DE102013209848B3

DE102013209848B3 - Verfahren zum Erzeugen eines optischen Pulszugs mit stabilisierter Phase zwischen Träger und Einhüllender mittels spektraler Verschiebung durch einen akustischen Frequenzkamm

Info

Publication number: DE102013209848B3
Application number: DE201310209848
Authority: DE
Inventors: Günter Steinmeyer
Original assignee: Femtolasers Produktions GmbH
Current assignee: High Q Laser GmbH
Priority date: 2013-01-16
Filing date: 2013-05-27
Publication date: 2014-06-26
Anticipated expiration: 2033-05-28
Also published as: DE102013209848B9

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Erzeugen eines Treibersignals, mit dem ein akusto-optisches Bauelement angesteuert werden kann, so dass mittels des akusto-optischen Bauelements die Carrier-Envelope-Phase für jeden N-ten Laserpuls des Zugs zeitlich äquidistanter kurzer Laserpulse auf denselben festen Phasenwert korrigiert wird. Hierfür ist vorgesehen, dass das Treibersignal als ein elektrisches offsetbehaftetes Frequenzkammsignal gebildet wird, dessen Frequenzspektrum zeitgleich eine Mehrzahl diskreten Frequenzkomponenten aufweist, wobei benachbarte Frequenzkomponenten in dem Frequenzspektrum einen Frequenzabstand (Δf = fREP/N) aufweisen, der einem N-ten Teil der Repetitionsrate (fREP) entspricht, und jeder der diskreten Frequenzkomponenten individuell eine ganze Zahl M zuordenbar ist, so dass sich die Frequenz fM dieser individuellen diskreten Frequenzkomponente KM mathematisch als Summe aus der für alle Frequenzkomponenten gleichen Carrier-Envelope-Offset-Frequenz fCEO und einem für jede Frequenzkomponente individuellen Produkt ausdrücke lässt, das aus dieser individuell zugeordneten ganzen Zahl M und dem N-ten Teil der Repetitionsrate (fREP) der Laserpulse in dem Zug kurzer Laserpulse gebildet ist.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Erzeugen eines kompensierten Zugs zeitlich äquidistanter kurzer Laserpulse, deren Carrier-Envelope-Phase so stabilisiert werden soll, dass sich nach einer vorgegebenen endlichen Zahl von Pulsen stets derselbe feste Phasenwert ergibt und hierzu keine Rückwirkung auf die Laserlichtquelle erfolgen muss. Insbesondere betrifft die Erfindung eine Vorrichtung und Verfahren zum Erzeugen eines Treibersignals, mit dem ein akusto-optisches Bauelement angesteuert werden kann, so dass mittels des akusto-optischen Bauelements die Carrier-Envelope-Phase für jeden N-ten Laserpuls des Zugs zeitlich äquidistanter kurzer Laserpulse auf denselben festen Phasenwert korrigiert wird, wobei N eine natürliche Zahl ist.
Ein Zug kurzer Laserpulse lässt sich mit einem so genannten modengekoppelten Laser erzeugen. In einem Lasermedium können bei genügender Bandbreite eines Laserübergangs im Resonator des Lasers sehr viele Eigenschwingungen mit verschiedenen Frequenzen angeregt werden. Die Eigenschwingungen werden auch als Moden bezeichnet. Durch geeignete Mechanismen kann zwischen den Eigenschwingungen eine feste Phasenbeziehung hergestellt werden. Dies nennt man Modensynchronisation oder Modenkopplung. Aufgrund der Modenkopplung kommt es zu einer Abstrahlung kurzer Lichtpulse mit einem zeitlichen Abstand τ_REP, der einer Umlaufzeit eines Laserpulses im Resonator des Lasers entspricht. Aus der zeitlichen Äquidistanz der Pulse folgt unmittelbar, dass das Frequenzspektrum eines solchen Lasers aus äquidistanten Einzellinien besteht, einem so genannten Frequenzkamm. Aufgrund dieses Zusammenhangs können ein Verfahren bzw. eine Vorrichtung, die einen solchen Zug kurzer Laserpulse erzeugt oder einen modifizierten Zug kurzer Laserpulse erzeugt, auch als Verfahren bzw. Vorrichtung zum Erzeugen eines optischen Frequenzkamms bezeichnet werden. Der Abstand im Frequenzraum zwischen den einzelnen Linien Δf entspricht einem Inversen der Umlaufzeit im Resonator τ_REP. Somit gilt: Δf = 1/τ_REP.
Aus dem Artikel ”Route to phase control of ultrashort light pulses” von L. Xu et al., Optics Letters 21, 2008 ff. (1996) ist es bekannt, dass die Frequenzen f_i der Einzellinien i keine ganzzahligen Vielfachen der Differenzfrequenz Δf sind. Vielmehr gilt für die Frequenzen f_i der Einzellinien i folgender Zusammenhang: f_i = f_CEO + i·Δf. Hierbei gibt f_CEO eine in der Literatur als Carrier-Envelope-Offset-Frequenz bezeichnete Versatz- oder Offset-Frequenz an. Diese Offset-Frequenz ist dadurch bedingt, dass eine Gruppengeschwindigkeit der Laserpulse von einer Phasengeschwindigkeit der einzelnen sich überlagernden Lasermoden bzw. Einzellinien abweicht. Typischerweise propagiert das elektrische Feld der einzelnen Lasermoden mit einer leicht höheren Phasengeschwindigkeit durch dielektrische Medien im Resonator des Lasers als die Einhüllende des Laserpulses. Hierdurch entsteht ein Phasenversatz Δφ_CEO = 2πf_CEOτ_REP zwischen der Einhüllenden und den einzelnen Moden bei jedem Umlauf im Resonator. Im Zeitbild bedeutet dieser Versatz, dass ein Zeitversatz zwischen einem Auftreten einer maximalen Amplitude des elektrischen Felds und einem Auftreten der maximalen Amplitude der Einhüllenden auftritt. Dieser der Carrier-Envelope-Phasendifferenz Δφ_CEO entsprechende zeitliche Versatz ist gegeben durch ΔT_CEO = Δφ_CEO/2πν₀, wobei ν₀ die Trägerfrequenz des Laserpulses ist.
Da die Größe der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz f_CEO empfindlich von Umweltfaktoren, z. B. einer Temperatur, einem Luftdruck, einer Pumpleistung des Lasermediums usw. abhängt, um einige, jedoch nicht alle Faktoren aufzuzählen, ist die Carrier-Envelope-Offset-Frequenz darüber hinaus zeitlich nicht stabil. Im Folgenden werden zwei verschieden Arten der Instabilität unterschieden. Zum einen beobachtet man sehr schnelle Schwankungen der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz in einem kleinen Frequenzbereich, deren Ausgleich eine große Regelbandbreite erfordert. Zum anderen driftet die Carrier-Envelope-Offset-Frequenz langsam über Bereiche von vielen Megahertz.
Im Stand der Technik sind unterschiedliche Verfahren vorgeschlagen worden, um die Carrier-Envelope-Offset-Frequenz f_CEO zu ermitteln. In der Veröffentlichung ”Carrierenvelope Offset Phase control: A novel concept for absolute optical frequency measurement and ultrashort pulse generation” von H. R. Telle et al., Appl. Phys. B 69, 327 ff. (1999) sind einige mögliche Verfahren beschrieben. Am häufigsten eingesetzt werden so genannte f-zu-2f-Interferenzverfahren, bei denen ein Teil des Lasersignals in ein Interferometer geleitet wird. In dem Interferometer wird ein nicht linearer optischer Prozess ausgenutzt, um die zweite Harmonische einer niederenergetischen Lasermode bzw. einer niederenergetischen Einzellinie des Frequenzkamms zu erzeugen und zur Interferenz mit einer hochenergetischen (hochfrequenten) Einzellinie des Frequenzkamms des Laserpulses zu bringen. Sei f_i die Frequenz aus dem niederenergetischen Bereich des Frequenzkamms f_i = i·Δf + f_CEO, so gilt nach der Frequenzverdoppelung, die man als Summenfrequenzerzeugung zwischen einem Kamm f_i und f_j verstehen kann, f_i+j = (i + j)·Δf + 2f_CEO. Wird somit diese frequenzverdoppelte Einzellinie f_i+j mit einer Einzellinie f_k = k·Δf + f_CEO, zur Interferenz gebracht, wobei k = i + j gewählt sei, so ergibt sich für die Frequenz des Schwebungssignals f_i+j – f_k = (i + j)·Δf + 2f_CEO – (k·Δf + f_CEO) = f_CEO. Die Frequenz des Schwebungssignals gibt somit direkt die Carrier-Envelope-Offset-Frequenz an.
Für einige Anwendungen ist es ausreichend, die Carrier-Envelope-Offset-Frequenz zu kennen. Für andere Anwendungen ist es hingegen notwendig, den Phasenversatz zwischen dem unterliegenden elektrischen Feld und der Einhüllenden des Laserpulses konstant zu halten, vorzugsweise auf Null zu minimieren. Dies ist beispielsweise bei einer Erzeugung ultrakurzer Pulse mit Pulslängen im Attosekundenbereich von Vorteil bzw. notwendig.
Aus der DE 199 11 103 ist ein Verfahren bekannt, das auf den Laser zurückwirkt, um dessen Carrier-Envelope-Offset-Frequenz auf eine vorgegebene feste Frequenz mittels einer phasenstarren Regelschleife zu stabilisieren. Hierzu ist ein Eingriff in den Laser erforderlich, um seine Carrier-Envelope-Offset-Frequenz aktiv zu beeinflussen, was beispielsweise durch Änderung der Laserpumpleistung erfolgen kann.
Ein alternativer Weg wurde in DE 10 2008 059 902 B3 beschrieben. Das dort vorgestellte Verfahren kommt ohne Eingriff in den Laser aus und kompensiert die Carrier-Envelope-Offset-Frequenz des Laserpulszugs mittels eines akusto-optischen Frequenzschiebers (AOFS), der alle Frequenzen im optischen Frequenzkamm gleichmäßig genau um die gemessene Carrier-Envelope-Frequenz verschiebt. Hierzu ist es vorgesehen, die Carrier-Envelope-Offset-Frequenz zu bestimmen und diese Frequenz zu nutzen, um hiermit einen akusto-optischen Frequenzschieber zu betreiben. Der sich ergebende kompensierte Zug kurzer Laserpulse besitzt einen Frequenzkamm, dessen Einzellinien ganzzahlige Vielfache der Repetitionsfrequenz der einzelnen Lichtpulse in dem Zug kurzer Laserpulse sind. Der sich ergebende Frequenzkamm hat nun die Carrier-Envelope-Offset Frequenz Null, und alle Pulse im sich ergebenden Pulszug weisen somit die gleiche Phasenlage des Trägersignals relativ zur zeitlichen Einhüllenden auf.
Das Verfahren in DE 10 2008 059 902 B3 ist mittlerweile vielfach erprobt worden, wie in der Literatur dokumentiert. Beispielhaft seien die Veröffentlichungen von S. Koke et al., Nature Photonics 4, 462 (2010), B. Borchers et al., Optics Letters 36, 4146 (2011), sowie F. Lücking et al., Optics Letters 37, 2076 (2012), genannt. Von B. Borchers et al., Optics Letters 36, 4146 (2011) konnte eine kurzzeitige zeitliche Stabilität der Carrier-Envelope-Phase von 15 mrad demonstriert werden. Zur Ermittlung dieses Wertes wurden Phasenmessungen über 5 Sekunden einbezogen. Erhöht man die Messzeit auf Minuten oder Stunden, so macht sich eine langsame Drift der Carrier-Envelope-Frequenz zunehmend negativ bemerkbar. Wird diese Drift so groß, dass die Treiberfrequenz des akusto-optischen Frequenzschiebers aus dessen Arbeitsbereich herausgeschoben wird, so bricht die Stabilisierung zusammen, und ein justierender oder regelnder Eingriff in den Laser wird erforderlich, um die Treiberfrequenz wieder in Richtung der Mittenfrequenz des Frequenzschiebers zurückzustellen.
Schon vor dem Versagen der Carrier-Envelope-Phasenstabilisierung werden jedoch bereits störende Auswirkungen bemerkbar. So führt eine Änderung der Treiberfrequenz des Frequenzschiebers unweigerlich zu einer Änderung des Beugungswinkels der zur Kompensation in dem akusto-optischen Frequenzschieber ausgeführten Beugung und somit zu einer Strahlrichtungsänderung des Ausgangsstrahls. Dieses kann beispielsweise durch eine Strahllagenstabilisierung kompensiert werden oder durch einen doppelten Durchgang durch den Frequenzschieber in Vor- und Rücklauf ausgeglichen werden.
Des Weiteren haben B. Borchers et al. in Optics Letters 36, 4146 (2011) beschrieben, dass eine Änderung der Frequenz des Signals, mit dem der akusto-optische Frequenzschieber betrieben wird, innerhalb des Frequenzschiebers zu einer Phasenverschiebung des akustischen Signals im Bereich der Wechselwirkungszone mit dem optischen Feld führt. Da die Laufzeit des akustischen Signals in diese Wechselwirkungszone mindestens einige hundert Nanosekunden beträgt, führt schon eine Frequenzänderung (Frequenzdrift) von wenigen Megahertz zu einer Phasenänderung (Phasendrift) des akustischen Signals in der Wechselwirkungszone um Pi. Diese Phasendrift überträgt sich direkt auf die Carrier-Envelope-Phase der optischen Laserpulse im Ausgangssignal. Es kommt zu einer Carrier-Envelope-Phasendrift.
Derartige Driftprobleme der Carrier-Envelope-Phase sind bisher oftmals durch eine zweite Regelschleife kompensiert worden, die entweder direkt auf den Laser zurückwirkt oder aber in nachfolgenden optischen Verstärkerstufen eine Nachkompensation der langsam driftenden Carrier-Envelope-Phase durchführt. Derartige Maßnahmen erhöhen jedoch die Komplexität der Stabilisierung durch zwei ineinander verschachtelte Stabilisierungen und verlieren ihre Wirksamkeit, wenn die auftretende Drift der Carrier-Envelope-Phase zu einer Frequenzänderung des Treibersignals des akusto-optischen Frequenzschiebers führt, so dass dessen Frequenz aus dem Arbeitsbereich des Frequenzschiebers herausführt. Der Arbeitsbereich umfasst jene Frequenzen, die der akusto-optische Frequenzschieber in akustische Schwingungen umwandeln kann.
Ein weiterer Nachteil des aus der DE 10 2008 059 902 B3 genannten Verfahrens ist es, dass die stabilisierten Pulse in der ersten Beugungsordnung eines akusto-optischen Frequenzschiebers erzeugt werden. Der hierdurch erzeugte räumliche Chirp muss wiederum durch zusätzliche Maßnahmen ausgeglichen werden.
Canova et. al haben in Optics Letters 34, 1333 (2009) gezeigt, dass eine Stabilisierung oder gezielte Beeinflussung der Carrier-Envelope-Phase auch mit einem sogenannten akusto-optischen programmierbaren dispersiven Filter (engl. „acusto-optic programmable dispersive filter – AOPDF), wie er beispielsweise von der Firma Fastlite, Valbonne, Frankreich, unter der Marke „Dazzler” mit der Typenbezeichnung HR800 vertrieben wird, möglich ist. Ein solches Filter ist auch als akusto-optisches dispersives Filter (AODF) bezeichnet. Ein AODF umfasst einen doppelbrechenden Kristall, in dem ein akustisches Signal eingekoppelt wird, das sich in der Wechselwirkungszone kollinear mit dem Licht, welches beeinflusst wird, ausbreitet. Je nach ermittelter Carrier-Envelope-Offset-Frequenz sind unterschiedliche Treibersignale für die Kompensation notwendig.
Der Erfindung liegt somit das technische Problem zugrunde, ein Treibersignal für ein akusto-optisches Bauelement dergestalt zu erzeugen, dass eine Kompensation schneller und langsamer Schwankungen der Carrier-Envelope-Phase oder Carrier-Envelope-Offset-Frequenz ausführbar ist, ohne dass hierzu ein Eingriff in den Laser erforderlich ist.
Der Erfindung liegt der Gedanke zugrunde, dass es in vielen Fällen gar nicht erforderlich ist, die Carrier-Envelope-Phase jedes einzelnen Laserpulses auf einen festen Wert zu stabilisieren, weil häufig nachgeschaltete optische Verstärkerstufen benutzt werden, die nur jeden N-ten Laserpuls eines Zuges kurzer Laserpulse verstärken, wobei N eine ganze Zahl größer als 1 ist. Werden in dem Zug kurzer Laserpulse Laserpulse mit einer Repetitionsrate f_REP erzeugt, sinkt die Rate f_NV, mit der Laserpulse nachverstärkt werden, auf einen N-ten Teil der Repetitionsrate f_REP, also auf f_NV = 1 / N·f_REP. In diesem Fall reicht es für die Ausgangspulse aus diesem nachgeschalteten Verstärker aus, wenn jeder N-te Puls des ursprünglich erzeugten Zuges kurzer Laserpulse die gleiche Carrier-Envelope-Phase aufweist. Während die Stabilisierung der Carrier-Envelope-Phase jedes einzelnen Pulses es zwingend erfordert, ein zum Beispiel als Frequenzschieber ausgebildetes akusto-optisches Bauelement mit genau einer gemessenen Carrier-Envelope-Offset-Frequenz f_CEO zu treiben, so weist jeder N-te Laserpuls auch dann eine konstante Carrier-Envelope-Phase auf, wenn man den Frequenzschieber mit einem Treibersignal antreibt, dessen Frequenz sich als Summe der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz f_CEO und einem gebrochen rationalen Anteil M/N der Repetitionsrate f_REP ausdrücken lässt. Die Frequenz des Treibersignals kann somit um einen gebrochen rationalen Anteil M/N der Repetitionsrate f_REP versetzt sein. Für die Frequenz gilt somit: f_AOBF = f_CEO + M/N f_REP (1)
Hierbei ist M eine beliebige positive oder negative ganze Zahl, wobei die Randbedingung existiert, dass die Frequenz des Treibersignal, mit der das akusto-optische Bauelement angetrieben wird, selbstverständlich eine positive Zahl ist. Wählt man die Zahl N nun hinreichend groß, so findet sich immer eine Zahl M, die zu einer Treiberfrequenz führt, die in einem beliebig kleinen Frequenzintervall um eine vorgegebene Mittenfrequenz eines Arbeitsbereichs des akusto-optischen Bauelements liegt. Verwendet man beispielsweise einen Laser mit 100 MHz Repetitionsrate (f_R = 100 MHz), der bei einer Frequenz von 10 kHz nachverstärkt werden soll (f_NV = 10 kHz), so ist dieses Frequenzintervall 10 kHz breit und somit wesentlich kleiner als der Arbeitsbereich eines typischen akusto-optischen Frequenzschiebers. Der Arbeitsbereich wird auch als Bandbreite des akusto-optischen Bauelements bezeichnet. Wählt man also entsprechend obiger Vorschrift immer dasjenige M, das zu einer Treiberfrequenz f_AOBE möglichst nahe der Mittenfrequenz eines vorgegebenen Frequenzschiebers liegt, so lassen sich Strahlrichtungsschwankungen entsprechend reduzieren. Wird zum Beispiel ein Frequenzschieber mit 50 MHz Mittenfrequenz und 10 mrad Strahlablenkung gewählt, so beschränken sich Strahlrichtungsschwankungen auf 2 μrad. Nimmt man zudem eine Laufzeit von einer Mikrosekunde bis zur Wechselwirkungszone zwischen akustischer und optischer Welle an, so ergibt sich eine maximal mögliche, aus der Drift der Treiberfrequenz resultierende Carrier-Envelope-Phase-Schwankungsbreite von 60 mrad. Sowohl die sich ergebenden Strahlrichtungsschwankungen als auch das Phasenrestrauschen sind also unter den genannten Bedingungen so stark unterdrückt, dass sie im praktischen Betrieb des phasenstabilisierten Verstärkers keine limitierende Rolle mehr spielen würden. Des Weiteren lassen sich bei kleineren Wiederholraten des Verstärkers noch sehr viel geringere Strahlrichtungsschwankungen und geringere Phasenrauschwerte erreichen. Eine praktische Umsetzung des bisher skizzierten Verfahrens ist mit zunehmend großem N immer weniger praktikabel, da ein immer häufigeres Umschalten zwischen verschiedenen durch M parametrisierten Frequenzen erforderlich ist.
Um ein solches Umschalten zu vermeiden, ist es vorgesehen, für ein akusto-optisches Bauelement zur Korrektur und/oder Stabilisierung der Carrier-Envelope-Phase jedes N-ten Laserpulses eines Zugs kurzer zeitlich gleichbeabstandeter Laserpulse ein Treibersignal S_AOBE zu erzeugen, dessen Frequenzspektrum eine Mehrzahl von Frequenzkomponenten eines sogenannten offsetbehafteten elektrischen Frequenzkamms aufweist. Hierbei ist N eine natürliche Zahl. Der offsetbehaftete elektrische Frequenzkamm ist zum einen dadurch charakterisiert, dass ein Frequenzabstand Δf benachbarter Frequenzkomponenten K_M einem N-ten Teil der Repetitionsrate f_REP der Laserpulse in dem Zug kurzer Laserpulse entspricht. Es gilt somit: Δf = 1 / N·f_REP. Ferner ist der offsetbehaftete Frequenzkamm durch eine Verschiebungsfrequenz f_k gekennzeichnet, so dass für jede individuelle Frequenzkomponente K_M eine ganze Zahl M existiert, so dass sich die Frequenz f_M dieser individuellen Frequenzkomponenten K_M durch folgende Gleichung ausdrücken lässt: f_M = M·Δf + f_k. (2)
Hierbei ist die Verschiebungsfrequenz f_k die Carrier-Envelope-Offset-Frequenz des Zuges kurzer Laserpulse Die mehreren Frequenzkomponenten des Treibersignals weisen somit jeweils ein individuelle ganze Zahl M auf, die positiv oder negativ sein kann oder den Wert Null annehmen kann.
Das Treibersignal weist somit die zeitgleiche Überlagerung einer Vielzahl von monofrequenten Treibersignalen auf, deren Frequenzen auf einem Frequenzraster mit einem festgelegten Rasterabstand angeordnet sind, wobei der Rasterabstand einem N-ten Teil der Repetitionsrate der Laserpulse in dem Zug äquidistanter kurzer Laserpulse entspricht. Eine der Rasterstellen weist eine Verschiebung gegenüber dem Nullpunkt auf, die der Verschiebungsfrequenz entspricht, die aus der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz f_CFO abgeleitet ist, insbesondere die Carrier-Envelope-Offset-Frequenz f_CEO ist (f_k = f_CEO).
Definitionen
Als elektrischer Frequenzkamm wird ein Signal bezeichnet, dessen Frequenzspektrum aus gleichbeabstandeten diskreten Frequenzkomponenten besteht. Gekennzeichnet ist ein Frequenzkamm unter anderem durch einen für den Frequenzkamm festen Frequenzabstand Δf benachbarter Frequenzkomponenten. Existiert nun für jede der individuellen Frequenzkomponenten K_j eine natürliche Zahl j, so dass sich die Frequenz f_j der Kammkomponente K_j als Produkt dieser natürlichen Zahl j und dem Frequenzabstand Δf ausdrücken lässt, so wird der elektrische Frequenzkamm als offsetfrei bezeichnet. Die natürliche Zahl ist für die Kammkomponente individuell. Für den offsetfreien elektrischen Frequenzkamm gilt somit, dass für jede individuelle Frequenzkomponente K_j eine (individuelle) natürliche Zahl j existiert und folgende Formel gilt: f_j = j·Δf (3)
Lassen sich die einzelnen Frequenzen f_j der individuellen Frequenzkomponenten nicht als ganzzahliges Vielfaches des Frequenzabstands Δf ausdrücken, so bezeichnet man den zugehörigen elektrischen Frequenzkamm als offsetbehafteten Frequenzkamm. Die Frequenzen f_j der individuellen Frequenzkomponenten K_j lassen sich in diesem Fall gemäß folgender Gleichung angeben: f_j = j·Δf + f_off. (4)
Hierbei gibt die Verschiebungsfrequenz f_off bildlich gesprochen den Betrag an, um den ein offsetfreier Frequenzkamm, dessen Frequenzkomponenten denselben Frequenzabstand Δf wie die Frequenzkomponenten des offsetbehafteten Frequenzkamms aufweisen, gegenüber dem Ursprung verschoben werden muss, um den offsetbehafteten Frequenzkamm zu erhalten. Hierbei wird davon ausgegangen, dass die Verschiebungsfrequenz einen positiven Wert aufweist, der kleiner als der Betrag des Frequenzabstands Δf ist: f_off < |Δn|. (5)
Lässt man eine Verschiebungsfrequenz f_off zu, die größer als der Betrag des Frequenzabstands benachbarter Frequenzkomponente ist, so ändert sich die Bedingung, die an die Existenz der natürlichen Zahlen j gestellt wird, dahingehend ab, dass j dann eine ganze Zahl sein darf, d. h. eine positive ganze Zahl, eine negative ganze Zahl oder den Wert Null annehmen darf.
Ein offsetbehafteter Frequenzkamm, dessen Verschiebungsfrequenz f_off gegeben ist, kann somit als Signal betrachtet werden, welches eine Überlagerung von jenen monofrequenten Signalen ist, deren Frequenzen f_j sich mathematisch ausdrücken lassen durch die Gleichung f_j = j·Δf + f_off wobei gilt: j ist eine ganze Zahl und f_j > 0.
Als akustischer Frequenzkamm wird analog ein akustisches Signal bezeichnet, dessen Frequenzspektrum aus gleichbeabstandeten diskreten Frequenzkomponenten besteht. Analog zu dem elektrischen Frequenzkamm kann auch hier eine Unterteilung in offsetfreie und offsetbehaftete akustischen Frequenzkämme vorgenommen werden. Solche akustischen Frequenzkämme, bei denen sich die Frequenzen der einzelnen Frequenzkomponenten mathematisch als ganzzahlige Vielfache des Frequenzabstands ausdrücken lassen, sind offsetfreie akustische Frequenzkämme. Frequenzkämme, bei denen dieses nicht möglich ist, sind offsetbehaftete akustische Frequenzkämme.
Ein Signal, dessen Frequenzspektrum ein Frequenzkamm ist, wird auch als Frequenzkammsignal bezeichnet. Ein elektrisches offsetfreies Frequenzkammsignal ist beispielsweise ein elektrisches Signal, dessen Frequenzspektrum ein offsetfreier Frequenzkamm ist.
AODF steht für akusto-optisches dispersives Filter. HOFS steht für akusto-optischer Frequenzschieber.
Bevorzugte Ausführungsformen
Es ist somit vorgesehen, dass das akusto-optische Bauelement nicht nur bei einer einzigen Frequenz getrieben wird, sondern gleichzeitig mit mehreren überlagerten Signalen gemäß der obigen Bildungsvorschrift gemäß Gleichung 1 angesteuert wird. Da die möglichen Frequenzen auf einem äquidistanten Raster mit Frequenzabstand f_REP/N liegen, ergibt sich als Treibersignal ein Frequenzkamm. Ähnlich wie bei der Modenkopplung von Lichtwellen zur Erzeugung kurzer optischer Pulse erzeugt ein so geeignet synthetisierter Frequenzkamm mit mindestens zwei Frequenzkomponenten innerhalb der elektronischen Bandbreite des akusto-optischen Frequenzschiebers in demselbigen einen Zug kurzer Ultraschallpulse, deren zeitliche Dauer durch die elektronische Bandbreite des Frequenzschiebers limitiert wird, deren Wiederholrate f_REP/N beträgt und deren Phasenlage zwischen Ultraschallträgerwelle und einhüllender Amplitude mit der Phasenlage der optischen Eingangslaserpulse gekoppelt ist. Im Folgenden wird dieses Ultraschallsignal als akustischer Frequenzkamm oder akustisches Frequenzkammsignal bezeichnet. Entscheidend ist hierbei eine feste Phasenlage der einzelnen Frequenzkomponenten im akustischen Frequenzkamm.
Der akustische Frequenzkamm wird in dem akusto-optischen Bauelement aus dem elektrischen Frequenzkamm des Treibersignals erzeugt.
Vorgeschlagen wird daher eine Ausführungsform eines Verfahrens zum Erzeugen eines Treibersignals zum Betreiben eines akusto-optischen Bauelements zur Carrier-Envelope-Phasen-Korrektur und/oder -Stabilisierung jedes N-ten Laserpulses eines Zuges zeitlich äquidistanter kurzer Laserpulse, wobei N eine natürliche Zahl ist, umfassend die Schritte:
Erfassen eines ersten oszillierenden Eingangssignals (S_CEO), aus dem eine Carrier-Envelope-Offset-Frequenz (f_CEO) des Zuges zeitlich äquidistanter kurzer Laserpulse ableitbar ist;
Erfassen eines zweiten oszillierenden Eingangssignals (S_REP), aus dem eine Repetitionsrate (f_REP) der kurzen Laserpulse in dem Zug zeitlich äquidistanter kurzer Laserpulse ableitbar ist,
wobei das Treibersignal als ein elektrisches offsetbehaftetes Frequenzkammsignal gebildet wird, dessen Frequenzspektrum zeitgleich eine Mehrzahl diskreter Frequenzkomponenten aufweist, wobei benachbarte Frequenzkomponenten in dem Frequenzspektrum einen Frequenzabstand (Δf = f_REP/N) aufweisen, der einem N-ten Teil der Repetitionsrate (f_REP) entspricht, und jeder der diskreten Frequenzkomponenten individuell eine ganze Zahl M zuordenbar ist, so dass sich die Frequenz f_M dieser individuellen diskreten Frequenzkomponente K_M mathematisch als Summe aus der für alle Frequenzkomponenten gleichen Carrier Envelope-Offset-Frequenz f_CEO und einem für jede Frequenzkomponente individuellen Produkt ausdrücken lässt, das aus dieser individuell zugeordneten ganzen Zahl M und dem N-ten Teil der Repetitionsrate (f_REP) der Laserpulse in dem Zug kurzer Laserpulse gebildet ist.
Anhand der zwei erfassten oszillierenden Signale, aus denen sich die Carrier-Envelope-Offset-Frequenz und die Repetitionsrate des Lasers ableiten lassen, wird ein Treibersignal erzeugt, welches eine zeitgleiche Überlagerung einer Mehrzahl von monofrequenten Signalen darstellt, deren individuelle Frequenzen sich als Summe aus einer Korrekturfrequenz, welche aus der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz abgeleitet ist oder dieser entspricht, und einem ganzzahligen Vielfachen des N-ten Teils der Repetitionsrate gebildet ist. Ordnet man die so überlagerten Signale hinsichtlich ihrer Frequenz, so weisen benachbarte Signale einen Frequenzabstand auf, der einem N-ten Teil der Repetitionsrate der Laserpulse in dem Zug zeitlich äquidistanter kurzer Laserpulse entspricht.
Eine entsprechende Vorrichtung zum Bereitstellen eines Treibersignals zum Betreiben eines akusto-optischen Bauelements zur Carrier-Envelope-Frequenz-Korrektur und/oder -Stabilisierung jedes N-ten Laserpulses eines Zuges zeitlich äquidistanter kurzer Laserpulse, wobei N eine natürliche Zahl ist, umfasst eine Steuereinrichtung mit:
einem ersten Signaleingang zum Erfassen eines ersten oszillierenden Eingangssignals (S_CEO), aus dem eine Carrier-Envelope-Offset-Frequenz (f_CEO) des Zuges zeitlich äquidistanter kurzer Laserpulse ableitbar ist;
einem zweiten Signaleingang zum Erfassen eines zweiten oszillierenden Eingangssignals (S_REP), aus dem eine Repetitionsrate (f_REP) der kurzen Laserpulse in dem Zuges zeitlich äquidistanter kurzer Laserpulse ableitbar ist;
wobei die Steuereinrichtung einen Kammsynthesizer aufweist, der das Treibersignal als ein elektrisches offsetbehaftetes Frequenzkammsignal ausbildet, dessen Frequenzspektrum zeitgleich eine Mehrzahl diskreter Frequenzkomponenten aufweist, wobei benachbarte Frequenzkomponenten in dem Frequenzspektrum einen Frequenzabstand (Δf = f_REP/N) aufweisen, der einem N-ten Teil der Repetitionsrate (f_REP/N) entspricht, und jeder der diskreten Frequenzkomponenten individuell eine ganze Zahl M zuordenbar ist, so dass sich die Frequenz f_M dieser individuellen diskreten Frequenzkomponente K_M mathematisch als Summe aus der für alle Frequenzkomponenten gleichen Carrier Envelope-Offset-Frequenz f_CEO und einem für jede Frequenzkomponente individuellen Produkt ausdrücken lässt, das aus dieser individuell zugeordneten ganzen Zahl M und dem N-ten Teil der Repetitionsrate (f_REP) der Laserpulse in dem Zug kurzer Laserpulse gebildet ist.
Eine Ausführungsform eines Verfahrens zum Bereitstellen von kurzen hinsichtlich einer Carrier-Envelope-Phase korrigierten und/oder stabilisierten Laserpulsen, die mit einer Wiederholrate bereitgestellt werden, die einem N-ten Teil einer Repetitionsrate entsprechen, mit der ein modengekoppelter Laser kurze Laserpulse in einem Zug kurzer Laserpulse erzeugt, umfassend die Schritte:
Erzeugen eines Zugs zeitlich äquidistanter kurzer Laserpulse mit einer Repetitionsrate f_REP;
Erzeugen eines Treibersignals (S_AOBE), ein akusto-optisches Bauelement gemäß einem oben genannten Verfahren als elektrisches offsetbehaftetes Frequenzkammsignal, dessen Frequenzspektrum zeitgleich eine Mehrzahl diskreter Frequenzkomponenten aufweist, wobei benachbarte Frequenzkomponenten in dem Frequenzspektrum einen Frequenzabstand (Δf = f_REP/N) aufweisen, der einem N-ten Teil der Repetitionsrate (f_REP) entspricht, und jeder der diskreten Frequenzkomponenten individuell eine ganze Zahl M zuordenbar ist, so dass sich die Frequenz f_M dieser individuellen diskreten Frequenzkomponente K_M mathematisch als Summe aus der für alle Frequenzkomponenten gleichen Carrier Envelope-Offset-Frequenz f_CEO und einem für jede Frequenzkomponente individuellen Produkt ausdrücke lässt, das aus dieser individuell zugeordneten ganzen Zahl M und dem N-ten Teil der Repetitionsrate (f_REP) der Laserpulse in dem Zug kurzer Laserpulse gebildet ist;
Antreiben des akusto-optischen Bauelements mit dem Treibersignal, so dass sich in dem akusto-optischen Bauelement ein akustisches Frequenzkammsignal ausbreitet, dessen Eigenschaften durch das elektrische Trebersignal festgelegt sind;
Selektieren jeden N-ten Laserpulses und Führen jeden N-ten Laserpulses durch das akusto-optische Bauelement um die Carrier-Envelope-Phasenkorrektur auszuführen, wobei das Selektieren des N-ten Laserpulses zeitlich synchronisiert mit dem Erzeugen des Treibersignals vorgenommen wird, so dass ein zeitlicher Überlapp jedes N-ten selektierten Laserpulses mit einem akustischen Puls des akustischen Frequenzkammsignals in dem akusto-optischen Bauelement besteht.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist vorgesehen, zunächst einen offsetfreien Frequenzkamm zu erzeugen, dessen benachbarte Frequenzkomponenten einen Frequenzabstand aufweisen, der dem N-ten Teil der Repetitionsrate entspricht. Ein solcher Frequenzkamm lässt sich derart synthetisieren, dass ein Pulsgenerator, der zeitlich kurze Pulse mit einer ausreichenden Flankensteilheit erzeugt, mit einer Frequenz angetrieben wird, die dem N-ten Teil der Repetitionsrate entspricht. Eine Erzeugung zeitlich kurzer elektrischer Pulse mit ausreichender Flankensteilheit mit einer Wiederholrate, die dem N-ten Teil der Repetitionsrate entspricht, erzeugt somit einen gewünschten offsetfreien Frequenzkamm.
Ein bevorzugte Ausführungsform sieht vor, dass aus dem ersten erfassten Eingangssignal ein monofrequentes oszillierendes Korrekturmischsignal abgeleitet wird, dessen Frequenz entweder der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz (f_CEO) oder alternativ entweder einer Summenfrequenz oder einer Differenzfrequenz der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz und einem ganzzahligen Vielfachen des N-ten Teils der Repetitionsrate entspricht;
aus dem zweiten erfassten Eingangssignal ein elektrisches offsetfreies Frequenzkammsignal abgeleitet wird, indem mit einer Erzeugungsrate, die dem N-ten Teil der Repetitionsrate entspricht, kurze, zeitlich gleichbeabstandete elektrische Pulse mit steilen Pulsflanken erzeugt werden, so dass ein offsetfreies Frequenzkammsignal entsteht, dessen Frequenzspektrum ein offsetfreier Frequenzkamm ist, in dem die Frequenzkomponenten einen Frequenzabstand aufweisen der dem N-ten Teil der Repetitionsrate entspricht;
und der elektrische offsetbehaftete Frequenzkamm mittels des offsetfreien Frequenzkammsignals und des Korrekturmischsignals synthetisiert wird.
Ein entsprechende Ausführungsform der Vorrichtung sieht vor, dass die Steuereinrichtung eine mit dem ersten Signaleingang gekoppelte Mischsignalerzeugungseinrichtung, die ausgebildet ist, aus dem ersten erfassten Eingangssignal ein monofrequentes oszillierendes Korrekturmischsignal abzuleiten, dessen Frequenz entweder der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz (f_CEO) ist oder alternativ entweder einer Summenfrequenz oder einer Differenzfrequenz der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz und einem ganzzahligen Vielfachen des N-ten Teils der Repetitionsrate entspricht; und eine mit dem zweiten Signaleingang gekoppelte Kammerzeugungseinrichtung zum Erzeugen eines elektrischen offsetfreien Frequenzkammsignals umfasst, wobei die Kammerzeugungseinrichtung ausgebildet ist, mit einer Erzeugungsrate, die dem N-ten Teil der Repetitionsrate entspricht, kurze, zeitlich gleichbeabstandete elektrische Pulse mit steilen Pulsflanken zu erzeugen, so dass ein offsetfreies Frequenzkammsignal gebildet wird, dessen Frequenzspektrum ein offsetfreier Frequenzkamm ist, in dem die Frequenzkomponenten einen Frequenzabstand aufweisen der dem N-ten Teil der Repetitionsrate entspricht; und die Mischsignalerzeugungseinrichtung und die Kammerzeugungseinrichtung mit einer Mischereinrichtung des Kammsynthesizers gekoppelt sind, welche das offsetbehaftete Frequenzkammsignal erzeugt.
Bei einer Ausführungsform ist vorgesehen, dass die kurzen elektrischen Pulse mit steilen Pulsflanken mittels einer Teilereinrichtung erzeugt werden, die ein aus dem zweiten Eingangssignal abgeleitetes Repetitionssignal teilt, wobei das Repetitionssignal aus dem zweiten Eingangsignal abgleitet wird und eine Frequenz aufweist, die der Repetitionsrate oder einer Harmonischen der Repetitionsrate der Laserpulse in dem Zug kurzer Laserpulse entspricht. Diese stellt eine sehr einfach zu realisierende Ausführungsform dar.
Entsprechend ist bei einer Ausführungsform der Vorrichtung vorgesehen, dass die Kammerzeugungseinrichtung eine Teilereinrichtung umfasst, welche ein aus dem am zweiten Signaleingang erfasstes und gefiltertes Eingangssignal teilt.
Bei einer Ausführungsform ist Teilereinrichtung als digitaler Teiler ausgebildet, dessen Ausgangssignal das offsetfreie Frequenzkammsignal liefert.
Eine größere Variabilität und Kontrolle bei der Erzeugung des offsetfreien Frequenzkamms erhält man bei einer Ausführungsform, bei der die kurzen Pulse mit steilen Pulsflanken mittels eines Hochfrequenzpulsgenerators erzeugt werden, wobei die Pulserzeugung über ein Triggersignal ausgelöst wird, welches mittels einer Teilereinrichtung aus einem Repetitionssignal so erzeugt wird, dass dieses mit der Widerholrate, die dem N-ten Teil der Repetitionsrate entspricht, Triggerpulse bereitstellt, wobei das Repetitionssignal aus dem zweiten Eingangsignal abgleitet wird und eine Frequenz aufweist, die der Repetitionsrate oder einer Harmonischen der Repetitionsrate entspricht.
Besonders bevorzugt weist die Kammerzeugungseinrichtung einen Hochfrequenzpulsgenerator auf, dessen Triggereingang mit der Teilereinrichtung verbunden ist und wobei Ausgang des Hochfrequenzpulsgenerators das offsetfreie Frequenzkammsignal bereitstellt.
Bei einigen Ausführungsformen ist der Hochfrequenzpulsgenerator als Delay-Gate-Generator ausgebildet.
Ein Delay-Gate-Generator ist hierbei ein elektronischer Pulsgenerator mit einstellbarer Verzögerung und einstellbarer Pulsdauer. Über die Wahl der Pulsdauer lässt sich die Breite des erzeugten offsetfreien Frequenzkamms beeinflussen, d. h. die Anzahl der in dem Frequenzkamm enthaltenen Frequenzkomponenten beeinflussen. Je kürzer die elektronischen Pulse bei ausreichender Flankensteilheit gewählt werden, desto mehr Kammkomponenten, d. h. Frequenzkomponenten, treten in dem offsetfreien Frequenzkamm auf. Zunächst wird vorzugsweise ein Frequenzkamm erzeugt, der einen Frequenzbereich überspannt, d. h. in einem Frequenzbereich Frequenzkomponenten aufweist, welcher größer als ein Arbeitsbereich bzw. eine Bandbreite des für die Korrektur des Lichts verwendeten akusto-optischen Bauelements ist.
Das Triggersignal wird bei einer Ausführungsform mittels einer Teilereinrichtung aus dem erfassten zweiten oszillierenden Signal abgeleitet. Das zweite oszillierende Signal kann beispielsweise mittels einer geeigneten Photodiode mit ausreichender Bandbreite erfasst werden. Über eine Filterung, d. h. mittels eines geeigneten Filters, kann ein Signal erzeugt werden, welches mit der Repetitionsfrequenz oder einer isolierten Harmonischen der Repetitionsfrequenz der Laserpulse oszilliert. Führt man dieses Signal auf einen Teiler, der eine N-fache Teilung der Frequenz vornimmt, so erhält man ein Triggersignal, welches Triggerpulse mit einer Frequenz erzeugt, die dem N-ten Teil der Repetitionsrate entspricht. Wird aus dem zweiten erfassten Signal eine n. Harmonische der Repetitionsfrequenz n·f_Rep isoliert, erfolgt entsprechend eine angepasste n·N-fache Teilung.
Beim Synthetisieren des offsetbehafteten Frequenzkammsignals wird vorzugsweise ein mehrstufiger Mischprozess ausgeführt, um zu erreichen, dass in dem erzeugten elektrischen offsetbehafteten Frequenzkammsignal keine Anteile des offsetfreien Frequenzkammsignals enthalten sind.
Bei einer entsprechenden Vorrichtung umfasst die Mischereinrichtung einen mehrstufigen Mischer, wobei zwischen den Mischerstufen Filter angeordnet sind, wobei in dem mehrstufigen Mischer zunächst ein offsetbehaftetes Frequenzkammsignal erzeugt wird und in den nachfolgenden Mischerstufen Frequenzumsetzungen ausgeführt werden, um eine gute Isolation des Ausgangs des Kammsynthesizers, an dem das elektrische offsetbehaftete Frequenzkammsignal bereitgestellt wird, gegenüber dem Eingang, an dem das offsetfreie Frequenzkammsignal zugeführt wird, zu erreichen.
Um das Treibersignal zu erzeugen, wird bei einer Ausführungsform der offsetfreie Frequenzkamm in dem Kammsynthesizer mit einem Signal gemischt, welches die Korrekturfrequenz repräsentiert. Die Korrekturfrequenz wird bei einer bevorzugten Ausführungsform aus dem erfassten ersten oszillierenden Signal abgeleitet. Besonders bevorzugt wird ein Signal erfasst, welches unmittelbar eine Frequenzkomponente aufweist, die mit der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz oszilliert. Beispielsweise kann das Signal eines so genannten f-zu-2f-Interferometers erfasst werden, in dem eine der Frequenzkomponenten die Carrier-Envelope-Offset-Frequenz aufweist. Zusätzlich sind in dem Signal in der Regel noch Summen- und Differenzfrequenzen der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz mit Harmonischen der Repetitionsfrequenz der Laserpulse in dem Zug zeitlich äquidistanter kurzer Laserpulse enthalten.
Bei einer Ausführungsform wird in dem Kammsynthesizer aus dem ersten erfassten oszillierenden Signal somit ein monofrequentes Korrekturmischsignal abgeleitet, beispielsweise mit Hilfe einer Filtereinrichtung, deren Frequenz der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz entspricht. Über einen elektronischen Korrekturmischer wird dann das Korrekturmischsignal mit dem offsetfreien Frequenzkammsignal gemischt, so dass man einen offsetbehafteten Frequenzkamm erhält. Hierbei wird der elektronische Korrekturmischer in dem Kammsynthesizer vorzugsweise so ausgebildet, dass im Ausgangssignal keine Signalanteile des offsetfreien Frequenzkamms enthalten sind.
Bei einer Ausführungsform eines mehrstufigen Mischprozesses werden folgende Schritte ausgeführt: das elektrische offsetfreie Frequenzsignal wird über ein Tiefpassfilter mit einer Tiefpassgrenzfrequenz (f_TP) geführt,
dass Korrekturmischsignal wird so erzeugt, dass dieses eine Frequenz aufweist, die größer als die Tiefpassgrenzfrequenz ist, bevorzugt größer als das Doppelte der Tiefpassgrenzfrequenz ist,
eine elektronische Mischung des tiefpassgefilterten offsetfreien Frequenzkammsignals und des Korrekturmischsignals wird ausgeführt, um ein hochfrequent verschobenes elektrisches offsetbehaftetes Frequenzkammsignal zu erzeugen, und
aus dem ersten Eingangsignal und/oder dem zweiten Eingangssignal wird ein monofrequentes Frequenzversatzmischsignal abgleitet, dessen Frequenz einen Frequenzabstand zu dem Korrekturmischsignal aufweist, der der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz entspricht oder sich als Summen- oder Differenzfrequenz des Carrier-Envelope-Offset-Frequenz und einem ganzzahligen vielfachen des N-ten Teils der Repetitionsrate ausdrücken lässt,
das hochfrequent verschobene elektrische offsetbehaftete Frequenzkammsignal wird über ein Hochpassfilter geführt, dessen Hochpassfiltergrenzfrequenz (f_HP) größer als die Tiefpassgrenzfrequenz (f_TP) ist und eine Mischung des gefilterten hochfrequent verschobenen elektrischen offsetbehafteten Frequenzkammsignals mit dem Frequenzversatzmischsignal vorgenommen, um das offsetbehaftete Frequenzkammsignal zu erzeugen, welches Komponenten in dem Frequenzbereich aufweist, die das akusto-optische Bauelement in akustische Schwingungen wandeln kann.
Bei einer Ausführungsform wird daher aus dem ersten oszillierenden Signal ein Korrekturmischsignal mittels einer Filtereinrichtung generiert, welches eine Summen- oder Differenzfrequenz der Repetitionsrate der Laserpulse und der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz ist. Hierdurch kann erreicht werden, dass das Korrekturmischsignal eine Frequenz aufweist, die größer als eine Maximalfrequenz ist, mit der das akusto-optische Bauelement angetrieben werden kann. Ebenso ist es möglich, das Korrekturmischsignal in der Weise aus dem ersten erfassten oszillierenden Signal abzuleiten, dass dieses eine Summen- oder Differenzfrequenz der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz und einer höheren Harmonischen der Repetitionsrate ist. In dem Korrekturmischer des Kammsynthesizers wird somit ein offsetbehafteter Frequenzkamm erzeugt, dessen Frequenzkomponenten zumindest größtenteils oder alle oberhalb der Maximalfrequenz des Arbeitsbereichs des akusto-optischen Bauelements liegen. Dieses Signal wird nun so über ein Filter geführt, dass sämtliche Frequenzkomponenten, die Frequenzen im Arbeitsbereich des akusto-optischen Bauelements aufweisen, eliminiert werden. Das so gefilterte offsetbehaftete elektrische Frequenzkammsignal wird in einem Frequenzversatzmischer des Kammsynthesizers mit einem zweiten monofrequenten Frequenzsenkungsmischsignal gemischt, welches eine Frequenz einer Harmonischen der Repetitionsrate der Laserpulse in dem Zug kurzer zeitlich äquidistanter Laserpulse aufweist. Hierdurch wird ein offsetbehafteter Frequenzkamm im Arbeitsbereich des akusto-optischen Bauelements erzeugt, welches keine störenden Frequenzkomponenten des ursprünglich offsetfreien Frequenzkamms enthält. An dieser Stelle wird angemerkt, dass sowohl das Korrekturmischsignal als auch das Frequenzsenkungsmischsignal nicht notwendigerweise auf Basis einer Harmonischen der Repetitionsrate erzeugt werden müssen. Ebenso wäre es möglich, ganzzahlige Vielfache des N-ten Teils der Repetitionsrate zu verwenden. Notwendig ist jedoch, dass die Frequenzdifferenz des Korrekturmischsignals und des Frequenzsenkungsmischsignals sich als Summe aus der gewünschten Korrekturfrequenz, der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz, und einem ganzzahligen Vielfachen des N-ten Teils der Repetitionsrate darstellen lässt.
Wie bei einem optischen Frequenzkamm, mit dem ein optisches Signal mit zeitlich äquidistanten kurzen Lichtpulsen korrespondiert, korrespondieren mit einem elektronischen Frequenzkamm ein elektrisches Signal seitlich äquidistanter kurzer elektrischer Pulse und im akustischen Fall ein Schallsignal mit kurzen äquidistanten akustischen Pulsen.
Vorzugsweise wählt man die Parameter des Frequenzkammes dergestalt, dass die sich ergebende zeitliche Dauer des akustischen Pulses an seine Laufzeit durch die Wechselwirkungszone angepasst ist. Ist beispielsweise die Wechselwirkungszone zwei Millimeter ausgedehnt und beträgt die Schallgeschwindigkeit im akusto-optischen Medium 4 km/s, so ergibt sich eine minimal erforderlich Dauer des akustischen Pulses von 0.5 Mikrosekunden, also eine vergleichsweise geringe erforderliche Bandbreite des akustischen Frequenzkamms von ca. 1 MHz. Vergleicht man die Dauer des akustischen Pulses mit den 100 Mikrosekunden zeitlichen Abstands zwischen zwei Pulsen bei einer angenommenen Wiederholseite der korrigierten Pulse von 10 kHz, d. h. einen Wert des N-ten Pulses der Repetitionsrate von 10 kHz 1/N·f_REP = 10 kHz, so wird sofort ein weiterer Vorteil des Verfahrens deutlich: Man kann aufgrund der kurz gepulsten zeitlichen Signatur der Ultraschallpulse bei gleicher mittlerer Treiberleistung eine sehr viel höhere akustische Feldamplitude erreichen als beim Treiben mit einem frequenzmäßig engen monochromatischem Signal, wie es bei dem Verfahren und der Vorrichtung nach dem Stand der Technik genutzt wird. Dieses erlaubt es, aufwendige Kühlungsmaßnahmen zu vermeiden und eine mögliche thermische Beschädigung des Frequenzschiebers trotz höherer Beugungseffizienz zu verhindern.
Vorzugsweise wird man den elektrischen Frequenzkamm somit derart synthetisieren, dass man zunächst einen sehr breitbandigen und dichten elektronischen Frequenzkamm mit allen möglichen Frequenzkomponenten f_AOFS = f_CEO + M/N f_REP im Frequenzbereich von 0 bis mindestens f_rep erzeugt und aus diesem dann ein kleineres Frequenzintervall herausfiltert. Dieses elektronisch synthetisierte Signal wird dann geeignet verstärkt und in einen akusto-optischen Frequenzschieber oder ein anderes geeignetes akusto-optisches Bauelement geschickt, das wiederum aus dem als elektrischer Frequenzkamm synthetisierten Treibersignal den akustischen Frequenzkamm generiert.
Da jede Frequenz innerhalb des generierten Treibersignals die Bedingung (1) erfüllt und im akusto-optischen Frequenzschiebers nur eine lineare Überlagerung all dieser Signale erfolgt, stabilisiert auch das kombinierte Signal die driftende Carrier-Envelope-Phase für jeden N-ten Verstärker-Eingangspuls. Die Überlagerung verschiedener akustischer Wellen führt natürlich zu Interferenz, die bei geeigneter Vorkompensation akustischer Laufzeiten zu maximaler Überhöhung der akustischen Welle aufgrund konstruktiver Interferenz führt und die Welle durch destruktive Interferenz zwischen diesen Maxima weitestgehend auslöscht. Der optische Eingangsstrahl wird von jeder einzelnen Welle, d. h. Frequenzkomponente, innerhalb des Kamms in eine minimal andere Richtung abgelenkt. Da jedoch dieser Effekt klein gegenüber der Strahldivergenz ist, ergibt sich kein wesentlicher schädlicher Effekt, der sich zudem leicht durch räumliches Ausblenden der Randbereiche des Strahls weiter reduzieren lässt. Des Weiteren wird mittels des beschriebenen Verfahrens eine langsame Phasendrift praktisch komplett vermieden, wie sie sich unweigerlich beim Treiben des akusto-optischen Frequenzschiebers oder eines anderen akusto-optischen Bauelements mit nur einer Frequenz ergeben würde. Da das Treibersignal aus einer Vielzahl von Einzelfrequenzen synthetisiert wurde, ergibt sich eine Frequenz des Trägersignals der akustischen Pulse, die innerhalb eines Frequenzintervalls f_REP/N auf die Mittenfrequenz des akusto-optischen Frequenzschiebers zentriert ist. Wählt man nun f_REP/N < 100 kHz, so ergibt sich nach den vorausgegangen Überlegungen eine vernachlässigbare langsame Phasendrift der Ausgangslaserpulse.
Um einen zeitlichen Überlapp zwischen den akustischen Pulsen und den Laserpulsen einstellen zu können, ist bei einer Ausführungsform vorgesehen, dass der Hochfrequenzpulsgenerator eine Verzögerungseinrichtung aufweist, mit der bei der Erzeugung der elektrischen Pulse eine einstellbare Verzögerung zwischen einem am Triggereingang erfassten Triggerereignis und dem Ausgeben des Pulses bewirkbar ist oder bewirkt wird. Somit wird beim Erzeugen des offsetfreien Frequenzkammsignals die Erzeugung der elektrischen Pulse jeweils um einen für alle Pulse identischen Zeitabschnitt verzögert, wobei die Verzögerung so gewählt wird, dass akustische Pulse eines aus dem Treibersignal erzeugten akustischen Frequenzkammsignals in dem akusto-optischen Bauelement einen geeigneten zeitlichen Überlapp mit dem zu korrigierenden Laserpuls aufweisen.
Bei einer Ausführungsform ist darüber hinaus vorgesehen, dass der Hochfrequenzpulsgenerator mindestens zweikanalig ausgebildet ist und in einem Kanal die Erzeugung der elektrischen Pulse zum Ausbilden des offsetfreien Frequenzkammsignals erfolgt und in einem zweiten Kanal ein Signal zum Betreiben einer Pulsselektionsvorrichtung bereitgestellt wird.
Die bisher beschriebenen Ausführungsformen zur Erzeugung eines geeigneten Treibersignals lassen sich in ihrer Funktionalität weiter verbessern, wenn in den Signalweg ein Phasenmodulator eingefügt wird. Mittels eines solchen Phasenmodulators lässt sich die Phase des akustischen Feldes in der Wechselwirkungszone wahlfrei einstellen, was man dazu ausnutzen kann, gezielt optische Pulse mit einer bestimmten gewünschten Carrier-Envelope-Phase am Ausgang des optischen Verstärkers oder einem nachgeschalteten Experiment zu erzeugen.
Bei einer Ausführungsform wird somit in dem Signalgang eine Phasenmodulation ausgeführt, um eine gewünschte korrigierte Carrier-Envelope-Phase zu erhalten.
Hierfür umfasst die Steuereinrichtung vorzugsweise einen Phasenmodulator, mit dem die Phase des Treibersignals veränderbar ist.
Des Weiteren kann eine eventuell vorhandene langsame Drift der Carrier-Envelope-Phase im nachgeschalteten Verstärker mittels einer Rückkoppelschleife ausgeglichen werden.
Ebenso lassen sich Drifteffekte durch den Phasengang von Filtern beseitigen, die zur ursprünglichen Isolation des Korrekturmischsignals S_MS1 aus dem Eingangssignal zur Kammsynthese benötigt werden. In der einfachsten Ausführung wird man zur ursprünglichen Trennung dieses Signals von anderen Hochfrequenzkomponenten einen Tiefpassfilter verwenden, bei dem vorzugsweise eine Variante mit flacher Gruppenverzögerung Verwendung findet. Driftet nun die Carrier-Envelope-Offset-Frequenz f_CEO langsam über einen großen Bereich, so wird dem ersten erfassten Signal, das die Carrier-Envelope-Offset-Frequenz repräsentiert, eine unbeabsichtigte Phasendrift aufgeprägt, die sich schließlich auf das synthetisierte akustische Frequenzkammsignal überträgt und somit auch auf die Carrier-Envelope-Phase des optischen Ausgangspulses verändert. Diese Drift lässt sich durch Rückkopplung auf einen Phasenmodulator kompensieren.
Alternativ kann man den zu erwartenden Phasengang der Carrier-Envelope-Phase Δφ_CEO als Funktion der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz f_CEO einmalig messen oder berechnen und diesen Phasengang über den Phasenmodulator korrigieren (Vorwärtsstabilisierung/Feed forward). Hierzu misst man die Carrier-Envelope-Offset-Frequenz f_CEO entweder fortlaufend oder wandelt diese Frequenz zunächst in eine Spannung. Aus dieser Messgröße erzeugt man dann entweder durch eine geeignete analoge Schaltung oder durch digitale Berechnung ein geeignetes Eingangssignal für den Phasenmodulator, so dass dem Hochfrequenzsignal eine kompensierende Phase – Δφ_CEO(f_CEO) aufgeprägt wird.
Ein weiterer Schritt zur Erhöhung der Funktionalität des vorgestellten Syntheseansatzes ist die Einfügung eines Amplitudenmodulators in den Signalweg. Vorzugsweise wird dieser Amplitudenmodulator in das schmalbandige Treibersignal nach der finalen Bandpassfilterung eingefügt, weil sich hierdurch etwaig nachteilige zusätzliche Phasendriftprobleme vermeiden lassen. Der Amplitudenmodulator kann dabei sowohl als Verlustmodulator oder aber als variabler Verstärker ausgeführt werden. In der einfachsten Ausführung dient er wiederum nur dazu, etwaige Amplitudenunterschiede im Treibersignal auszugleichen. Diese können beispielsweise durch zeitliche Schwankungen der Amplitude des abgeleiteten Korrekturmischsignals entstehen oder aber auch durch unterschiedliche Signalstärken der Einzelkomponenten des offsetfreien Kamms hervorgerufen werden. Aus einer Messung der Signalstärke des Treibersignals für das akusto-optische Bauelement kann man nun durch Rückkopplung auf den Amplitudenmodulator die Signalstärke des erzeugten akustischen Frequenzkamms stabilisieren. Diese Vorgehensweise entspricht weitgehend der automatischen Verstärkungsregelung (Automatic Gain Control) wie sie in Hochfrequenzempfängern Anwendung findet. Abweichend von der Schaltungspraxis in solchen Empfängern wird man aber diese Regelung vorzugsweise so ausführen, dass der verwendete Amplitudenmodulator keinen oder nur einen sehr geringen Phasengang aufweist. Verwendet man nun sowohl eine Amplitudenrückkoppelschleife als auch eine Phasenrückkoppelschleife, so kann man zusätzlich zu den bereits genannten Störquellen auch den Phasengang des verwendeten Amplitudenmodulators und den Amplitudengang des genannten Phasenmodulators ausgleichen.
Eine Ausführungsform sieht daher vor, dass eine Amplitudenmodulation ausgeführt wird, um insbesondere Amplitudenschwankungen in dem ersten erfassten Eingangssignal oder dem hieraus abgeleiteten Korrekturmischsignal zu kompensieren.
Die Steuereinrichtung umfasst hierfür bei einer Ausführungsform einen Amplitudenmodulator, um das Treibersignal zu modulieren.
Darüber hinaus können der Phasenmodulator und die Amplitudenmodulationsvorrichtung abhängig von dem verwendeten akusto-optischen Bauelement auch verwendet werden, um weitere Parameter der optischen Laserpulse zu beeinflussen.
Eine weitere mögliche Erhöhung der Funktionalität ergibt sich für den Fall, dass als akusto-optisches Bauelement ein akusto-optischer dispersiver Filter Verwendung findet. Bei einem solchen Filter ist eine zusätzliche Formung des Ausgangspulses möglich. Hierzu wird dem Treibersignal zusätzlich ein sog. Chirp aufgeprägt, so dass eine sich ergebende Mittenfrequenz der akustischen Pulse sich signifikant innerhalb der Pulsdauer ändert. Im einfachsten Fall variiert die sich ergebende Mittenfrequenz linear mit der Zeit, was einen Ausgleich der Gruppenlaufzeitdispersion ermöglicht. Komplexeres Dispersionsverhalten kann durch nichtlineare Trägerfrequenzverläufe ausgeglichen werden. Die Mittenfrequenz ist von der Phasenlage der einzelnen Frequenzkomponenten im offsetbehafteten Frequenzkamm abhängig. Das Frequenzspektrum weist jedoch zeitunabhängig dieselben Frequenzkomponenten auf.
Weitere Möglichkeiten ergeben sich durch gleichzeitige Modulation des zeitlichen Amplitudenverlaufs. Diese Möglichkeiten sind aus der Literatur hinlänglich bekannt und können in einfacher Weise zur Kammsynthese hinzugefügt werden. Hierzu muss wiederum mindestens ein Phasenmodulator in den Signalweg des akustischen Kammsignals eingefügt werden. Optional kann ebenfalls ein Amplitudenmodulator eingefügt werden, wobei diese Modulatoren vorzugsweise dieselben Merkmale wie die oben erwähnte Phasenmodulatoren und Amplitudenmodulatoren aufweisen. Diese Modulatoren werden mit unabhängig synthetisierten Signalen U_a(t) bzw. U_φ(t) beschickt.
Diese Signale weisen eine wahlfreie Form auf, die sich jedoch mit der Frequenz f_REP/N wiederholt. Vorzugsweise erzeugt man diese Spannungssignale mit sog. Arbiträrfunktionsgeneratoren, die von der heruntergeteilten Repetitionsrate f_REP/N getriggert werden. Bei jedem Triggerereignis liefert der Arbiträrfunktionsgenerator immer wieder einen bestimmten vorprogrammierbaren Signalverlauf, mit dem der Chirp und der Amplitudenverlauf des akustischen Felds geeignet synthetisiert werden kann, um etwa den Ausgleich einer bestimmten Gruppenlaufzeitdispersion für den optischen Puls zu gewährleisten. Durch diese Methode kann der Dispersionsausgleich, eine Pulsformung sowie die gesamte Carrier-Envelope-Phasenstabilisierung in einer einzigen akustooptischen Komponente kombiniert ausgeführt werden.
Bei einer Ausführungsform ist daher vorgesehen, dass eine Phasenmodulation mit einem beliebigen vorgegebenen, insbesondere von einem Arbiträrfunktionsgenerator erzeugten, Phasensignal vorgenommen wird, wobei des Phasensignal eine Periodizität aufweist, die mit dem N-ten Teil der Repetitionsrate übereinstimmt.
Die Steuereinrichtung umfasst daher bei einer Ausführungsform einen ein- oder mehrkanaligen Arbiträrfunktionsgenerator, welcher dem Phasengenerator ein frei wählbares Phasenmodulationssignal und/oder dem Amplitudenmodulator ein frei wählbares Amplitudenmodulationssignal periodisch bereitstellt, wobei ein Triggereingang mit der Telereinrichtung oder einem der mindestens zwei Kanäle des Hochfrequenzpulsgenerators verbunden ist, so dass das Phasenmodulationssignal und/oder das Amplitudenmodulationssignal mit einer Periodizität bereitgestellt werden, die dem N-ten Teil der Repetitionsfrequenz entspricht.
Vorzugsweise umfasst der Arbiträrfunktionsgenerator einen Eingang, an dem ein Signal erfassbar ist, das in dem Funktionsgenerator abspeicherbar ist, um als Phasenmodulationssignal oder Amplitudenmodulationssignal bereitgestellt zu werden.
Die Erfindung bietet den Vorteil, dass das Treibersignalsignal eine zuverlässige Korrektur schneller und langsamer Änderungen der Carrier-Envelope-Phase ermöglicht und gleichzeitig die zur Verfügung stehende Bandbreite des Frequenzschiebers nicht verlässt und auch keine nennenswerten Strahlrichtungsschwankungen auftreten.
Zusätzlich ermöglicht es das vorgestellte Verfahren, einen räumlichen Chirp im stabilisierten Ausgangssignal zu vermeiden und zusätzliche Funktionalitäten bereitzustellen, insbesondere den Ausgleich eines komplexen zeitlichen Chirps auf dem optischen Ausgangssignal.
Nachfolgend wird die Erfindung unter Bezugnahme auf eine Zeichnung näher erläutert. Weitere Vorteile und Ausführungsformen der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung. Hierbei zeigen:
1 eine schematische Ausführungsform einer Vorrichtung zum Erzeugen von verstärkten ultrakurzen Laserpulsen mit einer Vorrichtung zum Erzeugen eines Treibersignals für ein akusto-optisches Bauelement, mit dem eine Carrier-Envelope-Phasenkorrektur und/oder -Stabilisierung ausführbar ist;
2a, 2b schematische Darstellungen, welche eine Erzeugung eines Treibersignals als optischen Frequenzkammsignal darstellen;
3a eine schematische Darstellung eines akusto-optischen Frequenzschiebers, bei dem ein optischer Puls mit seinem Mittenstrahl auf ein durch ein akustisches Signal erzeugtes Phasengitter so auftrifft, dass die erste Beugungsordnung des zentralen Strahls lokal maximale konstruktive Interferenz erfährt;
3b eine schematische Darstellung eines akusto-optischen Frequenzschiebers, bei dem ein optischer Puls mit seinem Mittenstrahl auf das durch ein akustisches Signal erzeugtes Phasengitter dergestalt fällt, dass die erste Beugung des zentralen Strahls lokal destruktive Interferenz erfährt;
4a eine schematische Darstellung des sich ergebenden gebeugten Strahls gemäß dem Huygensschen Prinzip beim Auftreffen eines optischen Strahls auf ein Phasengitter bei lokaler maximaler konstruktiver Interferenz;
4b eine Darstellung der ersten Beugungsordnung gemäß dem Huygensschen Prinzip bei maximaler destruktiver lokaler Interferenz des auftreffenden optischen Mittenstrahls;
5a, 5b die entsprechenden Gitterphasenbilder, die sich in einem akusto-optischen dispersiven Filter bei Betrachtung gemäß dem Huygensschen Prinzip bei lokaler maximaler konstruktiver Interferenz zwischen der Gitterphase und der Phase des optischen Pulses beim kollinearen Durchtritt durch das akusto-optische dispersive Filter (a) und bei maximaler destruktiver Interferenz zwischen Gitterphase und optischem Puls (b) ergeben;
6a eine schematische Darstellung eines akusto-optischen dispersiven Filters bei lokaler maximaler konstruktiver Interferenz zwischen der Gitterphase und der Phase des optischen Pulses beim kollinearen Durchtritt durch das akusto-optische dispersive Filter;
6b die entsprechende Situation mit maximaler destruktiver Interferenz zwischen Gitterphase und optischem Puls;
7 eine weitere Ausführungsform einer Vorrichtung zum Erzeugen verstärkter hinsichtlich der Carrier-Envelope-Phase stabilisierter Laserpulse; und
8 noch eine weitere Vorrichtung zum Erzeugen verstärkter hinsichtlich der Carrier-Envelope-Phase stabilisierter Laserpulse.
In 1 ist schematisch eine Vorrichtung zum Erzeugen verstärkter kurzer Laserpulse mit konstanter Carrier-Envelope-Phase schematisch dargestellt. Die Vorrichtung umfasst einen Laser 3, der beispielsweise als modengekoppelter Titansaphirlaser ausgebildet ist. Dieser erzeugt einen Zug 5 zeitlich äquidistanter kurzer Laserpulse 7, die mit einer Repetitionsrate f_REP von dem Laser 3 erzeugt werden. Von diesen Laserpulsen 7 wird in einem Verstärker 11 jeder N-te Laserpuls verstärkt. Zur Selektion jedes N-ten Laserpulses ist eine Selektionsvorrichtung 13, welche im Englischen auch als Pulspicker bezeichnet wird, vorgesehen. Diese Selektionsvorrichtung 13 kann beispielsweise als elektrooptisches Element, beispielsweise als Pockelszelle ausgebildet sein.
Wie oben bereits ausführlich erläutert ist, korrespondiert mit einem Zug 5 zeitlich äquidistanter kurzer Laserpulse 7, die mit einer Repetitionsrate f_REP erzeugt werden, ein optischer Frequenzkamm. Dieses ist ein offsetbehafteter Frequenzkamm, wobei die den optischen Frequenzkamm charakterisierende Verschiebungsfrequenz als Carrier-Envelope-Offset-Frequenz f_CEO bezeichnet wird. Im Zeitbild ist hiermit die Phasenlage der Oszillation des elektrischen Felds bei der Mittenfrequenz relativ zur Phasenlage der Einhüllenden der kurzen Pulse verknüpft. Da diese Carrier-Envelope-Phase oder die hiermit verknüpfte Carrier-Envelope-Offset-Frequenz f_CEO bei einem modemgekoppelten Laser nicht konstant ist, sondern von einer Reihe von Umweltfaktoren, wie der Temperatur, der Pumpleistung, einem Umgebungsluftdruck etc., abhängig ist, ist es wünschenswert, die in nachfolgenden Experimenten oder Anwendungen verwendeten Laserpulse auf eine vorgegebene Carrier-Envelope-Phase bzw. Carrier-Envelope-Offset-Frequenz zu korrigieren und/oder stabilisieren. Hierfür ist ein akusto-optisches Bauelement 15 im Strahlengang vorgesehen, welches für jeden N-ten selektierten Laserpuls die Korrektur und Stabilisierung vornimmt.
In dem akusto-optischen Bauelement 15 propagiert ein akustisches Signal, welches durch ein elektrisches Treibersignal s_AOBE erzeugt wird.
Die Vorrichtung 1 umfasst eine Vorrichtung 21 zum Erzeugen eines solchen Treibersignals für ein solches akusto-optisches Bauelement 15 mit einer Steuereinrichtung 22. Um ein solches Treibersignal erzeugen zu können, ist die Kenntnis von mindestens zwei Größen notwendig, die aus dem optischen Signal, d. h. aus dem Zug 5 äquidistanter kurzer Laserpulse 7, ableitbar sind. Zum einen ist dies die Carrier-Envelope-Phase bzw. die Carrier-Envelope-Offset-Frequenz f_CEO und zum anderen die Repetitionsrate f_REP, mit der die Laserpulse in dem Zug 5 äquidistanter kurzer Laserpulse 7 erzeugt werden.
Um die aktuelle Carrier-Envelope-Offset-Frequenz des optischen Signals ermitteln zu können, muss ein erstes oszillierendes Signal erfasst werden, aus dem die Carrier-Envelope-Offset-Frequenz f_CEO ableitbar ist. Ein mögliches Messprinzip zum Ermitteln der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz besteht darin, einen Teil des Laserlichts in ein so genanntes f-zu-2f-Interferometer 17 zu leiten. Hierbei kann ein Anteil aller Laserpulse oder nur jedes N-ten Laserpulses auf das f-zu-2f-Interferometer 17 geführt sein. Die Carrier-Envelope-Offset-Frequenz kann aus beiden optischen Signalen, dem ursprünglichen oder dem geteilten Signal, abgeleitet werden. In diesem f-zu-2f-Interferometer 17 befindet sich ein nichtlineares optisches Element, welches eine Frequenzverbreiterung des optischen Signals bewirkt. In einem f-zu-2f-Interferometer 17 wird nun eine niederenergetische frequenzverdoppelte Komponente des dem Laserpuls zugrundeliegenden Frequenzkamms mit einer hochenergetischen, die doppelte Frequenz aufweisenden Frequenzkomponente zur Interferenz gebracht. Die frequenzverdoppelte Linie weist die Frequenz 2f_j + 2f_CEO auf, die hochenergetische Linie hingegen die Frequenz f_2j + f_CEO. Überlagert man diese beiden Komponenten, so ergibt sich ein Schwebungssignal mit der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz f_CEO. Das optische Interferenzsignal wird in dem f-zu-2f-interferometer in ein elektrisches Signal umgewandelt, welches ein erstes Eingangssignal 18 darstellt, das auf einen ersten Signaleingang 19 der Vorrichtung 21 geführt ist.
Die Repetitionsrate f_REP kann beispielsweise über eine Photodiode 23 erfasst werden. Das Signal der Photodiode 23 stellt ein zweites oszillierendes Eingangsignal 24 dar, welches die Vorrichtung zum Erzeugen des Treibersignals 21 an einem zweiten Signaleingang 20 erfasst. Je nach Ausführungsform kann die Photodiode oder ein anderes Messelement zum Erfassen der Repetitionsrate Bestandteil der Vorrichtung sein oder getrennt von der Vorrichtung ausgebildet sein.
Das gleiche gilt für die Messeinrichtungen des ersten oszillierenden Signals.
Je nach Ausführungsform des f-zu-2f-Interferometers 17 sind in einem elektronisch erfassten ersten oszillierenden Eingangssignal 18 Signalanteile enthalten, die mit der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz oszillieren und zusätzlich weitere Signalanteile, die Summen- und/oder Differenzfrequenzen der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz mit unterschiedlichen Harmonischen der Repetitionsrate f_REP darstellen. In dem ersten erfassten oszillierenden Signal können somit Signalanteile mit Frequenzen f_CEO, f_REP ± f_CEO, 2f_REP ± f_CEO auftreten.
Auch das zweite oszillierende Eingangssignal 24 kann neben den Signalanteilen, die mit der Repetitionsrate f_REP oszillieren, auch höhere Harmonische der Repetitionsfrequenz aufweisen. Daher wird bei der dargestellten Ausführungsform nach 1 das zweite elektronische Eingangssignal über einen Bandpassfilter 25 geführt und hierüber ein Repetitionssignal 26 erzeugt, welches mit der Frequenz der Repetitionsrate oszilliert. Dieses Repetitionssignal 26 wird über einen Teiler 31, der die Frequenz durch die Zahl N dividiert, welche eine natürliche positive Zahl ist. Der Teiler ist Bestandteil einer Kammerzeugungseinrichtung 30. Am Ausgang des Teilers 31 wird ein hier als Triggersignal 32 bezeichnetes Ausgangssignal bereitgestellt, welches einen vorzugsweise mehrkanaligen Delay-Gate-Generator oder Hochfrequenzpulsgenerator 41 triggert. Der Hochfrequenzpulsgenerator 41 weist einen ersten Kanal 43 auf, der zeitlich kurze Pulse mit steilen Flanken erzeugt. Eine Pulsbreite kann über einen Pulsbreiteneingang 45 erfasst und eingestellt werden. Dieser kann als elektronischer Eingang ausgebildet sein oder auch als Drehsteller zum Erfassen einer manuellen Eingabe. Darüber hinaus ist ein sogenannter Verzögerungseingang 47 vorhanden, über den ein Signal erfasst werden kann, welches eine zeitliche Verzögerung zwischen dem Erfassen einen Triggerpulses und dem Erzeugen eines elektrischen Pulses des Hochfrequenzpulsgenerators 41 einstellbar und festlegbar ist. Alternativ und/oder zusätzlich kann auch hier ein mechanisches Stellelement, insbesondere ein Drehsteller, vorhanden sein, um die Verzögerungszeit über eine mechanische manuelle Eingabe zu erfassen. Selbstverständlich können auch andere Erfassungseinrichtungen als mechanische vorgesehen sein, um die Verzögerungszeit oder eine Pulslänge zu erfassen.
Durch das Erzeugen kurzer elektrischer Pulse mit steilen Flanken in gleichen Zeitabständen mit einer Repetitionsrate, die einem N-ten Teil der Repetitionsrate der Laserpulse 7 in dem Zug 5 kurzer Laserpulse entspricht, das heißt der Frequenz des Triggersignals, wird von dem Hochfrequenzpulsgenerator 41 ein Ausgangssignal erzeugt, dessen Frequenzspektrum ein offsetfreier elektrischer Frequenzkamm ist. Eine Breite des so erzeugten offsetfreien elektrischen Frequenzkamms wird durch eine Pulsdauer der erzeugten Pulse maßgeblich festgelegt. Optional ist es möglich, dieses Signal einem Frequenzfilter zuzuführen, so dass der Frequenzkamm zu einer maximalen Frequenz, welche beispielsweise der Repetitionsfrequenz der Laserpulse entspricht, begrenzt wird.
Bei der dargestellten Ausführungsform umfasst ein Kammsynthesizer 50 eine Mischsignalerzeugungseinrichtung 60, welche als Mischer- und/oder Filtereinrichtung ausgebildet sein kann. Diese stellt vorzugsweise ein harmonisch oszillierendes Korrekturmischsignal S_MS1 61 bereit, welches bei einer Summen- oder Differenzfrequenz der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz mit einer Harmonischen n der Repetitionsrate f_REP oszilliert. In einem Korrekturmischer 51, welcher vorzugsweise als doppelt balancierter Diodenmischer ausgeführt ist, wird das den offsetfreien Frequenzkamm darstellende, mittels eines Tiefpassfilters 55 gefilterte Ausgangssignal 42 des Hochfrequenzpulsgenerators 41 mit dem Korrekturmischsignal 61 gemischt. Hierdurch entsteht ein offsetbehafteter Frequenzkamm. Der Korrekturmischer ist Bestandteil einer Mischereinrichtung 59.
Ist das Korrekturmischsignal 61 wie beschrieben so gebildet, dass es eine Summen- oder Differenzfrequenz zwischen der Frequenz der Repetitionsrate und der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz aufweist, so ist der offsetbehaftete Frequenzkamm zu Frequenzen verschoben, deren Frequenzkomponente alle oberhalb der Maximalfrequenz liegen, die das zur Korrektur verwendete akusto-optische Bauelemente 15 in akustische Schwingungen umwandeln kann. Das im Korrekturmischer 51 erzeugte Signal 52 weist somit ein Frequenzspektrum eines offsetbehafteten Frequenzkamms auf, dessen Frequenzkomponenten außerhalb des Arbeitsbereichs des akusto-optischen Bauelements liegen.
Das Signal 52 kann somit vorteilhafterweise über ein Hochpassfilter 53 geführt werden, welches sämtliche Frequenzkomponenten eliminiert, die gegebenenfalls im Frequenzbereich des ursprünglich offsetfreien Frequenzkamms in dem Ausgangssignal des Korrekturmischers 51 noch enthalten sein könnten.
Die Mischsignalerzeugungseinrichtung 60 stellt ein Frequenzsenkungsmischsignal S_MS2 63 mit einer Frequenz f_MS2 bereit, die einen ganzzahligen Vielfachen n' der Repetitionsrate der Laserpulse 7 in dem Zug 5 zeitlich äquidistanter kurzer Laserpulse 7 entspricht. In einem Frequenzversatzmischer 57 wird somit eine Verschiebung des gefilterten Signals 52, dessen Frequenzspektrum den offsetbehafteten Frequenzkamm darstellt, so erzeugt, dass dessen Frequenzspektrum den offsetbehafteten Frequenzkamm in dem Frequenzbereich aufweist, der mit dem Arbeitsbereich des akusto-optischen Bauelements 15 zusammen fällt.
Ein Bandpassfilter 71 selektiert nun jene Frequenzkomponenten des offsetbehafteten Frequenzkamms in einem Frequenzbereich um eine Mittenfrequenz des akusto-optischen Bauelements liegen. Hierdurch wird sichergestellt, dass nur die benötigten Signalanteile, welche das akusto-optische Bauelement überhaupt in Schwingungen wandeln kann, in dem Treibersignal enthalten sind. Ferner ist über eine Eingrenzung der Frequenzkomponenten des offsetbehafteten Frequenzkamms eine verbesserte Verstärkung der tatsächlich an der Korrektur teilnehmenden Frequenzkomponente und eine gezielte Formung des sich in dem akusto-optischen Bauelements ausbreitenden akustischen Pulses möglich. Diese Maßnahme reduziert die erforderliche Verstärkung des Leistungsverstärkers 81 und reduziert die thermische Belastung der akusto-optischen Komponente.
In 2a und 2b sind die Einzelschritte der beschriebenen Ausführungsform noch einmal exemplarisch dargestellt. In 2a ist links oben grafisch ein Frequenzspektrum 101 des Photodiodensignals dargestellt. In den dargestellten Spektren ist jeweils eine Signalstärke 107 gegen die Frequenz 108 aufgetragen. Gezeigt sind drei Frequenzkomponenten des erfassten Signals, die Frequenzkomponente 102 der Repetitionsrate der Laserpulse in dem Zug kurzer Laserpulse sowie die Frequenzkomponente 102 der zweiten Harmonischen und die Frequenzkomponente 104 der dritten Harmonischen der Repetitionsrate. Gestrichelt ist eine Filtercharakteristik 111 eines Bandpassfilters 30 dargestellt. Über einen Pfeil 110 ist die Frequenzteilung sowie das Erzeugen der zeitlich äquidistanten kurzen Pulse mit steilen Flanken angedeutet. Das sich ergebende Frequenzspektrum des Hochfrequenzpulsgenerators 41 ist in dem Frequenzspektrum 120 schematisch dargestellt. Das Frequenzspektrum 120 des Ausgangssignals des Hochfrequenzpulsgenerators 41 zeigt einen offsetfreien Frequenzkamm 121. Der offsetfreie Frequenzkamm 121 umfasst eine Mehrzahl von Frequenzkomponenten 122. Benachbarte Frequenzkomponenten 122 weisen jeweils einen Frequenzabstand 123 auf, der einem N-ten Teil der Repetitionsrate f_REP entspricht. Über eine gestrichelte Linie 125 ist eine Filtercharakteristik eines Bandpassfilters angedeutet, die den offsetfreien Frequenzkamm beispielsweise auf den Frequenzbereich zwischen 0 und der Repetitionsfrequenz f_REP eingrenzt.
Rechts oben ist das Frequenzspektrum 140 des f-zu-2f-Interferometers schematisch dargestellt. In dem Signal taucht als eine Frequenzkomponente 141 die sogenannte Carrier-Envelope-Offset-Frequenz f_CEO auf. Darüber hinaus sind in dem Spektrum eine Frequenzkomponente der Repetitionsrate 142, eine Frequenzkomponente der zweiten Harmonischen der Repetitionsrate 143 sowie eine dritte Harmonische in der Repetitionsrate 144 erkennbar. Zusätzlich sind jeweils Frequenzkomponenten der Summen- und Differenzfrequenz 145, 146 der Repetitionsfrequenz mit der Carrier-Envelope-Frequenz bzw. 147, 148, der Summen- und Differenzfrequenz der zweiten Harmonischen der Repetitionsfrequenz und der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz zu erkennen. Ebenso sind die Summen- und Differenzfrequenzen 149, 151 der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz mit der dritten Harmonischen der Repetitionsrate 3f_REP zu erkennen.
Über eine gestrichelte Linie ist erneut eine Filtercharakteristik 155 dargestellt, mit der die Signalanteile selektiert werden, die mit der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz oszillieren. In der Mischsignalerzeugungseinrichtung wird das Korrekturmischsignal in der dargestellten, Ausführungsform mit einer Frequenz bereitgestellt, die sich als Summenfrequenz aus der dritten Harmonischen der Repetitionsrate und der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz darstellen lässt. Dieses Korrekturmischsignal ist vorzugsweise ein harmonisch oszillierendes monofrequentes Signal. Alternativ zu einer Mischeinrichtung, in der ein Signal, welches mit der Repetitionsrate oszilliert mit dem Signal, welches mit der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz oszilliert, elektronisch gemischt wird, kann die entsprechende Frequenzkomponente 151 mittels eines geeigneten gewählten Bandpassfilters aus dem erfassten Signal des f-zu-2f-Interferometers selektiert oder synthetisiert werden, was über einen Doppelpfeil 159 angedeutet ist. Der mit dem Bezugszeichen 160 gekennzeichnete Graph stellt das Frequenzspektrum des Korrekturmischsignals dar, welches nur eine Frequenzkomponente 161 aufweist. Über den Pfeil 170 ist der Mischschritt an dem Korrekturmischer schematisch angedeutet. Das Frequenzspektrum 180 zeigt den hochfrequent verschobenen offsetbehafteten Frequenzkamm 181, der in einen Frequenzbereich versetzt ist, so dass sich keine oder nahezu keine Frequenzkomponenten mehr in jenem Frequenzbereich 182 befinden, der mit einem Arbeitsbereich des für die Korrektur verwendeten akusto-optischen Bauelement zusammen fällt. Gegebenenfalls wird dieses zugehörige Ausgangssignal des Korrekturmischers über ein Filter geführt, das diese entsprechenden Frequenzkomponenten eliminiert. Dies ist in 2a nicht angedeutet.
In 2b wird über den Doppelpfeil 190 die Frequenzversatzmischung mit dem Frequenzsenkungsmischsignal ausgeführt. Der hochfrequent verschobene offsetbehaftete Frequenzkamm 181 wird hierdurch in einen offsetbehafteten Frequenzkamm 201 verschoben, dessen Frequenzkomponenten 202 in jenem Frequenzbereich liegen, der mit dem Arbeitsbereich des akusto-optischen Bauelements zusammen fällt. In dem Frequenzspektrum 200, welches das Ausgangssignal des Frequenzversatzmischers darstellt, ist über eine gestrichelte Linie eine Filtercharakteristik 205 eines Bandpassfilters angedeutet. Der Doppelpfeil 210 deutet diese Bandpassfilterung an, und der Graph 220 zeigt exemplarisch das Frequenzspektrum des erzeugten Treibersignals, also einen schmalbandigen offsetbehafteten Frequenzkamm 221, mit dem das akusto-optische Bauelement getrieben wird, um einen akustischen Frequenzkamm zu erzeugen, wie über den Doppelpfeil 230 angedeutet ist.
Die bisherigen Überlegungen sind fast ausschließlich in der Frequenzdomäne durchgeführt worden. Alternativ lässt sich die Aufgabenstellung einer Carrier-Envelope-Phasenstabilisierung im äquivalenten Zeitbild ebenfalls anschaulich verstehen.
Der zentrale Aspekt ist hierbei die sogenannte Gitterphase. In 3a ist die Geometrie, wie sie bei einem akusto-optischen Frequenzschieber auftritt, schematisch dargestellt. Ein akusto-optischer Frequenzschieber 301 weist an einem Ende 303 einen Wandler 305 auf, der mit einem elektrischen Treibersignal 307 angetrieben wird. Das Treibersignal 307 ist gemäß dem oben beschrieben Verfahren gebildet. Der Wandler 305 erzeugt somit in dem akusto-optischen Frequenzschieber ein sich ausbreitendes akustisches Signal 309. Diese besteht aus zeitlich gleichbeabstandeten kurzen Ultraschallpulsen 311, die sich aus der Überlagerung von monofrequenten Signalanteilen, wie oben beschrieben, ergeben. Das Frequenzspektrum zeigt einen offsetbehafteten Frequenzkamm. Die sich ausbreitenden Ultraschallpulse 311 erzeugen lokal jeweils ein Phasengitter 313. Entscheidend ist die Phasenlage des Phasengitters 313 relativ zum Mittenstrahl 315 des Laserlichts 317 in einer Wechselwirkungszone 319. Diese Phasenlage ist entscheidend für die Beeinflussung der Phasenlage der Carrier-Envelope-Phase des in der ersten Ordnung 321 gebeugten Strahls 323. Ungebeugt und hinsichtlich der Carrier-Envelope-Phase nicht beeinflusst ist der in nullter Ordnung 327 durch den akusto-optischen Frequenzschieber 301 hindurchtretende Laserstrahl 325.
Während in 3a schematisch jene Situation dargestellt ist, bei der der Mittenstrahl in der Wechselwirkungszone 319 so auf das Phasengitter 313 auftrifft, dass dieser in der ersten Beugungsordnung lokal maximale konstruktive Interferenz erfährt, ist in 3b die Situation dargestellt, bei der der Mittenstrahl in der ersten Beugungsordnung destruktive Interferenz erfährt. Angemerkt wird, dass identische Bezugszeichen in den Figuren dieselben technischen oder gleichwirkende technische Merkmale kennzeichnen.
Im ersten Fall mit lokal maximaler konstruktiver Interferenz weist der Strahl in der ersten Beugungsordnung dieselbe Carrier-Envelope-Phase wie der einfallende Laserpuls auf. In der Situation der 3b tritt hingegen einen Phasenverschiebung von π auf. Die Änderung der Carrier-Envelope-Phase hängt somit nur von der Phasenlage des Phasengitters 313 in 3a und des Phasengitters 313 in 3b relativ zum Mittenstrahl 215 ab. In 4a und 4b sind die entsprechenden Situationen der 3a und 3b unter Verwendung des Huygensschen Prinzips schematisch dargestellt.
In 4a ist die Situation dargestellt, bei der in der ersten Beugungsordnung lokal maximale konstruktive Interferenz auftritt. Gestrichelt ist der einlaufende Mittenstrahl 215 dargestellt. Mit Hilfe von Halbkreisen 329 sind Huygenssche Elementarwellen angedeutet. Die Wellenberge 331 des einlaufenden Laserpulses sind mittels Stichen angedeutet, die über Fettdruck hervorgehoben sind. Die Wellenberge 333 des in der ersten Ordnung gebeugten Laserpulses sind als durchgezogene Linien gezeigt. Das Phasengitter 313 ist über Kreise 335, 337 angedeutet, wobei die vollen Kreise 335 Orte maximaler Brechungsindexes und die leeren Kreise 337 Orte minimalen Brechungsindexes repräsentieren.
In 4b ist die Situation maximaler destruktiver Interferenz in der ersten Beugungsordnung gezeigt. Die Ausgangssituation unterscheidet sich dadurch, dass die Gitterphase des Phasengitters 313 in 4b um π verschoben ist. In diesem Fall ist die Carrier-Envelope-Phase des in der ersten Ordnung gebeugten Laserpulses auch um π verschoben.
Dieser fundamentale Effekt erlaubt eine kontinuierliche Korrektur der Carrier-Envelope-Phase im abgebeugten Strahl. Hierbei spielt keineswegs die Periode 340 des Gitters (der Abstand zwischen zwei Maxima des Brechungsindex) eine Rolle, sondern nur die relative Phasenlage des Gitters 313, 313' relativ zum Mittenstrahl 315 des gepulsten Lasers. Auch spielt es keine wesentliche Rolle, ob ein Amplituden- oder Phasengitter verwendet wird und ob eine reflektive oder transmissive Anordnung verwendet wird. In allen Fällen überträgt sich die laterale Position des Gitters automatisch auf die Carrier-Envelope-Phase des gebeugten Pulses. Dieser Effekt ist als die sog. Gitterphase bekannt. Für eine ausführlichere Darstellung wird auf die Monographie „Waves and Fields in Optoelectronics” von Hermann A Haus, erschienen bei Prentice Hall (1983) verwiesen.
Theoretisch ist es möglich, die laterale Position eines Gitters derart zu steuern, dass die Carrier-Envelope-Phase eines einlaufenden Pulses jeweils derart modifiziert wird, dass diese Carrier-Envelope-Phase in der ersten Gitterordnung immer konstant gehalten wird.
Dieses erfordert lediglich rechtzeitiges Wissen über die Carrier-Envelope-Phase und eine hinreichend schnelle Möglichkeit, die Position des Gitters zu ändern. Mechanische Lösungen jedweder Art sind hierbei immer durch die Massenträgheit des Gitters limitiert. Daher wir durch das hier beschriebene Verfahren stattdessen ein Ultraschallgitter generiert, welches in der Interaktionszone zwischen Laserstrahl und akustischer Welle eine geeignete Gitterphase aufweist, wie dieses in 3a und 3b exemplarisch gezeigt ist. Hierbei ist es wichtig zu beachten, dass ein geeignetes Gitter mit förderlicher Phase nur in einem kleinen räumlich-zeitlichen Intervall erzeugt werden muss, dergestalt dass ein zeitlicher und örtlicher Überlapp der optischen Pulse und der akustischen Pulse innerhalb der durch den optischen Strahldurchmesser definierten Wechselwirkungszone gegeben ist. Beträgt beispielsweise der optische Strahldurchmesser 1 mm und beträgt die Schallgeschwindigkeit in dem akusto-optischen Bauelement 4 km/s, so muss das generierte akustische Wellenpaket mindestens 250 ns lang sein, um eine effektive Beugung über den gesamten Strahldurchmesser zu garantieren. Für die Wirkungsweise des beschriebenen Verfahrens ist entscheidend, dass das akustische Wellenpaket bei Ankunft des sich mit einer um Größenordnungen schneller Propagierenden Laserpulses in der Wechselwirkungszone die richtige Phase aufweist. Die genaue Frequenz des Wellenpakets und somit des hierdurch erzeugten Phasengitters ist hingegen irrelevant.
Das beschriebene Verfahren zum Erzeugen eines elektrischen Treibersignals bietet den Vorteil, die das Signal bildenden oder repräsentierenden Wellenpakete so erzeugen zu können, dass diese genau die richtige Phasenlage aufweisen, um die Carrier-Envelope-Phase der Laserpulse bei jedem N-ten Laserpuls richtig zu korrigieren und gleichzeitig zu gewährleisten, dass es genügend aber auch nicht übermäßig viel zeitlichen Überlapp mit dem Laserpuls gibt.
Die bisherige Betrachtung ist davon ausgegangen, dass die Erzeugung eines Ultraschallgitters quer zur optischen Strahlrichtung erfolgt, um die notwendige Kompensation durchzuführen. Hierbei wird das korrigierte optische Lichtfeld in die erste Beugungsordnung eines akusto-optischen Frequenzschiebers abgebeugt, was jedoch weitere Korrekturen der hierbei auftretenden Winkeldispersion des abgebeugten optischen Wellenpakets erforderlich macht. Des Weiteren ist oft eine Kompensation der Gruppenlaufzeitdispersion erforderlich, welche durch das Material des Frequenzschiebers hervorgerufen wird.
Das beschriebene Verfahren zur Erzeugung eins Treibersignals, dessen Frequenzspektrum ein offsetbehafteter Frequenzkamm ist, bietet eine Möglichkeit, diesen nachteiligen Effekt zu vermeiden, indem man anstelle des Frequenzschiebers ein sogenanntes akusto-optisches dispersives Filter (AODF) benutzt wird.
Im Gegensatz zu einem Frequenzschieber propagiert das optische Signal kollinear mit dem akustischen Signal in einem solchen Filter, d. h. der Ausgangsstrahl tritt parallel zum Eingangsstrahl aus, ist jedoch orthogonal polarisiert. Insbesondere vermeidet diese Geometrie automatisch eine winkelabhängige Dispersion, wie sie beim Frequenzschieber unvermeidlich auftritt. Aufgrund der Kollinearität ergibt sich im akusto-optischen dispersiven Filter eine unmittelbare Kopplung der Gitterphase und der Ausgangsphase, wie in 5a und 5b anhand von Huygensschen Elementarwellen erneut exemplarisch visualisiert ist.
Abhängig von der Phasenlage des akustischen Phasengitters, welches in diesem Fall in derselben Richtung, in den 5a und 5b von unten nach oben, wie der optische Puls propagiert, relativ zur Phase des elektrischen Felds tritt in dem orthogonal polarisiert austretenden Anteil des Lichts eine Phasenänderung auf oder nicht. In 5a ist die Situation dargestellt, in der ein Wellenberg 331 des Laserpulses mit einem über volle Kreise 335 angedeuteten Maximum des Brechungsindexes des Phasengitters 313 zusammenfällt.
In diesem Fall bleibt die Carrier-Envelope-Phase in dem in der Polarisation gedrehten optischen Wellenpaket erhalten. In 5b ist das Phasengitter gegenüber der Situation der 5a um π verschoben. Hier tritt im orthogonal polarisierten Wellenpaket eine Phasenänderung der Carrier-Envelope-Phase um π auf.
In 6a und 6b ist der Durchtritt eines Laserpulses durch ein akusto-optisches dispersives Filter 401 gezeigt. Das akusto-optische dispersive Filter 401 umfasst ein doppelbrechendes Material. Ein Wandler 305 wandelt das Treibersignal 307 in akustische Schwingungen. Ein akustisches Signal 309, welches kurze zeitlich gleichbeabstandete Ultraschallwellenpakte oder Ultraschallpulse 311 aufweist, breitet sich im doppelbrechenden Material aus und wird an einer Stirnfläche 308 reflektiert, so dass sich reflektierte akustische Ultraschallpulse ergeben, die den akustischen Frequenzkamm darstellen, und in der Durchtrittsrichtung des Lichts propagieren. Der Mittenstrahl 315 des Lichts ist über eine lange gestrichelte Linie angedeutet. Eine hierzu senkrecht orientierte gestrichelte Linie 316 zeigt das Maximum der elektrischen Feldstärke an. In 6a trifft das Maximum der Feldstärke mit dem Maximum des Phasengitters zusammen (vergleiche 5a). In 6b ist das Phasengitter bei der Wechselwirkung um π verschoben. In diesem Fall findet eine Phasenverschiebung auch in dem orthogonal polarisierten Anteil des austretenden Laserpulses auf.
Mit dem hier neu vorgeschlagenen Verfahren zum erzeugen eines Treibersignals lässt sich wiederum die Komplexität der Stabilisierung der Carrier-Envelope-Phase auch bei Verwendung eines akusto-optischen dispersiven Filters entscheidend gegenüber dem Stand der Technik vereinfachen. im Gegensatz zu den bekannten Verfahren aus dem Stand der Technik ist nur noch eine Regelschleife mit einem einzigen akusto-optischen Bauelement nötigt, um die im Stand der Technik verwendeten zwei Regelschleifen zu ersetzen und zusätzlich noch eine Pulsformung oder einen Gruppenlaufzeitdispersionsausgleich zu ermöglichen. Im Stand der Technik sind zudem die beiden verwendeten Regelschleifen hinsichtlich der Regelbandbreite jeweils deutlich begrenzt, da im Stand der Technik für eine derartige Kontrolle der Carrier-Envelope-Phase immer eine phasenstarre Kopplung eines Lokaloszillators an eine vorgegebene Referenzfrequenz erforderlich ist, was intrinsisch keine hohen Regelbandbreiten ermöglicht. So ist die Regelbandbreite immer auf unter 1 kHz begrenzt. Um die schnellen Schwankungen des optischen Oszillators mit einer Bandbreite bis zu 100 kHz ausgleichen zu können, ist im Stand der Technik ein zweiter Regelkreis erforderlich.
Die hier vorgeschlagenen Ausführungsformen des Verfahrens sowie der Vorrichtung zum erzeugen eines Treibersignals benötigen nur eine Regelschleife und können sowohl schnelle als auch langsame Schwankungen und Verschiebungen der Carrier-Envelope-Phase mit hoher Regelbandbreite korrigieren und stabilisieren.
Vorzugsweise wird vor der Endverstärkung des Signals ein geeigneter Bandpassfilter eingesetzt, der das Eingangssignal des verwendeten Leistungsverstärkers auf Frequenzkomponenten des synthetisierten Frequenzkamms beschränkt, die innerhalb des Arbeitsbereichs des akusto-optischen Bauelements liegen.
In 7 ist eine Ausführungsform dargestellt, die eine erweiterte Funktionalität gegenüber der Ausführungsform nach 1 bietet. Gleiche technische Merkmale sind mit denselben Bezugszeichen wie in den übrigen Figuren gekennzeichnet und nicht erneut erläutert. Bei dieser Ausführungsform ist ein Phasenmodulator 402 in den Signalweg integriert. Über diesen kann die Phasenlage bei großen auftretenden Drifts der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz kompensiert werden. Ein in dem Kammsynthesizer isoliertes Carrier-Envelope-Offset-Frequenzsignal 403 wird über einen Frequenzspannungswandler 405 geführt. Das Spannungssignal ist dann Maß für die aktuelle Carrier-Envelope-Offset-Frequenz. Ein Spannungsumsetzer 407 erzeugt ein Signal 409 mit dem der Phasenmodulator angetrieben wird. Hierdurch wird abhängig von der aktuellen Carrier-Envelope-Offset-Frequenz eine vorgegebene Phasenkorrektur im Treibersignal bewirkt. Der Phasenmodulator ermöglich es ferner, eine gewünschte Carrier-Envelope-Phase einzustellen, die in einem nachgeschalteten Experiment oder eine nachgeschalteten Anwendung benötigt wird und konstant gehalten werden soll.
Zusätzlich ist ein Amplitudenmodulator 411 vorgesehen, um beispielsweise im Treibersignal auftretende Amplitudenunterschiede zu auszugleichen. Schematisch sind Komponenten, ein Gleichrichter 429, ein Differenzverstärker 423 als Vergleicher mit einem Vorgabewert 425 und eine Reglerbaugruppe 427 einer Reglerschaltung 431 angedeutet. Wie oben angedeutet lassen sich auch komplexere Manipulationen des Trebersignal und hierüber des optischen Signals bewirken.
In 8 ist noch eine weitere Ausführungsform gezeigt, bei der der Phasenmodulator 402 und der Amplitudenmodulator 411 jeweils mit einem Kanal eines mehrkanaligen Arbiträrfunktionsgenerators 501 verbunden sind. Dieser stellt ein Phasenmodulationssignal 503 und ein Amplitudenmodulationssignal 505 bereit. Diese Signale 503, 505 werden periodisch mit einer Periode bereitgestellt, die dem N-ten Teil der Repetitionsfrequenz des Lasers 3 entsprechen. Hierüber kann beispielsweise ein Chirp des Treibersignals und somit des akustischen Signals erzeugt werden. Ferner ist z. B. ein Ausgleich der Gruppenlaufzeitdispersion möglich.
Über ein zweites f-2f-Interferometer 517, mit dem die Carrier-Envelope-Phase der verstärkten optischen Pulses überwacht werden kann, und einen weiteren Regler 521 kann eine Rückkopplung zur Korrektur verschiedenster Pulseigenschaften, insbesondere der Gruppenlaufzeitdispersion herbeigeführt werden. Die ermittelte Phase kann hierbei in den Arbiträrfunktionsgenerator 501 eingespeist und dort gespeichert und/oder verarbeitet werden.
Insgesamt ist somit, insbesondere wenn ein akusto-optisches dispersives Filter als akusto-optisches Bauelement eingesetzt wird, eine Kontrolle sowohl von Pulsparametern als auch der Carrier-Envelope-Phase gleichzeitig und quasi unabhängig voneinander möglich.
Bezugszeichenliste

1: Vorrichtung zum erzeugen von verstärkten Laserpulsen
3: Laser
5: Zug kurzer Laserpulse
7: Laserpulse
11: Optischer Verstärker
13: Selektionsvorrichtung
15: Akusto-optisches Bauelement
17: f-zu-2f-Interferometer
18: erstes Eingangssignal
19: erster Signaleingang
20: Zweiter Signaleingang
21: Vorrichtung zum Erzeugen eines Treibersignals
22: Steuereinrichtung
23: Photodiode
24: zweites Eingangssignal
25: Bandpassfilter
26: Repetitionssignal
30: Kammerzeugungseinrichtung
31: Teiler
32: Triggersignal
41: Hochfrequenzpulsgenerator
42: Ausgangssignal (offsetfreies Frequenzkammsignal)
43: erster Kanal
45: Pulsbreiteneingang
47: Verzögerungseingang
50: Kammsynthesizer
51: Korrekturmischer
52: Ausgangssignal Korrekturmischer
53: Hochpassfilter
55: Tiefpassfilter
57: Frequenzversatzmischer
59: Mischereinrichtung
60: Mischsignalerzeugungseinrichtung
61: Korrekturmischsignal
63: Frequenzsenkungsmischsignal
71: Bandpassfilter
81: Leistungsverstärker
101: Frequenzspektrum Photodiode
102, 104, 106: Frequenzkomponenten
107: Signalstärke
108: Frequenz
120: Frequenzspektrum
121: offsetfreier Frequenzkamm
122: Frequenzkomponenten
123: Frequenzabstand
125: Gestrichelte Line (Filtercharakteristik)
140: Frequenzspektrum
141: Frequenzkomponente
142, 143, 144: Harmonische der Repetitionsrate
145, 147, 149: Differenzfrequenzen
146, 148, 151: Summenfrequenzen
155: Frequenzkomponente
159: Pfeil
160: Graph
161: Frequenzkomponente
170: Pfeil
180: Frequenzspektrum
181: hochfrequent verschobener offsetbehafteter Frequenzkamm
182: Frequenzbereich
190: Doppelpfeil
200: Frequenzspektrum
201: Offsetbehafteter Frequenzkamm
202: Frequenzkomponenten
205: Filtercharakteristik
210: Doppelpfeil
220: Frequenzspektrum
221: schmalbandiger offsetbehafteter Frequenzkamm
230: Doppelpfeil
301: Frequenzschieber
303: Ende
305: Wandler
307: Treibersignal
309: Signal
311: Ultraschallpuls
313: Phasengitter
315: Mittenstrahl
316: Gestrichelte Linie
317: Laserlicht
319: Wechselwirkungszone
321: erste Ordnung
323: Strahl
325: hindurchtretender Laserstrahl
327: nullte Ordnung
329: Halbkreise
331: Wellenberge
333: Wellenberge
335, 337: Kreise
340: Periode
401: Akusto-optisches dispersives Filter
402: Phasenmodulator
411: Amplitudenmodulator
423: Differenzverstärker
425: Vorgabewert
427: Reglerbaugruppe
429: Gleichrichter
431: Reglerschaltung
501: Arbiträrfunktionsgenerator
503: Phasenmodulationssignal
505: Amplitudenmodulationssignal
517: f-zu-2f-interferometer
521: Regler

Claims

Verfahren zum Erzeugen eines Treibersignals (307) zum Betreiben eines akustooptischen Bauelements (15) zur Carrier-Envelope-Phasen-Korrektur und/oder Stabilisierung jedes N-ten Laserpulses eines Zuges (5) zeitlich äquidistanter kurzer Laserpulse (7), wobei N eine natürliche Zahl ist, umfassend die Schritte: Erfassen eines ersten oszillierenden Eingangssignals (S_CEO) (18), aus dem eine Carrier-Envelope-Offset-Frequenz (f_CEO) des Zuges (5) zeitlich äquidistanter kurzer Laserpulse (7) ableitbar ist; Erfassen eines zweiten oszillierenden Eingangssignals (S_REP) (24), aus dem eine Repetitionsrate (f_REP) der kurzen Laserpulse (7) in dem Zug (5) zeitlich äquidistanter kurzer Laserpulse (7) ableitbar ist, dadurch gekennzeichnet, dass das Treibersignal (307) als ein elektrisches offsetbehaftetes Frequenzkammsignal (201) gebildet wird, dessen Frequenzspektrum zeitgleich eine Mehrzahl diskreter Frequenzkomponenten (202) aufweist, wobei benachbarte Frequenzkomponenten (202) in dem Frequenzspektrum einen Frequenzabstand (Δf = f_REP/N) aufweisen, der einem N-ten Teil der Repetitionsrate (f_REP) entspricht, und jeder der diskreten Frequenzkomponenten individuell eine ganze Zahl M zuordenbar ist, so dass sich die Frequenz f_M dieser individuellen diskreten Frequenzkomponente K_M mathematisch als Summe aus der für alle Frequenzkomponenten gleichen Carrier-Envelope-Offset-Frequenz (f_CEO) und einem für jede Frequenzkomponente individuellen Produkt ausdrücken lässt, das aus dieser individuell zugeordneten ganzen Zahl M und dem N-ten Teil der Repetitionsrate (f_REP) der Laserpulse in dem Zug (5) kurzer Laserpulse (7) gebildet ist.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass aus dem ersten erfassten Eingangssignal (18) ein monofrequentes oszillierendes Korrekturmischsignal (61) abgeleitet wird, dessen Frequenz entweder der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz (f_CEO) oder alternativ entweder einer Summenfrequenz oder einer Differenzfrequenz der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz und einem ganzzahligen Vielfachen des N-ten Teils der Repetitionsrate entspricht; aus dem zweiten erfassten Eingangssignal (24) ein elektrisches offsetfreies Frequenzkammsignal (42) abgeleitet wird, indem mit einer Erzeugungsrate, die dem N-ten Teil der Repetitionsrate entspricht, kurze, zeitlich gleichbeabstandete elektrische Pulse mit steilen Pulsflanken erzeugt werden, so dass ein Frequenzspektrum des offsetfreies Frequenzkammsignals ein offsetfreier Frequenzkamm (121) ist, in dem die Frequenzkomponenten (122) einen Frequenzabstand aufweisen, der dem N-ten Teil der Repetitionsrate entspricht; und der elektrische offsetbehaftete Frequenzkamm (201) mittels des offsetfreien Frequenzkammsignals (42) und des Korrekturmischsignals (61) synthetisiert wird.
Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die kurzen elektrischen Pulse mit steilen Pulsflanken mittels einer Teilereinrichtung (31) erzeugt werden, die ein aus dem zweiten Eingangssignal (24) abgeleitetes Repetitionssignal (26) teilt, wobei das Repetitionssignal (26) aus dem zweiten Eingangssignal (24) abgleitet wird und eine Frequenz aufweist, die der Repetitionsrate oder einer Harmonischen der Repetitionsrate der Laserpulse (7) in dem Zug (5) kurzer Laserpulse (7) entspricht.
Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die kurzen Pulse mit steilen Pulsflanken mittels eines Hochfrequenzpulsgenerators (41) erzeugt werden, wobei die Pulserzeugung über ein Triggersignal (32) ausgelöst wird, welches mittels einer Teilereinrichtung (31) aus einem Repetitionssignal (26) so erzeugt wird, dass dieses mit der Wiederholrate, die dem N-ten Teil der Repetitionsrate entspricht, Triggerpulse bereitstellt, wobei das Repetitionssignal (26) aus dem zweiten Eingangssignal (24) abgeleitet wird und eine Frequenz aufweist, die der Repetitionsrate oder einer Harmonischen der Repetitionsrate entspricht.
Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass beim Synthetisieren des offsetbehafteten Frequenzkammsignals ein mehrstufiger Mischprozess ausgeführt wird, um zu erreichen, dass in dem erzeugten elektrischen offsetbehafteten Frequenzkammsignal keine Anteile des offsetfreien Frequenzkammsignals enthalten sind.
Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das elektrische offsetfreie Frequenzkammsignal über ein Tiefpassfilter (55) mit einer Tiefpassgrenzfrequenz (f_TP) geführt wird, dass das Korrekturmischsignal (61) so erzeugt wird, dass dieses eine Frequenz aufweist, die größer als die Tiefpassgrenzfrequenz ist, bevorzugt größer als das Doppelte der Tiefpassgrenzfrequenz ist, eine elektronische Mischung des tiefpassgefilterten offsetfreien Frequenzkammsignals und des Korrekturmischsignals (61) ausgeführt wird, um ein hochfrequent verschobenes elektrisches offsetbehaftetes Frequenzkammsignal zu erzeugen und aus dem ersten Eingangssignal (18) und/oder dem zweiten Eingangssignal (24) ein monofrequentes Frequenzversatzmischsignal abgeleitet wird, dessen Frequenz einen Frequenzabstand zu dem Korrekturmischsignal aufweist, der der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz entspricht oder sich als Summen- oder Differenzfrequenz des Carrier-Envelope-Offset-Frequenz und einem ganzzahligen Vielfachen des N-ten Teils der Repetitionsrate ausdrücken lässt, das hochfrequent verschobene elektrische offsetbehaftete Frequenzkammsignal über ein Hochpassfilter geführt wird, dessen Hochpassfiltergrenzfrequenz (f_HP) größer als die Tiefpassgrenzfrequenz (f_TP) ist und eine Mischung des gefilterten hochfrequent verschobenen elektrischen offsetbehafteten Frequenzkammsignals mit dem Frequenzversatzmischsignal vorgenommen wird, um das offsetbehaftete Frequenzkammsignal zu erzeugen, welches Komponenten in dem Frequenzbereich aufweist, die das akusto-optische Bauelement in akustische Schwingungen wandeln kann.
Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass beim Erzeugen des offsetfreien Frequenzkammsignals die Erzeugung der elektrischen Pulse jeweils um einen für alle Pulse identischen Zeitabschnitt verzögert wird, wobei die Verzögerung so gewählt wird, dass akustische Pulse eines aus dem Treibersignal erzeugten akustischen Frequenzkammsignals in dem akustooptischen Bauelement einen geeigneten zeitlichen Überlapp mit dem zu korrigierenden Laserpuls aufweisen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass in dem Signalweg eine elektrische Phasenmodulation ausgeführt wird, um eine gewünschte korrigierte Carrier-Envelope-Phase zu erhalten.
Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die elektrische Phasenmodulation mit einem beliebigen vorgegebenen, insbesondere von einem Arbiträrfunktionsgenerator erzeugten, Phasensignal vorgenommen wird, wobei des Phasensignal eine Periodizität aufweist, die mit dem N-ten Teil der Repetitionsrate übereinstimmt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass eine Amplitudenmodulation ausgeführt wird, um insbesondere Amplitudenschwankungen in dem ersten erfassten Eingangssignal oder dem hieraus abgeleiteten Korrekturmischsignal zu kompensieren.
Verfahren zum Bereitstellen von kurzen hinsichtlich einer Carrier-Envelope-Phase korrigierten und/oder stabilisierten Laserpulsen, die mit einer Wiederholrate bereitgestellt werden, die einem N-ten Teil einer Repetitionsrate entspricht, mit der ein modengekoppelter Laser kurze Laserpulse in einem Zug kurzer Laserpulse erzeugt, umfassend die Schritte: Erzeugen eines Zugs zeitlich äquidistanter kurzer Laserpulse mit einer Repetitionsrate f_REP; Erzeugen eines Treibersignals für ein akusto-optisches Bauelement (15) gemäß einem Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10, das als elektrisches offsetbehaftetes Frequenzkammsignal ausgebildet wird, dessen Frequenzspektrum zeitgleich eine Mehrzahl diskreter Frequenzkomponenten aufweist, wobei benachbarte Frequenzkomponenten in dem Frequenzspektrum einen Frequenzabstand (Δf = f_REP/N) aufweisen, der einem N-ten Teil der Repetitionsrate (f_REP) entspricht, und jeder der diskreten Frequenzkomponenten individuell eine ganze Zahl M zuordenbar ist, so dass sich die Frequenz f_M dieser individuellen diskreten Frequenzkomponente K_M mathematisch als Summe aus der für alle Frequenzkomponenten gleichen Carrier-Envelope-Offset-Frequenz f_CEO und einem für jede Frequenzkomponente individuellen Produkt ausdrücken lässt, das aus dieser individuell zugeordneten ganzen Zahl M und dem N-ten Teil der Repetitionsrate (f_REP) der Laserpulse in dem Zug kurzer Laserpulse gebildet ist; Antreiben des akusto-optischen Bauelements (15) mit dem Treibersignal, so dass sich in dem akusto-optischen Bauelement (15) ein akustisches Frequenzkammsignal ausbreitet, dessen Eigenschaften durch das elektrische Treibersignal festgelegt sind; Selektieren jeden N-ten Laserpulses und Führen jeden N-ten Laserpulses durch das akusto-optische Bauelement um die Carrier-Envelope-Phasenkorrektur auszuführen, wobei das Selektieren des N-ten Laserpulses zeitlich synchronisiert mit dem Erzeugen des Treibersignals vorgenommen wird, so dass ein zeitlicher Überlapp jedes N-ten selektierten Laserpulses mit einem akustischen Puls des akustischen Frequenzkammsignals in dem akusto-optischen Bauelement (15) besteht.
Vorrichtung (21) zum Bereitstellen eines Treibersignals zum Betreiben eines akusto-optischen Bauelements (15) zur Carrier-Envelope-Frequenz-Korrektur und/oder Stabilisierung jedes N-ten Laserpulses eines Zuges (5) zeitlich äquidistanter kurzer Laserpulse (7), wobei N eine natürliche Zahl ist, umfassend eine Steuereinrichtung (22) mit: einem ersten Signaleingang (19) zum Erfassen eines ersten oszillierenden Eingangssignals (S_CEO) (18), aus dem eine Carrier-Envelope-Offset-Frequenz (f_CEO) des Zuges zeitlich äquidistanter kurzer Laserpulse (7) ableitbar ist; einem zweiten (REP-)Eingang (20) zum Erfassen eines zweiten oszillierenden Eingangssignals (S_REP) (24), aus dem eine Repetitionsrate (f_REP) der kurzen Laserpulse (7) in dem Zug (5) zeitlich äquidistanter kurzer Laserpulse (7) ableitbar ist; dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinrichtung (22) einen Kammsynthesizer (50) aufweist, der das Treibersignal als ein elektrisches offsetbehaftetes Frequenzkammsignal ausbildet, dessen Frequenzspektrum zeitgleich eine Mehrzahl diskreter Frequenzkomponenten aufweist, wobei benachbarte Frequenzkomponenten in dem Frequenzspektrum einen Frequenzabstand (Δf = f_REP/N) aufweisen, der einem N-ten Teil der Repetitionsrate (f_REP) entspricht, und jeder der diskreten Frequenzkomponenten individuell eine ganze Zahl M zuordenbar ist, so dass sich die Frequenz f_M dieser individuellen diskreten Frequenzkomponente K_M mathematisch als Summe aus der für alle Frequenzkomponenten gleichen Carrier-Envelope-Offset-Frequenz f_CEO und einem für jede Frequenzkomponente individuellen Produkt ausdrücken lässt, das aus dieser individuell zugeordneten ganzen Zahl M und dem N-ten Teil der Repetitionsrate (f_REP) der Laserpulse in dem Zug (5) kurzer Laserpulse (7) gebildet ist.
Vorrichtung (21) nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinrichtung (22) eine mit dem ersten Signaleingang (19) gekoppelte Mischsignalerzeugungseinrichtung (60) aufweist, die ausgebildet ist, aus dem ersten erfassten Eingangssignal (18) ein monofrequentes oszillierendes Korrekturmischsignal (61) abzuleiten, dessen Frequenz entweder der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz (f_CEO) oder alternativ entweder einer Summenfrequenz oder einer Differenzfrequenz der Carrier-Envelope-Offset-Frequenz und einem ganzzahligen Vielfachen des N-ten Teils der Repetitionsrate entspricht; und eine mit dem zweiten Eingang (20) gekoppelte Kammerzeugungseinrichtung (30) zum Erzeugen eines elektrischen offsetfreien Frequenzkammsignals umfasst, wobei die Kammerzeugungseinrichtung (30) ausgebildet ist, mit einer Erzeugungsrate, die dem N-ten Teil der Repetitionsrate entspricht, kurze, zeitlich gleichbeabstandete elektrische Pulse mit steilen Pulsflanken zu erzeugen, so dass ein Frequenzspektrum des offsetfreies Frequenzkammsignals, ein offsetfreier Frequenzkamm ist, in dem die Frequenzkomponenten einen Frequenzabstand aufweisen, der dem N-ten Teil der Repetitionsrate entspricht; und die Mischsignalerzeugungseinrichtung (60) und die Kammerzeugungseinrichtung (30) mit einer Mischereinrichtung (59) des Kammsynthesizers (50) gekoppelt sind, welche das offsetbehaftete Frequenzkammsignal erzeugt.
Vorrichtung (21) nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Kammerzeugungseinrichtung (30) eine Teilereinrichtung (31) umfasst, welche das am zweiten Signaleingang (20) erfasste und gefilterte zweite Eingangssignal teilt.
Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Teilereinrichtung (31) als ein digitaler Teiler ausgebildet ist, dessen Ausgangssignal das offsetfreie Frequenzkammsignal ist.
Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Kammerzeugungseinrichtung (30) Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die dessen Triggereingang mit der Teilereinrichtung (31) verbunden ist, und dessen Ausgang das offsetfreie Frequenzkammsignal bereitstellt.
Vorrichtung (21) nach einem der Ansprüche 13 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Mischereinrichtung (59) einen mehrstufigen Mischer umfasst, wobei zwischen den Mischerstufen Filter angeordnet sind, wobei in dem mehrstufigen Mischer zunächst ein offsetbehaftetes Frequenzkammsignal erzeugt wird und in den nachfolgenden Mischerstufen Frequenzumsetzungen ausgeführt werden, um sicherzustellen, dass das am Ausgang des Kammsynthesizers (50) bereitgestellte elektrische offsetbehaftete Frequenzkammsignal keine Frequenzanteile enthält, die bereits in dem dessen Eingang zugeführten offsetfreien Frequenzkammsignal enthalten waren.
Vorrichtung (21) nach einem der Ansprüche 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Hochfrequenzpulsgenerator (41) eine Verzögerungseinrichtung aufweist, mit der bei der Erzeugung der elektrischen Pulse eine einstellbare Verzögerung zwischen einem am Triggereingang erfassten Triggerereignis und dem Ausgeben des Pulses bewirkbar ist oder bewirkt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass der Hochfrequenzpulsgenerator (41) mindestens zweikanalig ausgebildet ist und in einem Kanal die Erzeugung der elektrischen Pulse zum Ausbilden des offsetfreien Frequenzkammsignals erfolgt und in einem zweiten Kanal ein Signal zum Betreiben einer Pulsselektionsvorrichtung bereitgestellt wird.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinrichtung (22) einen Phasenmodulator (402) umfasst, mit dem die Phase des Treibersignals veränderbar ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinrichtung (22) einen Amplitudenmodulator (411) umfasst, um das Treibersignal zu modulieren.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 20 oder 21, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinrichtung (22) einen ein- oder mehrkanaligen Arbiträrfunktionsgenerator (501) umfasst, welcher dem Phasengenerator (402) ein frei wählbares Phasenmodulationssignal (503) und/oder dem Amplitudenmodulator (411) ein frei wählbares Amplitudenmodulationssignal (505) periodisch bereitstellt, wobei dessen Triggereingang mit der Teilereinrichtung (31) oder einem der mindestens zwei Kanäle des Hochfrequenzpulsgenerators (41) verbunden ist, so dass das Phasenmodulationssignal und/oder das Amplitudenmodulationssignal mit einer Periodizität bereitgestellt werden, die dem N-ten Teil der Repetitionsfrequenz entspricht.
Vorrichtung (21) nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass der Arbiträrfunktionsgenerator (501) einen Eingang umfasst, an dem ein Signal erfassbar ist, das in dem Funktionsgenerator abspeicherbar ist, um als Phasenmodulationssignal oder Amplitudenmodulationssignal bereitgestellt zu werden.