CN208479465U - 一种轨道交通二次应急启动电源 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种轨道交通二次应急启动电源，包括输入电路、DSP、驱动电路、DC‑DC变换电路，其中所述DC‑DC变换电路包括第一变换器、第二变换器、第三变换器、第四变换器和第五变换器，第一变换器～第五变换器的初级采用串联方式输入且次级采用并联方式输出；驱动电路包括驱动芯片和驱动变压器。本发提供一种采用DSP实现PWM‑PFM双模式控制的轨道交通二次应急启动电源，其解决了传统技术存在功耗高、发热量大、效率低下与输入输出电压的应用范围比较窄的技术问题；本实用新型方法通过五路隔离且同幅度同频同相位的正电压信号分别驱动五个变换器电路，使控制回路和功率回路隔离。

Description

一种轨道交通二次应急启动电源

技术领域

本实用新型涉及电源设计技术领域，特别是涉及一种轨道交通应急启动电源领域。

背景技术

随着我国城市化的快速发展，机动车保有量持续增加，城市交通问题日益严峻。各种由机动车引发的城市道路拥堵、环境、安全等问题逐日凸显。城市轨道交通作为缓解城市交通问题的首选方案，逐渐被人们重视、接纳，成为大多数人出行的首选交通方式。进而，城市轨道交通的安全问题也成为人们关注的焦点。城市轨道交通供电系统是为城市轨道交通运营提供所需电能的系统，他不仅为城市轨道交通电动列车提供牵引用电，而且还为城市轨道交通运营服务的其他设备提供电能。在城市轨道交通的运营中，供电一旦中断不仅会造成轨道交通运输的瘫痪，而且还会危及乘客生命安全和造成财产的损失。因此，城市轨道交通安全运行是轨道交通运行的首要原则和目标。在供电系统发生故障时必须采取相应的技术措施，尽可能地缩小故障时间和影响范围，确保轨道交通的畅通无阻。由此轨道交通应急电源已被广泛使用。但是传统技术至少存在以下问题：

传统轨道交通应急电源采用双管正激或者双管反激高频开关电路拓扑实现，开关管电压应力很高，需要选取3000V以上高耐压功率器件，成本很高，采购周期极长；通常采用单只高频变压器隔离变换输出，输出功率偏小(300W左右)，同时变压器初次级绝缘很难处理，且热量集中；另外，传统应急电源通常使用纯硬件PWM单模调节，难以在宽的输入范围实现宽负载范围稳定输出。通常需要并接十几瓦的死负载才能实现稳定输出，空载发热量大，效率低下，额定输入输出时效率一般在70-80％左右，工作时温度机器偏高，可靠性低。

实用新型内容

本实用新型所要解决的技术问题是克服现有技术的缺陷，提供一种宽输入范围内宽负载的可靠高效率且稳定输出的轨道交通二次应急启动电源。

为解决上述技术问题，本实用新型采用以下技术方案：

一种轨道交通二次应急启动电源，其特征是，包括输入电路、DSP、驱动电路、DC-DC变换电路，其中所述DC-DC变换电路包括第一变换器1、第二变换器2、第三变换器3、第四变换器4和第五变换器5，所述第一变换器～第五变换器的初级采用串联方式输入且次级采用并联方式输出；所述驱动电路包括驱动芯片和驱动变压器T6，所述驱动芯片的输入引脚连接DSP的输出引脚，驱动芯片的输出引脚连接驱动变压器T6的原边，驱动变压器的副边转换成5路隔离且同幅度同频同相位的信号分别驱动第一变换器1～第五变换器5。

进一步地，所述第一变换器1、第二变换器2、第三变换器3、第四变换器4和第五变换器5是单端反激变换器。

进一步地，所述第一变换器1包括第一电容C1、第六电容C6、第一二极管D1、第一开关管Q1和第一变压器T1；

其中，所述第一变压器T1的初级第一端连接直流电源正向输入端101，所述第一变压器T1的初级第二端连接第一开关管Q1；

所述第一电容C1的第一端连接在第一变压器T1的初级第一端、第一电容C1的第二段连接第一开关管Q1；

所述第一二极管D1的阳极与所述第一变压器T1的次级的第一端连接、阴极与直流电源正向输出端103连接；所述第六电容C6的第一端连接所述第一二极管D1的阴极、第六电容C6的第二端连接所述第一变压器T1的次级的第二端。

进一步地，所述第一变换器1、第二变换器2、第三变换器3、第四变换器4和第五变换器5的结构相同。

进一步地，所述第二变换器2包括第二电容C2、第七电容C7、第二二极管D2、第二开关管Q2和第二变压器T2；其中，所述第二变压器T2的初级第一端连接第一开关管Q1，所述第二变压器T2的初级第二端连接第二开关管Q2；所述第二电容C2的第一端连接在第二变压器T2的初级第一端、第二电容C2的第二端连接第二开关管Q2；所述第二二极管D2的阳极与所述第二变压器T2的次级的第一端连接、阴极与直流电源正向输出端103连接；所述第7电容C7的第一端连接所述第二二极管D2的阴极、第7电容C7的第二端所述第二变压器T2的次级的第二端；

所述第三变换器3包括第三电容C3、第八电容C8、第三二极管D3、第三开关管Q3和第三变压器T3；其中，所述第三变压器T3的初级第一端连接第二开关管Q2，所述第三变压器T3的初级第二端连接第三二极管D3；所述第三电容C3的第一端连接在第三变压器T3的初级第一端、第三电容C3的第二端连接第三开关管Q3；所述第三二极管D3的阳极与所述第三变压器T3的次级的第一端连接、阴极与直流电源正向输出端103连接；所述第八电容C8的第一端连接所述第三二极管D3的阴极、第八电容C8的第二端所述第三变压器T3的次级的第二端；

所述第四变换器4包括第四电容C4、第九电容C9、第四二极管D4、第四开关管Q4和第四变压器T4；其中，所述第四变压器T4的初级第一端连接第三开关管Q3，所述第四变压器T4初级第二端连接第四开关管Q4；所述第四电容C4的第一端连接在第四变压器T4的初级第一端、第四电容C4的第二端连接第四开关管Q4；所述第四二极管D4的阳极与所述第四变压器T4的次级的第一端连接、阴极与直流电源正向输出端103连接；所述第九电容C9的第一端连接所述第三二极管D3的阴极、第九电容C9的第二端所述第三变压器T3的次级的第二端；

所述第五变换器5包括第五电容C5、第十电容C10、第五二极管D5、第五开关管Q5和第五变压器T5；其中，所述第五变压器T5的初级第一端连接第四开关管Q4，所述第五变压器T5初级第二端连接第五开关管Q5；所述第四电容C4的第一端连接在第四变压器T4的初级第一端、第四电容C4的第二端连接第四开关管Q4；所述第四二极管D4的阳极与所述第四变压器T4的次级的第一端连接、阴极与直流电源正向输出端103连接；所述第九电容C9的第一端连接所述第三二极管D3的阴极、第九电容C9的第二端所述第三变压器T3的次级的第二端。

进一步地，所述驱动变压器T6设有第一绕组S31、第二绕组S32、第三绕组S33、第四绕组S34和第五绕组S35。

再进一步地，所述第一绕组S31的一端同时连接电阻R2的一端和二极管D6的阳极，电阻R2的另一端连接三极管Q6的基极，二极管D6的阴极连接电阻R1的一端，电阻R1的另一端连接三极管Q6的发射极；

所述三极管Q6的发射极连接第一开关管Q1的栅极；

所述第一绕组S31的另一端连接三极管Q6的集电极且连接第一开关管Q1的源极。

本实用新型所达到的有益效果：

1、本发提供一种采用DSP实现PWM-PFM双模式控制的轨道交通二次应急启动电源，其解决了传统技术存在功耗高、发热量大、效率低下与输入输出电压的应用范围比较窄的技术问题；

2、本实用新型方法通过五路隔离且同幅度同频同相位的正电压信号分别驱动五个变换器电路，使控制回路和功率回路隔离，在电力系统控制中有许多优点；

3、本实用新型根据串联均压原理，将整个输入的高宽输入直流电压分解为串联的低宽输入直流电压，分别为串联的五个反激电源供电，实现了1000VDC至2000VDC的宽输入范围内宽负载范围的可靠高效率，其效率可达90％以上且能稳定输出0-1500W。

附图说明

图1是本实用新型具体实施例DC-DC变换电路示意图；

图2是本实用新型具体实施例结构原理示意图；

图3为本实用新型具体实施例驱动电路示意图；

图4为本实用新型具体实施例DSP控制原理图；

图5为本实用新型具体实施例DSP控制软件流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本实用新型作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本实用新型的技术方案，而不能以此来限制本实用新型的保护范围。

实施例1：

第一变换器(1)包括第一电容C1、第六电容C6、第一二极管D1、第一开关管Q1和第一变压器T1；

其中，所述第一变压器T1的初级第一端连接直流电源正向输入端(101)，所述第一变压器T1的初级第二端连接第一开关管Q1；

所述第一电容C1的第一端连接在第一变压器T1的初级第一端、第一电容C1的第二段连接第一开关管Q1；

所述第一二极管D1的阳极与所述第一变压器T1的次级的第一端连接、阴极与直流电源正向输出端(103)连接；所述第六电容C6的第一端连接所述第一二极管D1的阴极、第六电容C6的第二端连接所述第一变压器T1的次级的第二端。

所述第一变换器(1)、第二变换器(2)、第三变换器(3)、第四变换器(4)和第五变换器(5)的结构相同。

所述第二变换器(2)包括第二电容C2、第七电容C7、第二二极管D2、第二开关管Q2和第二变压器T2；其中，所述第二变压器T2的初级第一端连接第一开关管Q1，所述第二变压器T2的初级第二端连接第二开关管Q2；所述第二电容C2的第一端连接在第二变压器T2的初级第一端、第二电容C2的第二端连接第二开关管Q2；所述第二二极管D2的阳极与所述第二变压器T2的次级的第一端连接、阴极与直流电源正向输出端(103)连接；所述第7电容C7的第一端连接所述第二二极管D2的阴极、第7电容C7的第二端所述第二变压器T2的次级的第二端；

所述第三变换器(3)包括第三电容C3、第八电容C8、第三二极管D3、第三开关管Q3和第三变压器T3；其中，所述第三变压器T3的初级第一端连接第二开关管Q2，所述第三变压器T3的初级第二端连接第三二极管D3；所述第三电容C3的第一端连接在第三变压器T3的初级第一端、第三电容C3的第二端连接第三开关管Q3；所述第三二极管D3的阳极与所述第三变压器T3的次级的第一端连接、阴极与直流电源正向输出端(103)连接；所述第八电容C8的第一端连接所述第三二极管D3的阴极、第八电容C8的第二端所述第三变压器T3的次级的第二端；

所述第四变换器(4)包括第四电容C4、第九电容C9、第四二极管D4、第四开关管Q4和第四变压器T4；其中，所述第四变压器T4的初级第一端连接第三开关管Q3，所述第四变压器T4初级第二端连接第四开关管Q4；所述第四电容C4的第一端连接在第四变压器T4的初级第一端、第四电容C4的第二端连接第四开关管Q4；所述第四二极管D4的阳极与所述第四变压器T4的次级的第一端连接、阴极与直流电源正向输出端(103)连接；所述第九电容C9的第一端连接所述第三二极管D3的阴极、第九电容C9的第二端所述第三变压器T3的次级的第二端；

所述第五变换器(5)包括第五电容C5、第十电容C10、第五二极管D5、第五开关管Q5和第五变压器T5；其中，所述第五变压器T5的初级第一端连接第四开关管Q4，所述第五变压器T5初级第二端连接第五开关管Q5；所述第四电容C4的第一端连接在第四变压器T4的初级第一端、第四电容C4的第二端连接第四开关管Q4；所述第四二极管D4的阳极与所述第四变压器T4的次级的第一端连接、阴极与直流电源正向输出端(103)连接；所述第九电容C9的第一端连接所述第三二极管D3的阴极、第九电容C9的第二端所述第三变压器T3的次级的第二端。

所述第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5是MOS管或者其它功率管。

本实施例的参数为：输入电流上限电压为2000V，输出直流电压单路为110V，额定总功率为1500W。

本实施例中第一变换器(1)、第二变换器(2)、第三变换器(3)、第四变换器(4)和第五变换器(5)的结构相同，且初级串联连接，次级并联输出，通过对高宽输入直流电压进行均压得到串联的低宽直流电压。

附图2是本实用新型结构原理示意图；结合附图2对实施例1的工作过程做进一步说明：本实用新型设置的DC-DC变换电路(即功率变换电路)由两级电路构成，前级是一个五组串联反激变换电路(示意图如图1)，通过DSP发出PWM-PFM波，经过驱动电路控制Q1～Q5导通，将输入直流电逆变成PWM-PFM波，并通过开关变压器T1～T5将能量传递到后级。由于是反激变换电路，在Q1～Q5关断时T1～T5变压器给输出端负载提供能量；第二级为由D1，C6，D2，C7，D3，C8，D4，C9，D5，C10构成输出整流滤波电路，将PWM-PFM波变换为稳定的直流输出电压。电路原理图如图2。当输入直流2000VDC时，每组单组变换器输入电压在400VDC左右，是一个普通的反激变换器工作电压范围，功率开关管选用750V左右中低压器件即可满足要求，同时单组变压器绝缘要求得到降低，工艺更容易实现，另外，五组变换器功率均分，热量分布均匀，提高了可靠性，而且实现了90％以上的高效率输出。

用DSP实现PFM-PWM智能控制，使DSP送来的一路PFM-PWM信号经过驱动芯片驱动后，送到驱动变压器T6隔离输出5路同频同向同幅度的驱动信号。

所述驱动变压器T6设有第一绕组S31、第二绕组S32、第三绕组S33、第四绕组S34和第五绕组S35。

所述第一绕组S31的一端同时连接电阻R2的一端和二极管D6的阳极，电阻R2的另一端连接三极管Q6的基极，二极管D6的阴极连接电阻R1的一端，电阻R1的另一端连接三极管Q6的发射极；

所述三极管Q6的发射极连接第一开关管Q1的栅极；

所述第一绕组S31的另一端连接三极管Q6的集电极且连接第一开关管Q1的源极。

所述第二绕组S32的一端同时连接电阻R4的一端和二极管D7的阳极，电阻R4的另一端连接三极管Q7的基极，二极管D7的阴极连接电阻R3的一端，电阻R3的另一端连接三极管Q7的发射极；所述三极管Q7的发射极连接第二开关管Q2的栅极；所述第二绕组S32的另一端连接三极管Q7的集电极且连接第二开关管Q2的源极；

所述第三绕组S33的一端同时连接电阻R6的一端和二极管D8的阳极，电阻R6的另一端连接三极管Q8的基极，二极管D8的阴极连接电阻R5的一端，电阻R5的另一端连接三极管Q8的发射极；所述三极管Q8的发射极连接第三开关管Q3的栅极；所述第三绕组S33的另一端连接三极管Q8的集电极且连接第三开关管Q3的源极；

所述第四绕组S34的一端同时连接电阻R8的一端和二极管D9的阳极，电阻R8的另一端连接三极管Q9的基极，二极管D9的阴极连接电阻R7的一端，电阻R7的另一端连接三极管Q9的发射极；所述三极管Q9的发射极连接第四开关管Q4的栅极；所述第四绕组S34的另一端连接三极管Q9的集电极且连接第四开关管Q4的源极；

所述第五绕组S35的一端同时连接电阻R10的一端和二极管D10的阳极，电阻R10的另一端连接三极管Q10的基极，二极管D10的阴极连接电阻R9的一端，电阻R9的另一端连接三极管Q10的发射极；所述三极管Q10的发射极连接第五开关管Q5的栅极；所述第五绕组S35的另一端连接三极管Q10的集电极且连接第五开关管Q5的源极。

三极管Q6、三极管Q7、三极管Q8、三极管Q9和三极管Q10为PNP三极管。

本实用新型通过DSP实现PFM-PWM智能控制，其参数易于调整，它依据给定的设定值、反馈值以及比例系统积分时间，计算出一定的控制量，是被控对象即DSP输出的PWM-PFM能保持在设定的工作范围，并且可以自动地消除外部扰动。由于软件系统的灵活性，经计算出的调节参数可以在调整过程中随时改变、更加精确地控制系统得到很好的控制效果。本实用新型方法的控制原理图如图4，包括：

设定给定值r(t)与实际输出值c(t)的偏差的比例(P)、积分(I)、通过线性组合构成控制量，对DSP输出的PWM-PFM进行控制，根据图4可以推导出控制方程为：

其中u(t)为DSP控制器的输出；e(t)为DSP控制器的输入(常常是设定值与被控量之差，即e(t)＝r(t)-c(t))；Kp为控制器的比例放大系数；Ti为控制器的积分时间。

比例环节即成比例地反应控制系统的偏差信号e(t)，偏差一旦产生，调节器立即产生控制作用以减小偏差。对于大多数调节器而言，比例度与调节器的放大倍数的倒数成比例。调节的比例度越小，它的放大倍数越大，它把偏差放大的能力越大，反之亦然。

积分环节主要用于消除静差，提高系统的无差度。积分作用的强弱取决于积分时间常数Ti，Ti越大，积分作用越弱，反之则越强。DSP控制器的积分作用就是为了消除自控系统的余差而设置的。所谓积分，就是随时间进行累积的意思，即当有偏差输入e存在时，DSP中积分控制器就要将偏差随时间不断累积起来，也就是积分累积的快慢与偏差e的大小和积分速度成正比。只要有偏差e存在，DSP中积分控制器的输出就要改变，也就是说积分作用总是起作用的，只有偏差不存在时，积分才会停止。

本实用新型控制采用的调频调宽策略如下：为了获得良好的空载启动性能，同时兼顾高的功率密度，采用了调频调宽策略。空载时，用500HZ的频率驱动功率电路，同时控制脉冲的宽度为1uS,以保证变压器不会饱和。随着功率的增加，采用调频调宽策略进行闭环控制。调制策略为duty＝1+0.0248*freq；其中duty为pwm脉宽，freq为开关频率，单位为kHZ。

在以上实施例的基础上,在图2中还示出了DSP的外围电路还包括信号指示、反馈采样和保护电路以及辅助电源电路。

所述信号指示电路用于：

所述采样电路的输入端与5路变换器电路连接且输出端与DSP连接，通过采样电路实现闭环控制使DSP可产生PWM-PFM控制信号。优选的，采样电路包括传感器电路、调制电路和A/D转换电路。其连接方式采用现有技术这里不做赘述。

所述保护电路包括过压保护、过热保护、过流保护。

图5为为本实用新型具体实施例DSP控制软件流程图。

工作时控制流程如下：

(1)检测交流电是否输入；

(2)检测电池是否正常接入；

(3)检测电池电压是否在允许的范围之内；

(4)按照充电曲线进行充电，并进行电压电流的双闭环；

(5)在充电过程中，同时检测充电器的各种状态，比如过热，过流，过压；如果出现以上的问题，充电器停止充电。

以上所述仅是本实用新型的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本实用新型的保护范围。

Claims (10)

1.一种轨道交通二次应急启动电源，其特征是，包括输入电路、DSP、驱动电路、DC-DC变换电路，其中所述DC-DC变换电路包括第一变换器(1)、第二变换器(2)、第三变换器(3)、第四变换器(4)和第五变换器(5)，所述第一变换器～第五变换器的初级采用串联方式输入且次级采用并联方式输出；所述驱动电路包括驱动芯片和驱动变压器T6，所述驱动芯片的输入引脚连接DSP的输出引脚，驱动芯片的输出引脚连接驱动变压器T6的原边，驱动变压器的副边转换成5路隔离且同幅度同频同相位的信号分别驱动第一变换器(1)～第五变换器(5)。

2.根据权利要求1所述的应急启动电源，其特征是，所述第一变换器(1)、第二变换器(2)、第三变换器(3)、第四变换器(4)和第五变换器(5)是单端反激变换器。

3.根据权利要求1～2任意所述的应急启动电源，其特征是，所述第一变换器(1)包括第一电容C1、第六电容C6、第一二极管D1、第一开关管Q1和第一变压器T1；

其中，所述第一变压器T1的初级第一端连接直流电源正向输入端(101)，所述第一变压器T1的初级第二端连接第一开关管Q1；

所述第一电容C1的第一端连接在第一变压器T1的初级第一端、第一电容C1的第二段连接第一开关管Q1；

所述第一二极管D1的阳极与所述第一变压器T1的次级的第一端连接、阴极与直流电源正向输出端(103)连接；所述第六电容C6的第一端连接所述第一二极管D1的阴极、第六电容C6的第二端连接所述第一变压器T1的次级的第二端。

4.根据权利要求3所述的应急启动电源，其特征是，所述第二变换器(2)包括第二电容C2、第七电容C7、第二二极管D2、第二开关管Q2和第二变压器T2；其中，所述第二变压器T2的初级第一端连接第一开关管Q1，所述第二变压器T2的初级第二端连接第二开关管Q2；所述第二电容C2的第一端连接在第二变压器T2的初级第一端、第二电容C2的第二端连接第二开关管Q2；所述第二二极管D2的阳极与所述第二变压器T2的次级的第一端连接、阴极与直流电源正向输出端(103)连接；所述第七 电容C7的第一端连接所述第二二极管D2的阴极、第七 电容C7的第二端所述第二变压器T2的次级的第二端；

所述第三变换器(3)包括第三电容C3、第八电容C8、第三二极管D3、第三开关管Q3和第三变压器T3；其中，所述第三变压器T3的初级第一端连接第二开关管Q2，所述第三变压器T3的初级第二端连接第三二极管D3；所述第三电容C3的第一端连接在第三变压器T3的初级第一端、第三电容C3的第二端连接第三开关管Q3；所述第三二极管D3的阳极与所述第三变压器T3的次级的第一端连接、阴极与直流电源正向输出端(103)连接；所述第八电容C8的第一端连接所述第三二极管D3的阴极、第八电容C8的第二端所述第三变压器T3的次级的第二端；

所述第四变换器(4)包括第四电容C4、第九电容C9、第四二极管D4、第四开关管Q4和第四变压器T4；其中，所述第四变压器T4的初级第一端连接第三开关管Q3，所述第四变压器T4初级第二端连接第四开关管Q4；所述第四电容C4的第一端连接在第四变压器T4的初级第一端、第四电容C4的第二端连接第四开关管Q4；所述第四二极管D4的阳极与所述第四变压器T4的次级的第一端连接、阴极与直流电源正向输出端(103)连接；所述第九电容C9的第一端连接所述第三二极管D3的阴极、第九电容C9的第二端所述第三变压器T3的次级的第二端；

所述第五变换器(5)包括第五电容C5、第十电容C10、第五二极管D5、第五开关管Q5和第五变压器T5；其中，所述第五变压器T5的初级第一端连接第四开关管Q4，所述第五变压器T5初级第二端连接第五开关管Q5；所述第四电容C4的第一端连接在第四变压器T4的初级第一端、第四电容C4的第二端连接第四开关管Q4；所述第四二极管D4的阳极与所述第四变压器T4的次级的第一端连接、阴极与直流电源正向输出端(103)连接；所述第九电容C9的第一端连接所述第三二极管D3的阴极、第九电容C9的第二端所述第三变压器T3的次级的第二端。

5.根据权利要求4所述的应急启动电源，其特征是，所述第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5是MOS管或者其它功率管。

6.根据权利要求5所述的应急启动电源，其特征是，所述驱动变压器T6设有第一绕组S31、第二绕组S32、第三绕组S33、第四绕组S34和第五绕组S35。

7.根据权利要求6所述的应急启动电源，其特征是，

所述第一绕组S31的一端同时连接电阻R2的一端和二极管D6的阳极，电阻R2的另一端连接三极管Q6的基极，二极管D6的阴极连接电阻R1的一端，电阻R1的另一端连接三极管Q6的发射极；

所述三极管Q6的发射极连接第一开关管Q1的栅极；

所述第一绕组S31的另一端连接三极管Q6的集电极且连接第一开关管Q1的源极。

8.根据权利要求6所述的应急启动电源，其特征是，

所述第二绕组S32的一端同时连接电阻R4的一端和二极管D7的阳极，电阻R4的另一端连接三极管Q7的基极，二极管D7的阴极连接电阻R3的一端，电阻R3的另一端连接三极管Q7的发射极；所述三极管Q7的发射极连接第二开关管Q2的栅极；所述第二绕组S32的另一端连接三极管Q7的集电极且连接第二开关管Q2的源极；

所述第三绕组S33的一端同时连接电阻R6的一端和二极管D8的阳极，电阻R6的另一端连接三极管Q8的基极，二极管D8的阴极连接电阻R5的一端，电阻R5的另一端连接三极管Q8的发射极；所述三极管Q8的发射极连接第三开关管Q3的栅极；所述第三绕组S33的另一端连接三极管Q8的集电极且连接第三开关管Q3的源极；

所述第四绕组S34的一端同时连接电阻R8的一端和二极管D9的阳极，电阻R8的另一端连接三极管Q9的基极，二极管D9的阴极连接电阻R7的一端，电阻R7的另一端连接三极管Q9的发射极；所述三极管Q9的发射极连接第四开关管Q4的栅极；所述第四绕组S34的另一端连接三极管Q9的集电极且连接第四开关管Q4的源极；

所述第五绕组S35的一端同时连接电阻R10的一端和二极管D10的阳极，电阻R10的另一端连接三极管Q10的基极，二极管D10的阴极连接电阻R9的一端，电阻R9的另一端连接三极管Q10的发射极；所述三极管Q10的发射极连接第五开关管Q5的栅极；所述第五绕组S35的另一端连接三极管Q10的集电极且连接第五开关管Q5的源极。

9.根据权利要求8所述的应急启动电源，其特征是，三极管Q6、三极管Q7、三极管Q8、三极管Q9和三极管Q10为PNP三极管。

10.根据权利要求1所述的应急启动电源，其特征是，DSP的外围电路还包括信号指示电路、反馈采样电路和保护电路以及辅助电源电路，所述保护电路连接DSP和驱动电路，所述反馈采样电路连接输出端并将量采样结果传输至DSP。