Es
ist eine Aufgabe der Erfindung, einen neuen elektronisch kommutierten
Motor bereit zu stellen.
Nach
der Erfindung wird diese Aufgabe gelöst durch den Gegenstand des
Patentanspruchs 1. Man erhält
so direkt aus dem Verlauf der im Motor induzierten Spannungen einen
Wert für
die augenblickliche Drehrichtung des Motors und kann diesen, falls
er falsch herum läuft,
anhalten und neu starten.
Eine
besonders vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung ist Gegenstand
des Anspruchs 4. Dies ermöglicht
es, den Einfluss von Störspannungen
weitgehend zueliminieren. Dies ist deshalb wichtig, weil eine übliche analoge
Filterschaltung zu Phasenverschiebungen führen würde, was eine zuverlässige Erfassung
der Drehrichtung unmöglich
machen würde.
Eine
andere Lösung
der gestellten Aufgabe ist Gegenstand des Anspruchs 5. Dies ermöglicht eine
einfache Erzeugung von Steuersignalen zur Steuerung der Ströme in der
Statorwicklung eines solchen Motors. Es hat sich gezeigt, dass es
hierfür
besonders günstig
ist, die in mindestens einer Phase induzierte Spannung zu differenzieren
und mit diesem differenzierten Signal die Kommutierung des Motors
zu steuern. Dies ergibt eine sehr zuverlässige Kommutierung auch dann,
wenn zwischen einem solchen Motor und seiner Elektronik ein räumlicher
Abstand liegt. Dies kann dann der Fall sein, wenn der Motor in einer
sehr heißen
oder sehr aggressiven Umgebung arbeiten muss, und man deshalb die
Elektronik des Motors räumlich
getrennt von ihm anordnen muss.
Weitere
Einzelheiten und vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben
sich aus den im folgenden beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten,
in keiner Weise als Einschränkung
der Erfindung zu verstehenden Ausführungsbeispielen, sowie aus
den Unteransprüchen.
Es zeigt:
1 eine
bevorzugte Schaltung für
einen elektronisch kommutierten Motor niedriger Leistung, hier einen
zweiphasigen Motor,
2 eine
Prinzipdarstellung zur Erläuterung
von 1,
3 ein
Diagramm zur Erläuterung
von 1 und 2 für eine von beiden Drehrichtungen,
4 ein
Diagramm analog 3 für die entgegengesetzte Drehrichtung,
5 ein
Diagramm zur Erläuterung
des Einflusses von Störspannungen,
6 ein
Diagramm zur Erläuterung
der Verhältnisse
für den
Fall, dass der Betriebsspannung UB keine
Störsignale überlagert
sind,
7 ein
Diagramm analog 6, wobei aber der Betriebsspannung
UB ein Störsignal N überlagert ist,
8 ein
Flussdiagramm einer erfindungsgemäßen Routine zum Eliminieren
von Störsignalen,
um die Erfassung der Drehrichtung sicherer zu machen,
9 ein
Blockdiagramm zur Erläuterung
der so genannten Zündwinkelverschiebung,
10 einen
Auszug aus 1 zur Erläuterung der Zündwinkelverschiebung,
wobei nur ein Differenzierglied dargestellt ist,
11 ein
Diagramm mit Spannungsverläufen
zur Erläuterung
der 10, 12 und 13,
12 ein
Schaltbild analog 10, aber mit zwei Differenziergliedern,
13 ein
Schaltbild analog 12, wobei aber die Auswertung
der differenzierten Signale mittels zweier Komparatoren erfolgt,
und
14 ein
Schaltbild, welches die Verwendung der Erfindung bei einem dreiphasigen
Motor zeigt,
15 eine
vereinfachte Version der Schaltung gemäß 14,
16 eine Darstellung der Spannungen an
den drei Strängen
des Motors 20' der 15,
17 eine Darstellung der Spannungen gemäß 16 nach ihrer Differenzierung, und
18 eine Darstellung der Signale an den
Ausgängen
der Komparatoren 190 bzw. 188 bzw. 186, welche
zur Steuerung der Ströme
in den drei Strängen
des Motors der 15 dienen.
1 zeigt
eine Schaltung zum Betreiben eines sog. zweipulsigen elektronisch
kommutierten Motors
20, der einen permanentmagnetischen
Rotor
22 und eine Statorwicklung hat, die hier mit zwei
Phasen
24,
26 dargestellt ist, welche gewöhnlich über das
Eisen des (nicht dargestellten) Statorblechpakets magnetisch miteinander
gekoppelt sind. Ein solcher Motor wird deshalb zweipulsig genannt,
weil in der Statorwicklung
24,
2b pro Rotordrehung
von 360° el.
zwei Statorstromimpulse fließen.
Die Statorwicklung kann in manchen Fällen auch nur eine Phase haben,
und dann fließt
in dieser während
einer Drehung von 180° el.
ein Stromimpuls in der einen Richtung, und während der anschließenden Drehung
von 180° el.
ein Stromimpuls in der entgegengesetzten Richtung. Für diese
Motoren, die in riesigen Stückzahlen
hergestellt werden, gibt es viele Bauarten. Ein typisches Beispiel
ist in der
DE 2346380
C2 dargestellt. Solche Motoren werden häufig als so genannte Klauenpolmotoren
ausgebildet, wobei dann die Klauenpole so ausgebildet sind, dass
sie ein von der Drehstellung abhängiges
Reluktanzmoment erzeugen. Nachfolgend ist in
14 ein
dreipulsiger Motor dargestellt, bei dem pro Rotordrehung von 360° el. drei
Statorstromimpulse fließen.
Die
meisten Motoren dieser Art verwenden zur Erfassung der Rotorstellung
einen Hallsensor. Wenn es aber nötig
wird, solche Motoren bei hohen Temperaturen zu betreiben, oder wenn
die Elemente für
die Steuerung des Motors örtlich
von diesem getrennt sein müssen,
muss die Rotorstellung nach dem so genannten Sensorless-Prinzip erfasst werden,
also ohne Hallsensor. 1 betrifft eine solche Schaltung.
Der Rotor 22 ist zweipolig dargestellt, könnte aber
auch andere Polzahlen haben. Bei einem zweipoligen Rotor entspricht
eine volle Umdrehung einer Drehung um 360° el., d. h. in diesem Fall gilt: 360° mech. = 360° el. (1)
Bei
einem vierpoligen Rotor gilt: 360° mech. =
720° el.
Diese
Zusammenhänge
sind dem Fachmann des Elektromaschinenbaus geläufig.
Der
Motor 20 wird gesteuert von einem Mikrocontroller (μC) 30,
dessen Anschlüsse
mit 1 bis 14 bezeichnet sind. Diese beziehen sich
auf einen μC
vom Typ PIC16F676. Der Anschluss 1 liegt an einer geregelten
Spannung von +5 V, der Anschluss 14 an Masse 32.
Dazwischen liegt ein Kondensator 34.
Der
Motor 20 wird von einer Betriebsspannung UB mit
Strom versorgt. Der positive Anschluss ist mit 36 bezeichnet,
und an ihm sind die einen Anschlüsse 24', 26' der Phasen 24, 26 angeschlossen.
Zwischen dem Anschluss 36 und Masse 32 liegt z.
B. UB = 13 V, also die Spannung einer (nicht
dargestellten) Fahrzeugbatterie.
Zur
Steuerung des Stromes in der Phase 24 dient ein n-Kanal-MOSFET 40,
zur Steuerung der Phase 26 ein n-Kanal-MOSFET 42.
Dazu ist der Anschluss 24'' der Phase 24 an
den Drain-Anschluss D des Transistors 40 angeschlossen,
und der Anschluss 26'' der Phase 26 an
den Anschluss D des Transistors 42. Die Source-Anschlüsse S beider
Transistoren sind miteinander und mit dem Drain D eines n-Kanal-MOSFET 44 verbunden,
der dazu dient, in den Phasen 24, 26 einen konstanten
Gesamtstrom zu erzeugen. Die Source S des Transistors 44 ist über einen
zur Strommessung dienenden Widerstand 46 mit Masse 32 verbunden.
Die Spannung uR am Widerstand 46 wird über ein
RC-Siebglied 48, 50 dem Eingang 3 des μC 30 zugeführt. Entsprechend
der Höhe
von uR liefert der μC an seinem Ausgang 2 ein
Steuersignal 52, z.B. ein PWM-Signal. Preiswerte μC haben jedoch meist keine Hardware-PWM-Steuerung,
und man müsste
deshalb ein PWM-Signal durch ein Programm generieren, also durch
Software. Das würde
die Ressourcen eines solchen preiswerten μC weitgehend absorbieren und
den μC dadurch
blockieren.
Deshalb
wird in der Praxis der Kondensator 56 nur einmal über den
Widerstand 54 auf eine Spannung u56 aufgeladen,
die den Arbeitspunkt des Transistors 44 so steuert, dass
sich der gewünschte
Konstantstrom im Motor 20 ergibt, und dieser Konstantstrom
ist folglich durch das Programm des μC 30 einstellbar.
Nach
dieser Anfangsladung wird der Ausgang 2 des μC 30 in
seinen hochohmigen Zustand umgeschaltet. Wenn sich jetzt der Kondensator 56 entlädt, ändert sich
die Spannung uR am Messwiderstand 32.
In diesem Fall wird die Spannung u56 am
Kondensator 56 nur "aufgefrischt", also etwas erhöht oder
etwas reduziert.
Eine
Erhöhung
erfolgt in der Weise, dass während
eines Prozessortakts (z.B. während
1 μs) der
Ausgang 2 auf "HIGH" gelegt wird, um über den
Widerstand 54 die Ladung des Kondensators 56 etwas
zu erhöhen,
oder indem während
eines Prozessortakts der Ausgang 2 auf "LOW" gelegt
wird, um – über den
Widerstand 54 – die
Ladung des Kondensators 56 etwas zu reduzieren. Zum oder
vom Kondensator fließen
also nur kleine Ströme,
und das hat den Vorteil, dass der μC 30 nicht durch hohe
Ströme
beschädigt
werden kann.
Die
Transistoren 40, 42 werden durch den Steuertransistor 44 im
Source-Bereich jeweils derart angesteuert, dass der Strom durch
die Phasen 24, 26 zumindest während der Kommutierung im Wesentlichen
konstant ist. Hierzu werden die Transistoren 40, 42 als
sog. Abschnürstromquellen
betrieben. Wird z. B. der Transistor 40 leitend gesteuert,
so wirkt der Steuertransistor 44 als Widerstand gegen Masse 32.
Die Höhe
des Stroms durch die Phasen 24, 26 und damit die
Drehzahl des Motors 20 lässt sich also durch die Spannung
u56 bequem einstellen und verändern.
Durch
den Steuertransistor 44 wird erreicht, dass bei den Transistoren 40 bzw. 42 die
Drain-Source-Spannung UDS geändert wird,
und damit wird auch die Höhe
des Stroms durch die Phasen 24 bzw. 26 beeinflusst.
Hierbei wird ggf. auch erreicht, dass die Transistoren 40, 42 im
Abschnürbereich
arbeiten. Alle Typen von Feldeffekttransistoren weisen einen solchen
Abschnürbereich
auf.
Wird
der Steuertransistor 44 derart angesteuert, dass er einen
hohen Widerstand und damit eine niedrige Leitfähigkeit aufweist, so steigt
das Potential an der Source S des jeweils leitenden Endstufentransistors 40, 42.
Dadurch fließt
weniger Strom durch diesen Transistor, und er geht in den Abschnürbereich über.
Wird
der Steuertransistor 48 derart angesteuert, dass er einen
geringen Widerstand und damit eine hohe Leitfähigkeit hat, so ist das an
der Source S des jeweils leitenden Transistors 40 oder 42 anliegende
Potential gering. Die damit verbundene hohe Gate-Source-Spannung führt zu einer entsprechend hohen
Stromstärke
in den Phasen 24, 26.
Im
Gegensatz zu einer üblichen
Kommutierung wird so der Strom im Motor 20 im Wesentlichen
konstant gehalten, wodurch sich ein sehr ruhiger Lauf des Motors 20 ergibt.
Der
Transistor 40 wird vom Ausgang 5 des μC 30 gesteuert,
der Transistor 42 vom Ausgang 6. Hierzu ist der
Ausgang 5 über
einen Widerstand 60 mit dem Gate G des Transistors 40 verbunden,
das über
einen Widerstand 62 mit Masse 32 und über die
Serienschaltung eines Widerstands 64 und eines Kondensators 66 mit
dem Drain D verbunden ist. Letzterer ist über einen Widerstand 68 mit
einem Knotenpunkt 70 verbunden, der über einen Kondensator 72 mit
Masse 32 und über
einen Widerstand 74 mit dem Anschluss 8 des μC 30 verbunden
ist (Die Anschlüsse 4, 7, 9 und 11 des μC 30 sind
nicht beschaltet).
Am
Kondensator 72 tritt im Betrieb eine Spannung u72 auf, die zur Bestimmung der Drehrichtung
des Rotors 22 verwendet wird. Dies wird nachfolgend beschrieben.
Der
Ausgang 6 ist über
einen Widerstand 80 mit dem Gate G des Transistors 42 verbunden,
der über einen
Widerstand 82 mit Masse 32 und über die
Serienschaltung eines Widerstands 84 und eines Kondensators 86 mit
dem Drain D verbunden ist.
Der
Anschluss 24'' ist über einen
Kondensator 90 mit einem Knotenpunkt 92 verbunden,
der über
einen Widerstand 94 mit Masse 32 und über einen
Widerstand 96 mit dem Eingang 12 des μC 30 verbunden
ist, an den auch ein Siebkondensator 98 angeschlossen ist.
Der
Anschluss 26'' ist über einen
Kondensator 100 mit einem Knotenpunkt 102 verbunden,
der über einen
Widerstand 104 mit Masse 32 und über einen
Widerstand 106 mit dem Eingang 13 des μC 30 verbunden ist,
an den auch ein Siebkondensator 108 angeschlossen ist.
Die
Elemente 90 bis 108 dienen dazu, den Zeitpunkt
zu steuern, an dem während
einer Rotordrehung der Strom von der Phase 24 zur Phase 26 wechselt,
oder umgekehrt. Mit zunehmender Drehzahl kann der Zeitpunkt der
Kommutierung vom einen Strang zum anderen in Richtung früh oder spät verschoben
werden, was man gewöhnlich,
in Anlehnung an die Terminologie eines Benzinmotors, als "Zündwinkelverschiebung" bezeichnet, obwohl
naturgemäß bei einem
Elektromotor 20 nichts gezündet wird.
Mit
dem Anschluss 36 ist über
einen Widerstand 112 ein Knotenpunkt 114 verbunden,
der über
einen Kondensator 116 mit Masse 32 verbunden ist.
Am Kondensator 116 tritt im Betrieb eine Spannung u_116
auf, die abhängig
von der Spannung am Anschluss 36 ist, und diese Spannung
wird über
eine Leitung 118 dem Eingang 10 des μC 30 zugeführt und
dient dazu, Störspannungen
rechnerisch zu eliminieren, die in der Spannung u72 enthalten
sind. Dies wird nachfolgend beschrieben.
Bevorzugte
Werte der Bauelemente in
1 (für U
B =
13 V):
| Transistoren 40, 42, 44 | ILRL3410 |
| C72, 116 | 2
nF |
| C50, 66, 86, 98, 108 | 1
nF |
| C34, 56 | 100
nF |
| R62, 68, 82, 94, 96, 104, 106, 112 |
100
kOhm |
| R48, 54, 60, 80 |
10
kOhm |
| R74 |
0
Ohm |
| R46 |
1,
5 kOhm |
| R64,
R84 |
1
kOhm |
Ermittlung der Drehrichtung
Zur
Ermittlung der Drehrichtung erfasst und analysiert man die Spannung,
die im Betrieb in einer nicht bestromten Phase des Motors 20 durch
den Permanentmagnetrotor 22 induziert wird, oder man erfasst
den Spannungsabfall, der an einem Transistor auftritt, durch welchen
der Strom zu der bestromten Phase fließt. Dies ist deshalb möglich, weil
diese Spannungen je nach Drehrichtung bei einem Motor des eingangs
genannten Typs unterschiedliche Formen haben. Hieraus lassen sich
die gewünschten
Informationen über
die Drehrichtung des Motors relativ zum Reluktanzmoment entnehmen.
2 zeigt
einen Auszug aus 1, nämlich die wesentlichen Elemente
der Messschaltung für
die Erfassung der Drehrichtung.
Das
Potential am Punkt 24'' der Phase 24 wird
gemessen, wenn der Transistor 40 nicht leitend ist, also wenn
der Transistor 42 Strom führt. In diesem Fall liegt am
Punkt 36 die Betriebsspannung UB,
und zu dieser addiert sich die induzierte Spannung uind an
der stromlosen Phase 24, so dass für das Potential U am Punkt 24'' gilt: U = UB + uind (2)
Dieses
Potential wird über
den Widerstand 68 dem Kondensator 72 zugeführt.
Parallel
zum Kondensator 72 liegt ein Schalter S im μC 30 und
dieser Schalter S ist die meiste Zeit geschlossen, symbolisiert
durch "SC" (= switch closed),
und hält
dabei den Kondensator 72 entladen, so dass die Spannung
u72 während
dieser Zeit den Wert 0 hat.
Wenn
eine Messung M durchgeführt
werden soll, wird der Schalter S durch das Programm des μC 30 geöffnet, so
dass die Spannung u72 am Kondensator 72 auf
einen Wert ansteigt, der etwa der augenblicklichen Spannung U entspricht.
Diese Spannung am Kondensator 72 wird in einem A/D-Wandler 120 in
einen digitalen Wert konvertiert und zwischengespeichert.
Bezeichnet
man den Abstand zwischen zwei Kommutierungen mit Tp, so geschieht
das einmal nach Tp/4 und zu diesem Zeitpunkt wird eine erste Messung
M1 ausgeführt,
und ein erster Wert u_72.1 wird gespeichert.
Anschließend wird
nach einer vorgegebenen Zeitdauer, z. B. nach 0,5...0,6 Tp eine
zweiter Messung M2 durchgeführt,
und der dort gemessene zweite Wert u_72.2 wird ebenfalls gespeichert.
Danach
wird die Differenz Δ gebildet,
also Δ = u_72.1 – u_72.2 (3)und das Vorzeichen
der Differenz Δ wird
bestimmt.
Bei 3 ergibt
sich ein negatives Vorzeichen der Differenz Δ, und bei 4 ergibt
sich ein positives Vorzeichen, weil bei der Drehrichtung gemäß 4 die
Spannung U eine fallende Charakteristik hat, während sie bei 3 eine
steigende Charakteristik hat. Dies ist eine Eigenschaft solcher
zweipulsiger Motoren, die im vorliegenden Fall für die Erfassung der Drehrichtung
ausgenutzt wird.
Hierbei
ist sehr vorteilhaft, dass durch den Steuertransistor 44 der
Strom im Widerstand 46 konstant gehalten wird, d. h die
im Augenblick stromführende
Phase 26 hat keinen wesentlichen Einfluss auf die Spannung
uind an der Phase 24, an der die
Messungen stattfinden, weil der konstante Strom in der Phase 26 keine transformatorische
Kopplung auf die Phase 24 bewirkt.
Die
Praxis hat gezeigt, dass mit der Methode nach den 2 bis 4 nur
dann zuverlässige
Ergebnisse bei der Bestimmung der Drehrichtung erzielt werden können, wenn
die Spannung UB weitgehend konstant ist,
also keine Störspannungen
N enthält.
Diese Voraussetzung ist jedoch in der Praxis oft nicht gegeben, z.
B. in einem Kraftfahrzeug, und deshalb hat es sich im Rahmen der
Erfindung als sehr vorteilhaft erwiesen, eine Störspannungskompensation durchzuführen.
Dies
geschieht dadurch, dass in 1 zusätzlich die
Spannung u116 am Kondensator 116 gemessen und
bei der Bestimmung der Drehrichtung zusätzlich berücksichtigt wird. Die Spannung
u116 wird dem Eingang 10 des μC 30 zugeführt, und
dieser Eingang 10 enthält
ebenso wie der in 2 dargestellte Eingang 8 einen durch
das Programm steuerbaren Schalter S und einen A/D-Wandler, um auch
die Spannung u116 digitalisieren und zwischenspeichern
zu können.
Um
bei einem Gleichstrommotor in einer störungsreichen Umgebung einzelne
Parameter besser überwachen
zu können,
müssen
Messgröße und Störung N simultan
erfasst werden. Hierfür
benötigt
man zwei identische Messeinrichtungen, welche synchron und in gleichem
Format die Messgröße und die
Störung
registrieren können.
Bei Motorsteuerungen für
preiswerte Motoren, wo nur ein μC
vorgesehen ist, ist eine solche simultane Messung aus technischen
Gründen
ausgeschlossen.
Nach
der Erfindung ersetzt man deshalb die an sich benötigte simultane
Messung durch eine quasi-simultane Messung. Dann gilt für eine saubere
Signalmessung folgende Grundformel: Signal = (Signal + Störung N) – Störung N (4)
Zu
diesem Zweck muss man beide Komponenten unabhängig voneinander und zeitlich
versetzt messen. Dies zeigt 5 an einem
Beispiel. Die Störkomponente
N wird dort in einem vorgegebenen Abstand T1 vor der sog. Mischmessung
gemessen, ebenso in einem zeitlichen Abstand T2 nach dieser Mischmessung, und
aus den beiden gemessenen Störkomponenten
berechnet man den Mittelwert und zieht ihn von dem Mischsignal ab.
Eine solche quasi-simultane Überwachung
funktioniert dann zuverlässig,
wenn die Frequenz der Störkomponente
wesentlich niedriger als 1/T1 ist. Je kleiner der zeitliche Abstand
T1 ist, umso höhere
Störfrequenzen
können
bei dieser quasi-simultanen Messmethode kompensiert werden.
5 zeigt
als untere Kurve eine Störkomponente
N, und als obere Kurve eine sog. Mischkomponente, nämlich das
zu messende Signal plus die Störkomponente
N.
Zu
einem Zeitpunkt 1 misst man die Störkomponente N1 an dieser Stelle.
Zu einem Zeitpunkt 2 misst man das Mischsignal, also Signal
plus N2. Und zu einem Zeitpunkt 3 misst man die Störkomponente
N3. Wie man ohne weiteres erkennt, kann man dann mit der in 5 angegebenen
Formel die Störkomponente
herausrechnen und erhält
ein wesentlich verbessertes Signal und dadurch auch eine zuverlässigere
Erkennung der Drehrichtung.
Als
Beispiel kann genannt werden, dass bei einer Betriebsspannung von
13 V, einer Zeit T1 = T2 von 32 μs,
und einer Störspannung
N von 6 V Spitze-Spitze Störfrequenzen
von 0 ... 1.000 Hz effizient kompensiert werden konnten. Dies ermöglicht eine
sehr zuverlässige
Erkennung der Drehrichtung auch in einer Umgebung, die stark gestört ist.
6 zeigt
den Fall, dass die Betriebsspannung UB keine
Störspannung
N enthält.
In diesem Fall ergeben alle vier Störspannungsmessungen NM1, NM2,
NM3 und NM4 denselben Wert, d.h. bei der Berechnung ergibt sich
für die
Störspannung
der Wert 0, und die Unterschiede Δ1, Δ2 ergeben
sich direkt aus den Signalmessungen SM1, SM2 etc.
7 zeigt
einen Fall mit einer Störspannung
N, die sich der Betriebsspannung UB überlagert,
so dass man anstelle der Betriebsspannung UB eine
Spannung (UB + N) erhält.
In
diesem Fall erhält
die Spannung U im linken Teil eine ansteigende Form und im rechten
Teil eine abfallende Form, d.h. ohne die Korrektur würden sich
bei den Messungen zwei verschiedene Drehrichtungen ergeben, weil
sich links für
(SM2 – SM1)
ein positives Δ1
ergibt, während
sich rechts für
(SM4 – SM3)
ein negatives Δ2
ergibt, obwohl die Drehrichtung des Motors in beiden Fällen dieselbe
ist. In diesem Fall erhält
man durch die Korrektur in beiden Fällen dasselbe Resultat für die Drehrichtung.
8 zeigt
die Routine zum Korrigieren der Messungen.
Bei
S130 beginnt die Routine. Dort wird die Drehrichtung DIR auf den
gewünschten
Wert DIRsoll eingestellt, also z.B. auf
Rechtslauf, und dieser Wert wird gespeichert. Bei S132 wird ein
Flag_C auf 1 gesetzt, wodurch die Kommutierung gesperrt wird. Bei
S134 erfolgt eine Verzögerung.
Aus einer vorhergehenden Messung ist bekannt, wie lange die Zeit
Tp zwischen zwei Kommutierungen dauert, und es wird bei S134 eine
Zeit von etwa Tp/4 ab der letzten Kommutierung abgewartet.
Danach
erfolgt bei S136 die in 7 dargestellte erste Störspannungsmessung
NM1, und das Resultat wird gespeichert. Bei S138 erfolgt die erste
Signalmessung SM1, vgl. 7, und das Ergebnis wird erneut gespeichert.
Bei S140 erfolgt die zweite Störspannungsmessung
NM2, und auch hier wird das Resultat gespeichert.
Bei
S142 erfolgt die Berechnung des gemittelten Störspannungssignals 1,
nämlich N1 = (NM1 + NM2)/2 (5)
Bei
S144 wird das korrigierte Messsignal M1 berechnet, also M1 = SM1 – N1 (6)
Anschließend wird
bei S146 abgewartet, bis ab der letzten Kommutierung z.B. etwa 50
% von Tp abgelaufen sind.
Danach
wird bei S148 die Messung NM3 der 7 durchgeführt, dann
bei S150 die Messung SM2, und dann bei S152 die Messung NM4.
Bei
S154 wird völlig
analog zu S142 der gemittelte Wert für die Störspannung N2 berechnet, nämlich N2 = (NM3 + NM4)/2 (7),und anschließend wird
bei S156 der korrigierte Wert für
die zweite Messung berechnet als M2 = SM2 – N2 (8).
Man
hat jetzt zwei korrigierte Messwerte M1 und M2, und aus diesen wird
bei S158 der Wert Δ=M2-M1 (9)berechnet.
Bei Rechtslauf ist der Wert für Δ positiv,
bei Linkslauf negativ, und deshalb wird in S160 geprüft, ob die
tatsächliche
Drehrichtung DIRist der vorgegebenen Drehrichtung
DIRsoll entspricht. Falls ja, wird in S162
das Flag_C aus S132 auf "0" umgeschaltet, also
auf "Kommutierung
erlaubt". Bei S163
wird die nächste
Kommutierung abgewartet, und diese wird exekutiert.
Läuft dagegen
der Motor 20 in der falschen Richtung, d.h. bei S160 lautet
die Antwort Nein, so wird bei S164 auf eine Stopproutine umgeschaltet,
der Motor 20 wird abgebremst, und ein neuer Anlauf in der
gewünschten
Richtung DIRsoll wird versucht.
9 zeigt
schematisch die Steuerung der FETs 40, 44 des
Motors 20. Diese Steuerung hat u.a. die Funktion, bei einer Änderung
der Drehzahl den Strom in den Phasen 24, 26 des
Motors 20 entweder früher oder
später
einzuschalten. Dieser Vorgang kann abhängig von der Motordrehzahl
erfolgen, und dieses Vorgehen bezeichnet man heute oft als Zündwinkelverschiebung.
Gemäß 9 werden
die Spannungen an den Phasen 24, 26 einem Phasenschieber 90, 94, 100, 104 zugeführt. Dieser
Phasenschieber ist ein Differenzierglied, und sein Ausgangssignal
wird in einem Filter 96, 98, 106, 108 gefiltert,
um hochfrequente Störungen
auszufiltern. Dann werden diese Signale dem μC 30 zugeführt, der
zugleich die Funktionen eines Komparators 170 und einer
Steuerung 172 hat. Die Ausgangssignale des μC 30 steuern
die FETs 40, 44, und über diese die Ströme in den
Phasen 24, 26 des Motors 20.
10 zeigt
einen vereinfachten Auszug aus 1, in welchem
der Transistor 44 für
die Konstanthaltung des Motorstroms nicht dargestellt ist.
Das
Potenzial u_24'' am Wicklungsanschluss 24'' wird dem Differenzierglied zugeführt, das
aus dem Kondensator 90 und dem Widerstand 94 aufgebaut
ist. Am Verbindungspunkt 92 dieser beiden Elemente erhält man eine
differenzierte Spannung du_24''/dt, und diese Spannung
wird durch geeignete Wahl der Komponenten so eingestellt, dass ihr
Nulldurchgang 176 zeitlich vor dem Nulldurchgang der induzierten
Spannung u_24'' liegt, vgl. 11.
Dieser Nulldurchgang 176 wird im μC 30 ausgewertet und
bewirkt eine Kommutierung der Ströme in den Phasen 24, 26.
Gleichzeitig wird auch die Zeit ab dem Beginn 180 der induzierten
Spannung u_24'' bis zum Nulldurchgang 176 gemessen
und steuert als Zeit Tk' die
nachfolgende Kommutierung.
In 10 wirken
der Widerstand 96 (z.B. 100 k) und der Kondensator 98 (z.B.
1 nF) als Filter 97 am Eingang 12 des μC 30 und
verhindern, dass hochfrequente Störungen eine Falschmessung bewirken.
12 zeigt
eine vereinfachte Schaltung analog 1. Hier
wird zusätzlich
das Potenzial u_26'' am Anschluss 26'' der Phase 26 einer Differenzierung
unterworfen. Dadurch erhält
man in 11 eine zweite Kurve du_26''/dt, also das Differenzial des Potenzials
am Anschluss 26'', und in diesem
Fall wird diese Spannung dem Eingang 12 des μC zugeführt, während das
Differenzial des Potenzials u_24'' dem Eingang 13 zugeführt wird.
In
diesem Fall kann man im μC 30 erfassen,
wann die beiden Differenziale gleich groß sind. Dies ist z.B. an der
Stelle 182 der 11 der
Fall, und die Stelle 182 liegt folglich um eine Zeitspanne 184 vor
dem Nulldurchgang des Potenzials u_24''.
13 zeigt
eine Schaltung analog 12, bei welcher aber für die Steuerung
der Kommutierung zwei Komparatoren 186, 188 verwendet
werden. Der Komparator 186 steuert den Transistor 40,
der Komparator 188 den Transistor 44. Der Komparator 186 erhält an seinem
positiven Eingang das Differenzial des Potenzials am Punkt 26'', und an seinem negativen Eingang
das Differenzial des Potenzials u_24'' am
Punkt 24''. Beim Komparator 188 ist
es umgekehrt. Die Wirkungsweise ist dieselbe, wie sie bei 12 beschrieben
wurde, d.h. die Kommutierung erfolgt an der Stelle, die in 11 mit 182 bezeichnet
ist und an der das differenzierte Signal du_24''/dt
positiver wird als das differenzierte Potenzial du_26''/dt (ebenso umgekehrt). Man kann so
auch bequem eine Frühzündung erreichen,
und die Erzeugung der Kommutierungssignale ist sehr zuverlässig.
Der
große
Vorteil bei dieser Art der Kommutierung mit Hilfe der Differenziale
der induzierten Spannungen u_24'', u_26'' ist, dass diese differenzierten Spannungen,
also z.B. du_24''/dt, etwa den Verlauf
einer Sägezahnspannung
haben, so dass man sehr exakt definierte Schnittstellen – z.B. 182 in 11 – erhält. Die Ausgangssignale
der Komparatoren 186, 188, wie sie z.B. in 18 für
einen dreiphasigen Motor 20' dargestellt
sind, sind Rechtecksignale u_186 bzw. u_188, die die gleiche Form
haben wie die Hallsignale bei einem Motor, welcher Hall-ICs verwendet,
und die deshalb in bekannten Schaltungen für Hallsensoren verwendet werden
können.
Falls – wie
in 14 – zusätzlich ein μC 30 verwendet
wird, kann dieser auch dazu verwendet werden, diese Rechtecksignale
weiter zu verfeinern, also eine Art "Signalkosmetik" zu betreiben, wie das dem Fachmann
bekannt ist.
Auch
haben die differenzierten Spannungen, wie sie in 11 für die Schaltungen
nach 12 und 13 dargestellt
sind, relativ kleine Spannungsbereiche und können deshalb bequem in Komparatoren 186, 188 bekannter
Bauart ausgewertet werden.
14 zeigt
eine Schaltung für
einen dreiphasigen Motor 20'.
Diese Schaltung ist weitgehend gleich aufgebaut wie die Schaltung
gemäß 13.
Jedoch werden die Ausgangssignale der verwendeten Komparatoren 186, 188, 190 einem μC 30' (hier: PIC12F675)
zugeführt,
der diese Ausgangssignale in Signale zur Ansteuerung des Motors 20' umsetzt. Für gleiche
oder gleich wirkende Teile wie in den vorhergehenden Figuren werden
dieselben Bezugszeichen verwendet wie dort, und diese Teile werden
gewöhnlich
nicht nochmals beschrieben.
Der
Motor 20' hat
hier drei Stränge 24, 26, 28,
bei denen der eine Anschluss 24', 26', 28' mit der positiven Leitung 36 (+UB) verbunden ist. Der Rotor 22 ist
zweipolig dargestellt, könnte
aber auch andere Polzahlen haben, z.B. 4-, 6- oder 8-polig.
Der
Strom in Strang 24 wird von einem n-Kanal-Mosfet 40 gesteuert,
dessen Drain D über
einen Knotenpunkt 24'' an den ersten
Strang 24 angeschlossen ist, und dessen Source S mit Masse 32 verbunden
ist.
Analog
ist der Drain D des FET 42 über den Knotenpunkt 26'' an den zweiten Strang 26 angeschlossen.
Analog
ist der Drain D eines dritten FET 43 über einen Knotenpunkt 28'' an einen dritten Strang 28 angeschlossen.
Die
Spannung u_24'' am Knotenpunkt 24'' wird über ein Differenzierglied (Kondensator 90 und
Widerstand 94, verbunden über Knotenpunkt 92)
differenziert zu einer Spannung du_24''/dt.
Diese wird durch ein Siebglied (Widerstand 96, Kondensator 98)
gefiltert und dem Minuseingang des Komparators 186 sowie
dem Pluseingang des Komparators 190 zugeführt.
Analog
wird die Spannung u_26'' am Knotenpunkt 26'' über ein Differenzierglied (Kondensator 100, Widerstand 104,
verbunden über
Knotenpunkt 102) zu einer Spannung du_26''/dt differenziert. Diese wird durch
ein Siebglied (Widerstand 106, Kondensator 108)
gefiltert und dem Pluseingang des Komparators 186 sowie
dem Minuseingang des Komparators 188 zugeführt.
Analog
wird die Spannung u_28'' am Knotenpunkt 28'' über ein Differenzierglied (Kondensator 110, Widerstand 124,
verbunden über
Knotenpunkt 122) zu einer Spannung du_28''/dt differenziert. Diese wird durch
ein Siebglied (Widerstand 126, Kondensator 128)
gefiltert und dem Pluseingang des Komparators 188 sowie
dem Minuseingang des Komparators 190 zugeführt.
Das
Ausgangssignal des Komparators 186 wird dem Eingang 2 des μC 30' zugeführt, das
Ausgangssignal des Komparators 188 dem Eingang 3,
und das Ausgangssignal des Komparators 190 dem Eingang 4.
Der
Ausgang 7 des μC 30' steuert über den
Widerstand 60 das Gate G des FET 40, das über den
Widerstand 62 mit Masse 32 verbunden ist.
Der
Ausgang 6 steuert über
den Widerstand 84 das Gate des FET 42, das über den
Widerstand 80 mit Masse 32 verbunden ist.
Der
Ausgang 5 steuert über
einen Widerstand 81 das Gate G des FET 43, das über einen
Widerstand 83 mit Masse 32 verbunden ist.
Die
Arbeitsweise entspricht derjenigen, welche bei 13 ausführlich beschrieben
wurde, mit dem Unterschied, dass die Ausgangssignale der Komparatoren 186, 188, 190 die
drei FETs 40, 42 und 43 nicht direkt
steuern, sondern dass diese Signale im μC 30' ausgewertet und miteinander logisch
verknüpft
werden, um diese FETs nach des gewünschten Kriterien zu steuern.
15 zeigt
eine vereinfachte Variante zu 14. Gleiche
oder gleich wirkende Teile wie in 14 sind
mit denselben Bezugszeichen versehen und werden deshalb gewöhnlich nicht
nochmals beschrieben.
Bei 15 ist
der μC 30' der 14 entfallen.
Der Widerstand 60 ist hier direkt an den Ausgang des Komparators 186 angeschlossen,
der Widerstand 84 an den Ausgang des Komparators 188,
und der Widerstand 81 an den Ausgang des Komparators 190.
In diesem Fall ist die Drehrichtung festgelegt, während sie bei 14 durch
entsprechende logische Operationen im μC 30' umgeschaltet werden kann.
16A zeigt die Spannung u_28'' am
Knotenpunkt 28''.
16B zeigt die Spannung u_26'' am
Knotenpunkt 26''.
16C zeigt die Spannung u_24'' am
Knotenpunkt 24''.
Das
sind die Spannungen an den Strängen 28, 26 und 24.
Die Einsattelungen E sind eine Folge der transformatorischen Kopplung
zwischen den Spulen, welche beim gemessenen Motor vorhanden war.
17A zeigt die Spannung u_122 am Knotenpunkt 122.
17B zeigt die Spannung u_102 am Knotenpunkt 102.
17C zeigt die Spannung u_92 am Knotenpunkt 92.
Diese
drei Spannungen stellen das Differenzial der Spannungen an des Spulen 28, 26 bzw. 24 dar.
18A zeigt das Signal u_190 am Ausgang des Komparators 190.
18B zeigt das Signal u_188 am Ausgang des Komparators 188.
18C zeigt das Signal u_186 am Ausgang des Komparators 186.
Diese
Signale steuern die FETs 43 bzw. 42 bzw. 40.
Man erkennt, dass sich die Signale überlappen, da die Signale jeweils
eine Impulslänge
von 180° el.
und eine Pausenlänge
von ebenfalls 180° el.
haben.
Mit
der vorliegenden Erfindung ist es also möglich, auch einen dreiphasigen
Motor sensorlos sicher zu steuern.
Der
sensorlose Start des Motors ist bei den Ausführungsbeispielen nicht dargestellt.
Hierfür
eignen sich alle bekannten Verfahren, z.B. das Verfahren nach der
EP 0 536 113 B1 (D175).
Der Algorithmus, der in
21 dieser
Patentschrift dargestellt ist, hat sich in der Praxis bewährt.
Naturgemäß sind im
Rahmen der vorliegenden Erfindung vielfache Abwandlungen und Modifikationen möglich.