CN207782656U - 用于电源的控制电路 - Google Patents

用于电源的控制电路 Download PDF

Info

Publication number
CN207782656U
CN207782656U CN201721458071.1U CN201721458071U CN207782656U CN 207782656 U CN207782656 U CN 207782656U CN 201721458071 U CN201721458071 U CN 201721458071U CN 207782656 U CN207782656 U CN 207782656U
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
frequency
signal
control circuit
control
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201721458071.1U
Other languages
English (en)
Inventor
邱振华
张广超
林茂声
白亨锡
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Semiconductor Components Industries LLC
Original Assignee
Semiconductor Components Industries LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Semiconductor Components Industries LLC filed Critical Semiconductor Components Industries LLC
Application granted granted Critical
Publication of CN207782656U publication Critical patent/CN207782656U/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/165—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches by feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/166—Soft switching
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/36—Means for starting or stopping converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/1563—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators without using an external clock
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/06—Modifications for ensuring a fully conducting state
    • H03K17/063—Modifications for ensuring a fully conducting state in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
    • H03K19/0175—Coupling arrangements; Interface arrangements
    • H03K19/017509—Interface arrangements
    • H03K19/017518—Interface arrangements using a combination of bipolar and field effect transistors [BIFET]
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Computing Systems (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本实用新型涉及用于电源的控制电路。在实施例中，控制电路可以配置为形成切换信号以按照频率切换功率晶体管以将所述电源的输出电压调节到目标值，其中控制电路配置为在正常操作模式和启动模式下操作，以及其中控制电路配置为响应于在正常操作模式下操作而按照目标频率切换切换信号。第一电路可以配置为响应于在启动模式下操作而控制切换信号的频率从第一频率增加到小于目标频率的第二频率。

Description

用于电源的控制电路
要求在先临时申请的优先权
本申请要求在先提交的临时申请号62/416,920、2016年11月3日提交的题为“用于功率转换器的具有逐步频率设置的步进软启动电路”、具有共同发明人邱等人。通过引用将该申请结合于此。
技术领域
本实用新型一般涉及电子学，更具体地涉及用于电源的控制电路。
背景技术
在过去，电子行业利用各种方法和结构以形成用于诸如家用电器、计算机、电池充电器之类的各种电子设备的功率转换器。该功率转换器用于为电子设备提供经调节的功率。然而，许多传统的功率转换器在电感器电流中具有初始振铃(ringing)和/或尖峰现象，例如当按顺序从初始功率启动时以及特别是当输出电压低时。初始振铃和/或尖峰可能对功率转换器的调节产生不利影响。
因此，期望提供一种减少初始振铃和/或尖峰或改善该调节的功率转换器。
实用新型内容
本实用新型提供了一种用于电源的控制电路，其可以减少初始振铃和/或尖峰或改善调节的功率转换器。
在第一方面，提供了一种用于电源的控制电路，包括：所述控制电路，配置为按照频率操作切换信号，以切换功率开关并将输出电压调节到目标值；振荡器，配置为按照所述频率形成振荡器信号，并使所述切换信号按照所述频率切换；以及第一电路，配置为在由所述控制电路启动的启动序列期间控制所述振荡器信号的频率增加，其中所述控制电路响应于将所述输出电压调节到所述目标值而终止增加所述频率。
在一个实施例中，所述控制电路在所述切换信号由于以非切换模式操作而未被切换之后启动所述启动序列。
在一个实施例中，所述控制电路配置为响应于施加到所述控制电路的功率而启动所述启动序列。
在一个实施例中，所述第一电路配置为在所述启动序列期间以多个步骤递增地增加所述振荡器信号的频率。
在一个实施例中，所述控制电路包括误差放大器，所述误差放大器配置为响应于表示所述输出电压的反馈信号而形成误差信号，其中所述第一电路配置为形成控制信号以增加所述振荡器信号的频率，以及其中所述控制电路响应于所述误差信号改变到比来自所述第一电路的控制信号小的值而终止所述启动序列。
在第二方面，提供了一种用于电源的控制电路，包括：所述控制电路，配置为形成切换信号来切换功率开关以将输出电压调节到目标值；可变频率振荡器，形成为按照频率振荡，其中所述控制电路响应于具有所述目标值的所述输出电压而按照目标频率切换所述切换信号；以及第一电路，形成为响应于在启动模式下操作的所述控制电路而启动将所述频率从小于所述目标频率的第一频率增加到第二频率，所述第二频率大于所述第一频率并还小于所述目标频率，其中所述第一电路配置为继续增加所述频率直到所述输出电压基本上达到所述目标值。
在一个实施例中，所述控制电路被形成为包括跳过循环电路，所述跳过循环电路在所述输出电压处于所述目标值的目标范围之内时禁止所述控制电路切换所述切换信号。
在一个实施例中，所述控制电路被配置为响应于当所述输出电压不近似为所述目标值时在停止切换所述切换信号之后启动切换所述切换信号而在所述启动模式下操作。
在第三方面，提供了一种电源控制电路，包括：控制电路，配置为形成切换信号以按照频率切换功率晶体管来将所述电源的输出电压调节到目标值，其中所述控制电路配置为在正常操作模式和启动模式下操作，以及其中所述控制电路配置为响应于在所述正常操作模式下操作而按照目标频率切换所述切换信号；以及第一电路，配置为响应于在所述启动模式下操作而控制所述切换信号的频率从基本上第一频率增加到小于所述目标频率的第二频率。
在一个实施例中，所述第一电路被配置为形成从第一值增加到第二值的控制信号，以使得所述控制电路响应地增加所述切换信号的频率，以及所述控制电路被配置为根据所述控制信号来限制所述电流的峰值。
至少一些实施例可以减少初始振铃和/或尖峰或改善调节的功率转换器。
附图说明
图1示意性地示出了根据本实用新型的反激式电源系统的实施例的一部分的示例；
图2A示意性地示出了根据本实用新型的图1的系统的电路实施例的一部分的示例；
图2B是具有曲线的图，该曲线示出了根据本实用新型的、图2A的电路的信号的实施例的示例；
图3A示意性地示出了电路的实施例的一部分的示例，该电路可以是根据本实用新型的图2A的电路之一的替代实施例；
图3B是具有曲线的图，该曲线示出了在根据本实用新型的图3A电路的操作示例中形成的一些信号；
图4A示意性地示出了振荡器电路的一部分的示例，该振荡器电路可以具有如下实施例，该实施例可以是根据本实用新型的图2A的电路之一的替代实施例；
图4B是具有曲线的图，该曲线示出了在根据本实用新型的图4A电路的操作实施例的示例中形成的信号；
图5A示意性地示出了控制电路的实施例的一部分的示例，该控制电路可以具有如下实施例，该实施例可以是图2A的电路之一的替代实施例；
图5B是具有曲线的图，该曲线示出了在根据本实用新型的图5A电路的实施例的操作示例中可以形成的信号中的一些信号的示例；
图6A示意性地示出了选择电路的实施例的一部分的示例，该选择电路可以具有如下实施例，该实施例可以是根据本实用新型的图5A的电路之一的替代实施例；
图6B示意性地示出了另一个选择电路的实施例的一部分的示例，该选择电路可以具有如下实施例，该实施例可以是根据本实用新型的图5A的电路之一的替代实施例；
图7A示意性地示出了控制电路的实施例的一部分的示例，该控制电路可以具有如下实施例，该实施例可以是根据本实用新型的图2A的电路之一的替代实施例；
图7B是具有曲线的图，该曲线示出了在根据本实用新型的图7A的电路的实施例的操作示例中可以形成的信号中的一些信号的示例；
图8示意性地示出了根据本实用新型的降压电源系统的实施例的一部分的示例；以及
图9示出了可以包括根据本实用新型的图2A、5A和7A的电路之一的半导体器件的实施例的一部分的放大俯视图。
具体实施方式
为了使图示简化和清晰，附图中的元件不一定按比例绘制，一些元件可能为了说明的目的而被放大，以及除非另有说明，不同附图中相同的附图标记表示相同的元件。另外，为了简化描述，可以省略众所周知的步骤和元件的描述和细节。如本文所使用的，载流元件或载流电极是指承载通过器件的电流的该器件的元件，诸如MOS晶体管的源极或漏极、或双极晶体管的发射极或集电极、或者二极管的阴极或阳极之类，以及控制元件或控制电极是指控制通过器件的电流的该器件的元件，诸如MOS晶体管的栅极或双极晶体管的基极之类。另外，一个载流元件可以承载在一个方向上通过器件的电流，诸如承载进入器件的电流，并且第二载流元件可以承载在相反方向上通过该器件的电流，诸如承载离开器件的电流。尽管这里可以将器件解释为某些N通道或P通道器件或某些N类型或P类型掺杂区，但是本领域普通技术人员将理解到：根据本实用新型，互补器件也是可能的。本领域普通技术人员理解导电类型是指通过例如空穴或电子的传导而发生传导的机制，因此，导电类型不是指掺杂浓度而是指掺杂类型，例如P类型或N类型。本领域技术人员将理解，这里使用的涉及电路操作的期间、同时以及何时的词语不是意味着动作在起始动作上立即发生的精确术语，而是可能存在一些小但合理的在由起始动作引发的反应之间的延迟，例如各种传播延迟。另外，术语“同时”意味着至少在起始动作持续时间的一部分内发生特定动作。“近似”或“基本”这些词语的使用意味着元素的值具有期望接近于所陈述的值或位置的参数。然而，如本领域众所周知，总是存在小的方差阻止了该值或该位置完全按所陈述的那样进行。在本领域中已经确定，高达至少百分之十(10％)(以及对于包括半导体掺杂浓度在内的一些元素，高达百分之二十(20％))的方差是与正如所描述的理想目标的合理方差。当用于提及信号的状态时，术语“生效”意味着信号的有效状态，以及术语“否定”意味着信号的无效状态。信号的实际电压值或逻辑状态(例如“1”或“0”)取决于使用正逻辑还是负逻辑。因此，可以根据使用正逻辑还是负逻辑来使高电压或高逻辑、或者低水平或低逻辑生效，并且可以根据使用正逻辑还是负逻辑来否定是低电压或低逻辑或高电压或高逻辑。这里使用正逻辑约定，但是本领域技术人员理解也可以使用负逻辑约定。权利要求和/或附图中的术语“第一”、“第二”、“第三”等在元件名称的一部分中被使用以区分相似元件，而不一定用于描述在时间上或空间上排名或任何其他方式的序列。应当理解，如此使用的术语在适当的情况下是可互换的，并且本文描述的实施例能够以不同于本文所描述或示出的其它顺序进行操作。提及“一个实施例”或“实施例”意味着结合实施例描述的特定特征、结构或特性被包括在本实用新型的至少一个实施例中。因此，贯穿本说明书各个地方的短语“在一个实施例中”或“在实施例中”的出现不一定都指同一个实施例，但是在某些情况下也可以指同一个实施例。此外，在一个或多个实施例中，对于本领域普通技术人员来说明显的是，特定特征、结构或特性可以以任何合适的方式组合。
在下文中示出和描述的实施例适当地可以具有实施例和/或可以在没有本文未具体披露的任何元素的情况下实践。
图1示意性地示出了反激式电源系统50的实施例的一部分的示例。系统50包括变压器10，该变压器具有初级绕组NP、次级绕组NS，并且可以可选地包括辅助绕组NA。初级绕组NP被连接以从系统50的输入端接收输入电压V输入。输入电压V输入可以是由对AC电压或替换性地DC电压进行整流而形成的经整流的DC电压。系统50的初级侧具有公共回路25。系统50还包括连接到初级绕组NP的功率开关(例如功率晶体管20)以形成流经初级绕组NP的初级电流23(IP)。晶体管20配置为耦接到初级绕组NP的第二端子以切换变压器10，用于将能量从初级绕组NP传递到次级绕组NS以及传递到辅助绕组NA。电流感测元件19可以连接到晶体管20以形成代表初级电流23(IP)的电流感测CS信号。在一个实施例中，电流感测元件19可以串联耦接在晶体管20和公共回路25之间以响应于初级电流23(IP)产生电流感测(CS)信号。在实施例中，电流感测元件19可以是电阻器，但是在其它实施例中可以是例如敏感场效应晶体管电路(Sense-FET circuit)的其他公知的电流感测元件。
整流器14(通常由二极管示出)和电容器15连接到次级绕组Ns以便于形成输出电压V输出和输出电流26(I输出)。负载27可以连接到系统50的输出以接收输出电压V输出和输出电流26。反馈电路16可以被连接以接收输出电压V输出并形成代表输出电压V输出值的反馈(FB)信号。实施例可以包括：FB电路16可以配置为电阻分压器，该电阻分压器包括耦接在次级绕组NS的输出端子和输出回路28之间的电阻器17和18。例如，分压器可以包括：电阻器17串联耦接到电阻器18，以及串联组合可以耦接在输出电压V输出和输出回路28之间。然而，反馈电路16可以具有各种其它实施例，包括光耦接器或本领域技术人员公知的其它FB电路。虽然输出回路28被示出为与公共回路25相同，但是在一些实施例中，输出回路28可以是与公共回路25不同的回路电压。
系统50包括配置为减少初级电流23(IP)中的振铃和尖峰的控制电路30。控制电路30配置为在输出端子PWM处产生切换信号SW，以经由功率开关(例如晶体管20)来切换变压器10。控制电路30的实施例根据FB信号和/或CS信号来控制切换信号SW，以用于调节输出(输出电压V输出和/或输出电流26)，例如将输出电压V输出调整到目标值。在一个实施例中，输出电压V输出可以被调节到在围绕期望值的值的范围内的目标值或目标范围。例如，期望值可以是5伏特(5v)，并且目标值或目标范围可以围绕五伏特来加或减百分之五(5％)。
控制电路30的实施例可以包括供应端子VCC、输出端子PWM、电流感测端子CS、反馈端子FB、补偿端子COMP和公共返回端子RT。端子RT配置为连接到公共回路电压，例如公共接地电压或其他公共电压。在一个实施例中，返回端子RT可以连接到回路25。补偿元件被连接到补偿端子COMP以向电路30内的放大器提供频率补偿。在一个实施例中，补偿元件可以包括补偿电阻器22和补偿电容器24。电阻器22和电容器24可以串联耦接在一起，并且还可以串联连接在补偿端子COMP和公共回路25之间。
电阻器11可以耦接在输入电压V输入和电容器12之间以接收输入电压V输入并形成用于电路30的电源电压VCC。实施例可以包括：电阻器11和电容器12可以耦接到电路30的供应端子VCC以向电路30提供电源电压。输入电压V输入通过电阻器11为电容器12充电以形成电源电压VCC。辅助绕组NA可以耦接到二极管13以同样辅助形成电源电压VCC。辅助绕组NA可以通过二极管13耦接到电容器12和控制电路30的供应端子VCC。响应于切换初级绕组NP，辅助绕组NA通过二极管13对电容器12充电以形成电源电压VCC。电阻器11可以在电路30将晶体管20切换足够的次数以使输出电压V输出达到目标值之前的启动期间辅助形成VCC。响应于输出电压V输出基本达到目标值，电源电压VCC可以达到电路30的期望工作电压。虽然晶体管20被示出为电路30的外部，但在一些实施例中晶体管20可以是电路30的一部分。反馈(FB)信号耦接到控制电路30的反馈端子FB以实现反馈调节。电流感测元件19还被耦接以将CS信号供应给控制电路30的CS端子。因此，控制电路30接收电流感测(CS)信号用于产生切换信号SW或替代性地用于调节初级电流23。
电路30的实施例可以包括前沿消隐(LEB)电路39。电路39可以配置为从CS输入接收CS信号以及忽略或消隐CS信号变化的前沿处的部分。因此，电路39可以不将接收到的CS信号中的变化初始部分传递到电路39的输出。电路39配置以形成另一个电流感测(CS)信号，该CS信号也表示初级电流23，但前沿是消隐的以消除CS信号中的噪声尖峰。因此，来自电路39的信号也被称为代表电流23的电流感测(CS)信号。对本领域技术人员而言，这种LEB电路是公知的。
如下文中将进一步看到的，电路31可以配置为具有包括正常操作模式、启动操作序列或启动序列以及非切换模式的几种不同的操作模式或序列。正常操作模式是电路30借助切换信号SW来切换晶体管20并将输出电压V输出调整到目标值的模式，因此输出电压V输出被维持在目标值，因此处于目标值的范围内。本领域技术人员将理解，正常操作模式还可以包括突发模式操作或跳过循环操作，其中切换信号SW可能在切换频率的多个周期未被切换以将输出电压V输出保持在目标值的范围内。跳过循环操作是正常操作模式的一部分，因为它将输出电压V输出维持在目标值的范围内。
非切换模式是电路30没有切换开关信号SW以及输出电压V输出不在目标值的范围内的模式。非切换模式可以是各种条件的结果，例如未被施加到电路30的功率、或即使操作功率被施加到电路30也可能发生的故障状况。例如，当功率首先被施加到系统50(图1)、因此被施加到电路30时，电路30由于缺少操作功率而没有切换信号SW，从而导致非切换模式。在另一示例中，电路30的操作功率可以在电路30工作时被移除。因此，电路30可以配置为对操作功率已经降低到小于下限阈值进行检测，并且停止导致非切换模式的SW信号的切换。非切换模式可以持续到操作功率恢复到大于阈值为止。在实施例中，电路30(未示出)的一部分可以检测故障状况。故障状况可能由各种条件引起，例如输出电压V输出的过电压状态，例如具有比目标值的高范围大很多的值的输出电压V输出，例如接近可能损坏某些电路的值。电路30可以配置为检测这样的故障状况，并且因此可以终止导致非切换模式的切换信号SW的切换。故障状况也可能由输出电流I输出的过电流状况或其他公知的故障状况引起。电路30的部分可以配置为响应于故障状况而停止信号SW的切换，因此导致非切换模式。在一个实施例中，非切换模式可以持续短时间间隔或长时间间隔。例如，五到十(5-10)毫秒的短时间间隔，或长于十以及长达一百或更长(10-100或更大)毫秒的长时间间隔。电路30的可选实施例可以配置为对信号SW在一段时间间隔(例如短时间间隔或长时间间隔)内没有被切换进行检测，以及使得电路30以非切换模式运行。
如本文所使用的，启动序列旨在表示在信号SW未被切换之后启动切换该信号SW的任何操作。例如，在非切换模式期间在信号SW未被切换之后启动信号SW的切换。在另一示例中，在施加(或重新施加)功率或终止故障状况之后，电路30可以配置为根据启动顺序启动该信号SW的切换，例如操作在非切换模式下之后。电路30可以配置为终止非切换模式以及根据启动顺序发起该切换信号SW的切换，因此发起了启动序列。
图2A示意性地示出了电路30的实施例的一部分的示例。控制电路30包括软启动信号产生电路或软启动电路31、可变频率振荡器(OSC)33、误差放大器35、比较器37和D型触发器(flip-flop)41。电路30还可以包括可选的检测电路34，该检测电路可以配置为从对故障状况进行检测的电路(未示出)接收保护信号，例如前面解释过的故障状况之一。电路34还可以检测到施加到电路30的功率，例如在功率被移除之后。可选地，电路34还可以配置为对在一段时间间隔内没有切换信号SW的电路30的状态进行检测。电路34可以具有可以形成控制信号的实施例，该控制信号可以用于停止切换该SW信号，因此导致非切换模式。在一个实施例中，电路34可以形成响应于检测到故障状况中的一种或多种而生效的信号36。电路31可以从电路34接收信号36。在一个实施例中，信号36可以是电路31可以使用的可选使能(EN)。
软启动电路31配置为形成在振荡器33的振荡器控制(OC)输入端接收的软启动频率控制(FC)信号32。振荡器33可以配置为响应于FC信号32而形成振荡信号VOSC。振荡信号VOSC耦接到触发器41的时钟端子CLK以用于产生切换信号SW。本领域技术人员将理解，在一些实施例中，在触发器41的输出和提供给PWM端子的SW信号之间可以存在其它电路。例如，可以存在驱动器缓冲器或一些逻辑电路以形成某些沿，或者对于某些应用而言，SW信号的某些沿之间的死区时间。实施例可以包括在触发器41的Q输出和SW信号之间的虚线所示的可选与门。在这样的实施例中，电路34可以接收或可以不接收SW信号。可选的与门可以接收EN信号并阻止触发器41的切换影响SW信号。触发器41的输入端子D耦接到供应电压Vd以在触发器41的输出端Q处产生切换信号SW。振荡信号VOSC的频率由在振荡器33的OC输入端处接收到的信号(例如，FC信号32)水平控制。因此，切换信号SW的频率由振荡信号VOSC的频率来决定。例如，在启动序列期间，FC信号32可以控制切换信号SW的切换频率。
图2B是具有曲线45的图，曲线45示出了FC信号32的实施例的示例。横坐标表示时间，以及纵坐标表示所示信号的增加值。该描述参考图2A和图2B。
在启动序列期间，控制电路30配置为逐渐增加切换信号SW的切换频率。在实施例中，电路30可以配置为将切换信号SW的频率从大约零Hz增加到如下频率：以该频率输出电压V输出达到目标值，例如在目标值的范围内。例如，如果切换信号SW的切换被终止，则频率基本为零。电路30的实施例可以配置为发起启动序列并以某些最小频率开始切换信号SW，例如不小于大约二十(20)KHz的频率，因此频率将从基本上零到大约最小频率，然后响应于在电路33的OC输入端接收到的信号值而增加。或者，电路30可以配置为将切换信号SW的频率从大约最小频率缓慢增加到大于最小频率(独立于输出电压V输出)的频率。电路30的实施例可以配置为以多个离散增量缓慢地增加切换信号SW的频率。已经发现，在启动序列期间逐渐增加切换频率减少了在启动序列期间在初级电流23(IP)中形成的振铃和尖峰的量。在一个实施例中，可以在启动序列期间增加频率。在一个示例实施例中，切换频率可以在大约十微秒(10微秒)的间隔到大约八百微秒(800微秒)的间隔内从最小频率增加到目标频率。在其他实施例中，可以以其他速率增加频率。
在实施例中，VOSC信号的生效状态使时钟触发器41使信号SW生效，从而启动晶体管20的接通时间。晶体管20的关断时间由电路30的关断时间控制电路启动。信号SW的时期或周期与VOSC信号的时期相同，以及是接通时间和关断时间的总和加上信号切换之间的一些可选的死区时间。关断时间控制电路可以包括误差放大器35和比较器37。电路30可以配置为从FB端子接收FB信号。FB信号可以耦接到误差放大器35的负输入端。参考信号Vref可以耦接到误差放大器35的正输入端。误差放大器35可以配置为响应于FB信号和参考信号而形成误差信号。误差放大器35的输出也可以连接到COMP端子以向放大器35提供频率补偿。连接到COMP端子的组件将误差信号形成为控制信号VCOMP。控制信号VCOMP连接到比较器37的负输入端，以及来自LEB电路39的电流感测信号CS耦接到比较器37的正输入。比较器37通过比较控制信号VCOMP和电流感测信号CS来产生复位信号。复位信号耦接到触发器41的复位输入RST以用于启动信号SW的关断时间。因此，复位信号禁止切换信号SW以开始晶体管20的关断时间。
参考图2B，假设在时间T0之前，电路30在非切换模式期间已经终止信号SW的切换，从而终止切换晶体管20。因此，FC信号32的水平是低的，例如水平处于最小值。在实施例中，最小值可以近似为零以停止电路33的运行。在其他实施例中，FC信号32的最小值可以不为零，但可以处于大于零的某个最小值。在这样的实施例中，电路33仍然可以在形成VOSC信号，但来自电路33的VOSC信号可能被阻止以免影响切换信号SW。在时间T0，电路30启动启动序列，并开始以由FC信号32的值控制的频率开始信号SW的切换。在启动序列期间，软启动电路31配置为逐渐地增加FC信号32的值，这逐渐增加了信号VOSC的频率，因此增加了信号SW的频率。因此，电路30配置为在启动序列期间将切换信号SW的频率从第一值增加到大于第一值的第二值。逐渐增加切换信号SW的频率可减少振铃，并减少输出电流I输出的尖峰。
在实施例中，电路30可以配置为如图45所示的在多个离散(或数字)步骤中增加信号SW的频率，或替代性地可以如虚线图46所示的线性地增加频率。例如，电路30可以配置为以八个步骤增加信号FC，或者替代性地以任何数量的步骤(例如十二或十六)增加信号FC。在实施例中，软启动电路31和振荡器33可以配置为作为逐步软启动控制电路而工作。
图3A示意性地示出了软启动电路105的实施例的一部分的示例，该软启动电路可以具有如下实施例，该实施例可以是电路31的替代实施例。软启动电路105配置为形成FC信号32，该FC信号具有以八个离散或数字增量递增的值。电路105包括多路复用器111、计数器113、与非门117和与门115。电路105还可以具有可选地可以包括定时电路的实施例，该定时电路可以配置为形成可用于时钟计数器113的时钟(CK)信号。定时电路的示例性实施例可以是振荡器107。在一个实施例中，振荡器107可以操作比信号SW的任何频率低的频率。CK信号可以具有比信号SW的任何频率小十(10)或更多倍的频率。例如，振荡器107的实施例可以是由VOSC信号计时的计数器。在另一个实施例中，振荡器107可以是与振荡器33分离的振荡器。例如，振荡器107可以工作在固定频率。软启动电路105的实施例可以包括配置为形成多个参考电压Vref0 Vref7的分压器110。每个单独的参考电压可以耦接到多路复用器111的相应输入端，用于形成FC信号32的离散值。多路复用器111具有三个选择输入端SEL0、SEL1和SEL2，选择其中的一个输入端到输出。选择输入端SEL0、SEL1和SEL2耦接到计数器113的相应输出端(Q0、Q1和Q2)，用于选择参考电压Vref0 Vref7中的一个作为FC信号32。
图3B是具有示出了在电路105操作的示例中形成的信号中的一些信号的曲线图。横坐标表示时间，以及纵坐标表示所示信号的增加值。曲线120示出了使能(EN)信号，曲线121示出了时钟(CK)信号，以及曲线127示出了FC信号32。该描述参考图2A、图3A和图3B。
假设在时间T0之前，电路30未切换信号SW，并且EN信号被否定。例如，EN信号可以是由电路34(图2A)形成的信号。否定的EN信号将计数器113复位到零值，使得多路复用器111将参考信号VREF0选择为FC信号32的水平。被否定的EN信号维持计数器113复位并阻止CK信号影响计数器113。
假设在时间T1时，电路30开始信号SW的切换以及开始启动序列。然后，响应于CK信号的每个脉冲，电路30确定EN信号以及计数器113开始从零计数到七。EN信号可以由电路34形成，或者可以由电路30的另一部分(未示出)形成。多路复用器111可以形成为根据计数器113的计数值依次选择参考电压Vref1 Vref7作为FC信号32的值。因此，在启动序列期间，FC信号32的水平将逐渐增加。响应于FC信号32的递增值，振荡器33(图2A)将相应地增加振荡信号VOSC的频率。电路30将在启动序列期间逐渐增加切换信号SW的切换频率。一旦计数器113计数到七个，由计数器113的输出端子Q0、Q1和Q2输出的输出信号的水平全部被生效，这否定了与非门117的输出信号，以及因此否定了阻止来自计数器113的CK信号的与门115，因此计数器113将停止计数。在电路30的剩余操作期间，FC信号32保持在最大值，直到电路30在非切换模式期间再次停止切换信号SW。在实施例中，电路30可以配置为响应于停止切换信号SW来使信号EN生效以用于非切换模式。例如，电路30可以配置为使EN信号生效以启动非切换模式。因此，电路30配置为随着启动序列的持续时间增加而逐渐增加信号SW的频率。
计数器113的输出端子Q0、Q1和Q2还分别耦接到与非门117的第一输入端、第二输入端和第三输入端。与非门117的输出端子耦接到与门115的第三输入端子。与门115的第一输入端和第二输入端分别接收EN信号和CK信号。与门115的输出端耦接到计数器113的CLK。计数器113根据CK信号向上计数，并根据计数器113的值产生由输出端Q0、Q1和Q2输出的相应输出信号。EN信号也耦接到计数器113的复位端RST，用于复位计数器的计数值。复位端RST配置为响应于否定值而导致计数器113的复位。电路105可以配置为形成FC信号32以在时间间隔改变每个步长，该时间间隔是可以在大约二十KHz至大约一百KHz的范围内任何地方的频率的周期。
本领域技术人员将理解，尽管电路105被示出为以八(8)个步长的序列形成FC信号32，但是电路105可以具有少于或多于八(8)个的步长。此外，电路105可以被实现为如下电路，该电路将FC信号32形成为以模拟方式增加。例如，可以将FC信号32形成为以模拟方式改变的斜坡信号或波形。
图4A示意性地示出了振荡器电路或振荡器60的一部分的示例，该振荡器60可以具有如下实施例，该实施例可以是振荡器33(图2A)的替代实施例。振荡器60可以包括两个可变电流源(CCCS)电路或电流源61和62、电阻器64、两个开关66和67、电容器69、两个比较器71和72以及SR触发器74。振荡器60可以具有配置为接收振荡器控制(OC)信号63的输入并形成振荡器信号VOSC。在一个实施例中，例如图2A的实施例，振荡器60可以配置为接收FC信号32作为振荡器控制(OC)信号63。OC信号63耦接到电流源61的控制输入。电阻器64耦接在电流源61和62的控制输入之间，用于响应于OC信号63产生控制电流65到每个电流源61和62的控制输入。电流源61还耦接到供应电压VDD以形成充电电流IC，该充电电流的值由控制电流65来控制。也就是说，充电电流IC的值由OC信号63控制。电流源62还耦接到公共回路RT，以提供其值也由控制电流65控制的放电电流ID。
开关66耦接在电流源61和斜坡电容器69之间。开关67耦接在斜坡电容器69和电流源62之间。当开关66通过输出信号VOSC接通时，斜坡电容器69由充电电流IC充电，以及当开关67由SR触发器74的反相输出端子Qbar输出的反相信号接通时，电容器69由放电电流ID放电。因此，斜坡信号VRAMP在斜坡电容器69上产生。
斜坡信号VRAMP还耦接到比较器71的负输入端。比较器71的正输入端被耦接以接收参考电压VOSC_L，参考电压VOSC_L代表VRAMP的较低跳变点电压。比较器71产生耦接到SR触发器74的设定端子S的输出信号。斜坡信号VRAMP还耦接到比较器72的正输入端。比较器72的负输入端被耦接以接收参考电压VOSC_H，参考电压VOSC_H代表VRAMP的较高跳变点电压。比较器72产生耦接到SR触发器74的复位端R的输出信号。SR触发器74通过输出端Q产生输出信号VOSC，并且还通过反相输出端Qbar产生反相输出信号。
图4B是具有如下曲线的曲线图，该曲线示出了在振荡器60操作的实施例的示例中形成的信号中的一些信号。曲线76示出了OC信号63的示例，曲线77示出了信号VRAMP的实施例的示例，以及曲线78示出了VOSC信号的实施例的示例。在启动序列期间，由于充电电流IC的水平根据OC信号63的水平的增加而逐渐增加，斜坡信号VRAMP的上升斜率逐渐增加。因此，输出信号VOSC的频率在启动序列期间逐渐增加。
图5A示意性地示出了控制电路130的实施例的一部分的示例，该控制电路可以具有如下实施例，该实施例可以是电路30(图2A)的替代实施例。除了电路130还包括选择电路132，电路130与电路30基本相同。电路130的实施例可以配置为响应于负载27的变化(图1)而终止启动序列。替代性地，电路130可以配置为响应于负载27所需功率的降低而终止启动序列并降低切换信号SW的频率。替代性地，电路130可以配置为响应于达到目标值的输出电压V输出而终止启动序列并降低切换信号SW的频率。
选择电路132配置为接收由电路31形成的FC信号32以及还接收控制信号VCOMP。选择电路132的实施例可以配置为形成OC信号63作为FC信号32或控制信号VCOMP。例如，电路132的实施例可以配置为根据FC信号32和控制信号VCOMP之间的最小水平来选择FC信号32或VCOMP作为到振荡器33的输入信号OC信号63。在实施例中，选择电路132可以被形成为选择控制信号VCOMP或FC信号32作为振荡器33接收的输入信号OC 63，用于控制切换信号SW的开关频率。
图5B是具有如下曲线的图，曲线示出了在电路130的实施例的操作示例期间可能形成的信号中的一些信号的示例。曲线133示出了控制信号VCOMP的值的示例，曲线134示出了FC信号32的值的示例，曲线135示出了OC信号63的示例。该描述参考图1、图5A和图5B。
假设在时间T0之前，电路130由于非切换模式而没有切换信号SW。还假设因为电路130没有切换信号SW，输出电压V输出未被调节并且是低值。由于输出电压低，因此放大器35(图2A)的输出将饱和，并且VCOMP将是高水平。因此，控制信号VCOMP的水平高于FC信号32的水平。在其他非切换模式条件下，例如具有大于目标值的值的输出电压V输出，电路30的一部分可以形成为检测信号SW的非切换和高V输出值以及使VCOMP具有高值。例如，电路34(图2A)可以检测这些状况。
假设在时间T0，电路130开始切换信号SW，并且还开始启动序列。由于控制信号VCOMP的水平高于FC信号32的水平，所以选择电路132选择FC信号32作为振荡器33的OC信号63。因此，切换信号SW的切换频率由FC信号32的值控制。振荡器33改变切换信号SW的频率作为FC信号32的值，因此OC信号63改变。假设在时间T1，输出电压V输出基本上达到目标值，并且VCOMP响应地改变。假设该示例中VCOMP的值变得低于FC信号32的水平，因此选择电路132选择VCOMP作为OC信号63。因此，响应于电路130将输出电压V输出调节到目标值，电路130终止启动序列。因此，在该示例性实施例中，在正常操作期间、或替代性地输出电压V输出被调节时、或替代性地当输出电压V输出为目标值时，切换信号SW的切换频率由控制信号VCOMP控制。因此，电路130配置为随着启动序列的持续时间增加而逐渐增加信号SW的频率。
图6A示意性地示出了选择电路136的实施例的一部分的示例，该选择电路可以具有如下实施例，该实施例可以是电路132(图5A)的替代实施例。选择电路136可以具有与电路132的操作基本上相同的实施例。电路136包括二极管137、缓冲器138和电阻器139。电路136接收FC信号32、VCOMP以及响应地形成OC信号63。二极管137的阴极接收FC信号32，以及二极管137的阳极耦接到电路136的输出端。缓冲器138的输入端接收VCOMP。电阻器139耦接在缓冲器138的输出端和二极管137的阳极之间。电路136配置为响应于FC信号32而将FC信号32耦接到输出端作为OC信号63，该FC信号32的值(或水平)小于VCOMP的值(或水平)。响应于小于FC信号32的值(或水平)的VCOMP值(或水平)，电路136配置为将VCOMP耦接到输出作为OC信号63。
图6B示意性地示出了选择电路150的实施例的一部分的示例，该选择电路可以具有如下实施例，该实施例可以是电路132或136中的任一个的替代实施例。选择电路150可以具有与电路132的操作基本上相同的实施例。电路150的实施例可以包括比较器152、反相器154、第一开关155(SW1)和第二开关156(SW2)。电路150配置为在第一输入处接收FC信号32，在第二输入端接收VCOMP，以及在电路150的输出处形成OC信号63。在实施例中，FC信号32耦接到第一开关155(SW1)的第一端子，并且第一开关155(SW1)的第二端子耦接到电路150的输出端。FC信号32还耦接到比较器152的正输入端。VCOMP通常耦接到比较器152的负输入端和第二开关156(SW2)的第一端子。第二开关156(SW2)的第二端子耦接到电路150的输出端。比较器152比较FC信号32和VCOMP以在比较器152的输出端产生控制信号，用于通过反相器154控制第一开关155(SW1)。比较器152的控制信号还用于控制第二开关156(SW2)。
电路150配置为响应于小于VCOMP的FC信号32而将FC信号32耦接到输出作为OC信号63。例如，如果FC信号32的水平低于VCOMP的水平，则第一开关155(SW1)接通，并且第二开关156(SW2)断开，以及因此FC信号32通过第一开关155(SW1)作为OC信号63输出。电路150还配置为响应于小于FC信号32的VCOMP而将VCOMP耦接到输出作为OC信号63。例如，当VCOMP的水平低于FC信号32的水平并且第二开关156(SW2)接通时，VCOMP通过第二开关156(SW2)作为OC信号63输出。因此，电路150配置为随着启动序列的持续时间增加而逐渐增加信号SW的频率。
图7A示意性地示出了控制电路170的实施例的一部分的示例，该控制电路可以具有如下实施例，该实施例可以是电路30或电路130的替代实施例。除了电路170还包括电流限制电路之外，电路170的实施例可以与电路130基本相同，并且可以与电路130操作基本上相同。电路170的实施例可以配置为在启动序列期间限制初级电流23的峰值。电路170还可以配置为控制或限制电流23的峰值。实施例可以包括：电路170配置为在启动序列期间将电流IP的峰值从第一值增加到更高的第二值。在实施例中，电路170可以配置为以与VOSC信号频率的增加相似的速率增加电流IP的峰值。电路170可以具有可以配置为在启动序列期间根据FC信号32的值增加电流IP的峰值的实施例。电路170还可以配置为响应于负载27的变化(图1)而终止启动序列。
电流限制电路的实施例可以配置为在第一输入端接收FC信号32，在第二输入端接收CS信号，以及在电流限制电路的输出端形成控制信号179。电路170可以形成为响应于信号179的生效状态而终止信号SW的接通时间。电流限制电路的实施例可以配置为包括比较器176和或门178。在实施例中，FC信号32可以耦接到比较器176的负输入端，以及比较器176的正输入端可以被耦接以接收CS信号。比较器176和37的输出可以耦接到或门178的输入端，以及或门178的输出(例如信号179)可以耦接到触发器41的复位输入RST。比较器176可以配置为将FC信号32与CS信号进行比较以在启动序列期间控制切换信号SW的接通时间。比较器37可以配置为将VCOMP与CS信号进行比较以在电路170的正常工作周期期间控制用于控制电流IP(如图1所示)的切换信号SW的接通时间，例如，在终止启动序列之后。
图7B是具有如下曲线的图，该曲线示出了在电路170的实施例的操作示例期间可能形成的信号中的一些信号的示例。曲线181示出了控制信号VCOMP的值的示例，曲线182示出了FC信号32的值的示例，以及曲线183示出了流经变压器10的初级绕组NP的电流IP的示例，包括该电流的峰值。该描述参考图1、图7A和图7B。
假设在T0之前的时间，电路170在非切换模式期间没有切换信号SW。还假设因为电路170没有切换信号SW，输出电压V输出未被调节。因此，控制信号VCOMP的水平高于FC信号32的水平。
假设在时间T0，电路170开始切换信号SW，并且还开始启动序列。因此，在启动序列期间，输出电压V输出未被调节到目标值。控制信号VCOMP的水平高于FC信号32的水平，因此响应于在比较器37的输出之前的CS信号，比较器176的输出被生效。比较器176的被生效的输出导致信号SW的接通时间终止。因此，切换信号SW被比较器176禁止。因此，电流IP的峰值根据启动序列期间的FC信号32的值被限制。切换信号SW的接通时间逐渐增加，因此电流IP的峰值响应于启动序列期间FC信号32的水平增加而逐渐增加。因此，电路170配置为随着启动序列的持续时间增加而逐渐增加电流IP的峰值。
假设在时间T1，输出电压V输出基本上达到目标值，并且VCOMP响应地改变。假设该示例中，作为响应，VCOMP的值变得低于FC信号32的水平。在该示例中，响应于电路170将输出电压V输出调节到目标值，电路170终止启动序列。因此，CS信号的值在它可以达到FC信号32的值之前达到VCOMP的值，从而使比较器37的输出生效而不是比较器176的输出。比较器37的输出的被生效的状态终止了切换信号SW的接通时间。因此，电流IP的峰值在正常工作期间由控制信号VCOMP限制。在正常工作期间或替代性地在输出电压V输出被调节的同时，切换信号SW的接通时间也由控制信号VCOMP控制。
图8示意性地示出了降压电源系统200的实施例的一部分的示例。系统200包括电路30或替代性地电路130或170的任何一个。系统200的示例性实施例包括电感器206，但不包括系统50的变压器10和辅助绕组NA。另外，二极管13和电容器12也不包括在内。因此，电阻器11耦接在电路30的输入电压V输入和电源端子VCC之间，用于向电源端子VCC提供电源电压VCC。功率晶体管204耦接在输入电压V输入和电感器206的第一端之间。电感器206的第二端耦接到系统200的输出端，用于产生负载210的输出电压V输出和输出电流I输出。
电路30的电流感测输入CS耦接到在功率晶体管204和电感器206的连接处形成的节点209，以接收CS信号用于感测流经功率晶体管204的电流IP。电路30在输出端PWM产生切换信号SW以响应于CS信号来切换晶体管204。电路30根据用于对系统200的输出(输出电压V输出和/或输出电流I输出)进行调节的FB信号来控制切换信号SW。整流器208的阴极耦接到节点209，以及整流器208的阳极耦接到公共回路。
图9示出了在半导体芯片221上形成的半导体器件或集成电路220的实施例的一部分的放大俯视图。在实施例中，可以在芯片221上形成30、130或170中的任何一个。为了简化图，芯片221还可以包括图9中未示出的其他电路。电路或集成电路220可以通过本领域技术人员熟知的半导体制造技术在芯片221上形成。
根据所有前述内容，本领域技术人员将理解，用于电源的控制电路可以包括：
控制电路(例如电路30、130和/或170中的一个或多个)，配置为在频率处操作切换信号(例如信号SW)以切换功率开关(例如晶体管20)，并且将输出电压(例如输出电压V输出)调节到目标值；
振荡器(例如电路30)，配置为在该频率处形成振荡器信号，并使切换信号在该频率处切换；以及
第一电路(例如电路31)，配置为在由控制电路启动的启动序列期间控制振荡器信号的频率增加，其中控制电路响应于将输出电压调节到目标值而终止增加该频率。
在实施例中，控制电路可以配置为在切换信号由于以非切换模式操作而未被切换之后开始启动序列。
实施例可以包括：控制电路可以配置为响应于施加到控制电路的功率而开始启动序列。
另一个实施例可以包括：第一电路可以配置为在启动序列期间以多个步骤递增地增加振荡器信号的频率。
控制电路可以具有如下实施例，该实施例可以包括：第一电路可以包括计数器，计数器按照计数器的每个增量来递增并增加该频率。
在实施例中，计数器的输出可以驱动多路复用器的输入以针对计数器的每个增量来选择不同的多路复用器输入。
实施例可以包括：控制电路可以包括误差放大器，所述误差放大器配置为响应于表示输出电压的反馈信号而形成误差信号，其中第一电路配置为形成控制信号例如FC信号32，以增加振荡器信号的频率，以及其中控制电路响应于误差信号改变到小于来自第一电路的控制信号的值而终止启动序列。
另一个实施例还可以包括电流限制电路，该电流限制电路配置为限制通过功率开关的电流的峰值，并且以对应于频率增加的速率来增加峰值。
在实施例中，第一电路可以配置为形成控制信号以增加振荡器信号的频率，该控制电路还包括电流限制电路，该电流限制电路配置为根据控制信号的值来限制通过功率开关的电流的峰值。
本领域技术人员还将理解，形成用于电源的控制电路的方法可以包括：
形成控制电路以形成切换信号来切换功率开关，以将输出电压调节到目标值；
形成诸如振荡器33的可变频率振荡器以在频率处振荡，其中控制电路响应于具有目标值的输出电压而在目标频率处切换开关信号；以及
形成第一电路例如电路31和/或132，以响应于在启动模式下工作的控制电路而开始将频率从小于所述目标频率的第一频率增加到第二频率，该第二频率大于第一频率并且还小于所述目标频率，其中第一电路配置为继续增加频率直到输出电压基本上达到目标值。
该方法还可以具有如下实施例，该实施例可以包括：将控制电路形成为包括跳过循环电路，该跳过循环电路在输出电压处于目标值的目标范围内时禁止控制电路切换开关信号。
该方法的实施例可以包括：形成控制电路以响应于向控制电路施加功率而在启动模式下操作。
另一个实施例可以包括：在响应于输出电压大于或小于目标值而停止切换信号的切换之后，形成控制电路以响应于控制电路启动切换信号的切换而在启动模式下工作。
实施例可以包括：在当所述输出电压不近似为所述目标值时停止所述切换信号的切换之后，形成控制电路以响应于启动切换所述切换信号而在所述启动模式下工作。
该方法还可以具有如下实施例，该实施例可以包括：形成第一电路以形成控制信号，该控制信号控制频率，包括配置第一电路以在启动模式期间将控制信号从第一值增加到第二值，以使得可变频率振荡器将频率从第一频率增加到第二频率。
另一个实施例可以包括形成第一电路(例如电路105)以包括定时振荡器例如振荡器107，该定时振荡器以具有在大约100Hz和大约10kHz之间的频率的定时频率工作。
本领域技术人员还将理解，形成电源控制电路的方法可以包括：
形成控制电路以形成切换信号，以在频率处切换功率晶体管来将电源的输出电压调节到目标值，其中控制电路配置为在正常操作模式和启动模式下操作，以及其中控制电路配置为响应于在正常操作模式下操作而切换目标频率处的切换信号；以及
配置第一电路为响应于在启动模式下操作而控制切换信号的频率从基本上第一频率增加到小于目标频率的第二频率。
该方法还可以具有如下实施例，该实施例可以包括：将控制电路形成为包括可变频率振荡器，可变频率振荡器响应于从第一电路接收的控制信号而形成切换信号的频率，其中第一电路将控制信号从第一值增加到第二值以使控制电路响应地将切换信号的频率从第一频率增加到第二频率。
实施例还可以包括：将控制电路配置为根据切换信号的频率控制而在启动模式期间限制通过功率晶体管的电流的峰值。
另一个实施例可以包括：将第一电路配置为形成从第一值增加到第二值的控制信号，以使得控制电路响应地增加切换信号的频率，以及将控制电路配置为根据控制信号限制电流的峰值。
鉴于上述所有，明显的是公开了一种新颖的装置和方法。在其他特征中，还包括形成控制电路以在不切换开关信号之后响应于启动或重新启动开关信号的切换而逐渐增加电源控制器的开关信号的频率，例如，响应于向电源控制器施加功率。逐渐增加切换频率减少了初级电流的振铃和尖峰。
尽管借助特定的优选实施例和示例性实施例描述了说明书的主题，但是前述附图和其描述仅描述了主题的实施例的典型和非限制性示例，以及因此，前述附图和其描述不被认为是限制说明书的范围，显然许多替代性方案和修改方案对于本领域技术人员而言是明显的。如本领域技术人员将理解的，控制电路30的示例形式被用作车辆以解释逐渐增加切换信号频率的操作方法。本领域技术人员将理解，只要电路配置为逐渐增加切换信号SW的频率，就可以使用其他电路来形成可变频率振荡器33，并且可以使用其他电路配置来形成软启动电路31。此外，可以使用各种类型的电路来检测非切换状况，以及用于导致电路30以非切换模式工作的一个或多个信号。
如本文权利要求书所反映的，创造性方面可能在于少于单个前述公开的实施例的所有特征。因此，本文表述的权利要求书明确地并入附图的详细描述中，其中每个权利要求独立地作为本实用新型的单独实施例。此外，如本领域技术人员将理解的，虽然本文所描述的某些实施例包括一些特征但不包括包含在其它实施例中的其它特征，但是不同实施例的特征的组合意味着处于本实用新型的范围之内并且形成不同的实施例。

Claims (10)

1.一种用于电源的控制电路，其特征在于，包括：
所述控制电路，配置为按照频率操作切换信号，以切换功率开关并将输出电压调节到目标值；
振荡器，配置为按照所述频率形成振荡器信号，并使所述切换信号按照所述频率切换；以及
第一电路，配置为在由所述控制电路启动的启动序列期间控制所述振荡器信号的频率增加，其中所述控制电路响应于将所述输出电压调节到所述目标值而终止增加所述频率。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路在所述切换信号由于以非切换模式操作而未被切换之后启动所述启动序列。
3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路配置为响应于施加到所述控制电路的功率而启动所述启动序列。
4.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述第一电路配置为在所述启动序列期间以多个步骤递增地增加所述振荡器信号的频率。
5.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路包括误差放大器，所述误差放大器配置为响应于表示所述输出电压的反馈信号而形成误差信号，其中所述第一电路配置为形成控制信号以增加所述振荡器信号的频率，以及其中所述控制电路响应于所述误差信号改变到比来自所述第一电路的控制信号小的值而终止所述启动序列。
6.一种用于电源的控制电路，其特征在于，包括：
所述控制电路，配置为形成切换信号来切换功率开关以将输出电压调节到目标值；
可变频率振荡器，形成为按照频率振荡，其中所述控制电路响应于具有所述目标值的所述输出电压而按照目标频率切换所述切换信号；以及
第一电路，形成为响应于在启动模式下操作的所述控制电路而启动将所述频率从小于所述目标频率的第一频率增加到第二频率，所述第二频率大于所述第一频率并还小于所述目标频率，其中所述第一电路配置为继续增加所述频率直到所述输出电压基本上达到所述目标值。
7.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路被形成为包括跳过循环电路，所述跳过循环电路在所述输出电压处于所述目标值的目标范围之内时禁止所述控制电路切换所述切换信号。
8.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路被配置为响应于当所述输出电压不近似为所述目标值时在停止切换所述切换信号之后启动切换所述切换信号而在所述启动模式下操作。
9.一种电源控制电路，其特征在于，包括：
控制电路，配置为形成切换信号以按照频率切换功率晶体管来将所述电源的输出电压调节到目标值，其中所述控制电路配置为在正常操作模式和启动模式下操作，以及其中所述控制电路配置为响应于在所述正常操作模式下操作而按照目标频率切换所述切换信号；以及
第一电路，配置为响应于在所述启动模式下操作而控制所述切换信号的频率从基本上第一频率增加到小于所述目标频率的第二频率。
10.根据权利要求9所述的电源控制电路，其特征在于，所述第一电路被配置为形成从第一值增加到第二值的控制信号，以使得所述控制电路响应地增加所述切换信号的频率，以及所述控制电路被配置为根据所述控制信号来限制所述功率晶体管的电流的峰值。
CN201721458071.1U 2016-11-03 2017-11-03 用于电源的控制电路 Active CN207782656U (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201662416920P 2016-11-03 2016-11-03
US62/416,920 2016-11-03
US15/730,967 US10250252B2 (en) 2016-11-03 2017-10-12 Control circuit and method therefor
US15/730,967 2017-10-12

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN207782656U true CN207782656U (zh) 2018-08-28

Family

ID=62021932

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201721458071.1U Active CN207782656U (zh) 2016-11-03 2017-11-03 用于电源的控制电路

Country Status (2)

Country Link
US (2) US10250252B2 (zh)
CN (1) CN207782656U (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113238518A (zh) * 2021-05-06 2021-08-10 上海御微半导体技术有限公司 运动控制系统及驱动器切换方法

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6904478B2 (ja) * 2018-03-13 2021-07-14 富士電機株式会社 電源装置、電源制御装置、および電源制御方法
US10601329B2 (en) * 2018-07-04 2020-03-24 Richtek Technology Corporation Switching regulator and power switch controller circuit thereof
US11271483B2 (en) 2018-10-17 2022-03-08 Texas Instruments Incorporated Bias power regulator circuit for isolated converters with a wide output voltage range
US11205965B2 (en) * 2019-01-14 2021-12-21 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus to calibrate a power converter
CN111327182B (zh) * 2020-03-30 2021-03-05 瀚昕微电子(无锡)有限公司 频率控制器
CN111736680B (zh) * 2020-05-28 2022-04-22 广东浪潮大数据研究有限公司 电源缓启动的控制方法、控制装置、控制设备及存储介质
US20230275573A1 (en) * 2022-02-28 2023-08-31 Texas Instruments Incorporated Pulse frequency modulator for switched mode power supply

Family Cites Families (36)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA2090523C (en) * 1992-02-29 1998-09-01 Nozomu Watanabe Frequency synthesizer and frequency synthesizing method
US6107851A (en) 1998-05-18 2000-08-22 Power Integrations, Inc. Offline converter with integrated softstart and frequency jitter
US6414627B1 (en) * 1999-10-12 2002-07-02 Mcewan Technologies, Llc Homodyne swept-range radar
ITVA20020038A1 (it) * 2002-05-30 2003-12-01 St Microelectronics Srl Regolatore di tensione
JP3887285B2 (ja) * 2002-08-27 2007-02-28 ローム株式会社 表示装置
WO2006059705A1 (ja) * 2004-12-03 2006-06-08 Rohm Co., Ltd スイッチング電源およびその制御回路ならびにそれを用いた電子機器
US7236028B1 (en) * 2005-07-22 2007-06-26 National Semiconductor Corporation Adaptive frequency variable delay-locked loop
JP4823604B2 (ja) 2005-08-05 2011-11-24 ローム株式会社 ソフトスタート回路、電源装置、電気機器
US8125424B2 (en) * 2006-11-30 2012-02-28 Lg Display Co., Ltd. Liquid crystal display device and driving method thereof
US8008903B2 (en) * 2007-03-23 2011-08-30 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for regulating a diode conduction duty cycle
KR101370650B1 (ko) 2007-04-25 2014-03-10 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위치 제어 장치, 스위치 제어 방법 및 이를 이용하는컨버터 및 그 구동방법
US7973520B2 (en) * 2007-08-01 2011-07-05 Samsung Electronics Co., Ltd. Piezoelectric transformer type high-voltage power apparatus and image forming apparatus
US8665614B2 (en) * 2007-09-28 2014-03-04 Stmicroelectronics S.R.L. Control method and device for switching power supplies having more than one control mode
KR101527966B1 (ko) * 2008-09-02 2015-06-17 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위치 모드 전력 공급 장치 및 그 구동 방법
JP5558786B2 (ja) * 2008-12-26 2014-07-23 キヤノン株式会社 高圧電源装置及び画像形成装置
US8045348B2 (en) * 2009-04-09 2011-10-25 Bcd Semiconductor Manufacturing Limited Switching mode power supply controller with high voltage startup circuits
JP5481926B2 (ja) * 2009-05-18 2014-04-23 富士通セミコンダクター株式会社 電源制御装置、電源装置、及び電源制御方法
US8749213B2 (en) * 2009-06-09 2014-06-10 Silergy Technology Mixed mode control for switching regulator with fast transient responses
JP5882574B2 (ja) * 2009-12-10 2016-03-09 キヤノン株式会社 高圧電源装置およびそれを備えた画像形成装置
JP2011172320A (ja) * 2010-02-16 2011-09-01 On Semiconductor Trading Ltd スイッチング制御回路
CN102291000B (zh) * 2011-08-29 2014-09-10 上海新进半导体制造有限公司 开关电源集成电路
US8823353B2 (en) * 2011-10-20 2014-09-02 Power Integrations, Inc. Power controller with smooth transition to pulse skipping
US20130106374A1 (en) * 2011-11-02 2013-05-02 Alan R. Ball Power supply controller and method therefor
WO2013080403A1 (ja) * 2011-11-28 2013-06-06 パナソニック株式会社 スイッチング電源装置および半導体装置
CN102664525B (zh) * 2012-05-08 2014-08-27 成都芯源系统有限公司 一种开关电源电路
CN102647073B (zh) * 2012-05-15 2014-11-26 成都芯源系统有限公司 一种开关稳压电路及其控制电路和方法
JP6433114B2 (ja) * 2012-08-01 2018-12-05 キヤノン株式会社 電源装置、画像形成装置及びｉｃ
US9285812B2 (en) * 2013-02-01 2016-03-15 Allegro Microsystems, Llc Soft start circuits and techniques
US9484801B2 (en) * 2014-01-31 2016-11-01 Murata Manufacturing Co., Ltd. Start-up regulator for high-input-voltage power converters
CN103780097B (zh) * 2014-02-25 2017-12-29 成都芯源系统有限公司 开关型功率变换器、时钟模块、控制电路及相关控制方法
US9882500B2 (en) * 2014-12-07 2018-01-30 Alpha & Omega Semiconductor (Cayman), Ltd. Power supply device
US9812976B2 (en) * 2015-06-30 2017-11-07 Fairchild Semiconductor Corporation Control of a startup circuit using a feedback pin of a PWM controller integrated circuit chip
JP6623585B2 (ja) * 2015-07-10 2019-12-25 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
CN106026619B (zh) * 2016-06-24 2019-03-22 成都芯源系统有限公司 限流峰值调整电路、限流单元、控制电路及功率变换器
US10050526B2 (en) * 2016-08-09 2018-08-14 Nxp Usa, Inc. Switching power converter
JP7066538B2 (ja) * 2018-06-07 2022-05-13 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113238518A (zh) * 2021-05-06 2021-08-10 上海御微半导体技术有限公司 运动控制系统及驱动器切换方法
CN113238518B (zh) * 2021-05-06 2024-04-09 上海御微半导体技术有限公司 运动控制系统及驱动器切换方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20190181855A1 (en) 2019-06-13
US20180123581A1 (en) 2018-05-03
US10250252B2 (en) 2019-04-02
US10720916B2 (en) 2020-07-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN207782656U (zh) 用于电源的控制电路
US7504815B2 (en) Switch mode power supply control systems
US9515556B2 (en) Current pulse count control in a voltage regulator
US7760520B2 (en) Current controlled switching mode power supply
US5414341A (en) DC-DC converter operable in an asyncronous or syncronous or linear mode
JP5424442B2 (ja) ダイオード導通デューティ・サイクルを調節する装置
US7893677B2 (en) Method and apparatus for synchronous boost voltage regulators with active negative current modulation
US7212416B2 (en) Switching power supply device and switching method
CN107872155B (zh) 用于直流-直流转换器的以pfm模式的扩频的实施
US7106602B2 (en) Switching-bursting method and apparatus for reducing standby power and improving load regulation in a DC—DC converter
WO2008049044A2 (en) Predictive duty ratio generating circuit and method for synchronous boost converters operating in pfm mode
US10630187B2 (en) Switching power supply device and semiconductor device
US9504105B2 (en) On-time control for switched mode power supplies
US8339809B2 (en) Switching power supply device
JP2006204091A (ja) スイッチング電源から出る出力電力を制御するための方法と装置
JP2010536318A (ja) 時分割マルチ出力ｄｃ／ｄｃコンバータ及び電圧レギュレータ
KR101031765B1 (ko) 전력 시스템 제어기를 형성하는 방법, 전력 공급 제어기를 형성하는 방법 및 전력 제어기 반도체 디바이스
KR20100023770A (ko) 적어도 하나의 반도체 광원을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트
US20120200321A1 (en) Method for generating a signal and structure therefor
CN112702815B (zh) 开关降压型led恒流控制电路、系统及方法
US20210249946A1 (en) Semiconductor switch control circuit and switching power source device
CN113497554A (zh) 电荷泵转换器以及控制方法
US9655175B2 (en) Off-time control for switched mode power supplies
CN113098243B (zh) 一种开关电源的控制电路及其控制方法
KR102609990B1 (ko) 스위칭 파워컨버터 내 파워스위치 트랜지스터를 위한 적응형 게이트 드라이브

Legal Events

Date Code Title Description
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant