforderlich und der Interpolatorausgang wählt nur den korrekten nächsten Abtastwert aus. Dies wird nachstehend im Abschnitt mit dem Titel ”verzerrte Abtastung” genauer beschrieben.

Es besteht ein Kontinuum für das f_s/f_c-Verhältnis der FD-Filterkonstruktionsparameter und der maximalen Länge der ganzzahligen Verzögerung. Das Kontinuum kann verwendet werden, um verschiedene Eigenschaften des ganzen BF-Blocks zu optimieren.
Verzerrte Abtastung
Wie vorstehend erörtert, ist, wenn das f_s/f_c-Verhältnis auf eine ausgewählte Rate (z. B. f_s = 16·f_c) oder höher erhöht wird, keine Interpolation zwischen Abtastwerten erforderlich. In diesem Fall wählt der Interpolator aus, welcher Abtastwert der Ausgangsabtastrate für die Bruchverzögerungskomponente des Verzögerungsprofils zu verwenden ist. Ein Diagramm 500, das eine Implementierung der verzerrten Abtastung zeigt, ist in 5 gezeigt. 5 zeigt mehrere Eingangskanalleitungen 502. Ein Bruchverzögerungsfilter 504 von einer der Eingangskanalleitungen ist im Block 506 vergrößert, um mehr Detail zu zeigen. Wie im Block 506 gezeigt, wird die Eingabe in das Bruchverzögerungsfilter 504 in zwei Komponenten 508a, 508b aufgeteilt. Die Eingangsabtastrate ist viermal die Ausgangsrate und, wie innerhalb des Blocks 506 gezeigt, sind vier geschaltete Kondensatorschaltungselemente 510a–510d vorhanden und jedes geschaltete Kondensatorschaltungselement 510a–510d tastet die aufgeteilten Eingangskomponenten 508s, 508b ab und gibt einen Unterabtastwert aus. Ein Interpolator 512 empfängt die vier Unterabtastwerte und wählt aus, welcher der vier Unterabtastwerte als Eingabe in die ganzzahlige Verzögerungsleitung 514 verwendet werden soll. Gemäß einer Implementierung sind die Kanäle 502 im Wesentlichen gleich und die Unterabtastkondensatoren 510a–510d werden im Wesentlichen gleichzeitig für alle Kanäle abgetastet. Diese Eigenschaft verringert den Fehler am Interpolationsblock 512.
Eine weitere Implementierung für die verzerrte Abtastung ist im Diagramm 600 in 6 gezeigt. 6 zeigt Eingangskanäle 602 und weist einen Block 606 auf, der eine vergrößerte Ansicht eines Bruchverzögerungsfilters 604 zeigt. Wie im Block 606 gezeigt, empfängt das Bruchverzögerungsfilter 604 Eingangskomponenten 608a, 608b und weist einen geschalteten Kondensator 610 und einen digitalen Verzerrungsgenerator 612 auf. Der digitale Verzerrungsgenerator 612 bewegt die Unterabtastung und die Auswahl des nächsten Abtastwerts in einen digitalen Block. Der digitale Verzerrungsgenerator 612 erzeugt die Zeitverzerrung der Verzögerung zwischen den Kanälen unter Verwendung eines Hochfrequenz-Takteingangs. Die Zeitverzerrung der Verzögerung zwischen Eingangskanälen 602 bildet das Verzögerungsprofil.
Gemäß einigen Implementierungen unter Verwendung des in 6 gezeigten Systems werden die Eingangsabtastwerte für jeden Kanal nicht gleichzeitig abgetastet, was eine Komplikation zum Erzeugen der Zeitverzerrung der Verzögerung zwischen Kanälen hinzufügt. Insbesondere weist jeder Kanal seinen eigenen Abtastauftastimpuls auf, der innerhalb der Ausgangsabtastrate (f_s/f_c-Verhältnis) bewegt wird, und diese Auftastimpulse werden mit verschiedenen digitalen Verzögerungen innerhalb des digitalen Blocks erzeugt. Die digitalen Verzögerungen variieren beträchtlich über den Prozess, die Spannung und die Temperatur. Außerdem nimmt die Leistungsnutzung des digitalen Blocks mit erhöhter Komplexität der Konstruktion zu.
7 zeigt ein anderes System 700 für die verzerrte Abtastung mit mehreren Abtastkondensatoren 610a, 610b gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Offenbarung. Jeder Kondensator weist eine Abtastperiode (oder ein Abtastfenster) auf. Die Spannung am Kondensator schwingt sich auf eine gewisse Genauigkeit ein. Wie in 7 gezeigt, überlappen die Abtstauftastimpulse (ph1s) miteinander. In einem Beispiel ermöglicht die Aufnahme von mehreren Abtastkondensatoren 610a, 610b die Zeitsteuerung der Einschwingung, so dass der UABF-Treiber eine ähnliche Zeitdauer zum Einschwingen aufweist wie in den in 5 und 6 gezeigten Implementierungen. In einem Beispiel ermöglicht die Aufnahme von mehreren Abtastkondensatoren 610a, 610b ein im Wesentlichen gleichzeitiges Einschwingen.
Das in 7 gezeigte System ermöglicht mehr Zeit für das Einschwingen als die Systeme in 5 und 6. In einem Beispiel ist die Einschwingzeit für das System 700 von 7 1/f_s mit f_s = 4·f_c und die Einschwingzeiten für die Systeme von 5 und 6 sind 1/f_s, aber viel kürzer, da f_s = 16·f_c.
7 zeigt ein Zeitablaufdiagramm 714. Die Abtastkondensatoren 610a, 610b ermöglichen das Verzögern der Ladungsleseoperation (ph2-Zeitpunkt), so dass das Ladungsauslesen zu einer späteren Abtastperiode verzögert werden kann. Dies ermöglicht, dass die Abtast- und Auslesezeitdauer ½ der Periode von 40 MHz ist. In einem Beispiel wählen die ph2-Auftastimpulse aus, welcher Kondensatorabtastwert für den FD-Wert verwendet wird.
Wie im System 700 gezeigt, besteht keine Ladungsteilung oder Ladungsskalierung und die Signalpfadverstärkung ist für diese Schaltung eins. Außerdem ist die analoge Kernfläche für das Bruchverzögerungsfilter 704 viel kleiner als die in 3 gezeigte Farrow-Filterkonstruktion, da nur zwei Kondensatoren pro Kanal vorhanden sind. Folglich ist die Gesamtfläche kleiner. Der digitale Verzerrungsgenerator 712 erhöht jedoch den Leistungsverbrauch des Systems 700 im Vergleich zur in 3 gezeigten Filterkonstruktion.
Gemäß verschiedenen Implementierungen ist das Bruchverzögerungsfilter 704 mit einer ganzzahligen Verzögerungsleitung gekoppelt. Die ganzzahlige Verzögerungsleitung ist eine von einer digitalen ganzzahligen Verzögerungsleitung und einer analogen ganzzahligen Verzögerungsleitung. Gemäß einigen Implementierungen verwendet der Bruchteil digitale Zeitsteuerung und folglich werden die Abtastkondensatoren der 128 Kanäle nicht gleichzeitig abgetastet, was zu einer Kreuzkopplung zu Abtastzeiten zwischen den Kanälen führen kann. Gemäß einigen Beispielen kann eine sorgfältige Schaltungsauslegung eine Kreuzkopplung verhindern.
Gemäß einigen Implementierungen verwendet ein UABF mit einem Bruchverzögerungsfilter mehr Leistung als ein UABF mit einem Farrow-Filter, da er höhere Taktfrequenzen verwendet. In einer Implementierung wird die Bruchverzögerung in der digitalen Domäne mit 32-mal der Mittenfrequenz durchgeführt, was zu einer Taktfrequenz von 320 MHz führt. In einem Beispiel verbraucht ein System unter Verwendung einer Taktfrequenz von 320 MHz etwa zehnmal mehr Leistung als der Auftastimpulsgenerator, der bei einer Farrow-Struktur verwendet wird, wie hier beschrieben. Außerdem stellt die Taktperiode von 320 MHz die Bruchverzögerungsauflösung dar. Um sicherzustellen, dass die Verzögerung über den Betrieb und die Frequenz genau ist, gibt es separate Auftastimpulse für jeden Kondensator, der in jedem Kanal eingerichtet ist, für die 128 Kanäle. Die Verzerrung zwischen diesen digital erzeugten Auftastimpulsen ist eine analoge Spezifikation.
Folglich verwendet die verzerrte Abtastung mehr Leistung als eine Farrow-Struktur, ist jedoch eine viel kleinere Struktur.
8 zeigt einen Taktverzerrungsgenerator 800 gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung. Der Taktverzerrungsgenerator 800 kann verwendet werden, um Abtastauftastimpulse zu erzeugen, wie z. B. die Abtastauftastimpulse (ph1's) in 7. Der Taktverzerrungsgenerator 800 weist einen Phasen-Frequenz-Detektor (PFD) 802, eine analoge Ladungspumpe 804, einen Block 806 von Falsch-Detektoren, Verstärker 808 und einen Flankenkombinator 810 auf. Der PFD 802 weist zwei Eingangssignale auf und vergleicht die Phase der zwei Eingangssignale. Der Taktverzerrungsgenerator 800 weist eine Steuerschleife auf, die die Ausgangsfrequenz der analogen Ladungspumpe 804 verändert, so dass die Ausgangsfrequenz n-mal die Abtastrate ist. Der Block 806 von Falsch-Detektoren verhindert Startfehler, Störimpulsfehler und verhindert, dass die analoge Ladungspumpe 804 auf falsche Ausgangsfrequenzen (andere Frequenzen als n-mal die Abtastrate) verriegelt. Gemäß einer Implementierung verwendet für ein UABF-System der Taktverzerrungsgenerator 800 einen Takteingang von 40 MHz und die Flanken werden um 25 ns/8 = 3,12 ns unter Verwendung einer Verzögerungskette mit acht Abgriffen verzerrt. Der Flankenkombinator im UABF-System erzeugt die längeren Abtast- und ph2-Auftastimpulse, die in 7 gezeigt sind.
Gemäß einer Implementierung steuert ein Taktverzerrungsgenerator 800 die 128 Kanäle eines UABF-Wandlers an. Der Verzerrungsgenerator 800 weist eine größere Größe als andere Verzerrungsgeneratorkonstruktionen auf und weist mehr digitale Gatter auf. In einem Beispiel ist ein leistungsarmer Prozessknoten etwa 40 nm und weist einen Verzerrungsgenerator auf. Außerdem weist der Verzerrungsgenerator 800 eine größere Kondensatordichte auf und folglich mehr femtoFarad pro Einheitsfläche. In einigen Implementierungen ist der Taktverzerrungsgenerator 800 ein LIDAR-Taktverzerrungsgenerator.
Farrow-Architektur
Gemäß einer Implementierung verwendet ein Näherungsverfahren die Farrow-Architektur. Dies ist eine mehrstufige FIR-Summierung. Ein Beispiel einer Farrow-Struktur ist in 9 gezeigt. Ein Aspekt der Struktur von 8 besteht darin, dass die Verzögerungseinstellung sich nicht auf die FIR-Definitionen auswirkt. Die Bank von FIR-Filtern kann einmal als feste Koeffizienten berechnet werden. Der Verzögerungswert wird durch eine Signalvariable d verändert, wie in 9 gezeigt. Eine UABF-Filterstruktur ist auch in 3, 4A und 4B gezeigt, die vorstehend erörtert sind.
Die Farrow-Struktur, wie hier beschrieben, erzeugt optimierte Filterversionen und minimiert die Rechenoperationen in der digitalen Domäne. Optimierte Filterversionen umfassen Konstruktionen mit verschiedenen Filterdefinition, variierenden Zahlen von Filterabschnitten und variierenden Zahlen von Abgriffen pro Abschnitt. Gemäß einer Implementierung sind, wenn eine Farrow-Struktur in einer Implementierung der abgetasteten analogen Technologie (SAT) verwendet wird, Rechenoperationen passiv, was die Art der verwendeten Optimierungen ändert.
Gemäß einer Implementierung verwendet eine Farrow-Struktur eine SAT-Schaltungsanordnung und eine passive Summierung. Die Verwendung der SAT-Schaltungsanordnung im Farrow-Filter erhöht die Anzahl von Abgriffen im Filter, führt jedoch zu einer Optimierung mit einem breiten flachen Phasenbandbreitenbruchteil von Nyquist. Gemäß einem Beispiel sind fünf Abschnitte im Farrow-Filter (L = 5) vorhanden und jedes FIR-Unterfilter ist optimiert. In verschiedenen Implementierungen können Filterlängen variierende Zahlen von Abgriffen aufweisen. In einem Beispiel sind die Filterlängen 27, 9, 27, 11, 19 und fünf Abgriffe. Der Näherungsalgorithmus führt zu einer Breitband-Bruchverzögerungsstruktur, die bis zu etwa 0,9 von Nyquist flach ist. In einem anderen Beispiel weist die Farrow-Struktur drei Abschnitte auf, der erste Abschnitt weist einen Kondensator auf und der zweite und der dritte Abschnitt weisen jeweils sieben Abgriffe auf. In anderen Beispielen weist die Farrow-Struktur mehr als drei Abschnitte auf.
Gemäß einer Implementierung, wenn die Parameter der Farrow-Struktur verändert werden, variiert das Verhalten der Struktur auch. In einem Beispiel weisen die FIR-Filter der in 8 gezeigten Struktur dieselbe Länge auf. In verschiedenen Beispielen weisen die Parameter auf:
M = FIR-Filterordnung (die Anzahl von Abgriffen ist M + 1)
N = Farrow-Strukturordnung (Anzahl von FIR-Filtern = N + 1, Ordnung = N)
K = Prototyp-Filter-Interpolationsverhältnis
Fpass = FIR-Tiefpasseckfrequenz (Argument zu firls-Funktion)
Skalierung = [], Liste von Koeffizientenskalierung, die auf jeden Abschnitt angewendet wird.
Das Verfahren zum Erzeugen der FIR-Koeffizienten für die Farrow-Struktur wird für ein Netz mit geschalteten Kondensatoren modifiziert. Es bestehen verschiedene Eigenschaften des modifizierten Verfahrens, einschließlich:

(1) Die Durchlassbandverstärkung ist 0 dB aufgrund der Größen der Koeffizienten. Es ist zu beachten, dass in Verfahren zum Erzeugen von FIR-Koeffizienten im digitalen Netz die Durchlassbandverstärkung –6 dB ist.
(2) Das erste FIR-Filter (Einheitssummierpfad) weist einen einzelnen Einheitskondensator in sich auf. Dies bedeutet, dass die Farrow-Ordnung um eins erhöht werden kann, ohne die Fläche merklich zu vergrößern. Dies verbessert signifikant die Leistungsfähigkeit der Verstärkung gegenüber der Frequenz.
(3) Die Gruppenverzögerung gegenüber der Frequenz des Verfahrens wird verbessert.

Mehrere Simulationen von Farrow-Strukturen ergaben die folgenden Ergebnisse:
Simulationsergebnisse 1
Eine Reihe von Simulationen wurde unter Verwendung der folgenden Parameterwerte durchgeführt:
NP = 3
M = 13
K = 128
Fpass = 0,81
Skalierung = [1, 0,5, 0,8, 0,068]
Die Verstärkungsvariation gegenüber der Frequenz ist mindestens viermal besser als in einer vorherigen Definition und die Gruppenverzögerung gegenüber der Frequenz ist sehr klein (+–0,002 im Frequenzbereich von 0 bis 0,75). Die Verstärkungs- und Phasengenauigkeit sind sehr genau. In einer Schaltungsimplementierung hängen die Verzögerungen von Kondensatorwerten ab.
In anderen Implementierungen werden Optimierungstechniken verwendet, um die Anzahl von Abgriffen in der FIR-Filterbank zu verringern und den Kondensatorgrößenbereich zu optimieren, der für eine SAT-Implementierung spezifisch ist.
Simulationsergebnisse 2
Eine zweite Reihe von Simulationen verwendete die folgenden Parameterwerte:
NP = 2
M = 9
K = 128
Fpass = 0,81
Skalierung = [1, 0,95, 0,35]
Das Verringern von NP und M erhöhte die Verstärkungs- und Phasenfehler. Diese Filterdefinition führt auch zu einer signifikanten Flächenverkleinerung sowie Leistungsverringerung im Vergleich zur Filterdefinition der ersten Simulation.
Simulationsergebnisse 3
Eine weitere Verringerung des Werts von M zeigt, wie diese Filterarchitekturleistungsfähigkeit durch Ändern der Definition verändert werden kann. Eine dritte Reihe von Simulationen verwendete die folgenden Parameterwerte:
NP = 2
M = 7
K = 128
Fpass = 0,81
Skalierung = [1, 0,95, 0,4]
Weiteres Verringern von M erhöhte die Fehler in Verstärkung und Phase. Diese Filterdefinition führt auch zu einer signifikanten Flächenverkleinerung sowie Leistungsverringerung im Vergleich zur Filterdefinition der zweiten Simulation.
Flächenabschätzung
Die Diagrammsequenz und Definition der Simulationsergebnisse 2 mit NP = 2 und M = 9 wird als Beispiel verwendet, um die Fläche zu erörtern. Diese Definition (NP = 2, M = 9) weist 3 FIR-Filter mit festen Koeffizienten jeweils mit 9 Abgriffen auf. Die Ausnahme dafür ist der erste Abschnitt, der einen einzelnen Einheitsabgriff in der Mitte aufweist, wenn das Laakso-Verfahren verwendet wird, um die Koeffizienten zu erzeugen.

Jeder des Abschnitts 2 und 3 verwendet Streaming-FIR-Filter, die jeweils eine Anordnung von Kacheln von neun mal neun aufweisen. Jede Kachel ist für eine maximale Einheitskondensatorgröße von 0,5 pF (pF = Pikofarad) bemessen. Jede Kachel wird als 14,1 um × 29,8 um (um = Mikrometer) abgeschätzt. Der ganzzahlige Verzögerungsring-Einheitskondensator ist auch 0,5 pF.

Blockname	Kachelanordnungsgröße	Fläche (ku²), 1 Kanal	Fläche (mm²), 128 Kanäle
FIR-Bank	2 × 9 × 9 + 1	76,3 ku²	9,76
Verzögerungsring	200	53,8 ku²	10,76
Auftastimpulsgenerator	1		1,92
Insgesamt		194 ku²	22,44

Tabelle 1: Einzelkanal-Strahlformer und Verzögerungsfläche, Einheitskondensator = 1 pF.

Ganzzahlige Verzögerungsgröße
Die obige Flächenabschätzung ist für die Bruchverzögerungskomponente des Verzögerungs- und Summenblocks und den ganzzahligen Verzögerungsblock unter Verwendung von SAT für ein System mit 128 Kanälen. Die Abschätzung nimmt eine maximale ganzzahlige Verzögerung von 200 Abtastwerten an, da f_s = 4·fc. Diese Zahl wird bestimmt, wie nachstehend beschrieben.
Die ganzzahlige Verzögerung kann die ganzzahlige Verzögerungsdifferenz für die Vektorpfade sein, die summiert werden, um die komprimierten Bilddaten mit niedriger Auflösung (LRI-Daten) zu erzeugen. Die Gesamtzeit oder Laufzeit (TOF) wird durch den Abstand und die Geschwindigkeit bestimmt. In einer Implementierung liegt der Abstand zwischen 10 mm und 80 mm mit einem seitlichen Bereich von +–13 mm. Gemäß einer Implementierung ist das Fenster 5 mm bis 35 mm und es besteht ein seitlicher Bereich von +–7 mm.
Die maximale Gesamt-TOF ist:
TOF(max) = 2·0,08 m/1540 m/s = 2·52 us = 104 us,
wobei die Schallgeschwindigkeit 1540 m/s ist.
Das maximale TOF-Delta passiert bei nahen Zielen, da es von den Winkeln abhängt:
Delta-TOF(max) = 2·(sqrt(26^2 + 10^2) – 10) mm/1540 m/s = 2·0,018 m/1540 m/s = ~23 us
Das minimale TOF-Delta passiert bei fernen Zielen:
Delta-TOF(min) = 2·(sqrt(26^2 + 80^2) – 80) mm/1540 m/s = 2·0,004 m/1540 m/s = ~5,4 us
Die minimalen und maximalen TOF-Deltazahlen geben an, dass die Masse der Verzögerung allen Laufpfaden in der Summe für einen einzelnen Punkt gleich ist. Die gemeinsame Verzögerung kann im digitalen Bereich durch Bezugnahme auf verzögerte Werte der komprimierten Daten nach dem ADC durchgeführt werden.
Die Differenz zwischen minimalen und maximalen TOF-Deltas von ~18 us kann als Bank eines analogen Kondensatorspeichers implementiert werden, den die Farrow-Struktur-FIR-Filter adressieren. Wenn die Abtastrate in einem Beispiel 40 MHz ist, dann ist die ganzzahlige Verzögerung 714 Speicherelemente.
Wenn jedoch der dynamische Empfangsfokus eine konstante F-Zahl (F#) verwendet, dann wird bei nahen Orten (die maximale Delta-TOF-Zeiten aufweisen) die Anzahl von Elementen, die für den Empfangsfokus verwendet werden, verringert, um die konstante F# aufrechtzuerhalten. Im nächsten Abstand von 10 mm würde die Apertur verringert werden und dies verringert die maximale Delta-TOF.
Wandlerabstand = Lambda = c/f für 7 MHz Mittenfrequenz Lambda = 0,22 mm, wobei c = 1540 m/s
Bei maximalem Abstand F# = Tiefe/Apertur = 80 mm/192·0,22 mm = ~1,9
Bei minimalem Abstand wird die Apertur Tiefe/F# = 10 mm/1,9 = ~5 mm
Somit wird das neue maximale TOF-Delta:
Delta-TOF(max) = 2·(sqrt(5^2 + 10^2) – 10) mm/1540 m/s = 2·0,001 m/1540 m/s = ~1,3 us
In einer Implementierung wird die Differenz zwischen den minimalen und neuen maximalen TOF-Deltas von ~4 us als Bank eines analogen Kondensatorspeichers implementiert, den die Farrow-Struktur-FIR-Filter adressieren. In einem Beispiel ist die Abtastrate 40 MHz und die ganzzahlige Verzögerung ist 164 Speicherelemente. In einem anderen Beispiel ist die Abtastrate 4·f_c = 28 MHz und die Ganzzahlige Verzögerung ist 112 Speicherelemente.
10 zeigt zwei alternative Systemkonstruktionen. In einer Implementierung, die in der oberen Konstruktion gezeigt ist, weist eine Systemkonstruktion 1000 eine konfigurierbare Verzögerungsleitung von bis zu 200 Abtastwerten auf, gefolgt von einer analogen Speicheranordnung, um die FIR-Filter in der Farrow-Struktur zu betreiben. In einer anderen Implementierung sind die Verzögerungsleitung und das Farrow-Filter vertauscht. Wie in der unteren Konstruktion gezeigt, weist die Systemkonstruktion 1010 zuerst ein Farrow-Filter auf, gefolgt von einer konfigurierbaren Verzögerungsleitung. Gemäß einer Implementierung können die in 10 gezeigten zwei Implementierungen am BF-Ausgang äquivalent gemacht werden.
Ein Vorteil, das FD-Filter zuerst zu haben, ist die Schnittstelle zwischen der Verzögerung und dem FD-Filter. Die ganze Struktur ist passiv ohne aktive Pufferstufe zwischen der Verzögerungsleitung und dem FD-Filter. Hinsichtlich der Kapazitätsgröße weist das Verzögerungsleitungselement eine viel geringere Kapazität als die gesamte Eingangs- oder Ausgangskapazität des FD-Filters auf. Daher bedeutet das Vorhandensein der Verzögerungsleitung zuerst, dass sie mit der Eingangskapazität des FD-Filters die Ladung teilen muss (CS), was eine Dämpfung einführt. Wenn jedoch das FD-Filter zuerst vorhanden ist, wird es möglich, die Verzögerungsleitungselemente in das FD-Filter zu integrieren, was die Dämpfung aufgrund der Ladungsteilung beseitigt.
Gemäß einer Implementierung weisen die zwei Architekturen dieselben Ausgangswerte auf. Ein signifikanter Unterschied zwischen den zwei Architekturen besteht darin, dass die Anwendung der ganzzahligen und Bruchwerte zu verschiedenen Zeiten passiert und die ganzzahligen und Bruchwerte im Speicher für die zwei Architekturen unterschiedlich organisiert werden.
Leistungsabschätzung
Gemäß einer Implementierung unter Verwendung der Definition in Tabelle 1 und mit Basieren der Leistungsskalierung auf der gemessenen Leistung der TDF0-Vorrichtung können die Leistungsanforderungen (grob) abgeschätzt werden. In einem Beispiel werden die Verzögerungsfilter mit einer Abtastrate von 40 MHz getaktet. Die tatsächliche Taktrate ist 80 MHz, zumindest um Taktphasen für Schaltauftastimpulse vorzusehen.
Eine andere SAT-Entwicklung eines Tiefpassfilters (LPF) wird verwendet, um die Leistung für die Konstruktion abzuschätzen. In der Konstruktion erzeugt die Registerübertragungssprache (RTL) Auftastimpulse für ein 224 LPF. Es läuft als Blockratenfilter. Die digitale Auftastimpulsgeneratorlogik erzeugt jedoch Reihen- und Spaltenauftastimpulse für die SAT-Konstruktionen. Dieser Block verbraucht ungefähr 4,3 uA/MHz Abtastrate. Da er mit 80 MHz Takteingangsrate läuft, wird der Stromverbrauch pro Kanal auf 4,3·2·40 uA/Kanal = 344 uA/Kanal verdoppelt. Bei 3,3 V VDD ist dies 1,1 mW/Kanal.
Da jedoch die digitalen Auftastimpulse, die für jeden Kanal verwendet werden, gleich sind, kann die Leistung durch Teilen eines digitalen Auftastimpulsgenerators verringert werden. Der analoge VDD-Strom hängt von der Signalgröße ab, aber bei einem Signal von 1 V RMS ist er etwa 200 uA/Kanal oder etwa 0,66 mW/Kanal bei 3,3 V VDD. Gemäß einem Beispiel ist aufgrund der starken Dämpfung der Sendedruckwelle das mittlere Empfangssignal von 1 V RMS sehr konservativ.

Es gibt noch einen einzelnen ADC für die strahlgeformte Ausgabe von drei mal drei, der mit 40 Msps läuft. In einem Beispiel weist ein 16-Bit-ADC einen Leistungsverbrauch von 200 mW bei 1,8 V Vdd auf. Die Leistungsabschätzung ist nachstehend in Tabelle 2 zusammengefasst.

Block	Strom	Leistung
1 Kanal UABF – digital	344 uA	1,1 mW, 3,3 V
1 Kanal UABF – analog	200 uA	0,66 mW, 1 V RMS

Insgesamt 1 Kanal	544 uA	1,76 mW

ADC	1100 uA	200 mW, 1,8 V
Insgesamt 128 Kanäle + ADC	71 mA	425 mW

Tabelle 2: Zusammenfassung der Leistungsabschätzung

Ein anderer Teil des Leistungsverbrauchs ist ein anderer digitaler Block, der die Verzögerungsprofile erzeugt und die Registerwerte in jedem Kanal setzt. Dieser digitale Block trägt zum Leistungsverbrauch und zur gesamten Modulleistung bei.
FD-Schaltungskonstruktion
Eine der Eigenschaft der Farrow-Filterarchitektur besteht darin, dass sie den Bruchverzögerungswert dynamisch durch Ändern eines einzelnen variablen Werts ändern kann. 11A stellt eine Farrow-Filterarchitektur 1100 mit fünf FIR-Abgriffen dar. Diese Filterkonstruktion kann modifiziert werden, um die Variablen zu ändern.
11B ist eine zweite Farrow-Filterarchitektur 1130 mit fünf FIR-Abgriffen gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung. Die zweite Farrow-Filterarchitektur 1130 enthält Variablen d1, d2, d3 und d4. Wenn die Variablen d1, d2, d3, d4: d1 = d, d2 = d^2, d3 = d^3 und d4 = d^4 sind, weist die Farrow-Filterarchitektur 1130 dieselbe Funktion wie die Farrow-Filterarchitektur 1100 auf. Die Schaltungsimplementierung der Konstruktion der Farrow-Filterarchitektur 1130 von 11B wird nachstehend unter der Überschrift ”FIR-Konstruktion” erörtert, die eine Erörterung der Konstruktion der FIR-Ausgangsskalierungsvariablen d1 bis d4 enthält.
Simulationsergebnisse für verschiedene Konstruktionen des Farrow-Filters werden hier erörtert. Ein spezielles Beispiel wird für die zwei Abschnitte verwendet, die folgen, somit können tatsächliche Koeffizientenwerte und Kondensatorwerte definiert werden. Das Konstruktionsbeispiel basiert auf den Parametern NP = 2, M = 9. Die Leistungsfähigkeit für diese Konfiguration ist vorstehend im Abschnitt mit dem Titel ”Simulationsergebnisse 2” erörtert. Dieses Beispiel demonstriert die Eigenschaften der Konstruktion für ein Einzelkanal-FD-Filter.
FIR-Konstruktion
Die FIR-Konstruktion, wie in 11A und 11B gezeigt, ist dieselbe wie andere Implementierungen von SAT-FIR-Filtern. Jeder der FIR-Abschnitte abgesehen von Abschnitt 1 ist eine M × M-Anordnung von Kacheln, um ein Streaming-FIR-Filter zu implementieren.
Die Konstruktion der Koeffizienten für die FIR-Abschnitte kann in vielen Weisen durchgeführt werden. Vorliegende Verfahren sind jedoch für digitale Filterimplementierungen und nicht analoge SAT-Strukturen ausgelegt. Systeme und Verfahren zum Implementieren der Farrow-Struktur als Schaltungsstruktur mit geschalteten Kondensatoren (Schaltkondensatoren) werden hier beschrieben.

Gemäß einer anderen Implementierung werden lineare Programmierverfahren verwendet, um die Koeffizientenwerte auf der Basis von Einschränkungen der erforderlichen Leistungsfähigkeit zu optimieren. Die Prinzipeinschränkung besteht darin, dass dieses Verfahren einen festen Bereich von Kondensatorwerten aufweist, die die Koeffizientenwerte darstellen. In praktischer Hinsicht können die Kondensatoren über einen endlichen Bereich von Werten hergestellt werden. Insbesondere wird der kleinste Kondensator durch die Prozesskonstruktions- und Auslegungsregeln bestimmt. Ein Beispiel der Filterkoeffizienten ist in der nachstehenden Tabelle 3 gezeigt:

Abschnitt 0	Abschnitt 1	Abschnitt 2
0,0000	0,0674	–0,0025
0,0000	–0,1579	0,0093
0,0000	0,3392	–0,0328
0,0000	–0,9499	0,2056
1,0001	0,0000	–0,3603
0,0000	0,9505	0,2057
0,0000	–0,3394	–0,0326
0,0000	0,1582	0,0093
0,0000	–0,0674	–0,0025

Tabelle 3: Koeffizienten für NP = 2, M = 9

Die Normierung ist:
amax = 0,9951 0,8904 3,9001
Die Variable amax stellt die Skalierung dar, die verwendet wird, um die ursprünglichen Filterkoeffizientenwerte aus den normierten Kapazitätswerten zu bestimmen. Diese Skalierung wird verwendet, wenn die Ausgangsladungsskalierung mit dem zweiten CS-Ereignis vollendet wird.
Ausgangsskalierung
Eine der Kerneigenschaften der SAT-Filterkonstruktion ist die Fähigkeit zur Ladungsteilung zwischen mehreren Filterausgängen, um ein komplexeres Verhalten herzustellen. Die Farrow-Filterkonstruktion ist ein Beispiel. Die Implementierung des Farrow-Filters ist ein Konstruktionsverfahren, das die Fläche und Leistung für FD-Filter verringert.
Die Implementierung des Farrow-Filters unter Verwendung von SAT-Schaltungen ist hier in 4A und 4B gezeigt. Gemäß einem Beispiel ist 11C eine vereinfachte Version von 11B. In diesem Fall gilt NP = 2 und M = 9. Tabelle 3 zeigt die Koeffizientenwerte. Es ist zu beachten, dass die Werte für den 1. Abschnitt abgesehen vom Mittenwert null sind. In 11C wird der 1. Abschnitt mit einem Gewicht von 1 summiert. Jeder des zweiten und des dritten Abschnitts weist neun Werte oder neun Kondensatoren auf.
Mit Bezug auf 11A–11C weisen, nachdem alle Kondensatoren in einem Abschnitt miteinander verbunden sind, um die nächste Ausgabe herzustellen, sie alle dieselbe Spannung über sich auf. Aber die Ladung auf ihnen ist zur Kondensator- oder Koeffizientengröße proportional. Wenn einer oder mehrere der Koeffizientenkondensatoren zum FIR-Ausgangsknoten abgetrennt werden, ist folglich die verfügbare Ladung zur Summe der restlichen Kondensatoren, die noch miteinander verbunden sind, proportional. Der Bruchteil der Gesamtladung kann viele Werte auf der Basis aller möglichen Zustände der neun Kondensatoren und Koeffizienten aufweisen. Es gibt 2^9 – 1 mögliche Zustände der Kondensatorsätze.
Gemäß einer Implementierung kann die Skalierung für jeden Abschnitt (abgesehen vom ersten Abschnitt, der ein Gewicht von 1 aufweist) durchgeführt werden. Die Skalierung von d1 und d2, die in 11B und 11C gezeigt ist, hängt vom Verzögerungswert ab. Die Verzögerungen sind gleichmäßige Bruchteile einer Abtastperiode.
Gemäß verschiedenen Implementierungen kann das Verfahren zur Abbildung der Ladungsskalierung unter Verwendung einer Teilmenge von Koeffizientenkondensatoren zu Fehlern führen. Die FIR-Filterkoeffizienten können beispielsweise keine exakten Werte für die Verzögerungsskalierung geben.
Analoge Ultraschall-Strahlformungsschaltung (UABF)
Der UABF-Block ist ein einzelner passiver mehrstufiger Ladungsteilungssignalpfad, wie vorstehend mit Bezug auf 4A und 4B beschrieben. Gemäß einigen Beispielen kann der Schaltplan verwendet werden, um die Zeitsteuerung und Auslegung für das Filter zu planen. Gemäß einem Beispiel enthält die Definition des Bruchverzögerungsfilters die folgenden Parameter (diese sind die Parameter, die im obigen Abschnitt mit dem Titel ”Simulationsergebnisse 2” verwendet werden):

1. Laakso-Verfahren für Koeffizientenkonstruktion.
2. N = 9 (Anzahl von Abgriffen in FIR-Abschnitten).
3. NP = 2 (Filterordnung). Die Anzahl von Abschnitten ist NP + 1.
4. K = 128.
5. Fpass = 0,81·Nyquist.
6. Koeffizientenskalierung = {1, 0,95, 0,35}
7. Untere Grenze = 0,01 (kleinster Kondensatorkoeffizient). Kleinere Werte = 0. Diese Spezifikation wird auf 1,0 normiert.
8. Maximale Abtastrate = 40 MHz.
9. Signalpfad mit 2 V oder 3 V.

Gemäß einigen Beispielen, wie vorstehend beschrieben, weist jeder Kanal drei FIR-Filter auf, die dieselbe Eingangswellenform abtasten. Der erste Abschnitt weist einen einzelnen Einheitskondensator in der Mitte auf, während der zweite und der dritte Abschnitt mehrere Kondensatoren aufweisen. Die drei FIR-Filter sind miteinander verbunden, um die Kanal-verzögerte Ausgabe zu bilden. Die 128 Kanäle sind miteinander verbunden, um die strahlgeformte einzelne Ausgangsladung zu bilden.
12 zeigt die Zeitsteuerung und die Auftastimpulsnummern bezeichnen die markierten Schalter in 4B. Die folgenden Abschnitte beschreiben die Eingangs- und Ausgangscharakteristiken.
Eingangsabtastung
Der UABF ist ein abgetasteter Analogsignalprozessor und die Eingangsabtastung bestimmt die Zeitdauer der Abtastung. Die Eingangsabtastung passiert, wenn der Auftastimpuls firph1 aktiv hoch ist, wie in 12 gezeigt. Der Auftastimpuls firph1 ist für eine Hälfte einer Taktperiode aktiv. In einem Beispiel ist dies ein Minimum von etwa 12 ns Dauer für die maximale Eingangsabtastrate von 40 MHz. Der UABF-Treiber schwingt innerhalb dieser Zeit ein. In einem Beispiel ist die gesamte Eingangskapazität der UABF-Konstruktion, wie in 4B gezeigt, etwa 5,6 Einheitskondensatoren oder etwa 5,6 pF unter Verwendung eines Einheitskapazitätswerts von 1 pF. In einer Implementierung ist die Kapazität konstant, aber die Last ist eine Last eines geschalteten Kondensators und wird nur gesehen, wenn firph1 = 1. Wenn firph1 = 0, weist die Last eine minimale Schalt- und parasitäre Verdrahtungskapazität auf. In anderen Implementierungen scheint die Last über die Zeit konstant und kann auch über Abtastwerte konstant erscheinen.
Ausgangsabtastung
Wie in 12 zu sehen, ist gemäß einigen Implementierungen die Ausgabe gültig, wenn der Auftastimpuls 6, Vout, für ungefähr eine Abtasttaktperiode hoch ist. Gemäß einer Implementierung besteht eine Eigenschaft der Schaltung darin, dass der Ausgangswert als Ladung, nicht als Spannung dargestellt wird. Die Kapazität, die die Ausgangsladung hält, ändert sich für jeden Bruchverzögerungswert. Die Variation der Ausgangskapazität ist etwa 30% und die Kapazität ist ungefähr 3,1 pF bis 4,5 pF für ein Verzögerungsinkrement von 0,125. In einem Beispiel gibt es 8 mögliche Bruchverzögerungswerte innerhalb einer Abtastzeitperiode. Ein Kompensationskondensator funktioniert, um die gesamte Kapazität am Ausgang für alle Verzögerungswerte konstant zu machen. Die Ausgangsladung ist unverändert, da dieser Kondensator in jedem Abtastzyklus zurückgesetzt wird. Gemäß einem Beispiel wird der Kompensationskondensator nicht verwendet, wenn der ADC-Eingang auf Ladung basiert und nicht auf Spannung basiert.
Gemäß anderen Implementierungen wird der Ausgangswert als Spannung dargestellt.
Ganzzahlige Verzögerung
4B zeigt das FD-Filter und die ganzzahlige Verzögerung, die in eine einzelne passive Schaltungskonstruktion integriert sind, gemäß einigen Implementierungen. Die Verzögerungsleitung ist die obere rechte Ecke des Farrow-Filters. Die ganzzahlige Verzögerung wird als Anordnung von Einheitskondensatoren mit Eingangsschaltern, die auf irgendein Verzögerungselement zeigen können, und separaten Ausgangsschaltern, die auf irgendein Verzögerungselement zeigen können, implementiert.
Ein adressiertes Verzögerungselement ist in das Farrow-FD-Filter integriert, indem es als einzelner Einheitskondensator des ersten Abschnitts wirkt. In einigen Implementierungen ist der erste Abschnitt, wie vorher erörtert, so ausgelegt, dass er ein einzelner Einheitskondensator und anderswo Nullen ist. In anderen Implementierungen ist der erste Abschnitt ein vollständiger FIR-Kondensator. In einigen Beispielen ist der erste Abschnitt ein vollständiger FIR-Kondensator und ein Einheitsverzögerungskondensator ist einer der Kondensatoren im ersten Abschnitt. In einigen Beispielen kann der Einheitsverzögerungskondensator für Einheitskondensatoren in anderen Abschnitten verwendet werden. In anderen Beispielen ist der erste Abschnitt ein vollständiger FIR-Kondensator und der Einheitsverzögerungskondensator ist einer der Kondensatoren in einem anderen Abschnitt.
UABF-Leistungsfähigkeit
Gemäß verschiedenen Implementierungen zeigen Vergleiche von Modellen der verallgemeinerten UABF-Schaltung mit digitaler Strahlformung, dass der UABF etwa gleich gut wie der digitale BF arbeitet. Ein Vergleich von idealen, linearen und UABF-Farrow-Interpolationsverfahren für die Strahleigenschaften gibt an, dass die UABF-Leistungsfähigkeit zum idealen (Gleitkomma) Strahldiagramm nahezu identisch ist. Die lineare Interpolation ist signifikant schlechter als das UABF-Farrow.
Digitaler Speicher
Gemäß verschiedenen Implementierungen kann in der Praxis die tatsächliche Implementierung der hier erörterten Strukturen nur Schalter und Kondensatoren aufweisen. Schalter und Kondensatoren weisen jedoch nicht ideale Eigenschaften wie z. B. Schalterwiderstand und Kondensatorfehlanpassung auf. Außerdem kann sich eine parasitäre Kapazität auf das Verhalten auswirken. Ein anderer Aspekt der Konstruktion sind die Speicheranforderungen für die dynamischen Fokussieranforderungen. In einem Beispiel kann, wenn ein unterschiedlicher Satz von Verzögerungen für jeden Zeitpunkt besteht, der gesamte Speicher abgeschätzt werden:
Max. Übergangszeit = 2·150 mm/c = ~200 us = ~8000 Abtastwerte bei maximalem Fs von 40 MHz
Wenn eine einzelne Verzögerungsvariable 4 Bit binär (16 mögliche Werte) ist, dann sind 8000 Abtastwerte 4k Bytes pro Element.
Wenn der Wandler 192 Elemente ist, dann ist der maximale gesamte Speicher 768k Bytes.
Gemäß verschiedenen Beispielen ist 768k eine vernünftige Menge an Speicher und es gibt eine Anzahl von Weisen, in der er implementiert werden kann. In einem Beispiel ist, wenn der festgelegte digitale Verzögerungswert zur UABF-Vorrichtung unter Verwendung eines einzelnen seriellen Anschlusses gesendet wird, die Datenrate für Echtzeitabbildung etwa 30 Gbit/s. Zur Bezugnahme kann ein USB 3.1 bis zu 10 Gbit/s bereitstellen.
In anderen Implementierungen werden die Verzögerungsprofile im Fluge mit einem Näherungsalgorithmus erzeugt. In einem Beispiel kann der Näherungsalgorithmus gerade lineare Näherungen der Verzögerungsprofile durchführen und Deltaverhalten implementieren. In einem anderen Beispiel bewegt der Näherungsalgorithmus den Verzögerungsprofilzustand vielmehr als Änderungen anstatt als explizite Verzögerungswerte. In einigen Implementierungen sind die Verzögerungsn fest (konstant). In anderen Implementierungen variieren die Verzögerungen einige Male während der Empfangszeit nach dem Sendeereignis.
Apodisierung
13 zeigt eine Apodisierungsschaltung 1300 gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung. Die Apodisierung ist das Fenstern der Eingangswellenform, um Seitenkeulen zu verringern. Gemäß einem Beispiel ist dies zum Fensterverfahren für die FIR-Filterkonstruktion analog. Das Fenster ist eine Gewichtungsform wie z. B. das Hamming-Fenster, das über die physikalischen Wandlerelemente in jedem Zeitschritt angewendet wird. Die Seitenkeulenhöhe ist eine FOM für die Strahlformung und die Apodisierung wird verwendet, um die Seitenkeulen zu verringern. Ein Verfahren, um Apodisierung hinzuzufügen, besteht darin, ein anderes CS-Ereignis zwischen dem Eingangssignal an jedem Element und dem Farrow-FD-Filter hinzuzufügen (oder eine andere Interpolation), was die Aperturelemente durch eine Gaußartige Fensterform skaliert, um die Effekte der rechteckigen Fenstersignalform zu verringern. Dieses zusätzliche CS-Ereignis vor dem Abtasten der FIR-Abschnitte des FD-Filters kann fest oder programmierbar sein.
Gemäß einigen Implementierungen ist für eine Ultraschallabbildungsanwendung das Fenstern oder die Apodisierung räumlich über die aktiven Wandlerelemente. In einigen Beispielen findet die räumliche Apodisierung über die ausgerichteten Abtastwerte der aktiven Elemente statt. Folglich findet die Apodisierung nach der ganzzahligen und Bruchverzögerungsoperation statt.
Der Zeitablauf für die Apodisierungsoperation ist in 14 gezeigt. Es sind drei Schritte für die Apodisierungsladungsskalierung vorhanden.

1. Setzen des Apodisierungs-DAC-Zustandes, Rücksetzen von Apodisierungs-DAC-Kondensatoren und Zurücksetzen von parasitären Kondensatoren. Auftastimpuls (4), (9)
2. Ladungsteilung zwischen ausgewählter ganzzahliger Verzögerungskachel und Apodisierungs-DAC. Auftastimpuls (12)
3. Verbinden des Ausgangsknotens mit entweder dem ganzzahligen Verzögerungsausgang oder Apodisierungs-DAC-Ausgang in Abhängigkeit vom A-Modus-Zustand. Auftastimpuls (8)

In einer Implementierung definiert die Konstruktion den Apodisierungs-DAC als 5 Bits oder 32 LSB-Kacheln. Die Kapazität in jeder Kachel des niedrigstwertigen Bits (LSB) hängt von der Einheitskapazität des Farrow-Filters ab, so dass die Skalierung auf 5 Bits Auflösung linearisiert werden kann. In einem Beispiel beinhaltet die Linearisierung der Apodisierungsskalierung die Abbildung der 6 Bits des Zustandes (5 DAC-Bits und der A-Modus-Bit-Zustand) oder 64 Zustände, um eine lineare geradlinige Skalierung von 0 Ladung bis maximale Ladung am ganzzahligen Verzögerungs-Kachelkondensator anzupassen.
Gemäß einer Implementierung wirkt der DAC als Ladungsteilungsereignis und folglich ist die Ladungsskalierung, die für die Apodisierung verwendet wird, für die DAC-Codes nicht linear. Folglich besteht eine Abbildung zwischen dem Apodisierungswert und dem tatsächlichen DAC-Code.
UABF-Anwendungen
Gemäß verschiedenen Implementierungen kann die Anzahl von Kanälen, Verzögerungen, Apodisierung und anderen Parametern in der UABF-Schaltung für viele Verwendungen optimiert werden. Einige Beispiele sind nachstehend enthalten.
Kanalanzahl
Viele der Beispiele in diesem Dokument beziehen sich auf eine lineare Anordnung von 128 Elementen. Diese Wandlerkonstruktion ist für ein Bild mit hoher Qualität sehr üblich, aber es gibt viele andere Verfahren zum Konstruieren des Wandlers und die lineare Anordnung könnte irgendeine ausgewählte Größe sein. Gemäß einem Beispiel ist ein anderes Wandlerbeispiel eine Anordnung vom linearen Typ mit mehreren Reihen oder Elementen, um die Fokussierung des Strahls auf die y-Achse zu ermöglichen. Die Anordnung vom linearen Typ kann eine 1.5D-, 1.75D- oder ein anderer Typ von Anordnung sein. Gemäß anderen Beispielen werden 2D-Anordnungen verwendet. 2D-Anordnungen sind N × N-Anordnungen von Elementen, häufig mehreren tausend Elementen insgesamt, die den Aufbau einer 3D- und 4D-Abbildung ermöglichen. Der physikalische Aufbau dieser Anordnungen ist schwierig und erfordert eine gewisse Elektronik hinter jedem Element aufgrund der bloßen Anzahl von Kanälen und des Bedarfs, die Informationen sobald wie möglich zu dezimieren. Diese Dezimierung wird derzeit durch ein teilweises BF von Unteranordnungen von Elementen durchgeführt. Gemäß einigen Beispielen ist der UABF für diese Konstruktion und diesen Aufbau gut.
Verzögerungsprofil
In verschiedenen Implementierungen können die Verzögerungen, die in vielen Teilen der Patentbeschreibung erörtert sind, die für die Fokussierung und Lenkung erforderlich sind, nach einem Sendeereignis und während des Empfangs dieses Sendeereignisses entweder fest oder programmierbar sein.
Unteraperturstrahlformung
Gemäß verschiedenen Implementierungen beziehen sich die Beschreibungen auf ein BF-Verfahren für eine endliche Gruppe von Wandlerelementen (oder irgendeinen anderen Satz von unabhängigen Signalen). Die endliche Gruppe von Elementen kann jedoch alles oder ein Teil eines speziellen Wandlers zu irgendeinem Zeitabtastwert sein. Insbesondere können mehrere BF-Blöcke vorhanden sein, die Strahlen für eine Untergruppe von Elementen bilden. Für einen Wandler mit 128 Elementen können 4 UABF-Blöcke, die auf jede der Untergruppen von Elementen mit 32 Elementen blicken, entweder benachbart oder verschachtelt vorhanden sein.
Strahlformung mit parallelem Empfang
Eine Anzahl von Anwendungen von Ultraschallbilddaten verwendet schnelle Bildaktualisierungen oder schnelle Rahmenratenwerte. Um die Rahmenrate zu erhöhen, kann die UABF-Hardware mehrere Male dupliziert werden, um gleichzeitige BF-Ausgaben zu erzeugen. Dies wird als Strahlformung mit parallelem Empfang bezeichnet. Die Rahmenrate wird direkt durch die Anzahl von UABF-Blöcken erhöht. In verschiedenen Beispielen erhöht die Verwendung von 2 UABF-Blöcken die Rahmenrate auf zweimal die ursprüngliche Rahmenrate, die Verwendung von 4 UABF-Blöcken erhöht die Rahmenrate auf viermal die ursprüngliche Rahmenrate und 8 UABF-Blöcke erhöhen die Rahmenrate auf achtmal die ursprüngliche Rahmenrate.
Abbildung mit synthetischer Apertur
Die Abbildung mit synthetischer Apertur führt potentiell zu Bildern mit höherer Qualität mit derselben Anzahl von Elementen. Die Abbildung mit synthetischer Apertur (SA) basiert auf einem Verzögerungs- und Summen-BF, den der UABF schaffen kann. 41 zeigt ein Diagramm eines Beispiels der SA-Abbildung. Der erste Schritt ist Verzögerungs- und Summenstrahlformung, um viele Bilder mit niedriger Auflösung zu erzeugen. Die Bilder mit niedriger Auflösung werden in vielen Weisen kombiniert, um ein Bild mit hoher Auflösung herzustellen. Der UABF kann implementiert werden, um die SA-Abbildung zu unterstützen, durch eine spezielle Konstruktion oder eine Konfiguration einer Universalimplementierung.
Mutliplexierter BF
Eine der Eigenschaften der SAT-Implementierung ist die schnelle Rechengeschwindigkeit, um die Strahlformung durchzuführen. Bei der digitalen Implementierung wird diese Berechnung durch eine getaktete Hardware durchgeführt und die Geschwindigkeit wird dadurch begrenzt, wie viel Hardware beispielsweise gegenüber dem seriellen Multiplexieren einer Rechenmaschine implementiert wird. In der UABF-Domäne wird die ganze Berechnung nach 3 CS-Ereignissen durchgeführt. Diese Ereignisse können in Abhängigkeit vom verwendeten Halbleiterprozess sehr schnell passieren. Diese Geschwindigkeit bedeutet, dass eine Architektur implementiert werden kann, die denselben physikalischen UABF-Block verwendet, der viele Male entweder über mehrere Wanderelementuntergruppen oder dieselben Elemente mehrere Male multiplexiert wird. Dies wird durch eine Eingangsschaltmatrix durchgeführt, die die UABF-Eingaben zu mehreren Gruppen von Eingängen lenkt.
Andere Anwendungen
Gemäß verschiedenen Implementierungen kann die abgetastete analoge Technologie in beliebigen Ultraschall-, Radar- und akustischen Anwendungen für leistungsarme Strahlformung verwendet werden. SAT kann ein Baustein für fortschrittliche Ultraschallstrahlformungsanwendungen sein, einschließlich Techniken mit synthetischer Apertur, Abbildung von ebenen Wellen, divergenter Strahlformung, Anwendungen mit retrospektivem dynamischem Sendefokus und Unteraperturanordnungsstrahlformung. SAT kann in Strahlformungsanwendungen in Sonden verwendet werden, einschließlich Einzelreihen-Ultraschallsonden (1D-Ultraschallsonden) und Mehrfachreihensonden (1.5D-, 1.75D- und 2D-Anordnungen) sowie Kathethersonden. SAT kann sowohl in Sonden- als auch Konsolenstrahlformungsanwendungen (Systemstrahlformungsanwendungen) verwendet werden, einschließlich Anwendungen, die sehr geringe Leistung erfordern, sowie Anwendungen mit hoher Dichte. Die SAT-Strahlformung kann auch in Formfaktoren einer tragbaren Ultraschallvorrichtung verwendet werden, die Strahlformung beinhalten.
Variationen und Implementierungen
In den Erörterungen der obigen Ausführungsformen können die Kondensatoren, Takte, DFFs, Dividierer, Induktoren, Widerstände, Verstärker, Schalter, der digitale Kern, die Transistoren und/oder andere Komponenten leicht ersetzt, ausgetauscht oder anderweitig modifiziert werden, um speziellen Schaltungsanordnungsbedürfnissen gerecht zu werden. Überdies sollte beachtet werden, dass die Verwendung von komplementären elektronischen Vorrichtungen, Hardware, Software usw. eine gleichermaßen brauchbare Option für die Implementierung der Lehren der vorliegenden Offenbarung bietet.
In einer Beispielausführungsform kann irgendeine Anzahl von elektrischen Schaltungen der Figuren auf einer Platine einer zugehörigen elektronischen Vorrichtung implementiert werden. Die Platine kann eine allgemeine Leiterplatte sein, die verschiedene Komponenten des internen elektronischen Systems der elektronischen Vorrichtung halten kann und ferner Verbindungselemente für andere Peripheriegeräte vorsehen kann. Insbesondere kann die Platine die elektrischen Verbindungen vorsehen, durch die die anderen Komponenten des Systems elektrisch kommunizieren können. Beliebige geeignete Prozessoren (einschließlich Digitalsignalprozessoren, Mikroprozessoren, Unterstützungschipsätze usw.), computerlesbare nichtflüchtige Speicherelemente usw. können auf der Basis von speziellen Konfigurationsbedürfnissen, Verarbeitungsanforderungen, Computerkonstruktionen usw. geeignet mit der Platine gekoppelt werden. Andere Komponenten wie z. B. ein externer Speicher, zusätzliche Sensoren, Steuereinheiten für Audio/Video-Anzeige und Peripherievorrichtungen können an der Platine als Einsteckkarten, über Kabel angebracht werden oder in die Platine selbst integriert werden. In verschiedenen Ausführungsformen können die hier beschriebenen Funktionalitäten in Emulationsform als Software oder Firmware implementiert werden, die in einem oder mehreren konfigurierbaren (z. B. programmierbaren) Elementen läuft, die in einer Struktur angeordnet sind, die diese Funktionen unterstützt. Die Software oder Firmware, die die Emulation bereitstellt, kann auf einem nichtflüchtigen computerlesbaren Speichermedium mit Befehlen vorgesehen sein, um einem Prozessor zu ermöglichen, diese Funktionalitäten auszuführen.
In einer anderen Beispielausführungsform können die elektrischen Schaltungen der Figuren als eigenständige Module (z. B. eine Vorrichtung mit zugehörigen Komponenten und einer Schaltungsanordnung, die dazu konfiguriert ist, eine spezielle Anwendung oder Funktion durchzuführen) implementiert werden oder als Einsteckmodule in anwendungsspezifische Hardware von elektronischen Vorrichtungen implementiert werden. Es ist zu beachten, dass spezielle Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung leicht in einem Baustein eines Systems auf einem Chip (SOC) entweder teilweise oder ganz enthalten sein können. Ein SOC stellt eine IC dar, die Komponenten eines Computers oder eines anderen elektronischen System in einen einzelnen Chip integriert. Er kann digitale, analoge, Mischsignal- und häufig Hochfrequenzfunktionen enthalten: die alle auf einem einzelnen Chipsubstrat vorgesehen sein können. Andere Ausführungsformen können ein Mehrchipmodul (MCM) mit mehreren separaten ICs aufweisen, die innerhalb eines einzelnen elektronischen Bausteins angeordnet sind und dazu konfiguriert sind, eng miteinander durch den elektronischen Baustein zusammenzuwirken. In verschiedenen anderen Ausführungsformen können die Filterfunktionalitäten in einem oder mehreren Siliziumkernen in anwendungsspezifischen integrierten Schaltungen (ASICs), anwenderprogrammierbaren Verknüpfungsfeldern (FPGAs) und anderen Halbleiterchips implementiert werden.
Es ist auch unerlässlich zu beachten, dass alle Spezifikationen, Abmessungen und Beziehungen, die hier umrissen sind (z. B. die Anzahl von Prozessoren, Logikoperationen usw.), nur für Zwecke des Beispiels und der Lehre angeboten wurden. Solche Informationen können beträchtlich verändert werden, ohne vom Gedanken der vorliegenden Offenbarung oder vom Schutzbereich der beigefügten Ansprüche abzuweichen. Die Spezifikationen gelten nur für ein nicht begrenzendes Beispiel und folglich sollten sie als solches aufgefasst werden. In der vorangehenden Beschreibung wurden Beispielausführungsformen mit Bezug auf spezielle Prozessor- und/oder Komponentenanordnungen beschrieben. Verschiedene Modifikationen und Änderungen können auch an solchen Ausführungsformen durchgeführt werden, ohne vom Schutzbereich der beigefügten Ansprüche abzuweichen. Die Beschreibung und die Zeichnungen sollen folglich vielmehr in einer erläuternden als in einer einschränkenden Hinsicht betrachtet werden.
Es ist zu beachten, dass die vorstehend mit Bezug auf die Figuren erörterten Aktivitäten auf beliebige integrierte Schaltungen anwendbar sind, die Signalverarbeitung beinhalten, insbesondere jene, die spezialisierte Softwareprogramme oder Algorithmen ausführen können, von denen einige der Verarbeitung von digitalisierten Echtzeitdaten zugeordnet sein können. Bestimmte Ausführungsformen können sich auf Mehr-DSP-Signalverarbeitung, Gleitkommaverarbeitung, Signal/Steuer-Verarbeitung, Festfunktionsverarbeitung, Mikrocontrolleranwendungen usw. beziehen.
In bestimmten Zusammenhängen können die hier erörterten Merkmale auf medizinische Systeme, eine wissenschaftliche Instrumentierung, drahtlose und verdrahtete Kommunikationen, Radar, industrielle Prozesssteuerung, Audio- und Videoausrüstung, Stromerfassung, Instrumentierung (die sehr genau sein kann) und andere Systeme auf der Basis von digitaler Verarbeitung anwendbar sein.
Bestimmte vorstehend erörterte Ausführungsformen können überdies in Digitalsignalverarbeitungstechnologien für medizinische Abbildung, Patientenüberwachung, medizinische Instrumentierung und Heimgesundheitsvorsorge vorgesehen sein. Dies könnte Lungenüberwachungseinrichtungen, Beschleunigungsmesser, Herzfrequenzüberwachungseinrichtungen, Schrittmacher usw. umfassen. Andere Anwendungen können Kraftfahrzeugtechnologien für Sicherheitssysteme (z. B. Stabilitätssteuersysteme, Fahrerassistenzsysteme, Bremssysteme, Infotainment und Innenanwendungen beliebiger Art) beinhalten. Ferner können Antriebsstrangsysteme (beispielsweise in Hybrid- und Elektrofahrzeugen) Datenumsetzungsprodukte mit hoher Genauigkeit bei der Batterieüberwachung, in Steuersystemen, beim Melden von Steuerungen, bei Wartungsaktivitäten usw. verwenden.
In noch anderen Beispielszenarios können die Lehren der vorliegenden Offenbarung auf den Industriemärkten anwendbar sein, die Prozesssteuersysteme aufweisen, die helfen, die Produktivität, Energieeffizienz und Zuverlässigkeit anzutreiben. In Verbraucheranwendungen können die Lehren der vorstehend erörterten Signalverarbeitungsschaltungen für die Bildverarbeitung, automatische Fokussierung und Bildstabilisierung (z. B. für digitale Standbildkameras, Camcorder usw.) verwendet werden. Andere Verbraucheranwendungen können Audio- und Videoprozessoren für Heimtheatersysteme, DVD-Rekorder und hochauflösende Fernsehgeräte umfassen. Noch andere Verbraucheranwendungen können fortschrittliche Berührungsbildschirmsteuereinheiten (z. B. für irgendeinen Typ von tragbarer Medienvorrichtung) beinhalten. Daher könnten solche Technologien leicht ein Teil von Smartphones, Tablets, Sicherheitssystemen, PCs, Spieltechnologien, virtueller Realität, Simulationstraining usw. sein.
Es ist zu beachten, dass bei den zahlreichen hier vorgesehenen Beispielen eine Wechselwirkung hinsichtlich zwei, drei, vier oder mehr elektrischen Komponenten beschrieben sein kann. Dies wurde jedoch nur für die Zwecke der Deutlichkeit und des Beispiels durchgeführt. Es sollte erkannt werden, dass das System in irgendeiner geeigneten Weise zusammengefasst werden kann. Gemäß ähnlichen Konstruktionsalternativen kann irgendeine der dargestellten Komponenten, Module und Elemente der Figuren in verschiedenen möglichen Konfigurationen kombiniert werden, die alle deutlich innerhalb des breiten Schutzbereichs dieser Patentbeschreibung liegen. In bestimmten Fällen kann es leichter sein, eine oder mehrere der Funktionalitäten eines gegebenen Satzes von Abläufen nur durch Bezugnahme auf eine begrenzte Anzahl von elektrischen Elementen zu beschreiben. Es sollte erkannt werden, dass die elektrischen Schaltungen der Figuren und ihre Lehren leicht skalierbar sind und sich an eine große Anzahl von Komponenten sowie kompliziertere/raffiniertere Anordnungen und Konfigurationen anpassen können. Folglich sollten die bereitgestellten Beispiele den Schutzbereich nicht begrenzen oder die breiten Lehren der elektrischen Schaltungen als potentiell auf eine Unzahl von anderen Architekturen angewendet hemmen.
Es ist zu beachten, dass in dieser Patentbeschreibung Bezugnahmen auf verschiedene Merkmale (z. B. Elemente, Strukturen, Module, Komponenten, Schritte, Operationen, Eigenschaften usw.), die in ”einer einzelnen Ausführungsform”, einer ”Beispielausführungsform”, ”einer Ausführungsform”, ”einer anderen Ausführungsform”, ”einigen Ausführungsformen”, ”verschiedenen Ausführungsformen”, ”anderen Ausführungsformen”, einer ”alternativen Ausführungsform” und dergleichen enthalten sind, bedeuten sollen, dass beliebige solche Merkmale in einer oder mehreren Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung enthalten sind, aber in denselben Ausführungsformen kombiniert sein können oder nicht notwendigerweise kombiniert sein können.
Es ist auch wichtig zu beachten, dass die Funktionen in Bezug auf Farrow-Filter nur einige der möglichen Filterfunktionen darstellen, die durch oder innerhalb Systemen ausgeführt werden können, die in den Figuren dargestellt sind. Einige von diesen Operationen können gelöscht oder entfernt werden, wenn geeignet, oder diese Operationen können beträchtlich modifiziert oder geändert werden, ohne vom Schutzbereich der vorliegenden Offenbarung abzuweichen. Außerdem kann der Zeitablauf dieser Operationen beträchtlich verändert werden. Die vorangehenden Betriebsabläufe wurden für Beispiel- und Erörterungszwecke geboten. Beträchtliche Flexibilität wird durch die hier beschriebenen Ausführungsformen insofern geschaffen, als beliebige geeignete Anordnungen, Chronologien, Konfigurationen und Zeitablaufmechanismen vorgesehen sein können, ohne von den Lehren der vorliegenden Offenbarung abzuweichen.
Zahlreiche andere Änderungen, Substitutionen, Variationen, Veränderungen und Modifikationen können von einem Fachmann auf dem Gebiet festgestellt werden und es ist beabsichtigt, dass die vorliegende Offenbarung alle solchen Änderungen, Substitutionen, Variationen, Veränderungen und Modifikationen umfasst, die in den Schutzbereich der beigefügten Ansprüche fallen. Um das Patent- und Markenamt der Vereinigten Staaten (USPTO) und zusätzlich beliebige Leser irgendeines Patents, das auf diese Anmeldung ausgegeben wird, beim Interpretieren der hier beigefügten Ansprüche zu unterstützen, will der Anmelder anmerken, dass der Anmelder: (a) nicht beabsichtigt, dass sich irgendeiner der beigefügten Ansprüche auf Paragraph sechs (6) von 35 U.S.C. Abschnitt 112 beruft, wie er zum Datum der Einreichung hiervon existiert, wenn nicht die Worte ”Mittel für” oder ”Schritt für” speziell in den speziellen Ansprüchen verwendet werden; und (b) nicht beabsichtigt, dass durch irgendeine Aussage in der Patentbeschreibung diese Offenbarung in irgendeiner Weise begrenzt wird, die ansonsten in den beigefügten Ansprüchen widergespiegelt ist.
ANDERE ANMERKUNGEN, BEISPIELE UND IMPLEMENTIERUNGEN
Es ist zu beachten, dass alle optionalen Merkmale des vorstehend beschriebenen Geräts auch in Bezug auf das Verfahren oder den Prozess, die hier beschrieben sind, implementiert werden können und Besonderheiten in den Beispielen anderswo in einer oder mehreren Ausführungsformen verwendet werden können.
In einem ersten Beispiel wird ein System geschaffen (das eine beliebige geeignete Schaltungsanordnung, beliebige geeignete Dividierer, Kondensatoren, Widerstände, Induktoren, ADCs, DFFs, Logikgatter, eine beliebige geeignete Software, Hardware, beliebige geeignete Verbindungen usw. umfassen kann), das ein Teil von irgendeinem Typ von Computer sein kann, der ferner eine Leiterplatte umfassen kann, die mit mehreren elektronischen Komponenten gekoppelt ist. Das System kann Mittel zum Takten von Daten vom digitalen Kern auf einen ersten Datenausgang eines Markos unter Verwendung eines ersten Takts, wobei der erste Takt ein Makrotakt ist; Mittel zum Takten der Daten vom ersten Datenausgang des Makros in die physikalische Schnittstelle unter Verwendung eines zweiten Takts, wobei der zweite Takt ein physikalischer Schnittstellentakt ist; Mittel zum Takten eines ersten Rücksetzsignals vom digitalen Kern auf einen Rücksetzausgang des Makros unter Verwendung des Makrotakts, wobei der erste Rücksetzsignalausgang als zweites Rücksetzsignal verwendet wird; Mittel zum Abtasten des zweiten Rücksetzsignals unter Verwendung eines dritten Takts, der eine Taktrate vorsieht, die größer ist als die Rate des zweiten Takts, um ein abgetastetes Rücksetzsignal zu erzeugen; und Mittel zum Zurücksetzen des zweiten Takts auf einen vorbestimmten Zustand in der physikalischen Schnittstelle in Reaktion auf einen Übergang des abgetasteten Rücksetzsignals umfassen.
Die ”Mittel für” in diesen Fällen (vorstehend) können die Verwendung irgendeiner hier erörterten geeigneten Komponente zusammen mit irgendeiner geeigneten Software, Schaltungsanordnung, irgendeinem geeigneten Hub, Computercode, irgendeiner geeigneten Logik, irgendwelchen geeigneten Algorithmen, irgendeiner geeigneten Hardware, Steuereinheit, Schnittstelle, Verbindung, irgendeinem geeigneten Bus, Kommunikationsweg usw. umfassen (ist jedoch nicht darauf begrenzt). In einem zweiten Beispiel weist das System einen Speicher auf, der ferner maschinenlesbare Befehle aufweist, die, wenn sie ausgeführt werden, bewirken, dass das System irgendeine der vorstehend erörterten Aktivitäten durchführt.

Claims

Abgetasteter analoger Strahlformer zur Ultraschallstrahlformung, der Folgendes aufweist: eine Anordnung von Wandlern zum Senden von analogen Signalen und Empfangen von reflektierten analogen Signalen; und ein abgetastetes analoges Filter zum Filtern der empfangenen reflektierten analogen Signale und Ausgeben von abgetasteten analogen Ultraschallsignalen, wobei das abgetastete analoge Filter eine Verzögerungsleitung zum Hinzufügen einer Verzögerung zu jedem der empfangenen reflektierten analogen Signale aufweist.
Abgetasteter analoger Strahlformer nach Anspruch 1, wobei die empfangenen reflektierten analogen Signale Druckwellen sind und wobei die Anordnung von Wandlern die empfangenen reflektierten analogen Signale in Spannungen umsetzt.
Abgetasteter analoger Strahlformer nach Anspruch 1, wobei die empfangenen reflektierten analogen Signale Druckwellen sind und wobei die Anordnung von Wandlern die empfangenen reflektierten analogen Signale in Ströme umsetzt.
Abgetasteter analoger Strahlformer nach einem vorangehenden Anspruch, der ferner ein Farrow-Filter im abgetasteten analogen Filter zum Filtern der empfangenen reflektierten analogen Signale aufweist.
Abgetasteter analoger Strahlformer nach einem der Ansprüche 1 bis 3, der ferner eine Bruchverzögerungsfilterbank im abgetasteten analogen Filter zum Filtern der empfangenen reflektierten analogen Signale aufweist.
Abgetasteter analoger Strahlformer nach Anspruch 5, wobei die Bruchverzögerungsfilterbank eine verzerrte Abtastung verwendet, um einen Unterabtastwert zum Senden mit den gefilterten analogen Ultraschallsignalen auszuwählen.
Abgetasteter analoger Strahlformer nach Anspruch 5, der ferner einen digitalen Verzerrungsgenerator in der Bruchverzögerungsfilterbank zum Erzeugen einer Zeitverzerrung der Verzögerung zwischen Kanälen aufweist.
Abgetasteter analoger Strahlformer nach einem vorangehenden Anspruch, der ferner ein Filter mit endlicher Impulsantwort im abgetasteten analogen Filter zum Filtern der empfangenen reflektierten analogen Signale aufweist.
Abgetasteter analoger Strahlformer nach einem vorangehenden Anspruch, der ferner ein Summierungsmodul zum Summieren der reflektierten abgetasteten analogen Ultraschallsignale und Erzeugen einer Strahlformerausgabe aufweist.
Abgetasteter analoger Strahlformer nach einem vorangehenden Anspruch, der ferner eine Apodisierungsschaltung zum Fenstern einer Wellenform der gesendeten abgetasteten analogen Ultraschallsignale aufweist, um Seitenkeulen zu verringern.
Abgetasteter analoger Strahlformer zur Ultraschallstrahlformung, der Folgendes aufweist: ein abgetastetes analoges Filter zum Filtern eines analogen Signals, um ein abgetastetes analoges Signal zu bilden, und Strahlformen des abgetasteten analogen Signals; einen Summierungsknoten zum Addieren des abgetasteten analogen Signals zu parallelen abgetasteten analogen Signalen von parallelen abgetasteten analogen Strahlformern.
Abgetasteter analoger Strahlformer nach Anspruch 11, der ferner ein Farrow-Filter im abgetasteten analogen Filter zum Einführen einer Bruchverzögerung in das analoge Signal aufweist.
Abgetasteter analoger Strahlformer nach Anspruch 11, der ferner eine Bruchverzögerungsfilterbank im abgetasteten analogen Filter zum Filtern des analogen Signals, um das abgetastete analoge Signal zu bilden, aufweist.
Abgetasteter analoger Strahlformer nach Anspruch 13, wobei die Bruchverzögerungsfilterbank eine verzerrte Abtastung verwendet, um einen Unterabtastwert zum Senden mit den gefilterten analogen Ultraschallsignalen auszuwählen.
Abgetasteter analoger Strahlformer nach Anspruch 13, der ferner einen digitalen Verzerrungsgenerator in der Bruchverzögerungsfilterbank zum Erzeugen einer Zeitverzerrung der Verzögerung zwischen Kanälen aufweist.
Abgetasteter analoger Strahlformer nach einem der Ansprüche 11 bis 15, der ferner ein Filter mit endlicher Impulsantwort im abgetasteten analogen Filter zum Filtern der empfangenen reflektierten analogen Signale aufweist.
Abgetasteter analoger Strahlformer nach einem der Ansprüche 11 bis 16, der ferner eine Apodisierungsschaltung zum Fenstern einer Wellenform des abgetasteten analogen Signals aufweist, um Seitenkeulen zu verringern.
Verfahren zur abgetasteten analogen Strahlformung, das Folgendes aufweist: Senden von analogen Signalen von einer Anordnung von Wandlern; Empfangen von reflektierten analogen Signalen an der Anordnung von Wandlern; Filtern der empfangenen reflektierten analogen Signale mit einem abgetasteten analogen Filter, wobei das Filtern Hinzufügen einer Bruchverzögerung zu jedem der empfangenen analogen Signale aufweist; und Ausgeben eines abgetasteten analogen Signals aus dem abgetasteten analogen Filter.
Verfahren nach Anspruch 18, das ferner das Addieren des abgetasteten analogen Signals zu parallelen abgetasteten analogen Signalen von parallelen abgetasteten analogen Strahlformern an einem Summierknoten aufweist.
Verfahren nach Anspruch 18 oder 19, das ferner das Fenstern einer Wellenform des abgetasteten analogen Signals an einer Apodisierungsschaltung aufweist, um Seitenkeulen zu verringern.