CN201830144U - 适合于高压输入大功率输出的dc/dc变换器 - Google Patents

Abstract

一种适合于高压输入大功率输出的DC/DC变换器，包括两个输入分压电容串联组成输入分压电路、第一谐振变换器、第二谐振变换器以及两个谐振变换器共用的输出滤波电容，其中，所述第一谐振变换器和第二谐振变换器采用LLC串联谐振电路；第一输入分压电容的两端连接第一谐振变换器的输入端，所述第一谐振变换器的输出端连接输出滤波电容；第二输入分压电容的两端连接第二谐振变换器的输入端，所述第二谐振变换器的输出端连接输出滤波电容。本实用新型能够有效降低开关管的电压等级、降低成本、减少开关损耗，且能有效实现了两个谐振变换器间的静态和动态均流性能，提高了可靠性。

Description

适合于高压输入大功率输出的DC/DC变换器

技术领域

本实用新型属于一种DC/DC变换器。

背景技术

随着电力电子技术的发展，对电能变换装置的要求越来越高，特别是对输入功率因数的要求越来越高。经三相功率因数校正后，电路的输出一般可以达到760~800V，这就要求提高后级的DC/DC变换器的开关管的电压等级，使功率开关管的选择变得困难，增加了制造成本。而且，为了减小变换器的体积和重量，必须提高开关频率，就要求实现开关管的软开关（即零电压或零电流），以减少开关损耗。

发明内容

为了克服现有的DC/DC变换器的功率管选择困难、成本高、开关损耗较大的不足,本实用新型提供一种能够有效降低开关管的电压等级、降低成本、减少开关损耗的适合于高压输入大功率输出的DC/DC变换器。

本实用新型解决其技术问题所采用的技术方案是： 

一种适合于高压输入大功率输出的DC/DC变换器，包括两个输入分压电容串联组成输入分压电路、第一谐振变换器、第二谐振变换器以及两个谐振变换器共用的输出滤波电容，其中，所述第一谐振变换器和第二谐振变换器采用LLC串联谐振电路；第一输入分压电容的两端连接第一谐振变换器的输入端，所述第一谐振变换器的输出端连接输出滤波电容；第二输入分压电容的两端连接第二谐振变换器的输入端，所述第二谐振变换器的输出端连接输出滤波电容。

其中，第一谐振变换器和第二谐振变换器工作使用交错并联（interleave）技术。第一谐振变换器中S1、S6同时开通和关断；S2和S5同时开通和关断，且S1、S2互补导通，导通时间相同；同样第二谐振变换器中S3、S8同时开通和关断；S4和S7同时开通和关断，且S3、S4互补导通，导通时间相同；电路工作时通过控制电路使S3在S1导通（或关断）一半时间时开通，就可以实现两个谐振变换器的交错并联。使用交错并联技术，可以大大降低输出电容上的电流纹波，如图5，其中Il3与Il4分别是两个变换器的输出电流，I是Il3与Il4的和，其波动就是电容的纹波电流。

进一步，所述输出滤波电容有两个，所述第一谐振变换器的输出端连接第一输出滤波电容，所述第二谐振变换器的输出端连接第二输出滤波电容，两个输出滤波电容并联。

再进一步，所述第一谐振变换器和第二谐振变换器采用全桥LLC串联谐振电路。

或者是：所述第一谐振变换器和第二谐振变换器采用半桥LLC串联谐振电路。

更进一步，所述第一谐振变换器的电路结构：将第一开关管（S1）、第二开关管（S2）串联后，并联在第一输入分压电容的两端，第五开关管（S5）和第六开关管（S6）串联后，也并联在第一输入分压电容的两端，各个开关管均与对应的二极管并联；第一谐振电感（L1）和第一谐振电容（C5）分别与第一变压器（T1）的原边两端连接，所述第一开关管（S1）、第二开关管（S2）之间的中间节点与第一谐振电容（C5）连接，第五开关管（S5）和第六开关管（S6）之间的中间节点与第一谐振电感（L1）连接，第一变压器（T1）的副边连接第一整流电路，所述第一整流电路的输出连接第一输出滤波电容（C3）；

所述第二谐振变换器的电路结构：将第三开关管（S3）、第四开关管（S4）串联后，并联在第二输入分压电容的两端，第七开关管（S7）和第八开关管（S8）串联后，也并联在第二输入分压电容的两端，各个开关管均与对应的二极管并联；第二谐振电感（L2）和第二谐振电容（C6）分别与第二变压器（T2）的原边两端连接，所述第三开关管（S3）、第四开关管（S4）之间的中间节点与第二谐振电容（C6）连接，第五开关管（S5）和第六开关管（S6）之间的中间节点与第二谐振电感（L2）连接，第二变压器（T2）的副边连接第二整流电路，所述第二整流电路的输出端连接第二输出滤波电容（C4）。

所述第一整流电路为由四个二极管（D9、D10、D11、D12）组成的全桥整流电路；所述第二整流电路为由四个二极管（D13、D14、D15、D16）组成的全桥整流电路。

所述第一整流电路和第二整流电路均为同步整流电路。

与各个开关管对应的二极管是开关管的寄生二极管或复合二极管。

本实用新型的技术构思为：通过两个LLC电路原边的串联，使开关管的应力减少了一半；通过输出侧的交错并联使输出的电流纹波大大降低；保留了LLC串联谐振变换器主开关管在零电压状态下开通和关断，输出整流管在零电流状态下关断的特点，而且两个变换器具有动态和静态的自主均分输出功率的能力。

本实用新型的有益效果为：1、通过电路输入端的串联，使开关管的电压应力降低为传统变换器的一半；通过输出端的交错并联使加在输出滤波电容上的电流纹波比传统变换器大大降低，可以有效的减少输出滤波电容；2、利用电路的特点，有效实现了两个谐振变换器间的静态和动态均流性能，提高了可靠性。

附图说明

图1是适合于高压输入大功率输出的DC/DC变换器的电路图。

图2是图1所示DC/DC变换器的改进示意图。

图3是图2所示DC/DC变换器的改进示意图。

图4是图2所示DC/DC变换器的改进示意图。

  图5是变换器A和B的输出电流示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本实用新型作进一步描述。

参照图1，一种适合于高压输入大功率输出的DC/DC变换器，包括两个输入分压电容串联组成输入分压电路1、第一谐振变换器2、第二谐振变换器3以及两个谐振变换器共用的输出滤波电容4，其中，所述第一谐振变换器2和第二谐振变换器3采用LLC串联谐振电路；第一输入分压电容的两端连接第一谐振变换器的输入端，所述第一谐振变换器的输出端连接输出滤波电容；第二输入分压电容的两端连接第二谐振变换器的输入端，所述第二谐振变换器的输出端连接输出滤波电容。

其中，第一谐振变换器和第二谐振变换器工作使用交错并联（interleave）技术。第一谐振变换器中S1、S6同时开通和关断；S2和S5同时开通和关断，且S1、S2互补导通，导通时间相同；同样第二谐振变换器中S3、S8同时开通和关断；S4和S7同时开通和关断，且S3、S4互补导通，导通时间相同；电路工作时通过控制电路使S3在S1导通（或关断）一半时间时开通，就可以实现两个谐振变换器的交错并联。使用交错并联技术，可以大大降低输出电容上的电流纹波，如图5，其中Il3与Il4分别是两个变换器的输出电流，I是Il3与Il4的和，其波动就是电容的纹波电流。

所述输出滤波电容有两个，所述第一谐振变换器的输出端连接第一输出滤波电容，所述第二谐振变换器的输出端连接第二输出滤波电容，两个输出滤波电容并联。

所述第一谐振变换器和第二谐振变换器采用全桥LLC串联谐振电路。或者是：所述第一谐振变换器和第二谐振变换器采用半桥LLC串联谐振电路。

全桥LLC串联谐振电路的具体电路结构为：所述第一谐振变换器的电路结构：将第一开关管（S1）、第二开关管（S2）串联后，并联在第一输入分压电容的两端，第五开关管（S5）和第六开关管（S6）串联后，也并联在第一输入分压电容的两端，各个开关管均与对应的二极管并联；第一谐振电感（L1）和第一谐振电容（C5）分别与第一变压器（T1）的原边两端连接，所述第一开关管（S1）、第二开关管（S2）之间的中间节点与第一谐振电容（C5）连接，第五开关管（S5）和第六开关管（S6）之间的中间节点与第一谐振电感（L1）连接，第一变压器（T1）的副边连接第一整流电路，所述第一整流电路的输出连接第一输出滤波电容（C3）；

所述第二谐振变换器的电路结构：将第三开关管（S3）、第四开关管（S4）串联后，并联在第二输入分压电容的两端，第七开关管（S7）和第八开关管（S8）串联后，也并联在第二输入分压电容的两端，各个开关管均与对应的二极管并联；第二谐振电感（L2）和第二谐振电容（C6）分别与第二变压器（T2）的原边两端连接，所述第三开关管（S3）、第四开关管（S4）之间的中间节点与第二谐振电容（C6）连接，第五开关管（S5）和第六开关管（S6）之间的中间节点与第二谐振电感（L2）连接，第二变压器（T2）的副边连接第二整流电路，所述第二整流电路的输出端连接第二输出滤波电容（C4）。

所述第一整流电路为由四个二极管（D9、D10、D11、D12）组成的全桥整流电路；所述第二整流电路为由四个二极管（D13、D14、D15、D16）组成的全桥整流电路。

所述第一整流电路和第二整流电路均为同步整流电路。

与各个开关管对应的二极管是开关管的寄生二极管或复合二极管。

本实施例的工作过程：电路工作时，第一谐振变换器2和第二谐振变换器3的开关管承受的电压是输入电压的一半，而且两个谐振变换器具有自主平均分配输出电流的能力，比如：当第一谐振变换器2输出电流大于第二谐振变换器3时，则第一谐振变换器2的前级第一输入分压电容C1的电压下降，相应的第二输入分压电容C2的电压上升，因此第一谐振变换器2的输出电流下降，第二谐振变换器3的输出电流上升，最终使两个谐振变换器在稳定状态时的输出电流基本相等。

图2是图1的改进，即在变压器副边分别串联一个电感（Ls3、Ls4），也可以利用变压器自身的副边漏感，保证在输出负载突变的情况下，两个谐振变换器的动态均流。

在图2基础上将增加的电感移动到整流桥后，如图3的L3、L4。

在图3基础上将增加的电感耦合，后者直接用一只电感，如图4的L3。

这几种电路均能保证在输出负载突变的情况下，两个谐振变换器的动态均流。

图5是变换器A和B的输出电流（Il3、Il4）和总电流（I），由于输出交错并联的作用，I的波动大大降低，电流纹波较小，因此输出滤波电容可以大大减少。

Claims (9)

1.一种适合于高压输入大功率输出的DC/DC变换器，其特征在于：所述DC/DC变换器包括两个输入分压电容串联组成输入分压电路、第一谐振变换器、第二谐振变换器以及两个谐振变换器共用的输出滤波电容，其中，所述第一谐振变换器和第二谐振变换器采用LLC串联谐振电路；第一输入分压电容的两端连接第一谐振变换器的输入端，所述第一谐振变换器的输出端连接输出滤波电容；第二输入分压电容的两端连接第二谐振变换器的输入端，所述第二谐振变换器的输出端连接输出滤波电容。

2.如权利要求1所述的适合于高压输入大功率输出的DC/DC变换器，其特征在于：所述输出滤波电容有两个，所述第一谐振变换器的输出端连接第一输出滤波电容，所述第二谐振变换器的输出端连接第二输出滤波电容，两个输出滤波电容并联。

3.如权利要求1或2所述的适合于高压输入大功率输出的DC/DC变换器，其特征在于：所述第一谐振变换器和第二谐振变换器采用全桥LLC串联谐振电路。

4.如权利要求1或2所述的适合于高压输入大功率输出的DC/DC变换器，其特征在于：所述第一谐振变换器和第二谐振变换器采用半桥LLC串联谐振电路。

5.如权利要求3所述的适合于高压输入大功率输出的DC/DC变换器，其特征在于：所述第一谐振变换器的电路结构：将第一开关管（S1）、第二开关管（S2）串联后，并联在第一输入分压电容的两端，第五开关管（S5）和第六开关管（S6）串联后，也并联在第一输入分压电容的两端，各个开关管均与对应的二极管并联；第一谐振电感（L1）和第一谐振电容（C5）分别与第一变压器（T1）的原边两端连接，所述第一开关管（S1）、第二开关管（S2）之间的中间节点与第一谐振电容（C5）连接，第五开关管（S5）和第六开关管（S6）之间的中间节点与第一谐振电感（L1）连接，第一变压器（T1）的副边连接第一整流电路，所述第一整流电路的输出连接第一输出滤波电容（C3）；

所述第二谐振变换器的电路结构：将第三开关管（S3）、第四开关管（S4）串联后，并联在第二输入分压电容的两端，第七开关管（S7）和第八开关管（S8）串联后，也并联在第二输入分压电容的两端，各个开关管均与对应的二极管并联；第二谐振电感（L2）和第二谐振电容（C6）分别与第二变压器（T2）的原边两端连接，所述第三开关管（S3）、第四开关管（S4）之间的中间节点与第二谐振电容（C6）连接，第五开关管（S5）和第六开关管（S6）之间的中间节点与第二谐振电感（L2）连接，第二变压器（T2）的副边连接第二整流电路，所述第二整流电路的输出端连接第二输出滤波电容（C4）。 

6.如权利要求5所述的适合于高压输入大功率输出的DC/DC变换器，其特征在于：所述第一整流电路为由四个二极管（D9、D10、D11、D12）组成的全桥整流电路；所述第二整流电路为由四个二极管（D13、D14、D15、D16）组成的全桥整流电路。 

7.如权利要求5所述的适合于高压输入大功率输出的DC/DC变换器，其特征在于：所述第一整流电路和第二整流电路均为同步整流电路。

8.如权利要求5所述的适合于高压输入大功率输出的DC/DC变换器，其特征在于：与各个开关管对应的二极管是开关管的寄生二极管或复合二极管。

9.如权利要求1或2所述的适合于高压输入大功率输出的DC/DC变换器，其特征在于：采用交错并联技术，降低输出电容的纹波电流。

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