DE102004059983B4

DE102004059983B4 - Suppression of co-channel interference interference by means of a digital noise filter arrangement

Info

Publication number: DE102004059983B4
Application number: DE200410059983
Authority: DE
Inventors: Andreas Menkhoff; Stefan Fechtel; Martin Krüger; Xiao-Feng Wu
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2004-12-13
Filing date: 2004-12-13
Publication date: 2009-05-07
Anticipated expiration: 2024-12-14
Also published as: DE102004059983A1

Abstract

Digitale Störfilteranordnung für einen Mobilfunkempfänger zur Unterdrückung einer Interferenz-Störung in einem empfangenen komplexwertigen Signal (x), umfassend:
– eine Mehrzahl von digitalen Störfiltern als Teilfilter,
– ein Verzögerungsmittel (4.i), welches die einzelnen Teilfilter verzögert zueinander mit dem komplexwertigen empfangenen Signal (x) ansteuert, und
– ein Summationsmittel (5.i), welches die einzelnen Ausgangssignale der Teilfilter überlagert,
wobei die digitalen Störfilter jeweils umfassen:
– einen Phasenschieber (1.i), welcher
– das empfangene komplexwertige Signal (x) entgegennimmt und
– in Abhängigkeit von der Interferenz-Störung die Phase des komplexwertigen Signals (x) um einen bestimmten Phasenwinkel (β_i) verschiebt, wobei ein phasenverschobenes Signal (x') generiert wird,
– ein Projektionsmittel (2.i), welches
– das phasenverschobene Signal (x') entgegennimmt und
– das phasenverschobene Signal auf eine erste Richtung in der komplexen Ebene projiziert, wobei ein projiziertes Signal (s) generiert wird, und
– ein FIR-Filter (3.i), das dem Projektionsmittel (2.i) nachgeschaltet...A digital spur filter arrangement for a mobile radio receiver for suppressing interference interference in a received complex-valued signal (x), comprising:
A plurality of digital noise filters as sub-filters,
- A delay means (4.i), which controls the individual sub-filter delayed with each other with the complex-valued received signal (x), and
A summation means (5.i) which superimposes the individual output signals of the sub-filters,
wherein the digital noise filters each comprise:
- A phase shifter (1.i), which
- receives the received complex valued signal (x) and
- shifts the phase of the complex-valued signal (x) by a certain phase angle (β _i ) as a function of the interference disturbance, a phase-shifted signal (x ') being generated,
- A projection means (2.i), which
- receives the phase-shifted signal (x ') and
The phase-shifted signal is projected onto a first direction in the complex plane, whereby a projected signal (s) is generated, and
- a FIR filter (3.i), which is connected downstream of the projection device (2.i) ...

Description

Die Erfindung betrifft eine digitale Störfilteranordnung mit einer Mehrzahl von Störfiltern in einem Mobilfunkempfänger zur Unterdrückung einer Interferenz-Störung, insbesondere einer Gleichkanal-Interferenz-Störung, in einem empfangenen komplexwertigen Signal. Ferner betrifft die Erfindung einen Mobilfunkempfänger, der eine Störfilteranordnung umfasst.The The invention relates to a digital noise filter arrangement having a Majority of noise filters in a mobile radio receiver for suppression an interference disorder, in particular a co-channel interference interference, in a received complex-valued signal. Furthermore, the invention relates to a mobile radio receiver, the a Störfilteranordnung includes.

Bei der Übertragung von Signalen über einen Mobilfunkkanal kann das empfangene Signal auf vielfältige Weise gestört sein. Im Allgemeinen weist ein Mobilfunkkanal typischerweise eine Mehrwegecharakteristik auf, so dass sich im Empfänger Echos verschiedene Ausbreitungswege additiv überlagern. Außerdem ist dem empfangenen Signal grundsätzlich ein kanalspezifisches Rauschen überlagert, welches typischerweise als additives weißes Gaußsches Rauschen (AWGN – additive white Gaussian noise) modelliert wird. Die vorstehend genannten kanalspezifischen Störungen im empfangenen Signal können bei Kenntnis der Kanalcharakteristika (d. h. der Koeffizienten der Kanalimpulsantwort und der kanalspezifischen Rauschparameter) mittels geeigneter Entzerrer (Equalizer) im Empfänger aus dem empfangenen Signal herausgerechnet werden. Derartige Entzerrer lassen sich in Digitalfilter-basierte Ansätze (z. B. FFE – Feedforward-Equalizer, DFE – Decision-Feedback-Equalizer) und Trellis-basierte Ansätze (z. B. ML-Viterbi-Equalizer (ML – maximum-likelihood) und MAP-Equalizer (MAP – maximum aposteriori)) untergliedern. Im ersten Fall besteht der Entzerrer im Wesentlichen aus einem Digitalfilter, während im zweiten Fall Zustandsmetriken im Trellis-Diagramm ausgewertet werden, welche eine Wahrscheinlichkeit für eine bestimmte Symbolfolge beschreiben.at the transmission of signals over A mobile radio channel can receive the received signal in a variety of ways disturbed be. In general, a mobile channel typically has one Multipath characteristic, so that in the receiver echoes different propagation paths additively overlay. Besides that is the received signal in principle a channel-specific noise superimposed, which is typically used as additive white Gaussian noise (AWGN - additive white Gaussian noise) is modeled. The above channel-specific disturbances in the received signal can at Knowledge of the channel characteristics (i.e., the channel impulse response coefficients and the channel-specific noise parameter) by means of suitable equalizers (Equalizer) in the receiver be calculated out of the received signal. Let such equalizers in digital filter based approaches (eg FFE - Feedforward Equalizer, DFE - Decision Feedback Equalizer) and Trellis-based approaches (eg ML Viterbi equalizer (ML - maximum-likelihood) and MAP equalizers (MAP - maximum aposteriori)). In the first case the equalizer exists essentially from a digital filter, while in the second case, state metrics be evaluated in the trellis diagram, which is a probability for one describe a specific symbol sequence.

Treten zu den vorstehend genannten Störungen zusätzliche Störungen durch Interferenz-Signale, d. h. Signale anderer Funksender, auf, so nimmt die Leistungsfähigkeit des Entzerrers aufgrund der Varianz derartige Interferenz-Störungen stark ab. Bei Interferenz-Störungen wird zwischen sogenannten Nachbarkanal-Interferenz-Störungen (ACI – adjacent channel interference) und Gleichkanal-Interferenz-Störungen (CCI – cochannel interference) unterschieden. Bei einer Nachbarkanal-Interferenz sind das zu empfangende Nutzsignal und das Störsignal spektral nebeneinander angeordnet und überlappen lediglich in einem Teilbereich. Im Fall einer Gleichkanal-Interferenz-Störung überlappen das Nutzsignal und das Störsignal sehr stark oder gar vollständig. Dabei sind Gleichkanal-Interferenz-Störungen für die Entzerrung und die Datenentscheidung besonders problematisch.To step to the aforementioned disorders additional disorders by interference signals, d. H. Signals from other radio transmitters, on, so does the performance of the equalizer due to the variance such interference interference strong from. In case of interference interference is between so-called adjacent channel interference interference (ACI - adjacent channel interference) and co-channel interference interference (CCI - cochannel interference). In the case of adjacent channel interference, this is to be received useful signal and the interfering signal spectrally adjacent arranged and overlapping only in a subarea. In the case of a co-channel interference interference overlap the useful signal and the interfering signal very strong or even complete. there are co-channel interference interference for equalization and the data decision particularly problematic.

Aus dem Stand der Technik sind eine Vielzahl von Ansätzen zur Unterdrückung von Interferenz-Störungen, insbesondere Gleichkanal-Interferenz-Störungen, bekannt.Out In the prior art, a variety of approaches for the suppression of Interference problems, in particular co-channel interference interference, known.

Bei dem sogenannten MIMO-Ansatz (multi input multi output) werden eine Mehrzahl von N Empfangsantennen verwendet. Wird lediglich ein Nutzsignal vorausgesetzt, lassen sich über diesen Ansatz N – 1 Störsignale anderer Funksender aus dem empfangenen Signal herausrechnen. Nachteilig an dem MIMO-Ansatz ist der mit dem Ansatz verbundene hohe Aufwand; neben der aufwändigen Basisband-Signalverarbeitung werden N Empfangsantennen sowie N unabhängige Hochfrequenzempfänger benötigt.at become the so-called MIMO approach (multi input multi output) a Used a plurality of N receiving antennas. Will only be a useful signal provided, can be over this approach N - 1 noise calculate another radio transmitter out of the received signal. adversely the MIMO approach involves the high cost of the approach; next to the elaborate Baseband signal processing requires N receive antennas as well as N independent radio frequency receivers.

In ähnlicher Weise wird auch bei dem MUD-Ansatz (multi user detection) eine Mehrzahl von N Empfangsantennen verwendet. Bei diesem Ansatz werden für jede Empfangsantenne das Nutzsignal und das Störsignal gleichzeitig detektiert. Sind die Empfangsdaten für das Nutzsignal und für das Störsignal bekannt, so kann man anschließend das Störsignal vom Nutzsignal subtrahieren. Problematisch bei diesem Ansatz ist, dass die Schätzung des Störsignals und damit der Ansatz als solcher sehr fehleranfällig sind. Ursächlich hierfür ist, dass im Allgemeinen bei der Schätzung der Kanalimpulsantwort für das Störsignal nicht auf Trainingssequenzen zurückgegriffen werden kann und deshalb die Kanalimpulsantwort mit einem blinden Ansatz bestimmt werden muss, d. h. über einen sogenannten entscheidungsgetriebenen Ansatz (decision-directed).In similar Way is also in the MUD approach (multi user detection) a plurality of N receiving antennas used. In this approach, for each receiving antenna the useful signal and the interference signal detected simultaneously. Are the received data for the useful signal and for the interfering signal known, so you can afterwards the interfering signal subtract from the payload. The problem with this approach is that the estimate of the interference signal and thus the approach as such is very error prone. The reason for this is that generally at the estimate the channel impulse response for the interfering signal not resorted to training sequences can and therefore the channel impulse response with a blind Approach must be determined, d. H. via a so-called decision-driven Approach (decision-directed).

Aus dem druckschriftlich veröffentlichten Vortrag „A comparison of Interference Rejection and Multiuser Detection", C. Tidestav et al., RVK'99, Radiovetenskap och Kommunikation Karlskrona, Schweden, 14.–17. Juni, 1999, ist bekannt, aus einem Empfangssignal x einer einzigen Antenne durch eine Signalverarbeitung zwei Signale x_i zu generieren, wobei die Signale x_i genau zwei virtuellen Empfängern oder Antennen zugeordnet werden können. Dadurch erhöht sich die Anzahl der Empfänger oder Antennen um den Faktor 2. Beispielsweise kann wie in 1a dargestellt der Realteil eines empfangenen Signals x dem Signal x₁ einer ersten virtuellen Antenne zugeordnet werden, während der Imaginärteil des empfangenen Signals x dem Signal x₂ einer zweiten virtuellen Antenne zugeordnet wird. Alternativ ist es denkbar, dem Signal x₁ der ersten virtuellen Antenne das empfangene Signal x zuzuordnen, während dem Signal x₂ der zweiten virtuellen Antenne das konjungiert komplexe Empfangssignal zugeordnet wird (vgl. 1b). Außerdem können die Signale x_i der virtuellen Antenne auch dadurch generiert werden, dass bei einem 2fach überabgetasteten Empfangssignal x die geradzahligen Abtastwerte dem Signal x₁ der ersten virtuellen Antenne zugeordnet werden, während die ungeradzahligen Abtastwerte dem Signal x₂ der zweiten virtuellen Antenne zugeordnet werden. In analoger Weise können aus einem n-fach überabgetasteten Signal bis zu n Signale n virtueller Antennen generiert werden. In 1c ist ein Ausführungsbeispiel bei 2facher Überabtastung dargestellt. Dabei wird das 2fach überabgetastete empfangene Signal x im unteren Pfad um einen Abtastwert verzögert. Anschließend werden die Signale beider Pfade in ihrer Abtastrate wieder halbiert. Bei einem 2fach überabgetasteten Emp fangssignal können die Signale x_i der beiden virtuellen Antennen auch dadurch generiert werden, dass dem Signal x_i der ersten virtuellen Antenne das empfangene Signal x zugeordnet wird, während dem Signal x₂ der zweiten virtuellen Antenne das um einen Abtastwert zeitlich verschobene Empfangssignal zugeordnet wird.From the printed publication "A Comparison of Interference Rejection and Multiuser Detection", C. Tidestav et al., RVK'99, Radiovetenskap och communication Karlskrona, Sweden, 14-17 June, 1999, is known from a received signal x To generate a single antenna by signal processing two signals x _i , wherein the signals x _i can be assigned to exactly two virtual receivers or antennas.This increases the number of receivers or antennas by a factor of 2. For example, as in 1a the real part of a received signal x is assigned to the signal x _{1 of} a first virtual antenna, while the imaginary part of the received signal x is assigned to the signal x _{2 of} a second virtual antenna. Alternatively, it is conceivable to assign the received signal x to the signal x _{1 of} the first virtual antenna, while the signal x _{2 of} the second virtual antenna is assigned the conjugate complex received signal (cf. 1b ). In addition, the signals x _{i of} the virtual antenna can also be generated by assigning the even-numbered samples to the x ₁ signal of the first virtual antenna in a 2 × oversampled received signal x, while assigning the odd-numbered samples to the x ₂ signal of the second virtual antenna. In analogously, up to n signals n of virtual antennas can be generated from an n-times oversampled signal. In 1c For example, an embodiment is shown at 2X oversampling. In this case, the 2-fold oversampled received signal x in the lower path is delayed by one sample. Subsequently, the signals of both paths are again halved in their sampling rate. With a 2-fold over-sampled Emp catch signal, the signals x _{i of} the two virtual antennas can also be generated by the signal x _{i of} the first virtual antenna, the received signal x is assigned, while the signal x _{2 of} the second virtual antenna, the time by one sample shifted received signal is assigned.

In der Druckschrift US 5,848,105 wird aus einem empfangenen Signal x, ähnlich wie vorstehend beschrieben, in einer Signalverarbeitung eine Mehrzahl von Signalen x_i in parallelen Zweigen zu erzeugt (vgl. 2). Aus einer Linearkombination der Signale x_i kann ein Signal s generiert werden, bei welchem die Interferenz-Störungen reduziert sind. Die Signale x_i werden beispielsweise durch eine jeweils unterschiedliche Frequenzverschiebung des empfangenen Signals x generiert. Alternativ wird zur Angabe der Signale x_i beispielsweise der Realteil- und der Imaginärteil des Empfangssignals x bestimmt.In the publication US 5,848,105 From a received signal x, similar to that described above, a plurality of signals x _{i are} generated in parallel branches in a signal processing (cf. 2 ). From a linear combination of the signals x _i , a signal s can be generated, in which the interference interference is reduced. The signals x _i are generated for example by a respective different frequency shift of the received signal x. Alternatively, for specifying the signals x _i, for example, the real part and the imaginary part of the received signal x are determined.

Aus der Druckschrift EP 1221780 B1 , welche für die Erfindung den nächstliegenden Stand der Technik bildet, ist ein weiteres Verfahren zur Unterdrückung von Interferenz-Störungen bekannt. Ausgangspunkt des Verfahrens ist, dass das empfangene Signal in erster Näherung aus einer Vektor-Addition eines Nutzsignal-Vektors und eines Interferenz-Signal-Vektors zusammengesetzt ist, wobei beide Vektoren im Allgemeinen in unterschiedliche Richtungen weisen. Bei dem Verfahren wird das komplexwertige Empfangssignal zunächst über ein FIR-Filter (finite impulse response) gefiltert. Anschließend wird das gefilterte Signal auf eine Richtung in der komplexen Ebene projiziert. Das resultierende projizierte Signal weist bei geeigneter Wahl der Projektionsrichtung eine geringere Interferenz-Störung als das ursprüngliche Empfangssignal auf. Nachteilig an diesem Ansatz ist der damit verbundene hohe Implementierungsaufwand, da das FIR-Filter aufgrund des komplexwertigen Eingangssignals mit komplexen Multiplizieren arbeitet. Eine komplexe Multiplikation umfasst dabei 4 reelle Multiplikationen oder alternativ 3 reelle Multiplikationen und anschließend 3 reelle Additionen.From the publication EP 1221780 B1 , which forms the closest prior art for the invention, a further method for the suppression of interference interference is known. The starting point of the method is that the received signal is composed to a first approximation of a vector addition of a useful signal vector and an interference signal vector, wherein both vectors are pointing in different directions in general. In the method, the complex-valued received signal is first filtered via a finite impulse response (FIR) filter. Subsequently, the filtered signal is projected onto a direction in the complex plane. The resulting projected signal, with a suitable choice of the direction of projection on a lower interference interference than the original received signal. A disadvantage of this approach is the associated high implementation effort, since the FIR filter works due to the complex-valued input signal with complex multiplication. A complex multiplication comprises 4 real multiplications or alternatively 3 real multiplications and then 3 real additions.

Von Vorteil bei dem Ansatz ist, dass bei der Verwendung von einer Mehrzahl von N Empfangsantennen, wobei in diesem Fall N Filterungen und N Projektionen notwendig sind, insgesamt 2·N – 1 Störsignale unterdrückt werden können.From Advantage of the approach is that when using a plurality of N receive antennas, in which case N filters and N projections are necessary, a total of 2 · N - 1 interference signals repressed can be.

Ausgehend von der den nächstliegenden Stand der Technik bildenden Druckschrift EP 1221780 B1 ist es Aufgabe der Erfindung, eine digitale Störfilteranordnung für einen Mobilfunkempfänger zur Unterdrückung einer Interferenz-Störung anzugeben, welche gegenüber dem im nächstliegenden Stand der Technik beschriebenen Ansatz einen reduzierten Implementierungsaufwand aufweist. Ferner ist es Aufgabe der Erfindung, einen die digitale Störfilteranordnung umfassenden Mobilfunkempfänger anzugeben.Starting from the closest prior art forming document EP 1221780 B1 It is an object of the invention to provide a digital interference filter arrangement for a mobile radio receiver for suppressing interference interference, which compared to the approach described in the closest prior art has a reduced implementation effort. It is a further object of the invention to provide a mobile radio receiver comprising the digital interference filter arrangement.

EP 1 221 780 B1 offenbart ein Verfahren zur Interferenz-Unterdrückung, bei dem ein DFE-Entzerrer vorgesehen ist. Den Feedforward-Filtern des DFE-Entzerrers sind Projektionsmittel nachgeschaltet, welche die Filterausgangssignale in Abhängigkeit von der Modulationsform projizieren. EP 1 221 780 B1 discloses a method of interference suppression in which a DFE equalizer is provided. The feedforward filters of the DFE equalizer are followed by projection means, which project the filter output signals in dependence on the modulation form.

Die der Erfindung zugrunde liegenden Aufgabenstellungen werden durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst.The The problems underlying the invention are by the characteristics of the independent claims solved.

Die erfindungsgemäße digitale Störfilteranordnung für einen Mobilfunkempfänger gemäß Anspruch 1 dient der Unterdrückung einer Interferenz-Störung, insbesondere einer Gleichkanal-Interferenz-Störung, in einem empfangenen komplexwertigen Signal. Die erfindungsgemäße Störfilteranordnung umfasst eine Mehrzahl von Störfiltern, welche jeweils ein Teilfilter der Störfilteranordnung darstellen. Ferner ist ein Verzögerungsmittel vorgesehen, welches die einzelnen Teilfilter verzögert zueinander mit dem komplexwertigen empfangenen Signal ansteuert. Darüber hinaus umfasst die erfindungsgemäße Störfilter anordnung ein Summationsmittel, welches die einzelnen Ausgangssignale der Teilfilter überlagert. Jedes der Störfilter umfasst einen Phasenschieber, welcher das empfangene komplexwertige Signal entgegennimmt und in Abhängigkeit von der Interferenz-Störung die Phase des komplexwertigen Signals um einen bestimmten Phasenwinkel verschiebt. Ferner ist in jedem Störfilter ein Projektionsmittel vorgesehen, welches das phasenverschobene Signal auf eine erste Richtung in der komplexen Ebene projiziert.The inventive digital noise filter for one pager according to claim 1 is for suppression an interference disorder, in particular a co-channel interference interference, in a received complex-valued signal. The interference filter arrangement according to the invention includes a plurality of noise filters, which each represent a sub-filter of the Störfilteranordnung. Further, a delay means provided, which delays the individual sub-filter with each other the complex-valued received signal drives. Furthermore comprises the interference filter arrangement according to the invention a summation means, which the individual output signals of Subfilter overlaid. Each of the noise filters comprises a phase shifter which receives the received complex valued one Receives signal and depending from the interference disorder the phase of the complex-valued signal by a certain phase angle shifts. Further, in each noise filter is a projection means provided which the phase-shifted signal to a first Direction projected in the complex plane.

Erfindungsgemäß ist den jeweiligen Projektionsmitteln in den Teilfiltern jeweils ein FIR-Filter nachgeschaltet. Beispielsweise eignet sich hierfür ein FIR-Filter zweiter Ordnung.According to the invention is the respective projection means in the sub-filters each followed by a FIR filter. For example, this is a suitable Second-order FIR filter.

Aufgabe der FIR-Filter ist es, sowohl die durch die Verzögerungselemente hervorgerufenen Verzögerungen ausgangsseitig der Projektionsmittel feiner einzustellen als auch den Frequenzgang des Übertragungskanals zu kompensieren.task the FIR filter is both the delays caused by the delay elements On the output side of the projection means fine tune as well the frequency response of the transmission channel to compensate.

Der digitalen Störfilteranordnung liegt der Gedanke zugrunde, dass statt eines aufwändigen, ein komplexes Eingangsignal verarbeitenden FIR-Filters mit einer Mehrzahl von komplexwertigen Filterkoeffizienten, welches wie in der Druckschrift EP 1221780 B1 einem Projektionsmittel vorgeschaltet ist, bereits ein vergleichsweise einfach aufgebauter Phasenschieber einem Projektionsmittel vorgeschaltet werden kann, um eine Unterdrückung der Interferenz-Störung in einem empfangenen Signal zu gewährleisten. Dabei muss die Interferenz-Störung nicht vollständig unterdrückt werden. Es genügt, wenn das SINR (signal to interference and noise ratio) erhöht wird.The digital Störfilteranordnung is based on the idea that instead of a complex, a complex input signal processing FIR filter having a plurality of complex-valued filter coefficients, which as in the document EP 1221780 B1 preceded by a projection means, already a comparatively simply constructed phase shifter can be connected upstream of a projection means in order to ensure a suppression of interference interference in a received signal. In this case, the interference interference does not have to be completely suppressed. It is sufficient if the SINR (signal to interference and noise ratio) is increased.

Zur Schätzung des für die Interferenz-Unterdrückung optimalen Phasenwinkels kann eine gesendete Trainingssequenz in dem projizierten Signal mit der empfangsseitig abgespeicherten Trainingssequenz verglichen werden. Der optimale Phasenwinkel liegt beispielsweise dann vor, wenn der Erwartungswert des Quadrats des Fehlers zwischen beiden Sequenzen minimal ist.to estimate of for the interference suppression optimal phase angle can be a sent training sequence in the projected signal with the receiving side stored training sequence be compared. The optimum phase angle is, for example then before, if the expected value of the square of the error between both sequences is minimal.

In diesem Fall handelt es sich um einen MMSE-Schätzer (minimum mean square error).In this case is an MMSE (minimum mean square error) estimator.

Prinzipiell wäre es auch denkbar, in äquivalenter Weise statt eines Phasenschiebers und eines Projektionsmittels mit fester Projektionsrichtung ein Projektionsmittel mit einstellbarer Projektionsrichtung zu verwenden.in principle would it be also conceivable, in equivalent Way instead of a phase shifter and a projection means with fixed projection direction a projection means with adjustable Projection direction to use.

Vorzugsweise verschiebt der Phasenschieber das komplexwertige Signal um einen bestimmten Phasenwinkel derart, dass die Interferenz-Störung des phasenverschobenen Signals im Wesentlichen in eine zweite Richtung in der komplexen Ebene weist, wobei die zweite Richtung orthogonal zu der ersten Richtung ist. In diesem Fall wird bei der Projektion auf die erste Richtung die Interferenz-Störung unterdrückt. Im Idealfall kann sogar die Interferenz-Störung vollständig aus dem empfangenen Signal entfernt werden, während der Nutzsignal-Anteil das erfindungsgemäße Filter (mit reduzierter Amplitude) passiert.Preferably the phase shifter shifts the complex-valued signal by one certain phase angle such that the interference interference of the phase shifted signal substantially in a second direction points in the complex plane, the second direction being orthogonal to the first direction. In this case, in the projection in the first direction the interference interference is suppressed. in the Ideally, even the interference interference can be completely eliminated from the received signal be removed while the payload share that inventive filter (with reduced amplitude) happens.

Alternativ wäre es denkbar, das komplexwertige Signal derart um einen bestimmten Phasenwinkel zu verschieben, dass der Nutzsignal-Anteil des phasenverschobenen Signals in die erste Richtung weist. In diesem Fall würde durch die Projektion auf die erste Richtung der Nutzsignal-Anteil im Wesentlichen ohne Dämpfung das erfindungsgemäße Filter passieren, während die Interferenz-Störung in ihrer Amplitude reduziert würde. Auch in diesem Fall würde das SINR erhöht.alternative would it be conceivable, the complex-valued signal in such a way by a certain phase angle shift that of the payload portion of the phase-shifted Signal points in the first direction. In this case would be through the projection on the first direction of the useful signal portion substantially without damping pass the filter according to the invention, while the interference disorder would be reduced in amplitude. Also in this case would the SINR increases.

Prinzipiell sind auch Phasenwinkel denkbar, die zwischen den beiden vorstehend genannten Alternativen liegen.in principle also phase angles are conceivable, which are between the two above mentioned alternatives.

Vorzugsweise sind die erste Richtung die Realteil- oder Imaginärteilachse und das Projektionsmittel ein Realteil- bzw. Imaginärteilbildner. Da komplexwertige Signale typischerweise in einem Mobilfunkempfänger als zwei getrennte Signale, nämlich als I-Signal (in phase; entspricht dem Realteil) und als Q-Signal (quadrature phase; entspricht dem Imaginärteil), übertragen werden, wird ein Realteilbildner oder ein Imaginärteilbildner als Projektionsmittel in einfacher Weise dadurch realisiert, dass ein Signalanteil (d. h. das Q-Signal bei dem Realteilbildner bzw. das I-Signal bei dem Imaginärteilbildner) weggelassen wird.Preferably The first direction is the real part or imaginary part axis and the projection means is a real part imaginary part. As complex-valued signals typically in a mobile radio receiver as two separate signals, namely as I-signal (in phase, corresponds to the real part) and as Q-signal (quadrature phase; corresponds to the imaginary part), transferred Become a real-time contributor or an imaginary contributor as a projection tool realized in a simple manner by a signal component (i.e. H. the Q signal in the real divisor and the I signal in the Imaginärteilbildner) is omitted.

Die zusätzliche Entzerrungsfunktionalität eines wie im Stand der Technik dem Projektionsmittel vorgeschalteten FIR-Filters wird von dem dem Projektionsmittel nachgeschalteten FIR-Filter übernommen. Dies bietet im Fall einer Projektion auf die Realteil- oder Imaginärteilachse den Vorteil, dass das Eingangsignal des dem Projektionsmittel nachgeschalteten Filters lediglich einen Real- bzw. Imaginärteil aufweist. Das dem Projektionsmittel nachgeschaltete Filter muss daher nicht als komplexes Filter zur Verarbeitung eines komplexen Eingangssignals realisiert werden. Aufgrund der Realisierung als FIR-Filter können statt komplexer Multiplizierer einfache reelle Multiplizierer und statt Speicherelemente zur Speicherung komplexer Größen Speicherelemente zur Speicherung reeller Größen verwendet werden. Dadurch sinkt der Implementierungsaufwand erheblich.The additional equalization functionality one as in the prior art, the projection means upstream FIR filter is followed by that of the projection means downstream Adopted FIR filter. This offers, in the case of a projection onto the real part or imaginary part axis the advantage that the input signal of the projection means downstream Filters only has a real or imaginary part. The projection device Downstream filter therefore does not have to be used as a complex filter Processing of a complex input signal can be realized. Due to the realization as an FIR filter, instead of complex multipliers simple real multipliers and instead of storage elements for storage complex sizes memory elements used to store real sizes become. This reduces the implementation effort considerably.

Vorzugsweise ist der Phasenschieber als ein digitaler komplexer Multiplizierer zur Multiplikation zweier komplexer Größen realisiert. Der Phasenschieber kann dann in einfacher Weise lediglich über einen einzigen komplexen Parameter, d. h. (a + j·b) in kartesischer Darstellung oder c·e^jφ in Polar-Darstellung, oder einen einzigen reellen Parameter φ gesteuert werden, wobei φ die Phasenverschiebung beschreibt.Preferably, the phase shifter is implemented as a digital complex multiplier for multiplying two complex quantities. The phase shifter can then be controlled in a simple manner only via a single complex parameter, ie (a + j * b) in Cartesian representation or c * e ^jφ in polar representation, or a single real parameter φ, where φ describes the phase shift.

Die erfindungsgemäße Störfilteranordnung ist gegenüber einem einfachen Störfilter vorzuziehen, wenn der Übertragungskanal aufgrund von Reflektionen eine Mehrwegecharakteristik aufweist. Jedem Ausbreitungsweg, d. h. jedem Signalecho, wird dabei ein eigener Teilfilter zugeordnet, wobei die Phasenwinkel der einzelnen Teilfilter unabhängig voneinander einstell bar sind. Damit ist es möglich, für jeden Ausbreitungsweg individuell die Interferenz-Störung in dem jeweiligen Signalecho zu unterdrücken. Außerdem ermöglicht eine derartige Störfilteranordnung ähnlich einem Feedforward-FIR-Filter eine Entzerrung des Kanals. Die einzelnen Teilfilter entsprechen den Abgriffen (Taps) eines derartigen FIR-Filters.The inventive Störfilteranordnung is across from a simple noise filter preferable if the transmission channel has a multipath characteristic due to reflections. Each propagation path, d. H. every signal echo becomes its own Subfilter associated with the phase angle of each sub-filter independently of each other are adjustable bar. This makes it possible for each Propagation individually the interference interference in the respective signal echo to suppress. Furthermore allows Such a noise filter arrangement similar to one Feedforward FIR filters equalize the channel. The single ones Partial filters correspond to the taps of such an FIR filter.

Vorteilhafterweise umfasst das Verzögerungsmittel – wie bei einem FIR-Filter – eine Kette von Verzögerungselementen, wobei der Eingang des ersten Verzögerungselements mit dem Eingang des ersten Teilfilters und jeweils der Ausgang der übrigen Verzögerungselemente mit jeweils einem Eingang der übrigen Teilfilter verbunden sind. Da das Eingangssignal komplexwertig ist, sind auch die Verzögerungselemente zur Verzögerung komplexwertiger Signale ausgelegt, d. h. typischerweise umfasst ein derartiges Verzögerungselement zwei einzelne Teilelemente zur Verzögerung des I- und des Q-Anteils des Empfangssignals, wobei die Teilelemente durch eine von der Signalauflösung abhängige Mehrzahl von Flipflops realisiert werden.Advantageously, the delay means comprises a chain, as in an FIR filter of delay elements, wherein the input of the first delay element with the input of the first sub-filter and in each case the output of the other delay elements are each connected to an input of the remaining sub-filter. Since the input signal is complex-valued, the delay elements are also designed to delay complex-valued signals, ie typically such a delay element comprises two individual sub-elements for delaying the I and Q components of the received signal, the sub-elements being controlled by a signal-resolution-dependent plurality of flip-flops will be realized.

Die Verzögerung eines einzigen Verzögerungselements kann dabei dem Symboltakt entsprechen oder auch kürzer als der Symboltakt sein.The delay a single delay element can correspond to the symbol clock or shorter than be the symbol clock.

Prinzipiell wäre es auch denkbar, jeweils in den Teilfiltern statt des FIR-Filters einen Multiplizierer vorzusehen. Darüber hinaus könnte die Multiplikation eines derartigen Multiplizierers mit der Multiplikation des vorzugsweise als Multiplizierer realisierten Phasenschiebers kombiniert werden, so dass in jedem Teilfilter nur ein Multiplizierer notwendig wäre, nämlich der als Phasenschieber arbeitende Multiplizierer.in principle would it be also conceivable, in each case in the sub-filters instead of the FIR filter one Provide multiplier. About that out could the multiplication of such a multiplier by the multiplication of preferably combined as a multiplier realized phase shifter so that in each subfilter only one multiplier is necessary would be, namely the as a phase shifter working multiplier.

Der erfindungsgemäße Mobilfunkempfänger umfasst eine erfindungsgemäße digitale Störfilteranordnung.Of the Mobile radio receiver according to the invention comprises a digital invention Noise filter.

Vorteilhafterweise ist in dem Mobilfunkempfänger der Störfilteranordnung ein Filter nachgeschaltet, welches der Kompensation einer durch ein sendeseitiges modulationsspezifisches Pulsformungsfilter (beispielweise ein Gauß-Filter bei einer GMSK-Modulation) hervorgerufenen Signalverzerrung dient.advantageously, is in the mobile receiver the Störfilteranordnung a filter downstream, which of the compensation of a a transmit-side modulation-specific pulse shaping filter (for example a Gaussian filter when a GMSK modulation) caused signal distortion.

Durch das Vorsehen eines nachgeschalteten Filters verringert sich der Gesamtaufwand bei gleicher Güte der Gesamtentzerrung. Ursächlich hierfür ist, dass die Verzerrung durch das Pulsformungsfilter a priori bekannt ist. Die Entzerrung dieses Einflusses kann also aus der Störfilteranordnung extrahiert werden und mittels des nachgeschalteten Filters erfolgen, wobei in diesem Fall die Koeffizienten des nachgeschalteten Filters fest sind.By the provision of a downstream filter reduces the Total effort with the same quality the total equalization. causal this is, that the distortion by the pulse shaping filter a priori known is. The equalization of this influence can therefore from the Störfilteranordnung be extracted and done by means of the downstream filter, in which case, the coefficients of the downstream filter are firm.

Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform umfasst der Mobilfunkempfänger einen ersten Schätzer zur Schätzung eines oder mehrerer Parameter zur Einstellung der digitalen Störfilteranordnung. Bei den Parametern handelt es sich typischerweise um den bzw. die Phasenwinkel und um die übrigen Filterkoeffizienten der Störfilteranordnung.According to one advantageous embodiment the mobile receiver a first estimator for estimation one or more parameters for setting the digital noise filter arrangement. The parameters are typically the one or the other Phase angle and around the rest Filter coefficients of the Störfilteranordnung.

Für den ersten Schätzer eignet sich insbesondere ein MMSE-Schätzer (minimum mean square error), bei welchem der mittlere Fehler (MSE) der Schätzung minimiert wird. Der MSE ist hierbei als Erwartungswert der quadrierten Differenz zwischen dem tatsächlichen Datensymbol und dem entzerrten Datensymbol definiert. Der erste Schätzer kann iterativ nach dem LMS-Algorithmus (least mean square) oder dem RLS-Algorithmus (recursive least squares) ausgestaltet sein. Statt eines MMSE-Schätzers wäre auch ein Zero-Forcing-basierter Schätzer denkbar.For the first valuer In particular, an MMSE estimator is suitable (minimum mean square error) at which the mean error (MSE) the estimate is minimized. The MSE is hereby the expected value of the squared ones Difference between the actual Data symbol and the equalized data symbol. The first valuer can be iterative according to the LMS algorithm (least mean square) or the RLS algorithm (recursive least squares) designed be. Instead of an MMSE estimator would be too a zero-forcing-based estimator conceivable.

Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform des erfindungsgemäßen Mobilfunkempfängers umfasst der Mobilfunkempfänger einen ersten Speicher zur Speicherung einer ersten Trainingssequenz, welche zur Kanalschätzung verwendet wird. Dabei beruht die Funktion des ersten Schätzers auf einem Vergleich eines im Empfangspfad ausgangsseitig der Störfilteranordnung auftretenden Messsignals mit der in dem ersten Speicher abgespeicherten ersten Trainingssequenz oder einem von der ersten Trainingssequenz abhängigen Referenzsignal. Für den Vergleich werden typischerweise Kovarianzmatrizen zwischen den beiden Vergleichssignalen gebildet.According to one advantageous embodiment of the The invention relates to a mobile radio receiver according to the invention the mobile receiver a first memory for storing a first training sequence, which for channel estimation is used. The function of the first estimator is based on this a comparison of a receiving path in the output side of the Störfilteranordnung occurring measuring signal with the stored in the first memory first training sequence or one of the first training sequence dependent Reference signal. For The comparison will typically be covariance matrices between the formed two comparison signals.

Es ist von Vorteil, wenn der Mobilfunkempfänger ferner einen Trellis-basierten Entzerrer, insbesondere einen ML-Viterbi-Entzerrer oder einen MAP-Entzerrer, umfasst, welcher im Empfangspfad ausgangsseitig der Störfilteranordnung angeordnet ist.It is advantageous if the mobile radio receiver also a trellis-based Equalizer, in particular an ML-Viterbi equalizer or a MAP equalizer, includes, which in the receiving path on the output side of the Störfilteranordnung is arranged.

Vorteilhafterweise ist in diesem Fall der erste Schätzer derart ausgestaltet, dass dieser in einer gemeinsamen Schätzung neben den Parametern zur Einstellung der digitalen Störfilteranordnung ferner Parameter des Übertragungskanals bestimmt. Die Parameter des Übertragungskanals werden in dem Trellis-basierten Entzerrer zur Bestimmung der Übergangsmetriken benötigt.advantageously, is the first estimator in this case designed in such a way that this in addition to a common estimate the parameters for setting the digital Störfilteranordnung further parameters the transmission channel certainly. The parameters of the transmission channel are used in the trellis-based equalizer to determine the transition metrics needed.

Es ist von Vorteil, wenn die Interferenz-Unterdrückung mittels der Störfilteranordnung in dem Empfangspfad des Mobilfunkempfängers selektiv in Abhängigkeit des Pegels der Interferenz-Störung aktivierbar oder deaktivierbar ist.It is advantageous if the interference suppression by means of the Störfilteranordnung in the receiving path of the mobile radio receiver selectively in dependence the level of interference interference can be activated or deactivated.

Für den Fall, dass kein oder nur ein sehr schwaches Interferenz-Störsignal vorliegt, kann durch die Interferenz-Unterdrückung über die Störfilteranordnung eine Verschlechterung des Nutzsignals auftreten. Für diesen Fall sollte die Funktion der Interferenz-Unterdrückung in dem Empfängerpfad deaktivierbar sein.In the case, that no or only a very weak interference interference signal is present, by the interference suppression on the Störfilteranordnung a deterioration the useful signal occur. For In this case, the function of interference suppression should be in the receiver path be deactivated.

Zur Steuerung der Aktivierung oder Deaktivierung der Interferenz-Unterdrückung kann der Pegel des Störsignals direkt gemessen werden. Beispielsweise kann dazu der zu der ersten Richtung orthogonale Signalanteil des phasenverschobenen Signals betrachtet werden.to Control of the activation or deactivation of the interference suppression can the level of the interfering signal be measured directly. For example, to the first direction considered orthogonal signal component of the phase-shifted signal become.

Es ist jedoch nicht zwingend notwendig, den Pegel direkt zu bestimmen. Beispielsweise kann die Steuerung der Aktivierung oder Deaktivierung auch über einen Vergleich der Empfangsqualität mit und ohne Interferenz-Unterdrückung durchgeführt werden.It However, it is not absolutely necessary to determine the level directly. For example, the controller may be activating or deactivating also over a comparison of the reception quality can be performed with and without interference suppression.

Zur selektiven Aktivierung und Deaktivierung der Interferenz-Unterdrückung umfasst der Mobilfunkempfänger neben der Störfilteranordnung ein zweites Filter. In diesem Fall werden selektiv entweder die Störfilteranordnung oder das zweite Filter in den Empfangspfad des Mobilfunkempfängers geschaltet. Die Auswahl des in den Empfangspfad geschalteten Filters kann beispielsweise burstweise erfolgen.to selective activation and deactivation of interference suppression the mobile receiver in addition to the Störfilteranordnung a second filter. In this case, either the noise filter or the second filter is switched to the receive path of the mobile radio receiver. The selection of the filter connected in the reception path can be, for example burstwise.

Vorteilhafterweise handelt es sich bei dem zweiten Filter um ein Allpass-Filter, welches einen minimalphasigen Gesamtkanal gewährleistet. In Kombination mit einem nachgeschalteten ML-Viterbi- oder MAP-Entzerrer werden in diesem Fall optimale Detektionsergebnisse erzielt.advantageously, the second filter is an all pass filter which ensures a minimal phase overall channel. In combination with a downstream ML-Viterbi or MAP equalizers will be optimal detection results in this case achieved.

Bei Verwendung eines zweiten Filters ist es von Vorteil, dass der Mobilfunkempfänger neben dem ersten Schätzer einen zweiten Schätzer zur Schätzung von einem oder mehreren Parametern zur Einstellung des zweiten Filters umfasst. Dabei sind die beiden Schätzer so ausgestaltet, dass diese jeweils ein für die Güte der Schätzung charakteristisches Fehlersignal ausgeben, beispielsweise jeweils den MSE der Schätzung. Der Mobilfunkempfänger ist so ausgestaltet, dass in Abhängigkeit der beiden Fehlersignale entweder die Störfilteranordnung oder das zweite Filter in den Empfangspfad des Mobilfunkempfängers geschaltet werden. Ist beispielsweise der MSE des ersten Schätzers kleiner als der MSE des zweiten Schätzers, so wird die Störfilteranordnung in den Empfangspfad geschaltet, an dernfalls wird das zweite Filter in den Empfangspfad geschaltet.at Using a second filter, it is advantageous that the mobile receiver in addition to the first estimator a second estimator for estimation one or more parameters for setting the second filter includes. The two estimators are designed in such a way that each one for the goodness the estimate output characteristic error signal, for example, the respective MSE of the estimate. The mobile receiver is designed so that depending the two error signals either the Störfilteranordnung or the second Filters are switched in the receive path of the mobile radio receiver. is for example, the MSE of the first estimator is less than the MSE of the second estimator, so will the Störfilteranordnung switched to the receive path, otherwise the second filter switched to the receive path.

Nach einer dazu alternativen vorteilhaften Ausführungsform umfasst der Mobilfunkempfänger einen zweiten Speicher zur Speicherung einer zweiten Trainingssequenz und einen dritten Schätzer zur Bestimmung von Parametern des Übertragungskanals. Der Schätzer basiert auf einem Vergleich eines im Empfangspfad eingangsseitig der Störfilteranordnung auftretenden Signals mit der in dem zweiten Speicher abgespeicherten zweiten Trainingssequenz oder einem von der zweiten Trainingssequenz abhängigen Signal. Ferner generiert der dritte Schätzer ein von dem Vergleich abhängiges Fehlersignal, beispielsweise ein MSE-Signal. Der Mobilfunkempfänger ist so ausgestaltet, dass die Unterdrückung einer Interferenz-Störung mittels der Störfilteranordnung in dem Empfangspfad des Mobilfunkempfängers in Abhängigkeit des Fehlersignals aktiviert oder deaktiviert wird.To an alternative advantageous embodiment, the mobile radio receiver comprises a second memory for storing a second training sequence and a third estimator for determining parameters of the transmission channel. The estimator is based on a comparison of an input path in the receiving path of the Störfilteranordnung occurring signal with the stored in the second memory second training sequence or one of the second training sequence dependent Signal. Further, the third estimator generates one of the comparison dependent Error signal, for example an MSE signal. The mobile receiver is designed so that the suppression of interference interference means the Störfilteranordnung in the receive path of the mobile radio receiver in dependence the error signal is activated or deactivated.

Für den Fall, dass der Pegel der Interferenz-Störung groß ist, weist das Spektrum des Fehlersignals Linien auf, während im Fall einer vernachlässigbaren Interferenz-Störung das Spektrum des Fehlersignals dem von weißem Rauschen entspricht. Anhand dieser unterschiedlichen spektralen Charakteristik kann entschieden werden, ob die Interferenz-Unterdrückung aktiviert oder deaktiviert werden sollte.In the case, That the level of interference interference is large, the spectrum of the Error signal lines up while in the case of a negligible Interference Disorder the spectrum of the error signal corresponds to that of white noise. Based This different spectral characteristic can be decided whether the interference suppression is activated or should be disabled.

Für den Fall, dass ein erster Speicher vorgesehen ist, entspricht im Allgemeinen der zweite Speicher dem ersten Speicher, d. h. lediglich ein Speicher ist zur Speicherung einer Trainingssequenz vorgesehen. In diesem Fall entspricht auch die zweite Trainingssequenz der ersten Trainingssequenz.In the case, that a first memory is provided corresponds generally the second memory is the first memory, d. H. only a memory is provided for storing a training sequence. In this case also corresponds to the second training sequence of the first training sequence.

Nach einer vorteilhaften Ausführungsform umfasst der Mobilfunkempfänger eine Mehrzahl physikalischer Antennen oder eine Mehrzahl virtueller Antennen. Die Empfangspfade der Antennen umfassen dabei jeweils eine erfindungsgemäße Störfilteranord nung. Durch Erhöhung der Anzahl der Antennen kann die Anzahl der unterdruckbaren Interferenz-Signale erhöht werden, insbesondere können mit N Antennen 2·N – 1 separate Störsignale unterdrückt werden.To an advantageous embodiment the mobile receiver a plurality of physical antennas or a plurality of virtual antennas. The receiving paths of the antennas each comprise an inventive Störfilteranord voltage. By increase The number of antennas can be the number of negative printable interference signals elevated in particular, can with N antennas 2 · N - 1 separate noise repressed become.

Zur Erzeugung mehrerer Empfangssignale mehrerer virtueller Antennen können die bereits zum Stand der Technik beschriebenen Ausführungsformen der Signalverarbeitung des von der physikalischen Antenne empfangenen Signals eingesetzt werden.to Generation of multiple receive signals from multiple virtual antennas can the embodiments already described in the prior art the signal processing of the received from the physical antenna Signals are used.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.Further advantageous embodiments of the invention are specified in the subclaims.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand mehrerer Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert; in diesen zeigen:The Invention will now be described with reference to several embodiments with reference to the drawings closer explains; in these show:

1a eine erste Schaltung zur Erzeugung von Empfangssignalen x₁ und x₂ zweier virtueller Antennen; 1a a first circuit for generating received signals x ₁ and x _{2 of} two virtual antennas;

1b eine zweite Schaltung zur Erzeugung von Empfangssignalen x₁ und x₂ zweier virtueller Antennen; 1b a second circuit for generating received signals x ₁ and x _{2 of} two virtual antennas;

1c eine dritte Schaltung zur Erzeugung von Empfangssignalen x₁ und x₂ zweier virtueller Antennen; 1c a third circuit for generating received signals x ₁ and x _{2 of} two virtual antennas;

2 ein Störfilter zur Interferenz-Unterdrückung nach dem Stand der Technik; 2 a noise filter for interference suppression according to the prior art;

3a ein erstes Beispiel eines Störfilters; 3a a first example of a noise filter;

3b ein Signaldiagramm zur Veranschaulichung der Funktionsweise der Interferenz-Unterdrückung; 3b a signal diagram illustrating the operation of the interference suppression;

4 ein zweites Beispiel eines Störfilters; 4 a second example of a noise filter;

5 ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Störfilteranordnung; 5 a first embodiment of a Störfilteranordnung invention;

6 ein Implementierungsbeispiel der in 5 dargestellten erfindungsgemäßen Störfilteranordnung; 6 an implementation example of the in 5 illustrated Störfilteranordnung invention;

7 einen Teilausschnitt eines ersten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Mobilfunkempfängers; 7 a partial section of a first embodiment of a mobile radio receiver according to the invention;

8 einen Teilausschnitt eines zweiten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Mobilfunkempfängers; und 8th a partial section of a second embodiment of a mobile radio receiver according to the invention; and

9 einen Teilausschnitt eines dritten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Mobilfunkempfängers. 9 a partial section of a third embodiment of a mobile radio receiver according to the invention.

In den nachfolgenden Figuren sind komplexe Signale und Signalleitungen durch dicke Linien gekennzeichnet, während reelle Signale und Signalleitungen mit dünnen Linien dargestellt sind.In The following figures are complex signals and signal lines characterized by thick lines, while real signals and signal lines with thin ones Lines are shown.

In 3a ist ein erstes Beispiel eines Störfilters dargestellt. Ein empfangenes komplexwertiges Signal x mit einer Interferenz-Störung wird einem Phasenschieber 1 zugeführt, welcher die Phase des Signals x um einen bestimmten Phasenwinkel β verschiebt. Dazu ist der Phasenschieber 1 als komplexer Multiplizierer ausgeführt, wobei dieser eine komplexe Multiplikation des Empfangssignals x mit dem komplexen Wert e^–jβ durchführt. Von dem Ausgangssignal x' des Multiplizerers 1 wird in einem Realteilbildner 2, welcher als Projektionsmittel im Sinne der Anmeldung fungiert, der Realteil gebildet. Ein Realteilbildner 2 besteht im Allgemeinen lediglich darin, den Q-Anteil des Signals x' wegzulassen und den I-Anteil des Signals x' als Signal s weiterzuführen. Das Signal s ist also ein reelles Signal (durch eine dünne Linie angedeutet). In dem Signal s ist die Interferenz-Störung bei geeigneter Wahl des Phasenwinkels β teilweise oder gar vollständig unterdrückt. Ein wie in 3a dargestelltes einfa ches Störfilter ohne Kanalentzerrung ist im Allgemeinen bei denjenigen Applikationen ausreichend, bei denen die Funkreichweite erheblich kleiner als die Wellenlänge eines Symbols ist (beispielsweise bei einer Symbolrate von 1 MSymbols/s und einer Reichweite von 10 m), da sich Reflektionen eines Symbols empfangsseitig lediglich mit demselben Symbol überlagern. Das Auftreten von ISI (intersymbol interference) kann in solchen Fällen ausgeschlossen werden.In 3a a first example of a noise filter is shown. A received complex signal x with interference interference becomes a phase shifter 1 supplied, which shifts the phase of the signal x by a certain phase angle β. This is the phase shifter 1 as a complex multiplier, which performs a complex multiplication of the received signal x with the complex value e ^-jβ . From the output signal x 'of the multiplier 1 will be in a real-life educator 2 , which acts as a projection means in the sense of the application, the real part formed. A real people contributor 2 In general, it consists only in omitting the Q component of the signal x 'and continuing the I component of the signal x' as the signal s. The signal s is thus a real signal (indicated by a thin line). In the signal s, the interference interference with a suitable choice of the phase angle β is partially or completely suppressed. A like in 3a The simple interference filter without channel equalization shown is generally sufficient for those applications where the radio range is considerably smaller than the wavelength of a symbol (for example at a symbol rate of 1 MSymbols / s and a range of 10 m), since reflections of a symbol are received overlay only with the same symbol. The occurrence of ISI (intersymbol interference) can be excluded in such cases.

Der Phasenschieber 1 und der Realteilbildner 2 können auch verallgemeinert als Polarisationseinheit abstrahiert werden, wobei die Polarisationseinheit bewirkt, dass die Interferenz-Störung i in dem Signal x so transformiert wird, dass die transformierte Interferenz-Störung i' orthogonal zu der Polarisationsrichtung des Ausgangssignals s der Polarisationseinheit steht.The phase shifter 1 and the real-part creator 2 can also be abstracted in a generalized manner as a polarization unit, the polarization unit causing the interference interference i in the signal x to be transformed in such a way that the transformed interference interference i 'is orthogonal to the polarization direction of the output signal s of the polarization unit.

Zur Veranschaulichung der Funktionsweise der Interferenz-Unterdrückung sind in 3b die einzelnen Signale aus 3a in der komplexen Ebene dargestellt. Das empfangene Signal x kann unter idealisierten Bedingungen (nur ein Interferenz-Störsignal, kein Phasenrauschen etc.) in einen Nutzsignal-Anteil n und eine Interferenz-Störung i zerlegt werden. Das Signal x wird um den Phasenwinkel β gedreht, so dass ein phasenverschobenes Signal x' gebildet wird. Das phasenverschobene Signal x' lässt sich wieder in einen Nutzsignal-Anteil n' und in eine Interferenz-Störung i' zerlegen. Der Phasenwinkel β wird so gewählt, dass die Interferenz-Störung i' nach der Phasendrehung idealerweise in Richtung der Imaginärteilachse weist, d. h. orthogonal zur Projektionsrichtung. Wird das phasenverschobene Signal x' anschließend mittels des Realteilbildners 2 auf die Realteilachse projiziert, ist das projizierte Signal s = Re{x'} idealerweise von der Interferenz-Störung befreit.To illustrate the operation of the interference suppression are in 3b the individual signals 3a represented in the complex plane. The received signal x can be decomposed under idealized conditions (only an interfering noise signal, no phase noise, etc.) into a useful signal component n and an interference interference i. The signal x is rotated by the phase angle β, so that a phase-shifted signal x 'is formed. The phase-shifted signal x 'can be broken down again into a useful signal component n' and into an interference interference i '. The phase angle β is chosen so that the interference interference i 'after the phase rotation ideally points in the direction of the imaginary part axis, ie orthogonal to the projection direction. If the phase-shifted signal x 'then by means of the Realteilbildners 2 projected onto the real-part axis, the projected signal s = Re {x '} is ideally freed from interference interference.

In 4 ist ein zweites Beispiel des Störfilters dargestellt. Mit gleichen Bezugszeichen versehene Signale und Schaltungsteile in 3b und 4 entsprechen einander. Bei dem zweiten Beispiel wird das projizierte Signal s einer zusätzlichen Filterung in einem dem Realteilbildner 2 nachgeschalteten, adaptiven oder festen Filter 3 unterzogen, wobei ein gefiltertes Signal s' erzeugt wird. Dabei dient das Filter 3 der Signal-Entzerrung, insbesondere zur Entzerrung einer durch ein sendeseitiges Pulsformungsfilter (Root-Raised-Cosine-Pulsformungsfilter) hervorgerufenen ISI.In 4 a second example of the noise filter is shown. With the same reference numerals provided signals and circuit parts in 3b and 4 correspond to each other. In the second example, the projected signal s becomes additional filtering in a real divisor 2 downstream, adaptive or fixed filter 3 subjected to a filtered signal s' is generated. The filter is used 3 the signal equalization, in particular for the equalization of an ISI caused by a transmitting-side pulse-shaping filter (root-raised-cosine pulse-shaping filter).

5 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Störfilteranordnung, welche eine Mehrzahl von Störfiltern als Teilfilter umfasst. Jedes der Störfilter umfasst einen Phasenschieber 1.i, einen Realteilbildner 2.i und ein FIR-Filter 3.i. Das empfangene komplexwertige Signal x passiert zunächst eine Kette von Verzögerungselementen 4.i. Die Verzögerungen der Verzögerungselemente 4.i können dabei der zu erwartenden Symboldauer („baud spaced") oder einem Bruchteil der Symboldauer („fractionally spaced"), z. B. ½ oder ¼, entsprechen. 5 shows a first embodiment of a noise filter arrangement according to the invention, which comprises a plurality of noise filters as a sub-filter. Each of the noise filters includes a phase shifter 1.i , a real-life contributor 2.i and a FIR filter 3.i , The received complex-valued signal x first passes a chain of delay elements 4.i , The delays of the delay elements 4.i may be the expected symbol duration ("baud spaced") or a fraction of the symbol duration ("fractionally spaced"), z. B. ½ or ¼.

Liegt im ersten Fall an dem Ausgang des rechten Verzögerungselements 4.2 ein Symbol an, so ergeben sich am Ausgang des ersten Verzögerungselements 4.1 die Summe der um einen Abtasttakt verzögerten Echos und am Eingang des ersten Verzögerungselements 4.1 die Summe der um 2 Abtastzeitpunkte verzögerten Echos. An den Abgriffen der Verzögerungskette sind jeweils einzelne Störfilter als Teilfilter angeordnet. Die einzelnen Störfilter umfassen jeweils eine Polarisationseinheit mit jeweils einem Multiplizierer 1.i und einem Realteilbildner 2.i, wobei die Phasenwinkel β_i der Multiplizierer 1.i unabhängig voneinander wählbar sind. In jeder Polarisationseinheit wird der Phasenwinkel β_i individuell so eingestellt, dass der Interferenz-Störanteil jedes der Signale x_i jeweils orthogonal zur Projektionsrichtung liegt. Die Phasenwinkel β_i sind also durch die Echos eines Interferenz-Störsignals bestimmt. Die einzelnen FIR-Filter 3.i dienen dazu, sowohl die durch die Verzögerungselemente 4.i hervorgerufenen Verzöge rungen im Nachhinein feiner einzustellen als auch den Frequenzgang des Übertragungskanals zu kompensieren. An den Ausgängen der Teilfilter wird die Energie der frühen Signale als auch der Echos mittels einer Mehrzahl von Addierern 5.i aufsummiert. Das so aufsummierte Signal bildet das Ausgangssignal s'' der Störfilteranordnung.Is in the first case at the output of the right delay element 4.2 a symbol, so arise at the output of the first delay element 4.1 the sum of the echoes delayed by one sample clock and the input of the first delay element 4.1 the sum of the delayed by 2 sampling time echoes. At the taps of the delay chain individual noise filters are arranged as a sub-filter. The individual noise filters each comprise a polarization unit, each with a multiplier 1.i and a real-life educator 2.i , wherein the phase angle β _{i of} the multiplier 1.i are independently selectable. In each polarization unit, the phase angle β _{i is set} individually such that the interference interference component of each of the signals x _i is orthogonal to the projection direction. The phase angles β _i are therefore determined by the echoes of an interference interference signal. The individual FIR filters 3.i serve both by the delay elements 4.i delayed delays subsequently set finer as well as to compensate for the frequency response of the transmission channel. At the outputs of the sub-filters, the energy of the early signals as well as the echoes by means of a plurality of adders 5.i summed up. The summed signal forms the output signal s "of the noise filter arrangement.

Die Länge der Kette von Verzögerungselementen 4.i ist an die zu erwartenden Echolaufzeiten des Übertragungskanals angepasst. Dem Übertragungskanal liegt dabei ein Kanalmodell zugrunde (z. B. Typical Urban oder Hilly Terrain), bei dem die zu erwartenden Echolaufzeiten bekannt sind.The length of the chain of delay elements 4.i is adapted to the expected echo propagation times of the transmission channel. The transmission channel is based on a channel model (eg typical urban or hilly terrain) in which the expected echo propagation times are known.

Eine wie in 5 dargestellte Störfilteranordnung ist gegenüber den einfachen in 3b und 4 dargestellten Störfiltern für diejenigen Applikationen vorteilhaft, bei denen die Funkreichweite größer als die Wellenlänge eines Symbols ist. In diesem Fall überlagern sich im Empfänger die Reflektionen eines Symbols mit anderen Symbolen, so dass ISI auftritt. Die in 5 dargestellte Störfilteranordnung führt eine Kanalentzerrung zur Kompensation des ISI durch. Gleichzeitig werden in der Störfilteranordnung sowohl ein Interferenz-Störsignal als auch die Echos desselben Interferenz-Störsignals unterdrückt. In dem Ausgangssignal s'' der Störfilteranordnung sind somit sowohl die Verzerrungen aufgrund des Übertragungskanals als auch der Einfluss aufgrund von Interferenz-Störungen reduziert oder gar vollständig unterdrückt.A like in 5 illustrated Störfilteranordnung is compared to the simple in 3b and 4 shown interference filters advantageous for those applications in which the radio range is greater than the wavelength of a symbol. In this case, the reflections of a symbol overlap other symbols in the receiver, so that ISI occurs. In the 5 illustrated Störfilteranordnung performs a channel equalization to compensate for the ISI. At the same time, both an interference interference signal and the echoes of the same interference interference signal are suppressed in the interference filter arrangement. Both the distortions due to the transmission channel and the influence due to interference interference are thus reduced or even completely suppressed in the output signal s "of the interference filter arrangement.

Zur Verbesserung der Kanalentzerrung ist es optional außerdem denkbar, ausgangsseitig der Störfilteranordnung zusätzlich einen Decision-Feedback-Equalizer (DFE) zu schalten.to It is also possible to improve channel equalization. on the output side of the Störfilteranordnung additionally to turn on a Decision Feedback Equalizer (DFE).

Im Zusammenhang mit der in 5 offenbarten Filteranordnung wäre es auch möglich, die Polarisationseinheit in anderer Weise als durch einen Phasenschieber und ein Projektionsmittel zu implementieren, beispielsweise durch eine Projektion mit variabler Drehrichtung. Der wesentliche Gedanke der in 5 dargestellten Filteranordnung ist, dass eine Mehrzahl verzögert angesteuerter Polarisationseinheiten verwendet wird, wodurch ein Interferenz-Störsignal als auch die Echos desselben Interferenz-Störsignals unterdrückt werden können.In connection with in 5 It would also be possible to implement the polarization unit other than by a phase shifter and a projection means, for example by means of a variable direction projection. The essential thought of in 5 The filter arrangement shown is that a plurality of delayed-driven polarization units is used, whereby an interference noise signal and the echoes of the same interference noise signal can be suppressed.

Die in 5 dargestellte Filteranordnung kann auch als tomographisches Filter bezeichnet werden.In the 5 shown filter assembly may also be referred to as a tomographic filter.

In 6 ist ein Implementierungsbeispiel der in 5 dargestellten erfindungsgemäßen Störfilteranordnung dargestellt. Mit gleichen Bezugszeichen versehene Signale und Schaltungsteile in 5 und 6 entsprechen einander. Die FIR-Filter 3.i sind in 6 als FIR-Filter 2. Ordnung implementiert worden. Hierbei weisen das erste FIR-Filter 3.1 die drei Filterkoeffizienten N₀, N₁ und N₂, das zweite FIR-Filter 3.2 die drei Filterkoeffizienten N₃, N₄ und N₅ sowie das dritte FIR-Filter 3.3 die drei Filterkoeffizienten N₆, N₇ und N₈ auf. Aufgrund der jeweils den drei FIR-Filtern 3.i vorgeschalteten Realteilbildner 2.i können die FIR-Filter 3.i als reelle FIR-Filter sowohl mit reellen Eingangssignalen als auch mit reellen Filterkoeffizienten implementiert werden.In 6 is an implementation example of the in 5 represented inventive Störfilteranordnung illustrated. With the same reference numerals provided signals and circuit parts in 5 and 6 correspond to each other. The FIR filters 3.i are in 6 as a FIR filter 2 , Order has been implemented. This is the first FIR filter 3.1 the three filter coefficients N ₀ , N ₁ and N ₂ , the second FIR filter 3.2 the three filter coefficients N ₃ , N ₄ and N ₅ and the third FIR filter 3.3 the three filter coefficients N ₆ , N ₇ and N ₈ on. Because of each of the three FIR filters 3.i upstream Realteilbildner 2.i can use the FIR filters 3.i be implemented as real FIR filters with both real input and real filter coefficients.

Im Sinne der Anmeldung wäre es denkbar, für die FIR-Filter 3.i jeweils Multiplizierer zu verwenden; in jedem Teilfilter könnte darüber hinaus ein derartiger Multiplizierer auch mit dem jeweiligen Phasenschieber 1.i zu einem einzigen Multiplizierer kombiniert werden. Bei gleicher Leistungsfähigkeit einer derartigen Störfilteranordnung gegenüber einer Störfilteranordnung mit FIR-Filtern 3.i 2. Ordnung wären jedoch mehr Verzögerungselemente 4.i und damit mehr Teilfilter notwendig.For the purposes of the application, it would be conceivable for the FIR filter 3.i to use each multiplier; In addition, in each sub-filter, such a multiplier could also be used with the respective phase shifter 1.i combined into a single multiplier. With the same performance of such a noise filter arrangement over a noise filter arrangement with FIR filters 3.i 2nd order, however, would be more delay elements 4.i and therefore more sub-filters necessary.

Sowohl die Phasenwinkel β_i als auch die Filterkoeffizienten N_i sind grundsätzlich variabel und von den momentanen Kanalverhältnissen abhängig, d. h. diese Parameter müssen mittels eines Schätzers während des Betriebs ermittelt werden.Both the phase angles β _i and the filter coefficients N _i are basically variable and dependent on the instantaneous channel ratios, ie these parameters must be determined by means of an estimator during operation.

Zur Verringerung des Aufwands bei der Parameter-Schätzung kann ein zusätzliches Filter mit festen Filterkoeffizienten vorgesehen werden, welches einer wie vorstehend beschriebenen Störfilteranordnung vorgeschaltet ist. Dieses zusätzliche Filter wird in diesem Fall zur Kompensation einer zeitlich konstanten und bereits a priori bekannten Kanal-Verzerrung verwendet, welche beispielsweise durch das sendeseitige Pulsformungsfilter hervorgerufen werden kann. Dadurch verringert sich der Aufwand für die vorgeschaltete Störfilteranordnung bei gleicher Güte der Gesamtentzerrung.to Reducing the effort in parameter estimation can be an additional Filters are provided with fixed filter coefficients, which preceded by a Störfilteranordnung as described above is. This additional Filter is in this case to compensate for a time constant and already a priori known channel distortion used which for example, caused by the transmission-side pulse shaping filter can be. This reduces the effort for the upstream noise filter at the same grade the total equalization.

Es wäre alternativ zur Unterstützung unterschiedlicher Modulationsverfahren möglich, bereits abgespeicherte feste Filterkoeffizienten in das zusätzliche Filter in Abhängigkeit des gewählten Modulationsverfahrens zu laden.It would be possible, alternatively, to support different modulation schemes, already stored fixed filter coefficients in the additional filter depending on the selected modulation method to load.

In 7 ist ein Teilausschnitt eines Ausführungsbeispiels eines ersten erfindungsgemäßen Mobilfunkempfängers dargestellt. Bei dem Mobilfunkempfänger handelt es sich vorzugsweise um einen GSM-Mobilfunkempfänger (Global System for Mobile Communications). GSM-Systeme arbeiten mit einer binären GMSK-Modulation (gaussian minimum shift keying), welche zur Gruppe der CPFSK-Modulation (continuous phase frequency phase shift keying) mit kontinuierlicher Phase gehört. Bei der GMSK-Modulation können im Gegensatz zu der binären BPSK-Modulation, welche nur 2 Phasenzustände aufweist, zu den Symbolzeitpunkten t = k·T (mit dem Zeitindex k und der Symboldauer T) auf dem Einheitskreis insgesamt 4 Phasenzustände (φ = {0°, 90°, 180°, 270°}) auftreten. Da die GMSK-Modulation ein binäres Modulationsverfahren darstellt, sind jedoch lediglich 2 Übergänge von einem Symbol zu dem zeitlich nachfolgenden Symbol möglich.In 7 is a partial section of an embodiment of a first mobile radio receiver according to the invention shown. The mobile radio receiver is preferably a GSM mobile radio receiver (Global System for Mobile Communications). GSM systems use a binary GMSK modulation (gaussian minimum shift keying), which belongs to the group of continuous phase phase shift phase (CPFSK) modulation with continuous phase. In the GMSK modulation, in contrast to the binary BPSK modulation, which has only 2 phase states, at the symbol time points t = k · T (with the time index k and the symbol duration T) on the unit circle a total of 4 phase states (φ = {0 °, 90 °, 180 °, 270 °}). Since the GMSK modulation is a binary modulation method, however, only two transitions from one symbol to the chronologically succeeding symbol are possible.

CPFSK-modulierte Signale, insbesondere GMSK-modulierte Signale, lassen sich durch eine Linearisierung, wie in der Veröffentlichung „Exact and approximate construction of digial phase modulations by superposition of amplitude modulated pulses", Pierre Laurent, IEEE Transactions on Communications, Vol. 34, No. 2, Februar 1986, beschrieben, näherungsweise als Pulsamplituden-modulierte Signale darstellen.CPFSK modulated Signals, in particular GMSK-modulated signals, can be passed through a linearization, as in the publication "Exact and approximate construction of digital phase modulations by superposition of amplitude modulated pulses ", Pierre Laurent, IEEE Transactions on Communications, Vol. 2, February 1986, approximately represent as pulse amplitude modulated signals.

Nach der Mischung (nicht dargestellt) des empfangenen Signals ins Basisband wird das Basisbandsignal zur Vereinfachung der nachfolgenden Signalverarbeitung mittels einer Derotation (nicht dargestellt) in ein komplexwertiges BPSK-Signal x ge wandelt. Die Derotation entspricht der Multiplikation mit dem Ausdruck e^–jπ/2·k. Das derartig derotierte Signal x wird von einer erfindungsgemäßen Störfilteranordnung 6 (beispielsweise gemäß 5 oder 6) entgegengenommen. Prinzipiell könnte jedoch auch ein einfaches erfindungsgemäßes Störfilter gemäß 3a oder 4 verwendet werden. Das Ausgangssignal der Störfilteranordnung 6 wird in ein optionales FIR-Filter 7 mit den Filterkoeffizienten r_i gespeist. Das optionale FIR-Filter 7 dient der Entzerrung des Einflusses der sendeseitigen Pulsformung und ist – wie vorstehend beschrieben – als Filter mit festen Koeffizienten r_i implementiert. Das Ausgangssignal y des FIR-Filters 7 wird anschließend in einen ML-Viterbi-Entzerrer 8 gespeist. Dieser liefert ausgangsseitig die geschätzten Sendesymbole ŝ.After the mixture (not shown) of the received signal into the baseband, the baseband signal to simplify the subsequent signal processing by means of a derotation (not shown) into a complex BPSK signal x ge converted. The derotation corresponds to the multiplication by the expression e ^{-jπ / 2 · k} . The thus derotated signal x is from a Störfilteranordnung invention 6 (for example according to 5 or 6 ) received. In principle, however, could also be a simple inventive Störfilter according to 3a or 4 be used. The output signal of the noise filter arrangement 6 becomes an optional FIR filter 7 fed with the filter coefficients r _i . The optional FIR filter 7 is used to equalize the influence of the transmitting side pulse shaping and is - as described above - implemented as a filter with fixed coefficients r _i . The output signal y of the FIR filter 7 then becomes an ML-Viterbi equalizer 8th fed. On the output side, this supplies the estimated transmission symbols ŝ.

Ferner ist ein gemeinsamer Parameter-Optimierer 9 vorgesehen, welcher sowohl der Angabe der geschätzten Filter-Parameter N ^_i und β ^_i der Filteranordnung 6 als auch der geschätzten Kanalparameter ĉ_i bzw. ĝ_i für den Viterbi-Entzerrer 8 dient. Zur Bestimmung der geschätzten Parameter N ^_i, β ^_i, ĉ_i wird eine im Empfänger abgespeicherte Trainingssequenz t zunächst mit einer Impulsantwort Σg_i in einem Filter 10 gefaltet. Die Impulsantwort Σg_i lässt sich untergliedern in eine angenommene Impulsantwort Σc_i des Luftkanals und eine a priori bekannte Impulsantwort Σq_i, beispielsweise die Impulsantwort eines sendeseitigen Gaußfilters (s. Fall 1 unten). Zur Faltung mit der Impulsantwort Σc_i des Luftkanals ist ein Filter 11 mit variablen Filterkoeffizienten c_i vorgesehen. Zur Faltung mit der Impulsantwort Σq_i ist ein Filter 12 mit festen Filterkoeffizienten q_i vorgesehen. Die mit der Impulsantwort Σg_i gefaltete Trainingssequenz und die in dem Signal y enthaltene empfangene Trainingssequenz bilden die Eingangssignale eines MMSE-Schätzers 13, welcher in einer gemeinsamen Schätzung die geschätzten Parameter N ^_i, β ^_i, ĉ_i ermittelt. Dazu wird das Quadrat des Differenzsignals e zwischen der gefalteten Trainingssequenz und dem Signal y minimiert.Furthermore, a common parameter optimizer 9 provided, which both the specification of the estimated filter parameters N ^ _i and β ^ _{i of} the filter arrangement 6 and the estimated channel parameters ĉ _i and ĝ _i, respectively, for the Viterbi equalizer 8th serves. In order to determine the estimated parameters N _i , β _i , _i , a training sequence t stored in the receiver is first subjected to an impulse response Σg _i in a filter 10 folded. The impulse response Σg _i can be subdivided into an assumed impulse response Σc _{i of} the air channel and an impulse response Σq _i known a priori, for example the impulse response of a transmission-side Gaussian filter (see case 1 below). The convolution with the impulse response Σc _{i of} the air channel is a filter 11 provided with variable filter coefficients c _i . For convolution with the impulse response Σq _i is a filter 12 provided with fixed filter coefficients q _i . The training sequence folded with the impulse response Σg _i and the received training sequence contained in the signal y form the input signals of an MMSE estimator 13 which determines in a common estimation the estimated parameters N ^ _i , β ^ _i , ĉ _i . For this purpose, the square of the difference signal e between the folded training sequence and the signal y is minimized.

Zusätzlich können statt der Trainingssequenz t auch ausgangsseitig entschiedene Datensymbole ŝ zur Parameterschätzung verwendet werden, wie dies in 7 angedeutet ist.In addition, instead of the training sequence t, data symbols ŝ decided on the output side can also be used for parameter estimation, as described in FIG 7 is indicated.

Für die in 7 dargestellten Filter 7 sowie 12 und 14 mit den Filterkoeffizienten r_i bzw. q_i gilt folgende Beziehung: qi = c0,i*ri (1) For the in 7 represented filter 7 such as 12 and 14 with the filter coefficients r _i or q _{i the} following relationship applies: q i = c 0, i * r i (1)

Dabei stellen die Werte c_0,i die Koeffizienten des linearisierten Gauß-Impulses dar, während der Operator „*" die Faltung bezeichnet. Hierbei sind 3 verschiedene Implementierungsmöglichkeiten für den Mobilfunkempfänger zu unterscheiden:

1. Das Filter 7 fällt bei der Implementierung des Empfängers weg. Die Filterkoeffizienten q_i der Filter 12 und 14 entsprechen den Koeffizienten c_0,i, d. h. die Filter 12 und 14 stellen Gauß-Filter dar.
2. Die Filter 12 und 14 fallen bei der Implementierung des Empfängers weg. Die Filterkoeffizienten r_i des Filters 7 sind invers zu den Koeffizienten c_0,i, d. h. das Filter 7 ist ein inverses Gauß-Filter.
3. Im allgemeinen Fall werden sowohl die Filter 12 und 14 sowie das Filter 7 bei der Implementierung des Mobilfunkempfängers vorgesehen. Für die Koeffizienten q_i und r_i der Filter 12 und 14 bzw. 7 muss dann Gleichung 1 erfüllt sein.

The values c _{0, i represent} the coefficients of the linearized Gaussian pulse, while the operator "*" designates the convolution, whereby three different implementation options for the mobile radio receiver can be distinguished:

1. The filter 7 falls away when implementing the receiver. The filter coefficients q _{i of} the filters 12 and 14 correspond to the coefficients c _{0, i} , ie the filters 12 and 14 represent Gaussian filters.
2. The filters 12 and 14 fall away when implementing the receiver. The filter coefficients r _{i of} the filter 7 are inverse to the coefficients c _{0, i} , ie the filter 7 is an inverse Gaussian filter.
3. In the general case, both the filters 12 and 14 as well as the filter 7 provided in the implementation of the mobile radio receiver. For the coefficients q _i and r _i the filter 12 and 14 respectively. 7 then equation 1 must be satisfied.

In 8 ist ein Teilausschnitt eines zweiten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Mobilfunkempfängers dargestellt. Mit gleichen Bezugszeichen versehene Signale und Schaltungsteile in 7 und 8 entsprechen einander. Optional können die in 7 dargestellten Filter 7 und/oder 14 ergänzt werden. Der in 8 dargestellte Mobilfunkemp fänger unterscheidet sich von dem in 7 dargestellten Mobilfunkempfänger im Wesentlichen dadurch, dass die Störfilteranordnung 6 selektiv im Empfangspfad aktivierbar oder deaktivierbar ist. Motivation hierfür ist, dass die Filteranordnung 6 unter Umständen eine Signalverschlechterung verursacht, wenn der Pegel der Interferenz-Störung sehr gering ist. Wird jedoch in derartigen Fällen statt einer erfindungsgemäßen Störfilteranordnung ein alternatives Filter 21, insbesondere ein Allpass-Filter, im Empfangspfad vorgesehen, kann eine Signalverschlechterung verhindert werden.In 8th is a partial section of a second embodiment of a mobile radio receiver according to the invention shown. With the same reference numerals provided signals and circuit parts in 7 and 8th correspond to each other. Optionally, the in 7 represented filter 7 and or 14 be supplemented. The in 8th Mobilfunkempfänger shown differs from that in 7 is set mobile radio receiver essentially in that the Störfilteranordnung 6 selectively activatable or deactivatable in the receive path. Motivation for this is that the filter arrangement 6 may cause signal degradation if the level of interference interference is very low. However, in such cases, instead of a Störfilteranordnung invention an alternative filter 21 , In particular, an all-pass filter, provided in the receiving path, a signal deterioration can be prevented.

Zur Filter-Selektion umfasst der Mobilfunkempfänger ein Vorfilter 20, in welchem wahlweise über einen Demultiplexer und einen Multiplexer (nicht dargestellt) entweder die Störfilteranordnung 6 oder ein Allpass-Filter 21 in den Empfangspfad geschaltet werden. Dabei wird die Störfilteranordnung 6 dann in den Empfangspfad geschaltet, wenn der Pegel der Interferenz-Störung groß ist, während das Allpass-Filter 21 in den Empfangspfad geschaltet wird, wenn der Pegel der Interferenz-Störung gering ist. Die Filterauswahl wird über ein Auswahl-Signal sel gesteuert. Ferner sind zwei gemeinsame Optimierer 9 und 22 vorgesehen, wobei der erste gemeinsame Optimierer 9 die geschätzten Parameter N ^_i, β ^_i der Störfilteranordnung 6 und der zweite gemeinsame Optimierer den geschätzten Parameter p ^ des Allpass-Filters 21 bestimmt. Ferner bestimmt der erste Optimierer 9 die Kanalparameter ĝ_T,i für den Fall, dass die Störfilteranordnung 6 in den Empfangspfad geschaltet ist. Auf analoge Weise bestimmt der zweite Optimierer 22 die Kanalparameter ĝ_A,i für den Fall, dass das Allpass-Filter 21 in den Empfangspfad geschaltet ist. Außerdem generieren beide Optimierer 9 und 22 jeweils ein Fehlersignal f_T bzw. f_A, welches die Güte der jeweiligen Schätzung angibt (typischerweise der MSE).For filter selection, the mobile radio receiver comprises a pre-filter 20 in which optionally via a demultiplexer and a multiplexer (not shown) either the Störfilteranordnung 6 or an all-pass filter 21 be switched to the receive path. In this case, the Störfilteranordnung 6 then switched to receive path when the level of interference interference is large while the allpass filter 21 is switched to the receive path when the level of interference interference is low. The filter selection is controlled by a selection signal sel. Furthermore, there are two common optimizers 9 and 22 provided, the first common optimizer 9 the estimated parameters N ^ _i , β ^ _{i of} the noise filter arrangement 6 and the second common optimizer the estimated parameter p ^ of the all-pass filter 21 certainly. Further, the first optimizer determines 9 the channel parameters ĝ _{T, i} in the event that the Störfilteranordnung 6 is switched to the receive path. In an analogous way, the second optimizer determines 22 the channel parameters ĝ _{A, i} in the event that the allpass filter 21 is switched to the receive path. In addition, both generate optimizers 9 and 22 each an error signal f _T or f _A , which indicates the quality of the respective estimate (typically the MSE).

Zur Selektion eines der Filter 6 oder 21 werden die Fehlersignale f_T bzw. f_A dadurch bestimmt, dass in einem ersten Testfall die Störfilteranordnung 6 in den Empfangspfad und anschließend in einem zweiten Testfall das Allpass-Filter 21 in den Empfangspfad geschaltet werden. Gilt für die Fehlersignale f_T und f_A der beiden Optimierer 9 bzw. 22, dass der Schätzfehler des ersten Optimierers 9 kleiner als der Schätzfehler des zweiten Optimierers 22 ist, so wird für den anschließenden Datenempfang die Störfilteranordnung 6 in den Empfangspfad geschaltet. Andernfalls wird das Allpass-Filter 21 in den Empfangspfad geschaltet. Die Auswahl der Fehlersignale f_T und f_A übernimmt ein Entscheider 23, welcher das Auswahl-Signal sel generiert. Die vorstehend beschriebene Filter-Selektion kann beispielsweise burstweise erfolgen.To select one of the filters 6 or 21 the error signals f _T and f _A are determined by the fact that in a first test case the Störfilteranordnung 6 in the receive path and then in a second test case the all-pass filter 21 be switched to the receive path. Applies to the error signals f _T and f _{A of} the two optimizers 9 respectively. 22 that the estimation error of the first optimizer 9 less than the estimation error of the second optimizer 22 is, then for the subsequent data reception, the Störfilteranordnung 6 switched to the receive path. Otherwise, the all-pass filter becomes 21 switched to the receive path. The selection of the error signals f _T and f _A takes over a decision maker 23 which generates the selection signal sel. The filter selection described above can be carried out, for example, burstwise.

In Abhängigkeit des Auswahl-Signals sel werden ferner über einen Multiplexer dem Viterbi-Entzerrer 8 entweder die bei Betrieb der Störfilteranordnung 6 gültigen Kanalparameter ĝ_T,i oder die bei Betrieb des Allpass-Filters 21 gültigen Kanalparameter ĝ_A,i zugeführt.Depending on the selection signal sel, the Viterbi equalizer is also provided via a multiplexer 8th either the operation of the Störfilteranordnung 6 valid channel parameters ĝ _{T, i} or when operating the all-pass filter 21 valid channel parameters ĝ _{A, i} supplied.

In 9 ist ein Teilausschnitt eines dritten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Mobilfunkempfängers dargestellt. Mit gleichen Bezugszeichen versehene Signale und Schaltungsteile in 8 und 9 entsprechen einander. Vorstehende Aussagen zu dem in 8 dargestellten Mobilfunkempfänger gelten grundsätzlich auch für den in 9 dargestellten Mobilfunkempfänger, obschon zur Vereinfachung der Darstellung mehrere Schaltungsteile in 9 nicht dargestellt worden sind. Der wesentliche Unterschied zwischen dem in 9 dargestellten Mobilfunkempfänger und dem in 8 dargestellten Mobilfunkempfänger ist, dass in 9 die Filter-Selektion nicht in Abhängigkeit der Fehlersignale f_T und f_A der Optimierer 9 bzw. 22 erfolgt, sondern in Abhängigkeit eines Fehlersignals innerhalb eines Kanalschätzers 24. Der Kanalschätzer 24 dient der Schätzung der Kanalparameter bei der initialen Synchronisation des Mobilfunkempfängers und ist unabhängig von der erfindungsgemäßen Realisierung des Empfangsfilters im Allgemeinen in jedem GSM-Mobilfunkempfänger standardmäßig vorgesehen.In 9 is a partial section of a third embodiment of a mobile radio receiver according to the invention shown. With the same reference numerals provided signals and circuit parts in 8th and 9 correspond to each other. The above statements to the in 8th In principle, mobile subscribers shown also apply to the in 9 shown mobile radio receiver, although to simplify the presentation of several circuit parts in 9 not shown. The main difference between the in 9 shown mobile radio receiver and the in 8th shown mobile radio receiver is that in 9 the filter selection does not depend on the error signals f _T and f _{A of} the optimizers 9 respectively. 22 takes place, but in response to an error signal within a channel estimator 24 , The channel estimator 24 serves the estimation of the channel parameters in the initial synchronization of the mobile radio receiver and is provided by default in each GSM mobile radio receiver, regardless of the implementation of the reception filter according to the invention in general.

Der Kanalschätzer 24 basiert auf einem Vergleich des empfangenen Signals x mit der in dem Speicher abgespeicherten Trainingssequenz t (unter Berücksichtigung einer optionalen Kanalfilterung). Dabei generiert der Kanalschätzer 24 intern ein von dem Vergleich abhängiges Fehlersignal, beispielsweise den MSE.The channel estimator 24 is based on a comparison of the received signal x with the training sequence t stored in the memory (taking into account an optional channel filtering). The channel estimator generates this 24 internally dependent on the comparison error signal, such as the MSE.

Für den Fall, dass der Pegel der Interferenz-Störung groß ist, weist das Spektrum des Fehlersignals Linien auf, während im Fall einer vernachlässigbaren Interferenz-Störung das Spektrum des Fehlersignals dem von weißem Rauschen entspricht. Anhand dieser unterschiedlichen spektralen Charakteristik kann entschieden werden, ob die Interferenz-Unterdrückung aktiviert oder deaktiviert werden sollte, d. h. ob gesteuert über das Auswahl-Signal sel die Störfilteranordnung 6 oder das Allpass-Filter 21 in den Empfangspfad geschaltet werden sollte.In the case where the level of interference interference is large, the spectrum of the error signal has lines, while in the case of negligible interference interference, the spectrum of the error signal corresponds to that of white noise. Based on these different spectral characteristics can be decided whether the interference suppression should be activated or deactivated, ie controlled by the selection signal sel the Störfilteranordnung 6 or the all-pass filter 21 should be switched to the receive path.

Claims

A digital radio interference filter arrangement for a mobile radio receiver for suppressing interference interference in a received complex-valued signal (x), comprising: - a plurality of digital noise filters as sub-filters, - a delay means ( 4.i ), which activates the individual sub-filters delayed with respect to each other with the complex-valued received signal (x), and - a summation means ( 5.i ), which superimposes the individual output signals of the sub-filters, the digital interference filters each comprising: A phase shifter ( 1.i ), which - receives the received complex-valued signal (x) and - shifts the phase of the complex-valued signal (x) by a certain phase angle (β _i ) in dependence on the interference disturbance, whereby a phase-shifted signal (x ') is generated, A projection means ( 2.i ) which - receives the phase-shifted signal (x ') and - projects the phase-shifted signal in a first direction in the complex plane, generating a projected signal (s), and - an FIR filter ( 3.i ), the projection means ( 2.i ) is connected downstream.

Digital Störfilteranordnung according to claim 1, characterized in that the delay means ( 4.i ) the individual sub-filter with the complex-valued received signal (x) in the symbol clock of the complex-valued received signal (x) with a delay to each other controls.

Digital Störfilteranordnung according to claim 1 or 2, characterized in that the phase shifter ( 1.i ) shifts the complex-valued signal (x) such that the interference disturbance of the phase-shifted signal (x ') is substantially in a second direction in the complex plane, the second direction being orthogonal to the first direction.

Digital interference filter arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that - the first direction is the real part or imaginary part axis and - the projection means ( 2.i ) is a real-part or imaginary sub-educator.

Digital Störfilteranordnung according to any one of the preceding claims, characterized in that the phase shifter ( 1.i ) is a digital multiplier for multiplying two complex quantities and the phase shifter ( 1.i ) is controlled only by a single complex or single real parameter.

Digital Störfilteranordnung according to any one of the preceding claims, characterized in that the delay means comprises a chain of delay elements ( 4.i ), wherein the input of the first delay element ( 4.1 ) with the input of the first sub-filter and in each case the output of the other delay elements ( 4.2 ) are each connected to an input of the remaining sub-filter.

Digital noise filter arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the FIR filter ( 3.i ) is a second-order FIR filter.

Mobile radio receiver which has a digital interference filter arrangement ( 6 ) according to any one of claims 1 to 7.

Mobile radio receiver according to claim 8, characterized by one of the digital interference filter arrangement ( 6 ) downstream filter ( 7 ) for compensating a signal distortion caused by a transmission-side modulation-specific pulse shaping filter.

Mobile radio receiver according to claim 8 or 9, characterized by a first estimator ( 13 ), in particular an MMSE estimator, for estimating one or more parameters (N ^ _i , β ^ _i ) for setting the digital noise filter arrangement ( 6 ).

Mobile radio receiver according to claim 10, characterized in that - the mobile radio receiver comprises a first memory for storing a first training sequence (t) and - the first estimator ( 13 ) on a comparison - one in the receiving path on the output side of the digital noise filter arrangement ( 6 ) occurring signal (y) with - based in the first memory first training sequence (t) or based on the first training sequence signal.

Mobile radio receiver according to one of claims 8 to 11, characterized in that the mobile radio receiver further comprises a trellis-based equalizer, in particular an ML Viterbi equalizer ( 8th ) or a MAP equalizer, which in the receiving path on the output side of the digital Störfilteranordnung ( 6 ) is arranged.

A mobile radio receiver according to claim 12 and any one of claims 10 or 11, characterized in that the first estimator ( 13 ) in a common estimation in addition to the parameters (N ^ _i ,

_i ) for setting the digital noise filter arrangement ( 6 ) further parameters (ĉ _i ; ĝ _i ) of the transmission channel for the trellis-based equalizer ( 8th ).

Mobile radio receiver according to one of claims 8 to 13, characterized in that the interference suppression means of the digital Störfilteranordnung ( 6 ) in the receiving path of the mobile radio receiver can be activated or deactivated selectively as a function of the level of interference interference.

Mobile radio receiver according to claim 14, characterized in that the mobile radio receiver in addition to the digital noise filter arrangement ( 6 ) a second filter, in particular an allpass filter ( 21 ), wherein selectively either the digital noise filter arrangement ( 6 ) or the second filter ( 21 ) are switched to the receive path of the mobile radio receiver.

Mobile radio receiver according to Claim 15 and either Claim 10 or one of Claims 11 to 15 referring back to Claim 10, characterized in that - the mobile radio receiver next to the first estimator ( 13 ; 9 ) a second estimator ( 22 ) for estimating one or more parameters (p ^) for setting the second filter ( 21 ), where both the first ( 13 ; 9 ) as well as the second estimator ( 22 ) Each have a characteristic for the quality of the estimation error signal (f _T f _A) output, and - (in dependence of the two error signals f _T f _A) either digital noise filter ( 6 ) or the second filter ( 21 ) are switched to the receive path of the mobile radio receiver.

Mobile radio receiver according to claim 14 or 15, characterized in that the mobile radio receiver - a second memory for storing a second training sequence (t) and - a third estimator ( 24 ) for determining parameters of the transmission channel, which on a comparison - one in the receiving path on the input side of the digital Störfilteranordnung ( 6 ) based signal (x) with - stored in the second memory second training sequence (t) or dependent on the second training sequence signal and generates a dependent on the comparison error signal comprises, wherein the interference suppression means of the digital Störfilteranordnung ( 6 ) is activated or deactivated in the receive path of the mobile radio receiver as a function of the error signal.

Mobile radio receiver according to one of claims 8 to 17, characterized in that the mobile radio receiver comprises a plurality of physical antennas or a plurality of virtual antennas, wherein each antenna is associated with a reception path and each reception path is a digital Störfilteranordnung ( 6 ) according to any one of claims 1 to 7.