DE102008049648A1

DE102008049648A1 - Vorrichtung und Verfahren zur Gleichrichtung einer Eingangswechselspannung

Info

Publication number: DE102008049648A1
Application number: DE102008049648A
Authority: DE
Inventors: Tobias Feldengut; Stephan Kolnsberg; Rainer Kokozinski
Original assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Current assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Priority date: 2008-09-30
Filing date: 2008-09-30
Publication date: 2010-04-15

Abstract

Eine Gleichrichteranordnung (400; 500; 510) mit einer ersten Gleichrichterschaltung (402) zum Liefern einer ersten gleichgerichteten Spannung in Abhängigkeit einer Eingangswechselspannung, mit einem ersten als Diode wirkenden Transistor (T1), der eine erste Schwellenspannung aufweist, einer zweiten Gleichrichterschaltung (404) zum Liefern einer zweiten gleichgerichteten Spannung (VB) in Abhängigkeit der Eingangswechselspannung und einer Kompensationsschaltung (406; 506; 516), die zwischen einen Ausgang der zweiten Gleichrichterschaltung (404) und einen Steueranschluss des ersten Transistors (T1) geschaltet ist, um eine aus der zweiten gleichgerichteten Spannung abgeleitete Kompensationsspannung an dem Steueranschluss des ersten Transistors bereitzustellen, so dass ein Stromfluss zwischen Senken- und Quellenanschluss des ersten Transistors (T1) schon bei einer Spannung zwischen dem Senken- und Quellenanschluss bewirkt werden kann, die betragsmäßig geringer ist als die erste Schwellenspannung.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Vorrichtungen und Verfahren zur Gleichrichtung von Wechselspannungen, wie sie beispielsweise zur Gleichrichtung und Vervielfachung einer Hochfrequenz-Wechselspannung eingesetzt werden können.
Drahtlose Energieübertragung durch elektromagnetische Wellen wird beispielsweise im Bereich der RFID-Technologie (RFID = Radio Frequency IDentification) eingesetzt, um einen passiven Transponder bzw. dessen Mikrochip ohne Batterie oder Solarzelle mit Energie zu versorgen. Dieser Mikrochip befindet sich zusammen mit einer Antenne, z. B. in Form einer Spule, auf dem Transponder oder sogenanntem Tag. Eine Basisstation bzw. ein sogenanntes Schreib-/Lesegerät erzeugt ein elektromagnetisches Feld zur Energie- und/oder Informationsübertragung. Durch die Transponderantenne wird im Transponder ein Wechselspannungssignal erzeugt, welches in großem Abstand des Transponders von der Basisstation eine geringe Amplitude aufweist. Um eine Versorgungsspannung für die integrierten Schaltungen des Mikrochips im Transponder zu erhalten, wird dieses Wechselspannungssignal in der Regel gleichgerichtet und in der Spannung erhöht. Hierfür wird im Allgemeinen ein Gleichrichter (Rectifier) mit einer Spannungserhöhung verwendet, der aus dem Antennensignal bzw. Wechselspannungssignal eine Versorgungsspannung für den Mikrochip generiert.
Ein Prinzipschaltbild eines derartigen Gleichrichters 100 mit Spannungserhöhung ist in 1a gezeigt.
Die Gleichrichterschaltung 100 umfasst nichtlineare Schaltelemente in Form von Dioden D1, D2 und Kondensatoren bzw.
Kapazitäten K1, K2. An einem Eingang 102 der Gleichrichterschaltung 100 liegt ein Wechselspannungssignal der Form V(t) = u ^·sin(ωt) an, wobei u ^ die Amplitude und ω die Kreisfrequenz 2πf bedeutet. Die Diode D1 leitet, sobald ein Potential V_A am Knoten A negativ wird, so dass positive Ladung während einer negativen Halbwelle des Wechselspannungssignals V(t) auf den Kondensator K1 gespeichert wird. Am Knoten A ergibt sich somit ein gegenüber der Eingangswechselspannung angehobenes Signal V_A(t) = u ^·sin(ωt) + u ^. Die Diode D2 und der Kondensator K2 bilden einen Spitzenwert-Detektor zur Gleichrichtung. Unter der Annahme von idealen Bauelementen ergibt sich an einem Ausgang 104 der Gleichrichterschaltung 100 eine Ausgangsspannung V_DC = 2u ^ mit dem Wert der doppelten Amplitude der Eingangswechselspannung V(t). Die in 1a dargestellte Gleichrichterschaltung mit Spannungserhöhung wird auch als Greinacher- oder Villard-Schaltung oder Dickson-Ladungspumpe bezeichnet.
Eine weitere Spannungserhöhung kann durch eine Kaskadierung mehrerer als Greinacher-Schaltung gemäß 1a ausgebildeter Stufen 100, 100', 100'' erreicht werden, was in einem Spannungsvervielfacher 110 resultiert, die schematisch in 1c dargestellt ist.
Bei einer monolithischen Integration der in 1a oder 1c gezeigten Schaltung existieren u. a. folgende nicht ideale Effekte, welche die Effizienz gegenüber dem idealen Fall, d. h. gegenüber idealen Bauelementen, verschlechtern:

• Schwellenspannung von Dioden,
• Widerstand von Dioden im Durchlassbereich,
• Parasitäre Kapazität von Dioden,
• Endlicher Widerstand von Dioden im Sperrbereich,
• Leckströme von Kondensatoren,
• Begrenzte Kapazität von Kondensatoren,
• Widerstand und parasitäre Kapazität von Leiterbahnen.

Eine prozess- und temperaturabhängige Schwellenspannung v_th der Dioden D1, D2 führt zu einer Absenkung der Ausgangsspannung V_DC um zwei Schwellenspannungen v_th pro Greinacher-Stufe. Für eine Greinacher-Stufe ergibt sich demnach in erster Näherung eine Ausgangsspannung von V_DC = 2u ^ – 2v_th. Der Widerstand der Dioden hat einen Ausgangswiderstand der Gleichrichterschaltung 100, also eine stromabhängige Senkung der Ausgangsspannung V_DC, zur Folge. Eine Vergrößerung einer Diodenfläche führt zu einer Senkung ihres Widerstands, erhöht jedoch auch eine Kapazität der Diode.
Signalverläufe der Eingangswechselspannung V(t), dem Potential V_A am Knoten A und der Ausgangsspannung V_DC bei auftretenden Diodenschwellenspannungen sind schematisch in 1b dargestellt.
Eine Optimierung der Schaltung gemäß 1a oder 1c für eine möglichst hohe Effizienz bezieht sich u. a. auf die Auswahl und Dimensionierung der Bauelemente und auf die Anzahl der verwendeten Stufen. Die Effizienz, die nutzbare Eingangsimpedanz des Gleichrichters 100 bzw. 110 und die Ausgangsspannung V_DC sind von der Dimensionierung der Schaltung 100, von der Eingangswechselspannung V(t) und vom Stromverbrauch, d. h. der Last am Ausgang 104 abhängig. Unter Berücksichtigung der Eigenschaften realer elektronischer Bauelemente ergibt sich am Ausgang 104 des Gleichrichters 100 eine Spannung V_DC mit geringem Wert, welche nicht stark belastet werden kann. In einem großen Abstand vom Schreib-/Lesegerät erweist sich die Schwellenspannung v_th der Dioden D1, D2 als besonders nachteilig.
In modernen UHF-Gleichrichtern (UHF = Ultra High Frequency), insbesondere Gleichrichtern für das 868/915-MHz und 2,4-GHz ISM Band (Industrial, Scientific, and Medical Band), werden häufig Schottky-Dioden eingesetzt, da diese eine geringe Schwellenspannung und eine niedrige Kapazität bzw. eine hohe Grenzfrequenz aufweisen. Schottky-Dioden sind jedoch nicht in jedem CMOS-Prozess verfügbar und erhö hen daher die Kosten pro Chip. Außerdem steigt die Schwellenspannung einer Schottky-Diode bei niedrigen Temperaturen. In kostengünstigen Transpondern werden auch häufig Transistordioden, d. h. als Dioden beschaltete Transistoren, verwendet. Der Spannungsvervielfacher gemäß 1c in einer Ausführung mit als Dioden geschalteten NMOS-Transistoren ist in 2a dargestellt. Transistordioden haben jedoch den Nachteil einer hohen Schwellenspannung. Außerdem kann die Schwellenspannung prozess- und alterungsbedingt variieren.
Bei Verwendung von Transistoren anstelle von Dioden ist es möglich, den Effekt der Schwellenspannung v_th zu mindern, indem gemäß 2b eine Vor- bzw. Kompensationsspannung V_Compensation an den Steueranschluss der Transistoren T1, T2 angelegt wird. Im Falle von Feldeffekttransistoren (FET's) handelt es sich bei dem jeweiligen Steueranschluss bekanntermaßen um den Gate-Anschluss. Diese Kompensationsspannung im Steuer-Kreis des Transistors T1 bzw. T2 hat jeweils eine Verschiebung der effektiven Schwellenspannung der durch die Transistorbeschaltung gebildeten Diode D1 bzw. D2 zur Folge. Wenn die Kompensationsspannung V_Compensation genau der jeweiligen Schwellenspannung v_th entspricht, verhält sich der Transistor T1 bzw. T2 wie eine Diode ohne Schwellenspannung.
Die Kompensationsspannung V_Compensation kann gemäß T. Umeda, H. Yoshida, S. Sekine, Y. Fujita, T. Suzuki, S. Otaka „A 950 MHz Rectifier Circuit for Sensor Networks with 10 m Distance" ISSCC, Session 14, 2005 aus einer Batterie gewonnen werden oder gemäß H. Nakamoto, D. Yamazaki, T. Yamamoto, H. Kurata, S. Yamada, K. Mukaida, T. Ninomiya, T. Ohkawa, S. Masui, K. Gotoh „A Passive UHF RFID Tag LSI with 36,6% Efficiency CMOS Only Rectifier and Current Mode Demodulator in 0,35 µm FeRAM Technology" ISSCC, Session 17, 2006 im Gleichrichter mit Spannungsvervielfachung selbst erzeugt werden.
Eine Verwendung einer Batterie in einem passiven Transponder ist in der Regel aber nicht erwünscht, da Kosten und Wartungsaufwand dadurch erhöht würden. Die Batterie wird hier jedoch nicht als Energiequelle, sondern lediglich als kaum belastete Spannungsquelle verwendet. Gemäß Umeda et al. kann eine Mikrobatterie automatisch durch die Transponderantenne aufgeladen werden. Um die Batteriespannung an den Gate- bzw. Steuer-Kreis der Transistoren T1 und T2 zu führen, kann eine Schaltung 140 aus Schaltern und Kondensatoren gemäß 3a verwendet werden.
Die Schalter 300 werden durch ein Taktsignal clk gesteuert. Während einer Taktphase wird ein Kondensator K_I auf die von der Batterie 310 zur Verfügung gestellten Schwellenspannung aufgeladen. In der anderen Taktphase (clk) wird der Kondensator K_I von der Spannungsquelle getrennt und parallel zu einem Kondensator K_II in den Steuer-Kreis des als Gleichrichterdiode geschalteten Transistors T1 bzw. T2 geschaltet. Nach einigen Taktzyklen ergibt sich effektiv eine Schwellenspannung als Vor- bzw. Kompensationsspannung am Steuer- bzw. Gate-Anschluss des jeweiligen Transistors T1 bzw. T2. Bei der Schaltung gemäß 3a ist zu beachten, dass die Schalter 300 eine zusätzliche kapazitive Last für ein UHF-Eingangswechselsignal darstellen. Außerdem muss das Taktsignal clk zunächst generiert werden. Damit sämtliche Schalter 300 vollständig öffnen und schließen, muss das Taktsignal clk außerdem eine relativ hohe Amplitude haben.
3b zeigt eine Gleichrichterschaltung 150 gemäß Nakamoto et al., welche die Kompensationsspannung zur Kompensation der Schwellenspannung aus der Gleichrichterschaltung selbst gewinnt. Für den vertikalen Zweig jeder Gleichrichterstufe 150 werden NMOS-Transistoren T1, Tc1 verwendet, im horizontalen Zweig jeweils PMOS-Transistoren T2, Tc2. So ergibt sich, dass an den Gate-Anschlüssen der Transistoren T1, T2 jeweils eine Gleichspannung zur Kompensation anliegt. Die Kompensationsspannung wird jeweils über einen Spannungsteiler aus einem Widerstand R und einem als Diode geschalteten Transistor Tc1, Tc2 am Ausgang der Gleichrichterschaltung 150 gewonnen. Über den Widerstand R wird der Strom eingestellt, welcher jeweils durch die Dioden Dc1 bzw. Dc2 fließt, die durch die entsprechend beschalteten Transistoren Tc1 bzw. Tc2 gebildet werden. An den Transistordioden Dc1 und Dc2 fällt jeweils eine Schwellenspannung v_th ab, welche jeweils einen ferroelektrischen Kondensator Cf1 bzw. Cf2 auflädt und die Vorspannung für die Gleichrichter-Transistordioden D1 und D2 bildet. Wenn die Widerstandswerte R hoch gewählt werden, wird die Gleichspannung V_DC am Ausgang der Schaltung 150 nicht stark zusätzlich belastet. Jedoch erhöhen hohe Widerstandswerte R den Platzbedarf der Schaltung 150. In den unteren Stufen des in 3b angedeuteten Spannungsvervielfachers kann die Schwellenspannung der PMOS-Transistoren bei hoher Schwellenspannung nicht kompensiert werden, da eine negative Spannung am Gate der PMOS-Transistoren benötigt würde. Bei den oberen Stufen des Spannungsvervielfachers kann die Schwellenspannung der NMOS-Transistoren nicht kompensiert werden, da am Gate der NMOS-Transistoren eine Spannung benötigt würde, welche bei hoher Schwellenspannung höher ist als die Ausgangsspannung des Gleichrichters. Vor dem Aufladen der Kapazitäten Cf1, Cf2 des Gleichrichters 150 ist die Ausgangsspannung V_DC des Gleichrichters 150 noch nicht aufgebaut. Die Schwellenspannung der Transistoren T1, T2 wird also zunächst nicht kompensiert, und das Aufbauen einer Ausgangsspannung kann ohne ferroelektrische Kondensatoren Cf1, Cf2 nicht garantiert werden. Weiterhin sind ferroelektrische Kondensatoren in typischen CMOS-Prozessen im Allgemeinen nicht verfügbar.
Ausgehend von diesem Hintergrund ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein verbessertes Konzept zur Schwellenspannungskompensation bei Gleichrichtern mit Spannungserhöhung bereitzustellen.
Diese Aufgabe wird durch eine Gleichrichteranordnung nach Patentanspruch 1 und ein Verfahren nach Patentanspruch 15 gelöst.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung schaffen weiterhin einen Transponder gemäß Patentanspruch 14.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass eine Spannung zur Kompensation der Schwellenspannung von einem als Diode wirkenden Transistor einer ersten Gleichrichterschaltung von einer Ausgangsspannung einer zweiten Gleichrichterschaltung abgeleitet werden kann. Die erste und zweite Gleichrichterschaltung werden von ein und derselben Eingangswechselspannung gespeist. Erfindungsgemäß wird die zweite Gleichrichterschaltung nur durch einen sehr geringen Ausgangsstrom belastet und weist daher einen sehr hohen Eingangswiderstand auf. Dadurch wird ein an den beiden Gleichrichterschaltungen eingangsseitig anliegendes Wechselsignal nur wenig belastet. Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist bei gleicher Eingangswechselspannung die gleichgerichtete Ausgangsspannung der zweiten Gleichrichterschaltung höher als die gleichgerichtete Ausgangsspannung der ersten Gleichrichterschaltung. Aus der gleichgerichteten Ausgangsspannung der zweiten Gleichrichterschaltung bzw. der zweiten gleichgerichteten Ausgangsspannung wird mittels einer Kompensationsschaltung eine Kompensationsspannung erzeugt, die an den Steueranschluss des als Diode wirkenden Transistors der ersten Gleichrichterschaltung angelegt werden kann, so dass ein Stromfluss zwischen Senken- und Quellenanschluss des Transistors schon bei einer Spannung zwischen dem Senken- und Quellenanschluss bewirkt werden kann, die geringer ist als die Schwellenspannung des Transistors.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung schaffen dazu eine Gleichrichteranordnung mit einer ersten Gleichrichterschaltung zum Liefern einer ersten gleichgerichteten Spannung in Abhängigkeit einer Eingangswechselspannung, mit einem ersten als Diode wirkenden Transistor, der eine erste Schwellenspannung aufweist, einer zweiten Gleichrichterschaltung zum Liefern einer zweiten gleichgerichteten Span nung in Abhängigkeit der Eingangswechselspannung, und einer Kompensationsschaltung, die zwischen einen Ausgang der zweiten Gleichrichterschaltung und einen Steueranschluss des ersten Transistors geschaltet ist, um eine aus der zweiten gleichgerichteten Spannung abgeleitete Kompensationsspannung an dem Steueranschluss des ersten Transistors bereitzustellen, so dass ein Stromfluss zwischen Senken- und Quellenanschluss des ersten Transistors schon bei einer Spannung zwischen dem Senken- und Quellenanschluss bewirkt werden kann, die geringer ist als die erste Schwellenspannung.
Dazu ist die Kompensationsschaltung gemäß Ausführungsbeispielen ausgebildet, um die Kompensationsspannung in einer Größenordnung der ersten Schwellenspannung bereitzustellen, so dass die Kompensationsspannung um nicht mehr als 20% der ersten Schwellenspannung von der ersten Schwellenspannung abweicht. Dazu weist gemäß einem Ausführungsbeispiel die Kompensationsschaltung einen als Diode geschalteten zweiten Transistor auf, der eine zweite Schwellenspannung aufweist, die im Wesentlichen der ersten Schwellenspannung entspricht, d. h. um nicht mehr als 20% von der ersten Schwellenspannung abweicht.
Der als Diode wirkende zweite Transistor ist gemäß Ausführungsbeispielen Teil eines Spannungsteilers aus der Diode und einem hohen ohmschen Widerstand, der zwischen die zweite gleichgerichtete Ausgangsspannung und ein Referenzpotential, wie z. B. Masse, geschaltet ist. Der ohmsche Widerstand kann dabei beispielsweise Werte um 1 Mohm (Mega Ohm) annehmen.
Um eine elektrische Belastung der zweiten Gleichrichterschaltung durch den Spannungsteiler mit dem elektrischen Widerstand und der Diode noch weiter zu verringern, und um kleinere Widerstände verwenden zu können, wird gemäß einem der bevorzugten Ausführungsbeispielen ein Konzept mit einem geschalteten Kondensator parallel zu dem als Diode wirken den zweiten Transistor eingesetzt. In einer Taktphase wird dabei der Kondensator auf die Schwellenspannung der Transistordiode aufgeladen. Hierfür wird die zweite Gleichrichterschaltung kurzzeitig durch den Spannungsteiler belastet. In einer zweiten Taktphase wird sowohl der Spannungsteiler von dem Ausgang der zweiten Gleichrichterschaltung als auch der Kondensator von dem zweiten Transistor getrennt. Der Kondensator wird nur sehr langsam durch Verlustströme entladen, wodurch im Mittel die (Kompensations-)Spannung am Kondensator über mehrere Taktphasen erhalten bleibt.
Gemäß Ausführungsbeispielen wird eine erfindungsgemäße Gleichrichteranordnung in einem Transponder, insbesondere in einem RFID-Transponder verwendet. Für viele Anwendungen, beispielsweise im Bereich der Logistik, ist eine hohe Reichweite von Transpondern wünschenswert. Die Sendeleistung einer Basisstation ist im Allgemeinen durch nationale Funkvorschriften auf einen Maximalwert begrenzt. Die Maximierung der Effizienz der Gleichrichtung ist erforderlich, um bei niedriger Empfangsleistung in großem Abstand vom Schreib-/Lesegerät eine ausreichende Energie für eine Verbraucherschaltung bzw. einen Mikrochip bereitzustellen.
Durch Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung kann eine Absenkung der Ausgangsspannung der ersten Gleichrichterschaltung bedingt durch die Schwellenspannungen der Transistordioden verringert bzw. ganz vermieden werden. Dadurch ist bei vorgeschriebener maximaler Sendeleistung eine Erhöhung der Reichweite von Transpondersystemen bzw. bei vorgeschriebener Maximalreichweite eine Verringerung der Sendeleistung möglich.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
1a ein Prinzipschaltbild einer Einzelstufe eines typischen UHF-Gleichrichters;
1b Verläufe von Eingangssignal und Ausgangssignal der Gleichrichterschaltung gemäß 1a;
1c eine aus einer Mehrzahl von Gleichrichterstufen gemäß 1a bestehende Hochspannungskaskade;
2a ein Spannungsvervielfacher gemäß 1c mit Transistordioden;
2b eine Gleichrichterstufe mit schwellenspannungskompensierten Transistordioden;
3a eine erste herkömmliche Schaltung zur Bereitstellung einer Spannung zur Kompensation der Schwellenspannung einer Transistordiode;
3b eine zweite herkömmliche Schaltung zur Bereitstellung einer Spannung zur Kompensation der Schwellenspannung einer Transistordiode;
4 eine schematische Darstellung einer Gleichrichteranordnung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
5a eine schematische Darstellung einer weiteren Gleichrichteranordnung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
5b eine schematische Darstellung einer noch weiteren Gleichrichteranordnung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; und
6 eine schematische Darstellung einer Gleichrichteranordnung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung mit Kompensationsschaltungen zur Kompensation von Transistordiodenschwellenspannungen von n Gleichrichterstufen.
Bezüglich der nachfolgenden Beschreibung sollte beachtet werden, dass bei den unterschiedlichen Ausführungsbeispielen gleiche oder gleichwirkende Funktionselemente gleiche Bezugszeichen aufweisen und somit die Beschreibung dieser Funktionselemente in den verschiedenen, im Nachfolgenden dargestellten Ausführungsbeispielen untereinander austauschbar sind.
4 zeigt ein schematisches Blockdiagramm einer Gleichrichteranordnung 400 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Die Gleichrichteranordnung 400 weist eine erste Gleichrichterschaltung 402 zum Liefern einer ersten gleichgerichteten Spannung Vdd in Abhängigkeit einer Eingangswechselspannung V(t) auf. Die erste Gleichrichterschaltung 402 umfasst einen als Diode wirkenden ersten Transistor T1, der eine erste Schwellenspannung V_th hat. Ferner weist die Gleichrichteranordnung 400 eine zweite Gleichrichterschaltung 404 zum Liefern einer zweiten gleichgerichteten Spannung V_B in Abhängigkeit der Eingangswechselspannung V(t) auf. Zwischen einen Ausgang der zweiten Gleichrichterschaltung 404 und einen Steueranschluss des ersten Transistors T1 ist eine Kompensationsschaltung 406 geschaltet, um eine aus der zweiten gleichgerichteten Spannung V_B abgeleitete Kompensationsspannung V_comp an dem Steueranschluss des ersten Transistors T1 bereitzustellen, so dass ein Stromfluss zwischen Senken- und Quellenanschluss des ersten Transistors T1 schon bei einer Spannung zwischen dem Senken- und Quellenanschluss bewirkt werden kann, die betragsmäßig geringer ist als die erste Schwellenspannung V_th.
Die erste Gleichrichterschaltung 402 und die zweite Gleichrichterschaltung 404 sind gemäß Ausführungsbeispielen Gleichrichterschaltungen zur gleichzeitigen Spannungsvervielfachung, wie beispielsweise die eingangs beschriebene Greinacher-Schaltung, oder eine aus einer Kaskade von Grei nacher-Schaltungen gebildete Hochspannungskaskade. Beide Gleichrichterschaltungen 402, 404 werden von der Eingangswechselspannung V(t) gespeist, die beispielsweise von einer Antenne 408 in Form einer Antennenspule oder einer gefalteten λ/2-Dipolantenne eines Transponders herrühren kann. Die erste gleichgerichtete Spannung Vdd dient beispielsweise als Versorgungsspannung für eine der Gleichrichteranordnung 400 nachgeschaltete Verbraucherschaltung, z. B. in Form eines Mikrochips. Die zweite gleichgerichtete Ausgangsspannung V_B dient lediglich zur Gewinnung der Kompensationsspannung V_comp. D. h., die erste Gleichrichterschaltung 402 liefert eine Leistung zum Betrieb eines Mikrochips, die zweite Gleichrichterschaltung 404 liefert lediglich eine Spannung.
Gemäß Ausführungsbeispielen ist die Kompensationsschaltung 406 ausgebildet, um den Ausgang der zweiten Gleichrichterschaltung 404 elektrisch nur gering zu belasten, so dass die zweite Gleichrichterschaltung 404 einen sehr hohen Eingangswiderstand aufweist und dadurch das Eingangssignal der Antenne 408 nur wenig belastet. Beispielsweise ist der Eingangswiderstand der zweiten Gleichrichterschaltung 404 ca. zehnmal so hoch wie der Eingangswiderstand der ersten Gleichrichterschaltung 402. Die Stromlast am Ausgang der ersten Gleichrichterschaltung 402 kann beispielsweise 1 μA bis 100 μA betragen. Die Stromlast am Ausgang der zweiten Gleichrichterschaltung 404 (durch die Kompensationsschaltung 406) beträgt beispielsweise weniger als 200 nA. Diese Werte sind jedoch stark abhängig von der spezifischen Implementierung, von der verwendeten Halbleitertechnologie und vom Abstand des Transponders zum Schreib-/Lesegerät.
Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die zweite Gleichrichterschaltung 404 ausgebildet, um an ihrem Ausgang ein höhere gleichgerichtete Ausgangsspannung V_B bereitzustellen als die Ausgangsspannung Vdd der ersten Gleichrichterschaltung 402, d. h., V_B > Vdd. Die Kompensationsschaltung 406 wird mit der zweiten gleichgerichteten Ausgangs spannung V_B betrieben, d. h., die zweite gleichgerichtete Ausgangsspannung V_B dient quasi als Versorgungsspannung für die Kompensationsschaltung 406. Auf mögliche Realisierungen der Kompensationsschaltung 406 wird im Nachfolgenden noch detailliert eingegangen.
An dieser Stelle kann jedoch schon festgehalten werden, dass bei Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung, im Gegensatz zu den eingangs beschriebenen, herkömmlichen Konzepten, die Kompensationsspannung V_comp weder aus einer Batterie noch aus der ersten Gleichrichterschaltung 402 selbst, sondern mittels der zweiten Gleichrichterschaltung 404 gewonnen wird. Wie dies realisiert werden kann, soll im Nachfolgenden anhand der 5a und b detailliert beschrieben werden.
5a zeigt eine Gleichrichteranordnung 500 mit einer ersten möglichen Ausführungsform 506 der Kompensationsschaltung.
Die Kompensationsschaltung 506 weist einen Spannungsteiler aus einem sehr hohen ohmschen Widerstand R (ca. 1M Ohm) und einer Transistordiode Dc auf, die aus einem als Diode Dc geschalteten Transistor Mc gebildet wird. 5a zeigt lediglich exemplarisch ein Ausführungsbeispiel mit NMOS-Transistoren. Eine Verwendung von PMOS-Transistoren ist selbstverständlich ebenso möglich. Der Widerstand R ist einerseits mit dem Ausgang der zweiten Gleichrichterschaltung 404 und andererseits mit dem Senken- bzw. Drain-Anschluss des NMOS-Transistors Mc gekoppelt. Dient die Kompensationsschaltung 506 zur Bereitstellung einer Kompensationsspannung für eine erste Stufe einer Hochspannungskaskade, liegt der Quellen- bzw. Source-Anschluss des NMOS-Transistors Mc, ebenso wie dessen Bulk-Anschluss, auf Massepotential. Zur Kompensation höherer Gleichrichterstufen liegt der Quellen- bzw. Source-Anschluss des NMOS-Transistors Mc, ebenso wie dessen Bulk-Anschluss, auf dem Ausgangspotential der jeweils vorherigen Stufe. Für einen als Diode geschalteten NMOS-Transistor typisch, ist der Steuer- bzw. Gate-Anschluss des Transistors Mc mit seinem Drain-Anschluss kurzgeschlossen. Über den Widerstand R wird der Strom eingestellt, welcher durch die Transistordiode Dc fließt. An der Transistordiode Dc fällt eine Schwellenspannung ab, welche die Kompensationsspannung V_comp bildet, die an den Steuer- bzw. Gate-Anschluss des ersten Transistors T1 angelegt wird. Wenn der Widerstandswert R hoch gewählt wird, wird die zweite gleichgerichtete Spannung V_B am Ausgang des zweiten Gleichrichters 404 nicht stark zusätzlich belastet.
Der Transistor Mc der Kompensationsschaltung 506 weist vorzugsweise dieselben elektrischen Eigenschaften auf, wie der erste Transistor T1. Dadurch entspricht die Schwellenspannung des Transistors Mc, d. h. die Kompensationsspannung, im Wesentlichen der ersten Schwellenspannung V_th des ersten Transistors T1, so dass die Kompensationsspannung V_comp um nicht mehr als 20% der ersten Schwellenspannung von der ersten Schwellenspannung abweicht, d. h. 0.8V_th ≤ V_comp ≤ 1.2V_th.
Dies kann beispielsweise dadurch erreicht werden, indem die Gleichrichteranordnung 500 als integrierte Schaltung ausgeführt wird und sämtliche Transistoren in derselben Halbleitertechnologie, wie z. B. einer CMOS-Prozesstechnologie, gemeinsam auf einem Halbleitersubstrat integriert werden. Im Layout von integrierten Transistoren können auch Matching Techniken angewendet werden, um die Schwellenspannung der Transistoren näherungsweise gleich zu halten.
Durch die mittels der Kompensationsschaltung 506 bereitgestellten Kompensationsspannung V_comp am Gate des als Diode D1 wirkenden ersten Transistors T1 liegt an dem ersten Transistor T1 eine Gate-Source-Spannung V_GS entsprechend der von der Kompensationsschaltung bereitgestellten Kompensationsspannung V_comp an. Ist die Kompensationsspannung V_comp identisch zu der ersten Schwellenspannung des Transistors T1, so verhält sich dieser in Bezug auf die Schwellenspan nung wie ein ideales Bauelement, d. h., der erste Transistor T1 bzw. die durch ihn gebildete Diode D1 leitet, sobald am Knoten A ein über dem Referenz- bzw. Massepotential niedrigeres Potential anliegt. Die Potentialdifferenz zwischen Knoten A und Referenzpotential muss also nicht die erste Schwellenspannung betragen, sondern es reicht eine niedrigere Potentialdifferenz aus. Im Idealfall, d. h. V_comp = V_th, ist diese Potentialdifferenz Null.
Wie es eingangs bereits beschrieben wurde, lädt sich während der negativen Halbwelle der Eingangswechselspannung V(t) der Kondensator K1 auf, so dass über diesem am Ende der negativen Halbwelle die Spannung u ^ anliegt. Während der positiven Halbwelle entlädt sich der Kondensator K1 über eine zweite Transistordiode D2, welche durch einen zweiten (nicht dargestellten) Transistor T2 der ersten Gleichrichterschaltung 402 gebildet wird und lädt eine (nicht dargestellte) Kapazität K2 auf, an der schließlich im Idealfall (V_comp = V_th) die Spannung 2u ^. abgreifbar ist, wie es eingangs bezugnehmend auf 1a beschrieben wurde. Der zweite, nicht dargestellte Transistor T2 im Horizontalzweig der ersten Gleichrichterschaltung 402, welcher auch ein PMOS-Transistor sein kann, erhält seine Kompensationsspannung vorzugsweise von einer ihm zugeordneten eigenen Kompensationsschaltung, die nach demselben Prinzip arbeitet, wie es hier erläutert wurde.
Umfasst die erste Gleichrichterschaltung 402 mehrere Gleichrichterstufen, wie es beispielsweise bei einem Spannungsvervielfacher der Fall ist, so weist die Gleichrichteranordnung 500 bei einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung für jeden als Diode wirkenden Transistor eine eigene Kompensationsschaltung auf, um die jeweilige Schwellenspannung zu kompensieren. Dies ist prinzipiell in 6 dargestellt.
6 zeigt eine schematische Darstellung einer Gleichrichteranordnung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vor liegenden Erfindung mit Kompensationsschaltungen zur Kompensation von Transistordiodenschwellenspannungen einer ersten Gleichrichterschaltung 402 mit N Gleichrichterstufen (n = 1, 2, ..., N).
Dabei sollten die in den jeweiligen Kompensationsstufen 406-n und 406'-n (n = 1, 2, ..., N) verwendeten Transistoren möglichst dieselben elektrischen Eigenschaften aufweisen, wie die Transistoren, deren Schwellenspannung es zu kompensieren gilt. Dabei dient beispielsweise eine Kompensationsstufe 406-n (n = 1, 2, ..., N) zur Kompensation der Schwellenspannung des vertikalen Transistors der n-ten Gleichrichterstufe und eine Kompensationsstufe 406'-n (n = 1, 2, ..., N) zur Kompensation der Schwellenspannung des horizontalen Transistors der n-ten Gleichrichterstufe der ersten Gleichrichterschaltung 402. Sind beispielsweise lokale Temperaturunterschiede in einer erfindungsgemäßen integrierten Gleichrichteranordnung zu erwarten, so kann es vorteilhaft sein, die jeweiligen Kompensationsschaltungen 406-n und 406'-n (n = 1, 2, ..., N) räumlich in der Nähe der zu kompensierenden Transistoren anzuordnen. Zur Kompensation der Schwellenspannungen der Transistoren höherer Gleichrichterstufen der ersten Gleichrichterschaltung 402 liegt der Quellen- bzw. Source-Anschluss des jeweiligen NMOS-Transistors Mc zur Kompensation auf dem Ausgangspotential der jeweils vorherigen Stufe, oder auf Massepotential, im Fall der Kompensation der Schwellenspannungen der Transistoren der ersten Gleichrichterstufe der ersten Gleichrichterschaltung 402. Das Potential am Quellen- bzw. Source-Anschluss des jeweiligen Transistors Mc zur Kompensation kann auch als Referenzpotential bezeichnet werden.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Gleichrichteranordnung 510 ist schematisch in 5b dargestellt.
Die Gleichrichterschaltung 510 gemäß 5b unterscheidet sich von der Gleichrichterschaltung 500 gemäß 4a in der Realisierung der Kompensationsschaltung 516. Um die Be lastung der zweiten Gleichrichterschaltung 404 durch den Spannungsteiler mit Widerstand R und Diode Dc weiter zu verringern, und um kleinere Widerstände R verwenden zu können, wird hier eine Technik mit einem geschalteten Kondensator Kc verwendet. In einer Taktphase (z. B. clk) sind beide Schalter 518 geschlossen und der Kondensator Kc wird auf eine Schwellenspannung über der Transistordiode Mc aufgeladen. Hierfür wird die zweite Gleichrichterschaltung 404 kurzzeitig, d. h. für eine Taktphase, durch den Spannungsteiler aus Widerstand R und Transistordiode Dc belastet. In einer zweiten Taktphase (z. B. clk) werden beide Schalter 518 geöffnet, und der Kondensator Kc wird nur sehr langsam durch Verlustströme entladen. Im Mittel bleibt die Kompensationsspannung am Kondensator Kc über mehrere Taktphasen erhalten.
Ein Vorteil von Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung gegenüber den eingangs beschriebenen Methoden zur Kompensation nach dem Stand der Technik liegt darin, dass die zweite Gleichrichterspannung V_B der zweiten Gleichrichterschaltung 404 durch die niedrige elektrische Belastung höher sein kann, als die erste gleichgerichtete Spannung Vdd der ersten Gleichrichterschaltung 402, welche als Versorgungsspannung z. B. für einen nachgeschalteten Mikrochip dient. Daher kann auch in einer obersten Gleichrichterstufe der ersten Gleichrichterschaltung 402 ein Transistor mit einer hohen Schwellenspannung kompensiert werden. Außerdem ist das korrekte Einschwingen einer erfindungsgemäßen Gleichrichteranordnung dadurch sichergestellt, dass die Schwellenspannung v_th durch die nahezu unbelastete zweite Gleichrichterschaltung 404 kompensiert wird und nicht durch die erste Gleichrichterschaltung 402. Die erste Gleichrichterschaltung 402 liefert die Leistung zum Betrieb eines Halbleiterchips, z. B. für einen RFID-Transponder, die zweite Gleichrichterschaltung 402 liefert lediglich eine Spannung (V_B). Des Weiteren wird bei Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung auch keine Batterie benötigt.
Es soll darauf hingewiesen werden, dass die vorliegende Erfindung nicht auf die jeweiligen erläuterten Bauteile der Gleichrichteranordnungen 500, 510 oder die erläuterte Vorgehensweise beschränkt ist, da diese Bauteile und Verfahren variieren können. Beispielsweise können die vorliegend beschriebenen Feldeffekttransistoren auch durch Bipolartransistoren ersetzt werden, wobei dann unter Steueranschluss der Basisanschluss, unter Senkenanschluss der Kollektoranschluss und unter Quellenanschluss der Emitteranschluss eines Bipolartransistors zu verstehen ist. Die hier verwendeten Begriffe sind lediglich dafür bestimmt, besondere Ausführungsformen zu beschreiben und werden nicht einschränkend verwendet. Wenn in der Beschreibung und in den Ansprüchen die Einzahl oder unbestimmte Artikel verwendet werden, beziehen sich diese auch auf die Mehrzahl dieser Elemente, solange nicht der Gesamtzusammenhang eindeutig etwas anderes deutlich macht. Dasselbe gilt in umgekehrter Richtung.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur

- T. Umeda, H. Yoshida, S. Sekine, Y. Fujita, T. Suzuki, S. Otaka „A 950 MHz Rectifier Circuit for Sensor Networks with 10 m Distance” ISSCC, Session 14, 2005 [0013]
- H. Nakamoto, D. Yamazaki, T. Yamamoto, H. Kurata, S. Yamada, K. Mukaida, T. Ninomiya, T. Ohkawa, S. Masui, K. Gotoh „A Passive UHF RFID Tag LSI with 36,6% Efficiency CMOS Only Rectifier and Current Mode Demodulator in 0,35 µm FeRAM Technology” ISSCC, Session 17, 2006 [0013]

Claims

Gleichrichteranordnung (400; 500; 510) mit folgenden Merkmalen: einer ersten Gleichrichterschaltung (402) zum Liefern einer ersten gleichgerichteten Spannung in Abhängigkeit einer Eingangswechselspannung, mit einem ersten als Diode wirkenden Transistor (T1), der eine erste Schwellenspannung aufweist; einer zweiten Gleichrichterschaltung (404) zum Liefern einer zweiten gleichgerichteten Spannung (V_B) in Abhängigkeit der Eingangswechselspannung; und einer Kompensationsschaltung (406; 506; 516), die zwischen einen Ausgang der zweiten Gleichrichterschaltung (404) und einen Steueranschluss des ersten Transistors (T1) geschaltet ist, um eine aus der zweiten gleichgerichteten Spannung abgeleitete Kompensationsspannung an dem Steueranschluss des ersten Transistors bereitzustellen, so dass ein Stromfluss zwischen Senken- und Quellenanschluss des ersten Transistors (T1) schon bei einer Spannung zwischen dem Senken- und Quellenanschluss bewirkt werden kann, die betragsmäßig geringer ist als die erste Schwellenspannung.
Gleichrichteranordnung nach Anspruch 1, bei der die Kompensationsschaltung (406; 506; 516) angepasst ist, um die Kompensationsspannung in einer Größenordnung der ersten Schwellenspannung bereitzustellen, so dass die Kompensationsspannung um nicht mehr als 20% der ersten Schwellenspannung von der ersten Schwellenspannung abweicht.
Gleichrichteranordnung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die zweite Gleichrichterschaltung (404) angepasst ist, um die zweite gleichgerichtete Spannung größer als die erste gleichgerichtete Spannung zu liefern.
Gleichrichteranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der die Kompensationsschaltung (406; 506; 516) einen als Diode beschalteten zweiten Transistor (Mc) umfasst, der eine zweite Schwellenspannung aufweist, die im Wesentlichen der ersten Schwellenspannung entspricht.
Gleichrichteranordnung nach Anspruch 4, wobei der zweite Transistor (Mc) zwischen den Ausgang der zweiten Gleichrichterschaltung (404) und ein Referenzpotential geschaltet ist, derart, dass bei Anlegen der Eingangswechselspannung an einen Eingang der Gleichrichteranordnung (400; 500; 510) an dem Senkenanschluss des zweiten Transistors die Kompensationsspannung abgreifbar ist.
Gleichrichteranordnung nach Anspruch 5, wobei der Senkenanschluss des zweiten Transistors mit den Steueranschlüssen des ersten und des zweiten Transistors gekoppelt ist, und der Quellenanschluss des zweiten Transistors mit dem Referenzpotential gekoppelt ist, so dass der zweite Transistor als Diode beschaltet ist.
Gleichrichteranordnung nach Anspruch 5 oder 6, wobei der Senkenanschluss des zweiten Transistors über einen Ohmschen Widerstand mit dem Ausgang der zweiten Gleichrichterschaltung gekoppelt ist.
Gleichrichteranordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Kompensationsschaltung (406; 506; 516) eine Kapazität aufweist, die bei Anlegen der Eingangswechselspannung an einen Eingang der Gleichrich teranordnung getaktet parallel zu der Senken-Quellen-Strecke des zweiten Transistors geschaltet ist, so dass eine elektrische Belastung des Ausgangs der zweiten Gleichrichterschaltung verringert werden kann.
Gleichrichteranordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die erste Gleichrichterschaltung (402) wenigstens eine Spannungsvervielfacherschaltung mit dem ersten Transistor und einem als Diode wirkenden dritten Transistor mit einer dritten Schwellenspannung aufweist, und wobei die Gleichrichteranordnung (400; 500; 510) eine weitere Kompensationsschaltung aufweist, um für den dritten Transistor eine weitere aus der zweiten gleichgerichteten Spannung abgeleitete Kompensationsspannung bereitzustellen, die im Wesentlichen der dritten Schwellenspannung entspricht, wobei die weitere Kompensationsschaltung zwischen einen Ausgang der zweiten Gleichrichterschaltung (404) und einen Steueranschluss des dritten Transistors geschaltet ist, um die weitere Kompensationsspannung an den Steueranschluss des dritten Transistors zu legen.
Gleichrichteranordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Transistoren Feldeffekt-Transistoren sind und die Steueranschlüsse jeweils Gate-Anschlüsse, die Senkenanschlüsse jeweils Drain-Anschlüsse und die Quellenanschlüsse jeweils Source-Anschlüsse der Feldeffekt-Transistoren sind.
Gleichrichterschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die erste Gleichrichterschaltung (402), die zweite Gleichrichterschaltung (404) und die Kompensationsschaltung (406; 506; 516) gemeinsam auf einem Halbleitersubstrat integriert sind.
Gleichrichterschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die als eine in einem CMOS-Prozess hergestellte integrierte Schaltung ausgeführt ist.
Gleichrichterschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die in einem Transponder integriert ist.
Transponder, mit einer Antenne (408) zum Bereitstellen einer Eingangswechselspannung aus einem elektromagnetischen Feld; einer Verbraucherschaltung; und einer Gleichrichteranordnung (400; 500; 510) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, deren Eingang mit der Antenne und deren Ausgang mit der Verbraucherschaltung gekoppelt ist, so dass die Gleichrichteranordnung (400; 500; 510) abhängig von der Eingangswechselspannung die erste gleichgerichtete Spannung als Versorgungsspannung für die Verbraucherschaltung liefern kann.
Verfahren zum Gleichrichten einer Eingangswechselspannung, mit folgenden Schritten: Liefern einer ersten gleichgerichteten Spannung mittels einer ersten Gleichrichterschaltung (402) mit einem ersten als Diode wirkenden Transistor (T1), der eine erste Schwellenspannung aufweist; Liefern einer zweiten gleichgerichteten Spannung in Abhängigkeit der Eingangswechselspannung mittels einer zweiten Gleichrichterschaltung (404); und Bereitstellen einer aus der zweiten gleichgerichteten Spannung abgeleiteten Kompensationsspannung durch Schalten einer Kompensationsschaltung (406) zwischen einen Ausgang der zweiten Gleichrichterschaltung und einen Steueranschluss des ersten Transistors (T1); Anlegen der Kompensationsspannung an den Steueranschluss des ersten Transistors, so dass ein Stromfluss zwischen Senken- und Quellenanschluss des ersten Transistors schon bei einer Spannung zwischen dem Senken- und Quellenanschluss bewirkt werden kann, die betragsmäßig geringer ist als die erste Schwellenspannung.