DE102011013559B3

DE102011013559B3 - Schaltungs- oder Messanordnung zur kapazitiven, berührenden und/oder berührungslosen Überwachung eines Füllstandes und/oder einer Leckage leitfähiger Medien und Verfahren hierzu

Info

Publication number: DE102011013559B3
Application number: DE201110013559
Authority: DE
Inventors: wird später genannt werden Erfinder
Original assignee: iSEMcon GmbH
Current assignee: iSEMcon GmbH
Priority date: 2011-03-10
Filing date: 2011-03-10
Publication date: 2012-08-09
Anticipated expiration: 2031-03-11
Also published as: DE102011013559B9; DE102011013559B8

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungs- oder Messanordnung zur kapazitiven, berührenden und/oder berührungslosen Erfassung eines Füllstandes und/oder einer Leckage leitfähiger Medien sowie Medien mit hoher relativer Dielektrizität, wie auch anhaftende und/oder schaumbildende Medien, mit einem Ladekondensator (6) und einem zu diesem parallel geschalteten, medienabhängigen Kondensator (27), bestehend aus einer Messelektrode (5) und dem zu erfassenden Medium, welche Kondensatoren (6, 5, 27) über einen ersten Ladungsknoten (4) mit einer Auswerteelektronik (17) der Schaltungs- oder Messanordnung zur Auswertung einer Messspannung verbunden und an eine die Versorgungsspannung liefernde Gleichspannungsquelle (1) anschließbar sind. Ein Steuergenerator (2), lädt wechselseitig über ein erstes Schaltmittel (7) den Ladekondensator (6) und die Messelektrode (5) auf, welche sich danach über ein zweites Schaltmittel (8), welches sich in Reihe mit einem ersten Entladewiderstand (9) und einem dritten Schaltmittel (12) befindet, welches mit dem Emitter (23) eines Transistors (11) verbunden ist, wieder entladen derart, dass der Spitzenentladestrom entweder durch die Schaltmittel (7, 8, 12) oder durch einen Schutzwiderstand (10) in der Basiszuleitung (32) des Transistors (11) oder durch beide begrenzt wird und der Transistor für den Zeitraum der Entladung durchschaltet. Ein Speicherkondensator (16), der über einen Aufladewiderstand (15) mit der positiven Versorgungsspannung fest verbunden ist, entlädt sich entweder über einen zweiten Entladewiderstand (13) in der Kollektorstrecke (22) des Transistors (11) oder über den inneren Widerstand der Kollektor-Emitterstrecke (22–23) des Transistors (11) auf einen den Betätigungszustand proportionalen Mittelwert der Messspannung, wobei entweder der Kollektor (22) des Transistors (11) oder dieser über den zweiten Entladewiderstand (13) mit der Auswerteelektronik (17) verbunden ist, an deren Eingang (14) die Messspannung anliegt und diese in ein Schaltsignal umwandelt und dasselbe an ihrem Ausgang (18) zur Verfügung stellt.

Description

Technisches Gebiet: Die Erfindung betrifft eine Schaltungs- oder Messanordnung zur kapazitiven, berührenden und/oder berührungslosen Erfassung eines Füllstandes und/oder einer Leckage leitfähiger Medien sowie Medien mit hoher relativer Dielektrizität, wie auch anhaftende und/oder schaumbildende Medien, mit einem Ladekondensator und einem zu diesem parallel geschalteten, medienabhängigen Kondensator, bestehend aus einer Messelektrode und dem zu erfassenden Medium, welche Kondensatoren über einen ersten Ladungsknoten mit einer Auswerteelektronik der Schaltungs- oder Messanordnung zur Auswertung einer Messspannung verbunden und an eine die Versorgungsspannung liefernde Gleichspannungsquelle anschließbar sind, gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1, und ein Verfahren hierzu, gemäß dem Oberbergriff des Anspruchs 19.
Anwendungsgebiet und Stand der Technik: Kapazitive Schaltungsanordnungen und Sensoren zur kapazitiven Objekt- und Medienerkennung sind seit vielen Jahren bekannt. Das Funktionsprinzip beruht prinzipiell auf der Beeinflussung des elektrischen Feldes zwischen einer Erfassungselektrode und Erdpotential. Je nach Anwendungsfall kann die Erfassungselektrode flächig oder stabförmig ausgeführt sein. Die Erfassungselektrode liegt im Allgemeinen gut geschützt innerhalb eines all umschließenden Gehäuses.
Hierbei unterscheidet man oszillatorische Verfahren, bei denen die Erfassungselektrode integraler Bestandteil eines selbstschwingenden Oszillators ist und sogenannte fremderregte Messanordungen zur Ermittlung von Füllstand oder Objektannäherung. Ein Beispiel für einen selbstschwingenden Oszillator ist durch die DE 101 56 580 A1 bekannt geworden, welche eine Oszillatorschaltung für kapazitive Sensoren beinhaltet mit zwei galvanisch emittergekoppelten Kleinsignaltransistoren, wobei der erste Kleinsignaltransistor ein NPN-Transistor und der zweite Kleinsignaltransistor ein PNP-Transistor ist, dessen Basis mit einer aktiven Messelektrode und über einen Widerstand mit seinem Emitter- und einem Widerstand mit seinem Kollektoranschluss verbunden ist. Dieser ist über einen Arbeitswiderstand an Masse bzw. Minus-Anschluss der Versorgungsspannung angebunden und überträgt eine anstehende Wechselspannung über einen Koppelkondensator an die Basis des NPN-Transistors in Kollektorschaltung als Impedanzwandler mit einem einstellbaren Widerstand zwischen Basis und UB+. Die Kollektorschaltung speist niederimpedant die Wechselspannung emittergekoppelt auf die Schaltung und eine Schirmelektrode zurück, so dass die Anordnung schwingt sobald ein gewisser zu erfassender Kapazitätswert zwischen aktiver Elektrode und Erde bzw. Minus überschritten wird und dabei die Ansprechempfindlichkeit beliebig eingestellt werden kann. Die Schaltung ist durch eine Diode zwischen Basis und Emitter und ihrem Kathodenanschluss gegen elektrostatische Entladungen geschützt. Der Arbeitswiderstand ist entweder eine Konstantstromsenke oder eine Konstantstromquelle.
Die fremderregten Messanordnungen haben den Vorteil der deutlich höheren Störfestigkeit gegenüber den oszillatorischen Verfahren; sie benötigen aber oft sehr aufwändige Verstärker und Signalauswerteeinrichtungen. Die bekanntesten Verfahren sind das Ladungstransferverfahren, das seit vielen Jahren im Bereich der industriellen Sensorik und der Haushaltstechnik (Berührungssensoren) Anwendung findet, Sensoren in Brückenschaltung (Quad-Dioden-Bridge) und Sensoren mit Impulsstrommessung.
Ein Beispiel für eine fremderregte Messanordnung ist durch die DE 10 2009 017 011 A1 bekannt geworden, die eine Schaltungsanordnung zur Bestimmung einer Messkapazität beinhaltet, umfassend einen Referenzschaltungsteil zum definierten periodischen Auf- und Entladen einer vorgegebenen Referenzkapazität und einen Messschaltungsteil zum definierten periodischen Auf- und Entladen der zu bestimmenden Messkapazität und wenigstens einen Schaltungsteil zur Bildung wenigstens einer, den zeitlichen Verlauf der Aufladung der Referenzkapazität charakterisierenden Größe und zur Bildung wenigstens einer, den zeitlichen Verlauf der Aufladung der Messkapazität charakterisierenden Größe sowie einen Schaltungsteil zum Vergleichen der einen, den zeitlichen Verlauf der Aufladung der Referenzkapazität charakterisierenden Größe mit der einen, den zeitlichen Verlauf der die Aufladung der Messkapazität charakterisierenden Größe und zum Schließen auf den Wert der Messkapazität aufgrund des Vergleichs. Sowohl dem Referenzschaltungsteil als auch dem Messschaltungsteil ist jeweils ein eigener Schaltungsteil zur Bildung einer den zeitlichen Verlauf der einen, die Aufladung der Referenzkapazität bzw. der Messkapazität charakterisierenden Größe zugeordnet. Der Schaltungsteil zur Bildung der einen, den zeitlichen Verlauf der Aufladung der Referenzkapazität charakterisierenden Größe bildet den arithmetischen Mittelwert bzw. den Gleichspannungsanteil der Aufladespannung der Referenzkapazität, wobei der Schaltungsteil zur Bildung der einen, den zeitlichen Verlauf der Aufladung der Messkapazität charakterisierenden Größe den arithmetischen Mittelwert bzw. den Gleichspannungsanteil der Aufladespannung der Messkapazität bildet.
Die oszillatorischen Verfahren haben den Nachteil einer recht geringen Störfestigkeit auf der Arbeitsfrequenz, benötigen aber einen deutlich geringeren Aufwand bei der Signalauswertung im Vergleich zu den fremderregten Messanordnungen. Trotzdem ist der schaltungstechnische Aufwand für die Signalauswertung in beiden Fällen relativ hoch und auf hochpräzise Bauelemente angewiesen.
Gleichermaßen bekannt ist die Tatsache, dass sich leitfähige Medien bei Arbeitsfrequenzen jenseits der 10 MHz-Grenze bis etwa 1 GHz anders verhalten als bei niedrigen Sensorarbeitsfrequenzen unterhalb 1 MHz. Diese Erkenntnis macht man sich bereits seit etwa 20 Jahren im Bereich der Medizintechnik bei der Füllstandsabfrage von Blut zu nutze.
Als weiterer Stand der Technik ist die DE 10 2005 057 558 A1 zu nennen, welche einen Sensor bzw. eine Schaltungsanordnung zur berührungslosen Detektion des Füllstandes eines flüssigen und anhaftenden Mediums hoher Leitfähigkeit, insbesondere Blut, durch eine nichtmetallische Behälterwand eines Behälters betrifft. Der Sensor besitzt einen Impulsgenerator, der kurzzeitige Impulse erzeugt, die über einen niederohmigen Widerstand, Messwiderstand, eine an der Behälterwand außen angebrachte Elektrode ansteuern. Ein Differenzverstärker hoher Gleichtaktunterdrückung, welcher einen durch den füllstandsabhängigen Impulsstrom verursachten Spannungsabfall an dem Messwiderstand abgreift, verstärkt diesen Spannungsabfall um einen festen Faktor und führt das Signal einem nachgeschalteten Spitzenwertdetektor mit Siebung zur Gewinnung einer füllstandsabhängigen Gleichspannung sowie einem nachgeschalteten Spannungskomparator mit einer einstellbaren Sollspannung ein Schaltsignal generiert, welches vom ”Low-Zustand” zum ”High-Zustand” wechselt, sobald durch einen steigenden Füllstand die Elektrode hinreichend bedeckt ist und umgekehrt, wenn der Füllstand unter die Elektrode sinkt oder invers auf die Änderung des Füllstandes reagiert, sobald die Polarität einer der Stufen Impulsgenerator, Differenzverstärker, Spitzenwertdetektor sowie Spannungskomparator vertauscht wird.
Des Weiteren ist durch die DE 101 59 336 A1 ein Verfahren zur Selbstjustierung eines Sensors sowie ein selbstjustierender Sensor bekannt geworden, insbesondere zur kapazitiven Erfassung des Füllstandes eines Mediums in einem Behälter sowie zur Abstandsüberwachung. Das Verfahren umfasst einen Aufnehmer mit einem Ausgang, der eine Ausgangsspannung Ua abgibt, und einen ersten Komparator, an welchen die Ausgangsspannung Ua sowie eine Referenzspannung Uref angelegt sind. Der erste Komparator gibt ein Schaltsignal ab, falls die Ausgangsspannung Ua größer ist als die Referenzspannung Uref, und andernfalls kein Schaltsignal abgibt, oder umgekehrt. Die Referenzspannung Uref wird der Ausgangsspannung Ua automatisch nachgeführt wie folgt:

a) Falls die Ausgangsspannung Ua sowohl kleiner oder gleich einer oberen Grenzspannung UGo ist, welche durch die Summe aus der Referenzspannung Uref plus einem ersten Spannungsabstand dU1 gegeben ist, als auch größer oder gleich einer unteren Grenzspannung UGu ist, welche durch die Differenz der Referenzspannung Uref minus einem zweiten Spannungsabstand dU2 gegeben ist, so wird die Referenzspannung Uref konstant gehalten. b) Falls die Ausgangsspannung Ua größer ist als die obere Grenzspannung UGo, so wird die Referenzspannung Uref angehoben. c) Falls die Ausgangsspannung Ua kleiner ist als die untere Grenzspannung UGu, so wird die Referenzspannung Uref abgesenkt.

Des weiteren beschreibt die US 2010/0283485 A1 ein Ladungstransferverfahren, bei dem über einen kontrollierten Messzeitraum Ladungsanteile vom Messkondensator Cx auf einen Sammelkondenstaor C2 übertragen werden. Nach Ablauf einer vordefinierten Messzeit erfolgt die Messung der angesammelten Spannung auf dem Sammel- oder Speicherkondensator. Dieser wird nach erfolgter Messung wieder entladen und ein neuer Messzeitraum gestartet. Der technische Nachteil dieses Verfahren besteht darin, dass es sich nur für hohe Kapazitäten Cx von 100 pF bis 1 nF eignet und dadurch relativ große Messflächen benötigt. Die Steuerung und Auswertung benötigt einen Mikrocontroller zur Erzeugung komplexer Impulsfolgen, weil entweder direkte Analogspannungsmessung oder aber Messung der Ladezeit bis zur Erreichung einer fest vorgegeben Vergleichspannung mit anschließender Entladung und Neustart des Zeitmesszyklus erfolgen muß. Deshalb werden viele Messzyklen benötigt, bis eine ausreichende Ladungsmenge auf C2 zur Auswertung vorhanden ist. Der Ladungstransfer von Cx nach C2 erfolgt zwar schnell und oft, z. B. 500 kHZ, durch die geringen Ladungsmengen beträgt die Messzeit aber nur etwa 20 ... 100 Hz. Schnelle Vorgänge in der Automatisierungstechnik können dadurch nur bedingt erfasst werden.
Schließlich ist aus der US 6,466,036 B1 ein weiteres sogenanntes Ladungstransferverfahren bekannt, wobei die Aufladung des Messkondensators über eine Serienkapazität und ein Schalterelement S1, einseitig verbunden mit der positiven Versorgungsspannung, erfolgt. Die Ladekapazität und Messkapazität liegen in Serie und bilden einen Spannungsteiler, wobei sich die Ladung auf der Ladekapazität durch wiederholtes Abtasten erhöht. In einer ersten Ausführung werden neben einem einseitig auf Versorgungsspannung und Masse liegenden Schaltelement, S1, S2, ein weiteres Schaltelement S3 sogenanntes schwebendes Schaltelement verwendet. In einer weiteren Ausführung innerhalb des gleichen Patents wird eine Schaltungsanordnung und Verfahren beschrieben, das kein schwebendes Schaltelement mehr verwendet und bei dem alle elektronischen Schalter entweder einseitig auf Masse oder auf der positiven Versorgungsspannung liegen.
Identisch mit der Schaltungsanordnung aus Patent US 2010/0283485 A1 und eigentlich allen Ladungstransferverfahren ist der relative hohe Steuerungs- und Auswerteaufwand der zumindest einen Mikrocontroller voraussetzt. Dem Vorteil des Wegfalls des im Signalweg befindlichen Schaltelements steht der erhöhte Auswerteaufwand entgegen.
Technische Aufgabe:
Der Erfindung liegt die technische Aufgabe zugrunde, einen fremderregten, kapazitiven Sensor zur berührenden und/oder berührungslosen Überwachung eines Füllstandes und/oder einer Leckage leitfähiger Medien derart weiter zu entwickeln, dass dieser imstande ist, Anhaftungen des Mediums sicher auszublenden, insbesondere auch bei hohen Arbeitsfrequenzen des Sensors. Dieser soll des Weiteren gegenüber dem vergleichbaren Stand der Technik eine hohe Störfestigkeit bei deutlich verringertem Schaltungsaufwand, insbesondere hinsichtlich der Auswerteelektronik, aufweisen.
Es ist des Weiteren Ziel der Erfindung, dass neben der Realisierung innerhalb eines Gehäuses auch eine Lösung gefunden werden soll, bei der sich die Erfassungselektrode nicht innerhalb des Sensorgehäuses befindet, sondern über eine trennbare mehradrige Verbindung mit der Auswertelektronik verbunden ist. Eine derartige Schaltung würde nämlich den Betrieb des „passiven Aufnehmers” auch bei hohen Temperaturen deutlich oberhalb des Einsatztemperaturbereichs von Halbleitern (größer 125 Grad Celsius) ermöglichen. Dabei soll die Empfindlichkeitsjustage hierbei an unterschiedlichen Orten möglich sein: Entweder sensorseitig (Einsteller im Aufnehmergehäuse „passiv”) bei der Auswertelektronik oder an einem beliebigen Ort zwischen Aufnehmer und Auswerteelektronik (aufgetrennte Verbindungsleitung) zumeist in Nähe des kapazitiven Aufnehmers. Ebenso sollen der Zustand „Befüllt” bzw. kurz vor „Überfüllung” und der Zustand „Leckage” durch den Anwender elektrisch simuliert werden können.
Offenbarung der Erfindung sowie deren Vorteile:
Die Lösung der Aufgabe bei einer Schaltungs- oder Messanordnung der eingangs genannten Gattung ist gekennzeichnet durch einen Steuergenerator, durch welchen in einer ersten Phase des Steuergenerators die Messelektrode und der Ladekondensator über ein erstes Schaltmittel mittels des Ladungsknotens mit der positiven Versorgungsspannung der Gleichspannungsquelle verbunden werden, wodurch der Ladekondensator sowie die Messelektrode auf die positive Versorgungsspannung aufgeladen werden und durch welchen Steuergenerator eine Trennung der Messelektrode und des Ladekondensators von der positiven Versorgungsspannung durch das erste Schaltmittel erfolgt und sowohl der Emitter eines Schalttransistors durch ein drittes Schaltmittel als auch ein erster Entladewiderstand durch ein zweites Schaltmittel mit Masse verbunden werden, so dass sich die Messelektrode und der Ladungskondensator anteilsmäßig einerseits über den variablen ersten Entladungswiderstand und andererseits über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors gegen Masse entladen derart, dass der Spitzenentladestrom entweder durch die Schaltmittel oder durch einen Schutzwiderstand in der Basiszuleitung des Transistors oder durch beide begrenzt wird und der Transistor für den Zeitraum der Entladung durchschaltet, und gekennzeichnet durch einen Speicherkondensator, der über einen Aufladewiderstand mit der positiven Versorgungsspannung fest verbunden ist, sich entweder über einen zweiten Entladewiderstand in der Kollektorstrecke des Transistors oder über den inneren Widerstand der Kollektor-Emitterstrecke des Transistors auf einen den Betätigungszustand proportionalen Mittelwert der Messspannung entlädt, wobei entweder der Kollektor des Transistors oder dieser über den zweiten Entladewiderstand mit der Auswerteelektronik verbunden ist, an deren Eingang die Messspannung anliegt und diese in ein Schaltsignal umwandelt und dasselbe an ihrem Ausgang zur Verfügung stellt. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Die erfindungsgemäße Schaltungs- oder Messanordnung umfasst somit einen Steuergenerator, der vorzugsweise ein Rechteckgenerator ist und der phasensynchron drei Schaltmittel, oder auch Verbindungsmittel, betätigen kann. Die Schaltzeiten der Schalt- oder Verbindungsmittel und des Steuergenerators sollen im Nanosekundenbereich < 10 nsec liegen. In der ersten Phase des Steuergenerators wird eine Messelektrode, die ein kapazitives Sensorelement oder einen Sensor darstellt, der ein Ladekondensator, vorzugsweise ein Minimal-Ladekondensator, parallel geschaltet ist, über ein erstes Schaltmittel mittels eines ersten Schaltungs-Ladungsknotens mit der positiven Versorgungsspannung einer Gleichspannungsquelle verbunden. Der Ladekondensator sowie die Messelektrode (Sensorelement) werden auf die positive Versorgungsspannung aufgeladen. Diese Kondensatoranordnung kann zum einen über einen Schutz- oder Basiswiderstand mit der Basis eines Transistors, der vorzugsweise ein Schalttransistor ist, und zum anderen mit einem Anschluss eines ersten, variablen Entladewiderstand (Potentiometer) verbunden sein. Sowohl der zweite Anschluss des Entladewiderstandes als auch der Emitter des Transistors sind jeweils über ein zweites und drittes Schaltmittel mit Masse verbunden.
In einer Weiterbildung der Erfindung kann auf den Schutzwiderstand bzw. den Basiswiderstand verzichtet werden, sofern die Schaltmittel synchron schalten oder die Verbindung Transistor-Emitter zu Masse zeitversetzt erfolgt oder der Basis-Bahn-Widerstand und Übergangswiderstände der Schaltmittelmittel den Spitzenstrom auf zulässige Werte begrenzen oder alle Möglichkeiten gleichzeitig vorliegen.
In der zweiten Phase des Steuergenerators erfolgt die Trennung der Kondensatoranordnung, bestehend aus den Kondensatoren Messelektrode und Ladekondensator, von der positiven Versorgungsspannung und sowohl der Emitter des Schalttransitors als auch der erste Entladewiderstand (Potentiometer) werden mit Masse verbunden. Die Kondensatoranordnung entlädt sich anteilsmäßig einerseits über den variablen ersten Entladewiderstand und andererseits über die Basis-Emitter-Strecke gegen Masse. Denn der Schalttransistor wird für die Zeitdauer der Entladung leitend. Die Zeitdauer der Entladung und somit die Durchschaltzeit des Transistors ist von der Größe der Ladung des Ladekondensators und der Größe der Ladung auf der Messelektrode (Sensorelement) bezüglich der Objekt- oder Mediumkapazität abhängig und kann darüber hinaus mit dem ersten Entladewiderstand bei dessen Variabilität eingestellt werden. Der Ladekondensator dient dazu, Schaltverluste und Verluste durch Parasitärkapazitäten zu kompensieren und stellt somit die Empfindlichkeit des Sensors bzw. der Schaltungs- oder Messanordnung her. Aus diesem Grund ist auch der Ladekondensator bevorzugt ein Minimal-Ladekondensator.
Der Kollektor des Schalttransistors ist mittels eines zweiten Schaltungs-Ladungsknotens mit einem Anschluss eines Speicherkondensators und einem Anschluss eines Aufladewiderstandes verbunden. Der zweite Anschluss des Aufladewiderstandes ist mit der positiven Versorgungsspannung verbunden während der zweite Anschluss des Speicherkondensators auf Masse liegt. Im stationären Zustand ohne zu messendes Medium oder Füllstand ist dieser Speicherkondensator auf seine Maximalspannung (positive Versorgungsspannung) aufgeladen. Wird ein Füllstand oder Leckage vom Sensor (Messelektrode) erfasst, steuert der Schalttransistor durch bzw. es erhöht sich die Durchschaltzeit, Leitungszeit, des Transistors in Abhängigkeit der ausgebildeten Sensor-Füllstands-Kapazität. Der Speicherkondensator entlädt sich somit in Abhängigkeit der Durchschaltzeit des Transistors und proportional der Erfassungskapazität (geringe Erfassungskapazität – geringe Entladung bedeutet hohe Spannung am Speicherkondensator).
Der hervorstechende Vorteil der erfindungsgemäße Schaltungs- oder Messanordnung besteht darin, dass ohne zusätzliche Verstärkung und Gleichrichtung ein der Erfassungskapazität proportionales Analogsignal mit einer Amplitude in annähender Höhe der Versorgungsspannung zur Verfügung steht.
Das Analogsignal wird einer Auswerteelektronik zugeführt, welche bevorzugt ein Schmitt-Trigger oder ein Festwertkomparator ist, an deren Ausgang ein vom Füllstand abhängiges Schaltsignal zur Verfügung steht.
In einer Weiterbildung der Schaltungs- oder Messanordnung ist die Messelektrode mit dem einen Anschluss eines Ersatzkondensators mit einer Ersatzkapazität verbunden. Der zweite Anschluss des Ersatzkondensators kann mit dem Kollektor eines zweiten Schalttransistors verbunden sein, welcher emitterseitig an Masse liegt. Die Ersatzkapazität dient der Simulation eines Füllstandes oder einer Leckage bei Nichtvorhandensein derselben. Die Ersatzkapazität wird zugeschaltet sofern der Schalttransistor ein positives Steuersignal erhält.
Anstelle einer Ersatzkapazität kann auch eine einstellbare Ersatzimpedanz, bestehend aus einem einstellbaren realen Widerstand und Kondensator, treten. Hiermit ist eine sehr genaue Füllstandssimulation möglich.
In einer Weiterbildung der Schaltungs- oder Messanordnung kann die Messelektrode von der Auswertelektronik getrennt sein. Die Verbindung bis zu wenigen Metern kann eine feste Kabelverbindung oder eine ein- oder beidseitig trennbare Kabelverbindung sein.
Die Empfindlichkeitseinstellung der Schaltungs- oder Messanordnung mittels des variablen Entladewiderstandes (Potentiometer) kann derart ausgeführt sein, dass das Potentiometer integraler Bestandteil entweder der Auswerteelektronik oder der Messelektrode ist; oder das Potentiometer kann in Form einer eigenen Baugruppe in die Zuleitung eingeschleift sein.
In einer Weiterbildung der Schaltungs- oder Messanordnung kann auch der Ersatzkondensator, der einen Simulationskondensator bildet, oder die Ersatzimpedanz als Bestandteil in den Aufnehmer (mit Messelektrode) integriert sein.
In einer Weiterbildung der Schaltungs- oder Messanordnung kann auch der Ladekondensator in den Aufnehmer (Messelektrode) integriert sein.
In Weiterbildung der Schaltungs- oder Messanordnung kann der Schmitt-Trigger oder Komparator durch einen Spannungsfolger oder Spannungs-Stromwandler ersetzt sein, der ebenfalls ein dem Füllstand proportionales Ausgangssignal liefert.
Der Steuergenerator kann ein Rechteckgenerator, ein Impulsgenerator oder ein digitaler Rauschgenerator (MLS-Generator, Maximum Length Sequence) sein.
Die Sensoranordnung der Messelektrode kann weitere Elektroden für Abschirmzwecke und Fremdfeldkompensation enthalten.
Die Schaltmittel können Ausführungen mit elektronischen Schaltern oder mit Dioden als Schaltmittel sein.
In einer Weiterbildung der Schaltung kann der erste Entladewiderstand ein Festwiderstand sein und die Empfindlichkeitseinstellung über eine einstellbare Minimal-Ladekapazität erfolgen; wie auch sowohl erste Entladewiderstand als auch die Minimal-Ladekapazität variabel ausgeführt sein können.
Mit dem Gegenstand der Erfindung ergeben sich folgende Vorteile:
Die Messung erfolgt nur während der Kondensatorentladung oder Kondensatoraufladung bei einem möglichen inversen Aufbau. Für die restliche Zeit sind die Kondensatoren mit der positiven Versorgungsspannung oder mit Masse verbunden. Dadurch ergibt sich eine hohe Störfestigkeit. Anders als beim Ladungstransferverfahren sind Signaleingangkreis und Ausgangskreis mit dem Speicherkondensator zu keinem Zeitpunkt miteinander verbunden.
Die Höhe der Analogspannung an der Auswerteelektronik (Schmitt-Trigger oder Spannungskomparator) ist weitestgehend unabhängig vom Steuergenerator und kann durch eine entsprechende Dimensionierung des ausgangsseitigen Aufladewiderstandes korrigiert werden.
Durch die Messung während einer Impulsflanke und der Ausnutzung der hohen spektralen Anteile bis mehrere 100 MHz wird eine gute kapazitive Kopplung zu dem leitfähigen Medium erreicht. Der Blindwiderstand der Koppelkapazität ist minimiert, dadurch lassen sich quasi resistiv wirkende Anhaftungen vom „kompakten Füllstand unterscheiden”. Da der Entladewiderstand im Eingangskreis der Schaltung angeordnet ist, kann in der Erfindungsvariante „Aufnehmer getrennt von der Auswertelektronik” eine Empfindlichkeitseinstellung an unterschiedlichen und somit verschieden Stellen der Schaltungs- oder Messanordnung durchgeführt werden, so zum Beispiel höchst vorteilhaft am a) Messkopf/Sensorkopf bzw. an der Messelektrode oder b) Messelektrode erweitert um den ersten Entladewiderstand (Potentiometer) oder c) Messelektrode erweitert um den ersten Entladewiderstand (Potentiometer) und um eine Kompensation des Temperaturgangs. Sämtliche dieser Messanordnungen a) oder b) oder c) sind vollständig passiv ausgeführt und können an beliebiger Stelle im Bereich der Zuleitung in getrennten Gehäusen oder im Gehäuse der Auswerteelektronik angeordnet sein. Des Weiteren kann der Anwender durch Variation des ersten Entladewiderstand (Potentiometer) die Anhaftungskompensation in gewissen Grenzen selbst beeinflussen. Unter „Messkopf oder Sensorkopf der Schaltungs- oder Messanordnung wird somit die Messelektrode in ihren unterschiedlichsten Ausgestaltungen (Abschirmung und anderes) oder die Messelektrode erweitert um den ersten Entladewiderstand (Potentiometer) oder die Messelektrode erweitert um den ersten Entladewiderstand (Potentiometer) sowie erweitert um Schaltungen zur Kompensation des Temperaturgangs eines oder mehrerer Teile oder Bauelemente verstanden.
Durch den von der Auswertelektronik der erfindungsgemäßen der Schaltungs- oder Messanordnung trennbaren Messkopf/Sensorkopf und der eingangsseitigen Empfindlichkeitseinstellung innerhalb desselben, verbunden nur über ein elektrisches Verbindungskabel, können unterschiedliche Messköpfe optimal an die Auswerteelektronik angepasst werden. Dadurch ist die Konstruktion von mechanisch aufwändigen Messköpfen für Hochdruck- und Hochtemperaturanwendungen, getrennt von der Auswertelektronik, möglich. Nicht nur Elektronikbaugruppen, auch Medien, wie Flüssigkeiten, sowie Behältermaterialien unterliegen dem immanenten Temperatureinfluss und haben teilweise einen eigenen Temperaturgang (Temperaturdrift). Durch die Fertigung spezieller Temperatur-kompensierter Messköpfe mit beispielsweise NTC-Bestückung in Serie oder parallel zum ersten Entladewiderstand (Potentiometer) kann das zum Beispiel vom Medium abhängige Temperaturverhalten korrigiert werden. Bei einer Analogsignalauswertung kann die Analogspannungsanpassung durch den passiven Messkopf/Sensorkopf mit integriertem ersten Entladewiderstand (Potentiometer) erfolgen. Überhaupt ist die Empfindlichkeitsanpassung im passiven Aufnehmer von großem Vorteil. Messköpfe können derart gestaltet werden, dass sie austauschkompatibel zur Auswerteelektronik sind. Der Messkopf/Sensorkopf selbst kann in Serie einzeln abgeglichen werden. Toleranzen im Aufbau, welche die kapazitive Kopplung zum Medium beeinträchtigen, können dergestalt ausgeglichen werden.
Schließlich kann es höchst vorteilhaft sein, auch den zuschaltbaren Ersatzkondensator in den Messkopf oder Sensorkopf zu verlagern. Dadurch ist zusätzlich eine Überwachung der Kabelzuführung und des Messkopfes sowie der Steckverbindungsstellen möglich. Diese fremdgesteuerte Überwachung (Anforderung durch den Betreiber) kann periodisch oder aperiodisch erfolgen. Es wird nur der Alarmzustand simuliert, da bei einem „echten Alarm” der Betreiber sowieso zu eingreifenden Maßnahmen gezwungen ist. Nur wenn eine Prüfung gewünscht ist, wird diese angefordert und ein Signalwechsel am Schaltausgang hervorgerufen.
Ein erfindungsgemäßes Verfahren zur kapazitiven, berührenden und/oder berührungslosen Erfassung eines Füllstandes und/oder einer Leckage leitfähiger Medien sowie Medien mit hoher relativer Dielektrizität, wie auch anhaftende und/oder schaumbildende Medien, unter Verwendung eines Ladekondensators und eines zu diesem parallel geschalteten, medienabhängigen Kondensators, bestehend aus einer Messelektrode und dem zu erfassenden Medium, welche Kondensatoren über einen ersten Ladungsknoten mit einer Auswerteelektronik einer Schaltungs- oder Messanordnung zur Auswertung einer Messspannung verbunden und an eine die Versorgungsspannung liefernde Gleichspannungsquelle anschließbar sind, ist gekennzeichnet durch einen Steuergenerator, durch welchen in einer ersten Phase des Steuergenerators die Messelektrode und der Ladekondensator über ein erstes Schaltmittel mittels des Ladungsknotens mit der positiven Versorgungsspannung der Gleichspannungsquelle verbunden werden, wodurch der Ladekondensator sowie die Messelektrode auf die positive Versorgungsspannung aufgeladen werden und durch welchen Steuergenerator eine Trennung der Messelektrode und des Ladekondensators von der positiven Versorgungsspannung durch das erste Schaltmittel erfolgt und sowohl der Emitter eines Schalttransistors durch ein drittes Schaltmittel als auch ein erster Entladewiderstand durch ein zweites Schaltmittel mit Masse verbunden werden, so dass sich die Messelektrode und der Ladungskondensator anteilsmäßig einerseits über den variablen ersten Entladungswiderstand und andererseits über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors gegen Masse entladen derart, dass der Spitzenentladestrom entweder durch die Schaltmittel oder durch einen Schutzwiderstand in der Basiszuleitung des Transistors oder durch beide begrenzt wird und der Transistor für den Zeitraum der Entladung durchschaltet, und gekennzeichnet durch einen Speicherkondensator, der über einen Aufladewiderstand mit der positiven Versorgungsspannung fest verbunden ist, sich entweder über einen zweiten Entladewiderstand in der Kollektorstrecke des Transistors oder über den inneren Widerstand der Kollektor-Emitterstrecke des Transistors auf einen einen Betätigungszustand proportionalen Mittelwert der Messspannung entlädt, wobei entweder der Kollektor des Transistors oder dieser über den zweiten Entladewiderstand mit der Auswerteelektronik verbunden ist, an deren Eingang die Messspannung anliegt und die diese in ein Schaltsignal umwandelt und dasselbe an ihrem Ausgang zur Verfügung stellt.
Kurzbeschreibung der Zeichnung, in der zeigen:
1 ein Schaltbild der Schaltungs- oder Messanordnung zur Füllstands – und Leckageüberwachung leitfähiger Medien
2 eine alternative Ausführungsform zur 1
3 eine weitere Ausführungsform mit getrenntem Aufnehmer, Kabelverbindung und Auswertelektronik mit Potentiometer
4 eine weitere Ausführungsform mit getrenntem Messkopf/Sensorkopf mit darin integriertem erstem Entladewiderstand (Potentiometer), Kabelverbindung und Auswerteelektronik und
5 eine weitere Ausführungsform mit Aufnehmer mit zusätzlicher Verbindung zum Prüfkondensator und damit möglicher Überwachung der Kabelzuführung.
Wege zur Ausführung der Erfindung: 1 zeigt das Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungs- oder Messanordnung, welche auch insgesamt als Sensor bezeichnet werden kann (im Gegensatz zum Mess- oder Sensorkopf), für kapazitive Füllstandsmelder, Leckagesensoren und Überfüllsicherungen leitfähiger Medien. Die Schaltungs- oder Messanordnung umfasst eine Gleichspannungsquelle 1 und einen Rechteckgenerator 2 sowie eine Prüfeinrichtung 3 mit gemeinsamen Bezugspotential Masse 21. Zwischen einem ersten Ladungsknoten 4 und Masse 21 liegt ein Ladekondensator 6, welcher als Minimal-Speicherkondensator ausgeführt sein kann, der auch variabel ausgeführt sein kann. Mit dem Ladeknoten 4 ist des Weiteren eine Messelektrode 5, ein erstes Schaltmittel 7 direkt, ein zweites Schaltmittel 8 über einen einstellbaren Entladewiderstand 9, welcher als Potentiometer oder als Trimmpotentiometer ausgeführt sein kann sowie ein Schutzwiderstand 10 verbunden, welcher weiterhin mit der Basis eines Transistors 11 verbunden ist und den Basiswiderstand des Transistors 11 bildet. Die beiden Schaltmittel 7 und 8 sind somit über den Ladeknoten 4 und den Entladewiderstand 9 miteinander verbunden. Der Transistor 11 ist ein weiteres Schaltmittel der Schaltungs- oder Messanordnung, der hier beispielsweise als NPN-Transistor 11 gewählt ist. Der Emitter 23 des Transistors 11 ist mit einem dritten Schaltmittel 12 verbunden. Das erste Schaltmittel 7 kann im geschlossenen Schaltmittelzustand den ersten Ladungsknoten 4 mit der positiven Versorgungsspannung bzw. mit der Gleichspannungsquelle 1 verbinden. Das zweite Schaltmittel 8 verbindet den Ladungsknoten 4 über den einstellbaren Widerstand 9 mit Masse 21. Das dritte Schaltmittel 12 verbindet den Emitter 23 des NPN Transistors direkt mit Masse 21; die beiden Schaltmittel 8 und 12 sind miteinander verbunden. Die drei Schaltmittel 7, 8 und 12 werden von dem Rechteckgenerator 2 gesteuert; das Schaltmittel 7 schaltet im gezeigten Beispiel gegenüber den beiden Schaltmitteln 8 und 12 wechselseitig. Das ist auch aus der 1 zu erkennen, in der das Schaltmittel 7 geschlossen, die Schaltmittel 8 und 12 hingegen geöffnet dargestellt sind.
Des Weiteren ist mit dem Kollektor 22 des Transistors 11 über einen Widerstand 13 ein zweiter Ladungsknoten 14 verbunden, welcher seinerseits über einen Aufladewiderstand 15 mit dem positiven Anschluss der Gleichspannungsquelle 1 verbunden ist. Ein Ladekondensator 16 ist mit dem zweiten Ladungsknoten 14 und Masse 21 verbunden, so dass der Ladekondensator 16 über den Aufladewiderstand 15 und den zweiten Ladungsknoten 14 aufgeladen werden kann. Mit dem zweiten Ladungsknoten 14 ist des Weiteren ein Schmitt-Trigger oder Spannungskomparator 17, welcher ein Festspannungskomparator sein kann, mit einem Ausgang 18 verbunden. Am Ausgang 18 des Spannungskomparators 17 steht ein Schaltsignal zur Verfügung, welches abhängig vom Betätigungszustand bzw. Füllstand ist, welcher durch die Messelektrode 5 erfasst wird.
Des Weiteren ist eine zuschaltbare Ersatzkapazität 19 mit ihrem ersten Anschluss 24 mit dem Ladungsknoten 4 verbunden, parallel zum Ladekondensator 6. Der zweite Anschluss 25 der Ersatzkapazität 19 ist über ein von einer Bedienungsperson steuerbares Schaltelement 20 mit Masse 21 verbunden; im Ruhezustand ist dieses steuerbare Schaltelement 20 offen. Die Betätigung des Schaltelements 20 erfolgt im Allgemeinen durch die Bedienungsperson oder teilautomatisiert über einen Fernsteuereingang 26 mittels der Prüfeinrichtung 3.
Der Kondensator 6 stellt eine Grundempfindlichkeit der Schaltungs- oder Messanordnung zum Ausgleich von Verlusten oder Parasitärkapazitäten her und kann als Minimal-Speicher-Kondensator bezeichnet werden. In einer ersten Phase 1, oder Phase 1, wird über das Schaltmittel 7 elektrische Ladung auf den Kondensator 6 aufgeladen. Diesem Kondensator 6 ist ein vom jeweiligen Medium abhängiger Kondensator parallel geschaltet, welcher aus der Messelektrode 5 und dem zu erfassenden leitfähigen Medium besteht und der Anschaulichkeit halber mit der Bezugsziffer 27 in 1 bezeichnet ist und welcher somit ebenfalls geladen wird. Somit ist die gespeicherte Gesamtladungsmenge von den Ladungen auf dem Ladekondensator 6 und dem vom jeweiligen Medium abhängigen Kondensator 27 bzw. der Messelektrode 5 abhängig. Eine zeitgleiche Entladung findet nicht statt, da der einstellbare Entladewiderstand 9 und der Transistor 11 durch die Schaltmittel 8 und 12 (im in 1 gezeigten Zustand) von der Masse freigeschaltet, getrennt, sind.
In einer zweiten Phase, oder Phase 2, wird der Ladungsknoten 4 von der positiven Versorgungsspannung 1 durch Öffnen des ersten Schaltmittels 7 getrennt. Synchron hierzu wird einerseits der Emitter 23 des Transistors 11 über das dritte Schaltmittel 12 und andererseits der Entladewiderstand 9 über das zweite Schaltmittel 8 mit Masse 21 verbunden. Die gespeicherte Ladungsmenge wird zum einen über die Basis-Emitter-Strecke, 10–23, des Transistors 11 abgegeben. Der Transistor 11 schaltet ein. Zum Zweiten erfolgt eine Entladung des Kondensators 6 über den einstellbaren Widerstand 9 gegen Masse. Die Einschaltzeitdauer des Transistors 11 ist somit abhängig von

– der aufgebrachten Ladungsmenge, diese wiederum ist abhängig von der Medienkapazität 5 des Mediums
– von der „Nebenableitung” über den einstellbaren Entladewiderstand 9.

Im stationären Zustand ohne zu messendes Medium ist der Ladekondensator 16 über den Aufladewiderstand 15 auf die volle Versorgungsspannung der Gleichspannungsquelle 1 aufgeladen. Während der Phase 2 jedoch ist der Transistor 11 kurzzeitig durchgeschaltet und emitterseitig mit Masse 21 verbunden. Der Ladekondensator 16 wird über den Widerstand 13 teilweise entladen. Die Höhe der Entladung ist abhängig der Ladungsmenge Q am Ladungsknoten 4 und dem eingestellten Widerstandswert 9. Je höher der eingestellt Widerstandswert desto länger ist der Transistor 11 durchgeschaltet und desto mehr wird der Kondensator 16 entladen.
Da sich Phase 1 und Phase 2 sehr schnell und fortlaufend wiederholen (einige 10 kHz bis > 10 MHz sind möglich), stellt sich am Ladungsknoten 14 eine vom Medium abhängige Mittelspannung ein. Diese Spannung wird durch die Auswerteelektronik 17, wie Schmitt-Trigger oder Festwertkomparator 17, ausgewertet und ein medienabhängiges Schaltsignal an deren Ausgang 18 Verfügung gestellt.
Da die Schaltungs- oder Messanordnung der Überwachung von Füllständen, insbesondere aber der Überwachung von Überfüllungen und Leckagen dient, kann zur Überwachung der einwandfreien Funktion der Zustand „Füllstand erreicht” bzw. „Leckage vorhanden” simuliert werden. Hierzu ist es zusätzlich möglich, bei real nicht vorhandenem, zu messenden Medium einen Ersatzkondensator 19 mit einer Ersatzkapazität über das Schaltelement 20 mit Masse 21 zu verbinden. Die Größe der Ersatzkapazität 19 entspricht etwa der zu erwartenden Medienkapazität der Messelektrode 5 bei theoretischer Vollbedämpfung, was in etwa 50% Bedeckung der Messelektrode 5 oder mehr entspricht.
2 zeigt eine Abwandlung der Schaltungs- oder Messanordnung der 1 mit einem inversen Aufbau mit dem Unterschied, dass hier ein PNP-Transistor 28 zum Einsatz gelangt. Der Transistor 28 ist mittels seines Emitters 30 über ein viertes Schaltmittel 29 an die Versorgungsspannung der Gleichspannungsquelle 1 angeschlossen; der Kollektor 31 ist gleichermaßen wie in 1 über den Widerstand 13 mit dem Eingang des Schmitt-Triggers oder Spannungskomparators 17 verbunden. Die Schaltmittel 7 und 8 schalten wechselseitig, wie aus 2 ersichtlich. Das Schaltmittel 29 in der Emitterleitung des Emitters 30 des Transistors 28 schaltet gleichsinnig mit dem Schaltmittel 7. Ansonsten entsprechen die übrigen Bauelemente der Schaltungs- oder Messanordnung denjenigen der 1; ebenso ist die Funktion der Schaltungs- oder Messanordnung gleich derjenigen der 1.
3 zeigt eine weitere Abwandlung der erfindungsgemäßen Schaltungs- oder Messanordnung, welche in einem Gehäuse 34 angeordnet sind. Von der Schaltungs- oder Messanordnung aus dem Gehäuse 34 ausgegliedert sind nur die Messelektrode 5, welche in einem separaten Gehäuse 33 untergebracht ist. Die beiden Gehäuse 33, 34 sind mittels einer Verbindungsleitung 35 miteinander verbunden. Der erste Entladewiderstand 9 (Potentiometer) zur Empfindlichkeitseinstellung) befindet sich im Gehäuse 34 der Schaltungsanordnung [0047] 4 zeigt eine weitere Ausführungsform der Schaltungs- oder Messanordnung mit einem von der übrigen Schaltung getrennten Messkopf/Sensorkopf 37, in welchem der erste Entladewiderstand 9 (Potentiometer) und ein Temperaturkompensationswiderstand 36 untergebracht sind. Die gezeigte Abbildung soll andeuten, dass der erste Entladewiderstand oder Empfindlichkeitseinsteller 9 auch Teil der Kabelverbindung 35 zwischen dem Messkopf/Sensorkopf 37 und der übrigen Auswerteschaltung 34 innerhalb des Gehäuses 34 sein kann. Des Weiteren kann innerhalb des Messkopf/Sensorkopf 37 eine Temperaturkompensationsschaltung 36 angeordnet sein.
Die Schaltung der 4 zeigt aber noch einen weiteren wesentlichen Unterschied zu den Ausgestaltungen der 1, 2 und 3. Wesentlich ist, dass der Schutzwiderstand 10 und der Entladewiderstand 13 gemäß der 1, 2 und 3 als diskrete Bauelemente insofern entfallen können, wenn die Innenwiderstände der Schaltmittel 7, 8, 12 strombegrenzend wirken oder der Basis- und der Kollektorstrom des Transistors 28 anderweitig begrenzt wird. Hierzu sind bevorzugt die Schaltmittel 7, 8, 12 Diodenschalter, wie ja auch der Transistor 28 innere Widerstände in seinen Halbleiterübergängen aufweist.
5 zeigt eine weitere erfindungsgemäße Ausgestaltung der Schaltungs- oder Messanordnung, bei welcher auch hier innerhalb des Messkopf/Sensorkopf 37 eine Temperaturkompensationsschaltung 36 angeordnet ist. Der zuschaltbare Ersatzkondensator 19 mit seiner Ersatzkapazität ist über eine Zuleitung 38 direkt in den Messkopf/Sensorkopf 37 hineinzuwirken imstande, um auch die Verbindungsleitung 35 überprüfen zu können.
Bezugszeichenliste

1: Gleichspannungsquelle
2: Rechteckgenerator
3: Prüfeinrichtung
4: erster Ladungsknoten
5: Messelektrode
6: Ladekondensator, nämlich Minimal-Speicherkondensator
7: erstes Schaltmittel
8: zweites Schaltmittel
9: erster Entladewiderstand, nämlich Potentiometer oder Trimmpotentiometer
10: Schutzwiderstand (hier: Basiswiderstand)
11: Transistor, nämlich NPN-Transistor
12: drittes Schaltmittel
13: zweiter Entladewiderstand
14: zweiter Ladungsknoten
15: Aufladewiderstand
16: Speicherkondensator
17: Auswerteelektronik, wie Schmitt-Trigger oder Spannungskomparator
18: Ausgang der Auswerteelektronik
19: zuschaltbarer Ersatzkondensator mit Ersatzkapazität
20: Schaltelement
21: Masse
22: Kollektor des Transistors 11
23: Emitter des Transistors 11
24: erster Anschluss der Ersatzkapazität 19
25: zweiter Anschluss der Ersatzkapazität 19
26: Fernsteuereingang des Schaltelements 20
27: Medium abhängiger Kondensator
28: Transistor, nämlich PNP-Transistor
29: viertes Schaltmittel
30: Emitter des Transistors 28
31: Kollektor des Transistors 28
32: Basiszuleitung des Transistors 11
33: erstes Aufnehmergehäuse
34: zweites Gehäuse
35: Verbindungsleitung
36: Temperaturkompensationsbauteil
37: Messkopf/Sensorkopf
38: Zuleitung

Claims

Schaltungs- oder Messanordnung zur kapazitiven, berührenden und/oder berührungslosen Erfassung eines Füllstandes und/oder einer Leckage leitfähiger Medien sowie Medien mit hoher relativer Dielektrizität, wie auch anhaftender und/oder schaumbildender Medien, mit einem Ladekondensator (6) und einem zu diesem parallel geschalteten, medienabhängigen Kondensator (27), bestehend aus einer Messelektrode (5) und dem zu erfassenden Medium, welche Kondensatoren (6, 5, 27) über einen ersten Ladungsknoten (4) mit einer Auswerteelektronik (17) der Schaltungs- oder Messanordnung zur Auswertung einer Messspannung verbunden und an eine die Versorgungsspannung liefernde Gleichspannungsquelle (1) anschließbar sind, gekennzeichnet durch einen Steuergenerator (2), durch welchen in einer ersten Phase des Steuergenerators (2) die Messelektrode (5) und der Ladekondensator (6) über ein erstes Schaltmittel (7) mittels des Ladungsknotens (4) mit der positiven Versorgungsspannung der Gleichspannungsquelle (1) verbunden werden, wodurch der Ladekondensator (6) sowie die Messelektrode (5) auf die positive Versorgungsspannung aufgeladen werden und durch welchen Steuergenerator (2) eine Trennung der Messelektrode (5) und des Ladekondensators (6) von der positiven Versorgungsspannung durch das erste Schaltmittel (7) erfolgt und sowohl der Emitter eines Schalttransistors (11) durch ein drittes Schaltmittel (12) als auch ein erster Entladewiderstand (9) durch ein zweites Schaltmittel (8) mit Masse verbunden werden, so dass sich die Messelektrode (5) und der Ladungskondensator (6) anteilsmäßig einerseits über den variablen ersten Entladungswiderstand (9) und andererseits über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors (11) gegen Masse entladen derart, dass der Spitzenentladestrom entweder durch die Schaltmittel (7, 8, 12) oder durch einen Schutzwiderstand (10) in der Basiszuleitung (32) des Transistors (11) oder durch beide begrenzt wird und der Transistor für den Zeitraum der Entladung durchschaltet, und gekennzeichnet durch einen Speicherkondensator (16), der über einen Aufladewiderstand (15) mit der positiven Versorgungsspannung fest verbunden ist, sich entweder über einen zweiten Entladewiderstand (13) in der Kollektorstrecke (22) des Transistors (11) oder über den inneren Widerstand der Kollektor-Emitterstrecke (22–23) des Transistors (11) auf einen einen Betätigungszustand proportionalen Mittelwert der Messspannung entlädt, wobei entweder der Kollektor (22) des Transistors (11) oder dieser über den zweiten Entladewiderstand (13) mit der Auswerteelektronik (17) verbunden ist, an deren Eingang (14) die Messspannung anliegt und die diese in ein Schaltsignal umwandelt und dasselbe an ihrem Ausgang (18) zur Verfügung stellt.
Schaltungs- oder Messanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Steuergenerator (2) ein Rechteckgenerator ist und die Schaltmittel (7, 8, 12) strombegrenzende Schaltmittel, vorzugsweise Diodenschalter sind und der Ladekondensator ein Minimal-Ladekondensator (6) ist.
Schaltungs- oder Messanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass bei der Verwendung eines NPN-Transistors (11) die am Eingang (14) der als Schmitt-Trigger oder Spannungskomparator ausgestalteten Auswerteelektronik (17) anliegende Messspannung umso niedriger wird je höher der Füllstand bzw. je höher die Messkapazität der Messelektrode (5) ist, wohingegen bei der Verwendung eines PNP-Transistors (28) die Messspannung umso höher wird, je höher der Füllstand bzw. je höher die Messkapazität der Messelektrode (5) ist.
Schaltungs- oder Messanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Rechteckgenerator (2) ein Impulsgenerator mit beliebigem Impuls-Pausenverhältnis oder ein digitaler Rauschsignalgenerator ist, wobei der Rechteck- oder Rauschsignalgenerator (2) die positive Versorgungsspannung und Masse (21) anhand seines Ausgangszustandes High-Low zur Verfügung stellt.
Schaltungs- oder Messanordnung nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Empfindlichkeit der Schaltungs- oder Messanordnung über den eingangsseitig vorhandenen, ersten Entladewiderstand (9) vorgebbar ist, welcher hierzu vorzugsweise ein Potentiometer oder Trimmpotentiometer ist oder welcher hierzu in einen festen Widerstand und einen variablen Widerstand aufgeteilt ist.
Schaltungs- oder Messanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteelektronik ein Schmitt-Trigger oder ein einstellbarer Spannungskomparator oder ein Festspannungskomparator (17) ist.
Schaltungs- oder Messanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteelektronik eine steuerbare Spannungsquelle oder steuerbare Stromquelle ist und ein dem Betätigungszustand proportionales, analoges Ausgangssignal liefert und die Empfindlichkeit und damit der Ausgangssignalhub der Schaltungs- oder Messanordnung weiterhin mit dem eingangsseitigen einstellbaren Entladewiderstand (9) einstellbar ist.
Schaltungs- oder Messanordnung nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Messelektrode (5) über ein Schaltelement (20) ein durch den Eingriff einer Bedienungsperson zuschaltbarer Ersatzkondensator (19) parallel geschaltet ist, welcher, wenn kein Medium vorhanden ist, das Vorhandensein eines Mediums simuliert und dadurch ein Ausgangssignalwechsel am Ausgang (18) der Auswerteelektronik hervorgerufen werden kann.
Schaltungs- oder Messanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Ersatzkondensator (19) periodisch oder aperiodisch zuschaltbar ist, wobei gegebenenfalls der Ersatzkondensator (19) einstellbar ausgeführt ist oder aus einer einstellbaren Widerstands-Kondensator-Serienschaltung besteht.
Schaltungs- oder Messanordnung nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass sich die Messelektrode (5) in einem separaten, ersten Aufnehmergehäuse (33) befindet, welches von einem zweiten, die übrigen Schaltungskomponenten der Schaltungs- oder Messanordnung aufnehmenden Gehäuse (34) getrennt ist und beide Gehäuse (33, 34) mit einer mehradrig geschirmten Leitung (35) verbunden sind, welche gegebenenfalls eine Koaxial- oder Triaxial-Leitung ist.
Schaltungs- oder Messanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass innerhalb des ersten Aufnehmergehäuses (33) auch der eingangsseitig vorhandene, erste Entladewiderstand (9) angeordnet ist, welcher ein Potentiometer oder Trimmpotentiometer ist oder welcher in einen festen Widerstand und einen variablen Widerstand aufgeteilt ist.
Schaltungs- oder Messanordnung nach einem der vorherigen Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass Messelektrode (5) und erster Entladewiderstand (9) in separaten, voneinander getrennten Gehäusen angeordnet sind.
Schaltungs- oder Messanordnung nach einem der Ansprüche 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass innerhalb des ersten Aufnehmergehäuses (33) neben dem ersten Entladewiderstand (9) zusätzlich ein Temperaturkompensationsbauteil (36) in Serie oder Parallelschaltung angeordnet ist.
Schaltungs- oder Messanordnung nach einem der vorherigen Ansprüche 10 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass sich der Ladekondensator (6, 6') innerhalb des ersten Aufnehmergehäuses (33) oder innerhalb der Verbindungszuleitung (35) zwischen Messkopf/Sensorkopf (37) und Auswerteschaltung befindet.
Schaltungs- oder Messanordnung nach einem der vorherigen Ansprüche 10 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass sich auch ein Anschluss des zuschaltbaren Ersatzkondensators (19) innerhalb des ersten Aufnehmergehäuses (33) befindet, so dass durch Zuschaltung dieser Ersatzkapazität die Verbindungsleitung (35) in die Funktionsprüfung einbezogen werden kann.
Schaltungs- oder Messanordnung nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Messelektrode (5) flächig oder stabförmig und/oder flexibel ist oder eine dem Messzweck angepasste geometrische Form aufweist.
Schaltungs- oder Messanordnung nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Messelektrode (5) eine rückwärtige gleichphasige Schirmung oder eine Masseschirmung aufweist.
Vorrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Entladewiderstand (9) ein Festwiderstand ist und die Empfindlichkeitseinstellung über eine einstellbare Minimal-Ladekapazität eines Minimal-Ladekondensators (6) erfolgt oder sowohl der erste Entladewiderstand als auch der Minimal-Ladekondensator (6) variabel ausgeführt sind.
Verfahren zur kapazitiven, berührenden und/oder berührungslosen Erfassung eines Füllstandes und/oder einer Leckage leitfähiger Medien sowie Medien mit hoher relativer Dielektrizität, wie auch anhaftender und/oder schaumbildender Medien, unter Verwendung eines Ladekondensators (6) und eines zu diesem parallel geschalteten, medienabhängigen Kondensators (27), bestehend aus einer Messelektrode (5) und dem zu erfassenden Medium, welche Kondensatoren (6, 5, 27) über einen ersten Ladungsknoten (4) mit einer Auswerteelektronik (17) einer Schaltungs- oder Messanordnung zur Auswertung einer Messspannung verbunden und an eine die Versorgungsspannung liefernde Gleichspannungsquelle (1) anschließbar sind, gekennzeichnet durch einen Steuergenerator (2), durch welchen in einer ersten Phase des Steuergenerators (2) die Messelektrode (5) und der Ladekondensator (6) über ein erstes Schaltmittel (7) mittels des Ladungsknotens (4) mit der positiven Versorgungsspannung der Gleichspannungsquelle (1) verbunden werden, wodurch der Ladekondensator (6) sowie die Messelektrode (5) auf die positive Versorgungsspannung aufgeladen werden und durch welchen Steuergenerator (2) eine Trennung der Messelektrode (5) und des Ladekondensators (6) von der positiven Versorgungsspannung durch das erste Schaltmittel (7) erfolgt und sowohl der Emitter eines Schalttransistors (11) durch ein drittes Schaltmittel (12) als auch ein erster Entladewiderstand (9) durch ein zweites Schaltmittel (8) mit Masse verbunden werden, so dass sich die Messelektrode (5) und der Ladungskondensator (6) anteilsmäßig einerseits über den variablen ersten Entladungswiderstand (9) und andererseits über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors (11) gegen Masse entladen derart, dass der Spitzenentladestrom entweder durch die Schaltmittel (7, 8, 12) oder durch einen Schutzwiderstand (10) in der Basiszuleitung (32) des Transistors (11) oder durch beide begrenzt wird und der Transistor für den Zeitraum der Entladung durchschaltet, und gekennzeichnet durch einen Speicherkondensator (16), der über einen Aufladewiderstand (15) mit der positiven Versorgungsspannung fest verbunden ist, sich entweder über einen zweiten Entladewiderstand (13) in der Kollektorstrecke (22) des Transistors (11) oder über den inneren Widerstand der Kollektor-Emitterstrecke (22–23) des Transistors (11) auf einen einen Betätigungszustand proportionalen Mittelwert der Messspannung entlädt, wobei entweder der Kollektor (22) des Transistors (11) oder dieser über den zweiten Entladewiderstand (13) mit der Auswerteelektronik (17) verbunden ist, an deren Eingang (14) die Messspannung anliegt und die diese in ein Schaltsignal umwandelt und dasselbe an ihrem Ausgang (18) zur Verfügung stellt.
Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass bei der Verwendung eines NPN-Transistors (11) die am Eingang (14) der Auswerteelektronik (17) anliegende Messspannung umso niedriger wird je höher der Füllstand bzw. je höher die Messkapazität der Messelektrode (5) ist, wohingegen bei der Verwendung eines PNP-Transistors (28) die Messspannung umso höher wird, je höher der Füllstand bzw. je höher die Messkapazität der Messelektrode (5) ist.