DE102010042512A1 - Inductive proximity switch for use as non-contact electronic switch in automation control technology, has Schmitt trigger that converts analog control signal into pulse-width modulated signal, so that received signal is regulated - Google Patents

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    • H03K2017/9527—Details of coils in the emitter or receiver; Magnetic detector comprising emitting and receiving coils

Abstract

The switch (1) has transmitting coil (2) anti-serially connected with receiving coils (3) for generating a reception signal. A matching coil (4) has resistor (Re) and controllable resistor (10) that forms a control loop. A Schmitt trigger (9) converts the analog control signal into pulse-width modulated signal, so that the received signal is regulated from average level to zero when the switch is actuated. An independent claim is included for method for operating inductive proximity switch.

Description

Die Erfindung betrifft einen induktiven Näherungsschalter gemäß den Merkmalen des Oberbegriffs des Patentanspruchs 1. Induktive Näherungsschalter werden als berührungslos arbeitende elektronische Schaltgeräte vor allem in der Automatisierungstechnik eingesetzt. Sie enthalten eine Sendespule, die ein elektromagnetisches von einem metallischen Auslöser beeinflussbares Magnetfeld erzeugt. Die Beeinflussung des Magnetfeldes durch den metallischen Auslöser wird ausgewertet und bei Überschreiten eines Schwellwerts eine elektronische Schaltstufe angesteuert. Schaltgeräte dieser Art werden in den verschiedensten Ausführungen unter anderem auch von der Anmelderin hergestellt und vertrieben. Hierbei kann sowohl die Ansteuerung der Sendespule als auch die Bewertung des Einflusses des metallischen Auslösers auf unterschiedliche Art erfolgen. In vielen Fällen ist die Sendespule Bestandteil eines durch den metallischen Auslöser beeinflussten Oszillators, dessen Amplitude und/oder Frequenzänderung ausgewertet wird.The invention relates to an inductive proximity switch according to the features of the preamble of claim 1. Inductive proximity switches are used as non-contact electronic switching devices, especially in automation technology. They contain a transmitting coil which generates an electromagnetic magnetic field which can be influenced by a metallic trigger. The influence of the magnetic field by the metallic release is evaluated and, when a threshold value is exceeded, an electronic switching stage is activated. Switching devices of this type are manufactured and distributed in various designs, inter alia, by the Applicant. In this case, both the control of the transmitting coil and the evaluation of the influence of the metallic trigger can be done in different ways. In many cases, the transmitter coil is part of an affected by the metallic shutter oscillator whose amplitude and / or frequency change is evaluated.

Neben der weit verbreiteten sinusförmigen Ansteuerung der Sendespule und der Auswertung von Frequenz- und oder Amplitudenänderungen ist die Ansteuerung mit einem kurzen Rechteckimpuls bekannt. Die Sendespule ist in diesem Fall nicht Bestandteil eines Oszillators, sondern sie wird mit starken Spannungs- bzw. Stromimpulsen beaufschlagt. Das durch die im metallischen Auslöser hervorgerufenen Wirbelströme ausgelöste Echo wird ausgewertet. Diese Auswertung kann sowohl direkt an der Sendespule als auch an einer magnetisch gekoppelten Empfangsspule erfolgen. Da es sich hierbei um einen geschlossenen Schwingkreis, bzw. einen geschlossenen Spulenstromkreis handelt, wird nur wenig Energie abgestrahlt. Die Wechselwirkung mit dem metallischen Auslöser (Target) ist auf das Nahfeld beschränkt. Sie nimmt etwa mit der 3,5-fachen Potenz des Schaltabstandes ab. Um geringen Wechselwirkungen mit dem metallischen Auslöser noch nachweisen zu können, ist es vorteilhaft, das Signal im unbeeinflussten Zustand zu kompensieren und nur die nur die vom Auslöser hervorgerufenen Änderungen auszuwerten.In addition to the widespread sinusoidal control of the transmitting coil and the evaluation of frequency and or amplitude changes, the control with a short square pulse is known. The transmitter coil is in this case not part of an oscillator, but it is subjected to strong voltage or current pulses. The echo triggered by the eddy currents produced in the metallic trigger is evaluated. This evaluation can be carried out both directly on the transmitting coil and on a magnetically coupled receiving coil. Since this is a closed resonant circuit or a closed coil circuit, only little energy is radiated. The interaction with the metallic trigger (target) is limited to the near field. It decreases with about 3.5 times the power of the switching distance. In order to be able to detect minor interactions with the metallic trigger, it is advantageous to compensate the signal in the uninfluenced state and to evaluate only the changes caused by the trigger.

Dazu werden vorzugsweise zwei Empfangspulen in Differenzschaltung betrieben. Der Aufbau wird so gewählt, dass eine der beiden Spulen stärker vom Target beeinflusst wird als die andere. Durch Nullabgleich im unbeeinflussten Zustand erhält man einen äußerst empfindliche Anordnung, die auch als Differentialtransformator (LVDT = linear variable differential transformer) bezeichnet wird. Der Differentialtransformator wird so abgeglichen, dass sich die Signale der beiden Empfangsspulen im unbeeinflussten Zustand gegenseitig aufheben. Je besser dieser Abgleich gelingt, umso höher kann man das Sensorsignal verstärken, ohne dass es zu Übersteuerungen kommt. Da das Magnetfeld mit wachsender Entfernung sehr schnell abnimmt, kommt man bald in Bereiche, wo der Temperaturgang, insbesondere der Kupferwicklungen, aber auch der übrigen beteiligten Materialien und Bauelemente Effekte in der Größenordnung des zu erwartenden Sensorsignals hervorrufen. Deshalb sind höhere Schaltabstände nur dann erreichbar, wenn die Temperaturabhängigkeit der Anordnung über den Arbeitstemperaturbereich kompensiert werden kann. Da dieses Gleichgewicht schon während der Fertigung aber auch durch die Einbausituation gestört werden kann, ist ein nachträglicher Abgleich des Differentialtransformators sowohl werksseitig als auch im späteren Betrieb wünschenswert. In der DE 10 2007 014 343 A1 wird vorgeschlagen, eine Empfangsspule mit trimmbaren Widerständen zu verbinden, mit deren Hilfe der Schaltabstand eingestellt wird. Diese werden von einer Auswerteeinheit (Mikrocontroller) gesteuert, die außerdem mit einem Temperaturfühler verbunden ist, so dass eine Temperaturkompensation vorgenommen werden kann. Als nachteilig wird hierbei angesehen, dass die Temperaturkompensation aus einem relativ langwierigen Prozess von der Messung durch den Temperaturfühler, der Berechnung der Korrekturwerte im Mikrocontroller, die anschließende digitale Ausgabe der Korrekturwerte und die Digital-Analogwandlung bis zur Ansteuerung der trimmbaren Widerstände besteht. Eine Linearisierung von beispielsweise –25°C bis +70°C erscheint angesichts dieser langen Kette problematisch. In der WO 2007/012502 A1 wird ein Regelkreis mit einer den Sensor umfassenden Regelstrecke vorgeschlagen. Regelgröße ist u. a. die Amplitude des Sensorkreises.For this purpose, preferably two receiver coils are operated in differential circuit. The design is chosen so that one of the two coils is more affected by the target than the other. By zeroing in the uninfluenced state, one obtains an extremely sensitive arrangement, which is also referred to as a differential transformer (LVDT = linear variable differential transformer). The differential transformer is adjusted so that cancel the signals of the two receiving coils in the uninfluenced state each other. The better this balance is achieved, the higher the sensor signal can be amplified, without causing overmodulation. Since the magnetic field decreases very rapidly with increasing distance, one soon comes into areas where the temperature response, in particular of the copper windings, but also of the other materials and components involved, cause effects of the order of magnitude of the expected sensor signal. Therefore, higher switching distances can only be achieved if the temperature dependence of the arrangement over the working temperature range can be compensated. Since this balance can be disturbed during production but also by the installation situation, a subsequent adjustment of the differential transformer is desirable both at the factory and during later operation. In the DE 10 2007 014 343 A1 It is proposed to connect a receiving coil with trimmable resistors, with the help of the switching distance is set. These are controlled by an evaluation unit (microcontroller), which is also connected to a temperature sensor, so that a temperature compensation can be made. A disadvantage here is that the temperature compensation consists of a relatively lengthy process of the measurement by the temperature sensor, the calculation of the correction values in the microcontroller, the subsequent digital output of the correction values and the digital-to-analog conversion to the triggering of the trimmable resistors. A linearization of, for example, -25 ° C to + 70 ° C appears problematic in view of this long chain. In the WO 2007/012502 A1 a control loop with a control system comprising the sensor is proposed. Controlled variable is, inter alia, the amplitude of the sensor circuit.

Die Regelung erfolgt senderseitig, d. h. die Amplitude wird entgegen der Bedämpfungsstörgröße konstant gehalten. Die zur Ausregelung der Amplitude notwendige Energie wird über einen einstellbaren Widerstand zugeführt. Die Steuergröße für diesen Widerstand wird als Größe für die momentane Bedämpfung und somit als Messgröße ausgekoppelt. Nachteilig ist hierbei, dass der einstellbare Widerstand, vorzugsweise ein Transistor, sowohl einen Temperaturgang als auch eine nichtlineare Kennlinie aufweist.The regulation takes place on the transmitter side, d. H. the amplitude is kept constant against the damping disturbance. The energy required to control the amplitude is supplied via an adjustable resistor. The control variable for this resistance is decoupled as a quantity for the instantaneous damping and thus as a measured variable. The disadvantage here is that the adjustable resistor, preferably a transistor, both a temperature response and a non-linear characteristic has.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, dieses Verfahren weiter zu verbessern. Die Kenlinie soll linearisiert, und die Temperaturabhängigkeit verringert werden.The object of the invention is to further improve this process. The calibration line should be linearized and the temperature dependence reduced.

Diese Aufgabe wird entsprechend den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst. Die Unteransprüche betreffen die vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung.This object is achieved according to the features of patent claim 1. The subclaims relate to the advantageous developments of the invention.

Die wesentliche Idee der Erfindung besteht darin, das Stellglied als Schalter mit definiertem Innenwiderstand ausbilden, der für bestimmte Zeitabstände geschlossen und dann wieder geöffnet wird. Das dadurch entstehende pulsweitenmodulierte Schaltsignal kann direkt als Messgröße ausgegeben werden. Das Sensorsignal wird in diesem Fall nicht permanent Null, sondern es schwankt um den Nullpunkt.The essential idea of the invention is the actuator as a switch with a defined Form internal resistance, which is closed for certain intervals and then reopened. The resulting pulse width modulated switching signal can be output directly as a measured variable. The sensor signal does not become permanently zero in this case, but it fluctuates around the zero point.

Der wesentliche Vorteil besteht darin, dass der Temperaturgang der Regelstrecke zugelassen werden kann, weil die Stellgröße in Form des Tastverhältnisses eines bekannten Bedämpfungswiderstandes unmittelbar am Stellglied gemessen wird. Diese unmittelbar am Sensor erzeugte Signal kann durch die weitere Bearbeitung praktisch nicht mehr verfälscht werden.The main advantage is that the temperature response of the controlled system can be allowed because the manipulated variable is measured in the form of the duty cycle of a known damping resistor directly on the actuator. This signal generated directly on the sensor can practically no longer be falsified by further processing.

Nachfolgend ist die Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert.The invention is explained in more detail with reference to the drawing.

Es zeigen:Show it:

1 Prinzipdarstellung eines erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalters. 1 Schematic representation of an inductive proximity switch according to the invention.

2 Ausführungsbeispiel mit einem XOR-Gatter im Stellglied, 2 Embodiment with an XOR gate in the actuator,

3 Ausführungsbeispiel mit einem Multiplexer im Stellglied. 3 Embodiment with a multiplexer in the actuator.

Die 1 zeigt einen Induktiven Näherungsschalter 1 mit einer Sendespule 2, zwei Empfangsspulen 3 einer Abgleichwicklung 4 und einer weiteren, die Schaltfahne bzw. das Target symbolisierende Wicklung 5. Die Sendespule und die beiden Empfangsspulen bilden einen Differentialtransformator (LVDT). Die Sendespule 2 wird von einem Hochfrequenzgenerator 6 gespeist. Die beiden antiseriell geschalteten Empfangsspulen 3 sind mit dem Synchrongleichrichter 7 verbunden. Das gleichgerichtete Signal durchläuft den Tiefpass 8 und steuert den den Schmitt-Trigger 9, der den aus einem Schalter und einem Widerstand Re bestehenden steuerbaren Widerstand 10 ein- bzw. ausschaltet. Der Schalter bleibt so lange geschlossen, bis das Signal am Synchrongleichrichter 7 verschwindet. Nach dem Öffnen des Schalters steigt das Signal so lange wieder an, bis der Schalter erneut geschlossen wird. Auf diese Weise entsteht eine Regelschleife, die den Mittelwert des Sensorsignals auf Null regelt und dabei ein pulsweitenmoduliertes (PWM-)Signal erzeugt. Bei optimalem Abgleich bleibt der Schalter ohne Target ständig geöffnet und im stark bedämpften Zustand bleibt er praktisch geschlossen. Die Schließzeit bzw. das Tastverhältnis ist somit ein Maß für die Bedämpfung durch das Target und kann somit ohne Weiteres als pulsweitenmodulierte Messgröße ausgegeben werden. Durch Veränderung Widerstandes Re ist eine Messbereichsumschaltung möglich. Abschließend sei noch bemerkt, dass ein erfindungsgemäßer Aufbau auch mit zwei Sendespulen und einer Empfangsspule realisiert werden kann.The 1 shows an inductive proximity switch 1 with a transmitting coil 2 , two receiving coils 3 an adjustment winding 4 and another, the switching flag or the target symbolizing winding 5 , The transmitting coil and the two receiving coils form a differential transformer (LVDT). The transmitting coil 2 is from a high frequency generator 6 fed. The two anti-serially connected receiver coils 3 are with the synchronous rectifier 7 connected. The rectified signal passes through the low pass 8th and controls the Schmitt trigger 9 , which consists of a switch and a resistor Re controllable resistance 10 turns on or off. The switch remains closed until the signal at the synchronous rectifier 7 disappears. After opening the switch, the signal rises again until the switch is closed again. In this way, a control loop is formed, which controls the mean value of the sensor signal to zero and thereby generates a pulse width modulated (PWM) signal. With optimum adjustment, the switch without target remains constantly open and in the heavily damped state it remains practically closed. The closing time or the duty cycle is thus a measure of the damping by the target and can thus be readily output as a pulse width modulated measured variable. By changing the resistance Re, a measuring range switchover is possible. Finally, it should be noted that a construction according to the invention can also be realized with two transmitting coils and one receiving coil.

Die 2 zeigt ein detailliertes Ausführungsbeispiel mit XOR-Gattern und einem Sperrschicht FET als Schalter. Hier schwingt eine Regelschleife zwischen Überkompensation und Unterkompensation als Relaxationsoszillator. Mit zunehmender Bedämpfung bleibt der als Schalter wirkende Transistor T1 entsprechend länger geschlossen. Das sich ändernde Tastverhältnis dient als Ausgangssignal.The 2 shows a detailed embodiment with XOR gates and a barrier FET as a switch. Here, a control loop oscillates between overcompensation and undercompensation as a relaxation oscillator. With increasing damping of the acting as a switch transistor T1 remains closed correspondingly longer. The changing duty cycle serves as an output signal.

Der mit dem Exklusiv-Oder-Gatter XOR1 (1/4 des 74HC86) bestückte Oszillator liefert ein Sinussignal, dessen Frequenz durch die Induktivität LS und die in Serie geschalteten Kapazitäten C1 und C2 bestimmt wird. Für die Frequenz f gilt die Beziehung: f = 1/(2√LS(C1C2)/(C1 + C2)).The oscillator equipped with the XOR1 exclusive-OR gate (1/4 of the 74HC86) provides a sinusoidal signal whose frequency is determined by the inductance LS and series capacitances C1 and C2. For the frequency f, the relation holds: f = 1 / (2√LS (C1C2) / (C1 + C2)).

Die Sendespule LS ist mit den beiden Empfangsspulen L1 und L2 über die transformatorischen Koppelfaktoren M1 und M2 verbunden. Sie bilden einen Differentialtransformator und werden so eingestellt, dass im unbelasteten Zustand die in den Empfangswicklungen L1 und L2 erzeugten Spannungen gleich sind. Die Mittelanzapfung der beiden Empfangsspulen liegt auf halber Betriebsspannung. Die anderen Enden der beiden antiseriell geschalteten Empfangsspulen sind mit den Eingängen des Operationsverstärkers OV1 verbunden. Dieser arbeitet wegen der fehlenden Gegenkopplung als Komparator und Impulsformer. Der Komparator OV2 liefert ein zum Oszillator phasensynchrones Rechtecksignal. Das Gatter XOR2 arbeitet als Phasenvergleicher. Ungleiche Eingangspegel ergeben ein H am Ausgang und gleiche Einganspegel ein L. Bei einer Phasenverschiebung um 90° ergibt sich ein Rechtecksignal mit der doppelten Frequenz. Das Gatter XOR2 wird sowohl mit dem Oszillatorsignal als auch und mit dem Empfangssignal beaufschlagt. Wenn diese Signale phasensynchron sind, geht der Ausgang Gatters XOR2 auf L. Wenn sie um 180° verschoben sind, geht er auf H. Die Empfangsspulen L1 und L2 werden so angeschlossen, dass im bedampften Zustand ein H am Ausgang des Komparators OV1 erscheint. OV3 wirkt als Differenzintegrator. Er integriert die ankommenden Impulse bis zum Erreichen der Schaltschwelle des nachfolgenden Schmitt-Triggers XOR3 auf. Bei schwacher Bedämpfung dauert das länger als bei starker Bedämpfung. Bei Erreichen der Schaltschwelle des Triggers XOR3 öffnet dieser den N-Kanal J-FET T1 vom Typ U310 und sorgt damit für eine kräftige Bedämpfung der Empfangsspule L2. Die dadurch entstehende Überkompensation erzeugt einen Phasensprung am Eingang von OV1. Da Oszillatorsignal und Empfangssignal nun in Phase liegen, erscheint am Ausgang von XOR2 ein L. Der Differenzintegrator wird entladen und der Schmitt-Trigger XOR3 geht auf L. Daraufhin sperrt der Transistor T1 und der Aufladevorgang beginnt von neuem. Wie bereits oben erwähnt, schwingt die Regelschleife als Relaxationsoszillator. Am Verarmungs-FET T1 entsteht eine Sägezahnspannung, deren Frequenz vom RC-Glied am Integrator OV3 und der Hysterese des Schmitt-Triggers XOR3 bestimmt wird. Das Tastverhältnis ist ein Maß für die Bedämpfung. Unter der Voraussetzung L1 = L2 wird der Transistor T1 immer so lange leitend, bis das Produkt aus seinem Tastverhältnis mit dem Widerstand Re gleich dem symbolischen Bedämpfungswiderstand Rx entspricht.The transmitting coil LS is connected to the two receiving coils L1 and L2 via the transformer coupling factors M1 and M2. They form a differential transformer and are adjusted so that in the unloaded state, the voltages generated in the receiving windings L1 and L2 are the same. The center tap of the two receiver coils is at half the operating voltage. The other ends of the two anti-serially connected receiving coils are connected to the inputs of the operational amplifier OV1. This works because of the lack of negative feedback as a comparator and pulse shaper. The comparator OV2 supplies a phase-synchronous square wave signal to the oscillator. The gate XOR2 works as a phase comparator. Unequal input levels will give an H at the output and the same input level will be L. If the phase shift is 90 °, the result will be a square wave with twice the frequency. The gate XOR2 is supplied with both the oscillator signal and the received signal. When these signals are phase synchronous, the output of gate XOR2 goes to L. If they are shifted by 180 °, it goes to H. The receiving coils L1 and L2 are connected so that in the vaporized state, an H appears at the output of the comparator OV1. OV3 acts as a difference integrator. It integrates the incoming pulses until reaching the switching threshold of the following Schmitt trigger XOR3. With weak damping this takes longer than with heavy damping. When the triggering threshold of the XOR3 trigger is reached, it opens the N-channel J-FET T1 of the U310 type and thus ensures powerful damping of the receiving coil L2. The resulting overcompensation generates a phase jump at the input of OV1. Since the oscillator signal and the received signal are now in phase, an L. appears at the output of XOR2. The differential integrator is discharged and the Schmitt trigger XOR3 goes to L. The transistor T1 then turns off and the charging process starts again. As already mentioned above, the control loop oscillates as a relaxation oscillator. The depletion FET T1 generates a sawtooth voltage whose frequency is determined by the RC element on the integrator OV3 and the hysteresis of the Schmitt trigger XOR3. The duty cycle is a measure of the damping. Provided that L1 = L2, the transistor T1 will always be conductive until the product of its duty cycle with the resistance Re equals the symbolic damping resistor Rx.

Die durch den Widerstand Rx dargestellte Bedämpfung durch das Target wird nur noch im Mittel ausgeglichen. Das Steuersignal für den Transistor T1 kann als pulsweitenmoduliertes Rechtecksignal ausgegeben werden.The attenuation by the target represented by the resistor Rx is compensated only on average. The control signal for the transistor T1 can be output as a pulse width modulated square wave signal.

Die 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel mit Analogmultiplexern vom Typ 74HC4053. Das sinusförmige Sendesignal wird von dem zweikanaligen Analogmultiplexer MUX1. Für die Frequenz f gilt die oben genannte Formel. Das am Multiplexerausgang anstehende Rechtecksignal steuert den Multiplexer MUX2, der in Verbindung mit dem Differenzintegrator OV2 als phasenempfindlicher Gleichrichter wirkt. Die Verhältnisse am Differentialtransformator entsprechen denen in der 2. Der Operationsverstärker OV1 arbeitet als Komparator. Sowie das Gleichgewicht durch Verringerung des mit der symbolisch zu verstehenden Targetwicklung 5 verbundenen Widerstandes Rx gestört wird, liefert der Ausgang des Differenzintegrators OV2 eine Gleichspannung. Diese wird dem Schmitt-Trigger OV3 zugeführt, der bei Überschreiten seiner Schaltschwelle den Multiplexer MUX3 umschaltet. Wenn der Ausgang von MUX3 mit Masse verbunden ist, wird dem Differentialtransformator wie bereits oben beschrieben, über den Widerstand Re Energie entzogen. Wenn die hier symbolisch durch Rx dargestellte Bedämpfung durch das Target ausgeglichen ist, liefert der Differenzintegrator OV2 kein Signal mehr, der Schmitt-Trigger OV3 fällt zurück und der Multiplexer MUX3 öffnet wieder. Die Regelung verläuft also auch hier nicht kontinuierlich, sondern es wird entweder über- oder unterkompensiert. Der ausbalancierte Zustand wird nur im Mittel erreicht. Das Steuersignal für den Multiplexer MUX3 wird auch hier als pulsweitenmoduliertes Rechtecksignal ausgegeben. Da die drei benötigten Multiplexer nur einen 74HC4053 erfordern, sind sie absolut baugleich und immer auf der selben Temperatur.The 3 shows an embodiment with analog multiplexers type 74HC4053. The sinusoidal transmission signal is from the dual-channel analog multiplexer MUX1. For the frequency f, the above formula applies. The square wave signal present at the multiplexer output controls the multiplexer MUX2, which acts as a phase-sensitive rectifier in conjunction with the differential integrator OV2. The conditions at the differential transformer correspond to those in the 2 , The operational amplifier OV1 works as a comparator. As well as the balance by reducing the with the symbolic to understand Targetwicklung 5 Connected resistor Rx is disturbed, the output of the differential integrator OV2 provides a DC voltage. This is supplied to the Schmitt trigger OV3, which switches the multiplexer MUX3 when its switching threshold is exceeded. When the output of MUX3 is connected to ground, as described above, the differential transformer is deenergized via the resistor Re. If the attenuation symbolically represented here by Rx is compensated by the target, the difference integrator OV2 no longer supplies a signal, the Schmitt trigger OV3 drops back and the multiplexer MUX3 opens again. The control does not run continuously, but it is either overcompensated or undercompensated. The balanced state is only reached on average. The control signal for the multiplexer MUX3 is also output here as a pulse width modulated square wave signal. Since the three required multiplexers require only one 74HC4053, they are absolutely identical and always at the same temperature.

BezugszeichenlisteLIST OF REFERENCE NUMBERS

11
Induktiver NäherungsschalterInductive proximity switch
22
Sendespuletransmitting coil
33
Empfangsspulenreceiving coils
44
Abgleichspulebalancing coil
55
Targetwicklung, symbolisiert das TargetTarget Wrap symbolizes the target
66
HochfrequenzgeneratorHigh-frequency generator
77
SynchrongleichrichterSynchronous rectifier
88th
Tiefpasslowpass
99
Schmitt-TriggerSchmitt trigger
1010
Steuerbarer Widerstand (Widerstand + Schalter)Controllable resistor (resistor + switch)

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG QUOTES INCLUDE IN THE DESCRIPTION

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Zitierte PatentliteraturCited patent literature

  • DE 102007014343 A1 [0003] DE 102007014343 A1 [0003]
  • WO 2007/012502 A1 [0003] WO 2007/012502 A1 [0003]

Claims (2)

Induktiver Näherungsschalter (1) mit einer Sendespule (2), zwei antiseriell geschalteten Empfangsspulen (3) zur Erzeugung eines Empfangssignals und einer Abgleichspule (4), die transformatorisch mit einer der Empfangsspulen (3) gekoppelt ist, wobei die Abgleichspule (4) mit einem steuerbaren Widerstand (10) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet dass, der steuerbare Widerstand (10) aus einem Schalter und einem Widerstand besteht sowie Bestandteil einer Regelschleife ist, welche einen Schmitt-Trigger (9) aufweist, der das analoge Regelungssignal in ein pulsweitenmoduliertes Signal umwandelt mit dem der Schalter angesteuert wird und das Empfangssignal im Mittel zu Null geregelt wird.Inductive proximity switch ( 1 ) with a transmitting coil ( 2 ), two anti-serially connected receiver coils ( 3 ) for generating a received signal and a tuning coil ( 4 ) which transforms with one of the receiving coils ( 3 ), the tuning coil ( 4 ) with a controllable resistor ( 10 ), characterized in that the controllable resistance ( 10 ) consists of a switch and a resistor and is part of a control loop which generates a Schmitt trigger ( 9 ), which converts the analog control signal into a pulse width modulated signal with which the switch is driven and the received signal is controlled to zero on average. Verfahren zum Betreiben eines induktiver Näherungsschalters nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, dass der steuerbare Widerstand (10) über einen Schmitt-Trigger (9) periodisch an- und ausgeschaltet wird und das Empfangssignal auf diese Weise im Mittel zu Null geregelt wird und das Pulsweitenverhältnis als Messsignal ausgeben wird.Method for operating an inductive proximity switch according to claim 1, characterized in that the controllable resistance ( 10 ) via a Schmitt trigger ( 9 ) is switched on and off periodically and the received signal is controlled in this way on average to zero and the pulse width ratio is output as a measurement signal.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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