CN1981445B - 总和-增量调制器 - Google Patents

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Abstract

一种用于控制总和-增量调制器的方法，该总和-增量调制器具有一个环路，该环路建立总和-增量调制器的信号转移函数STF和量化噪声转移函数NTF，其中该总和-增量调制器接收输入信号x(n)，并响应于该输入信号提供调制后的输出信号y(n)。该方法特征在于，包括步骤：响应于与输入信号相关的信号特征A(n)，控制总和-增量调制器以改变该量化噪声转移函数NTF。

Description

总和-增量调制器
技术领域
本发明涉及总和-增量(sigma Delta)调制器。 
背景技术
近年来，低通型总和-增量转换器已经被成功地用于A/D或D/A转换器，但是它们还被用于不同类型的D类放大器。此外，带通总和-增量转换器已经与用于数字无线通信系统中的RF基带信号的数字或模拟变换相结合，被成功地用于频率上/下调制。 
常规转换器是围绕具有相对高的、通常由位数指定的分辨率而建立的，借助于位数，信号例如被表示为8位、12位或16位。然而，由于高分辨率的量化器，这些常规转换器与总和-增量转换器相比，在结构上要相对复杂。对常规转换器的进一步改进很麻烦在于，一方面，常规转换器的高分辨率的进一步改进将引起转换器的复杂度的急剧增大。另外，需要昂贵的组件匹配或调整。另一方面，增加的采样频率通常为转换器的制造增加了额外的成本。常规转换器以奈奎斯特频率采样输入信号，然而，可以采用典型的2-16倍的过采样。 
总和-增量转换器在它们的基本结构上比常规转换器更为简单。它们是围绕具有满刻度输入信号的典型地2、3或4级的相对近似的分辨率的量化器而建立的。这种低分辨率的量化器可以比高分辨率的量化器工作于更高的采样频率，但是代价是更大的量化误差，即输入信号和输出信号之差的差值。 
为了补偿这种较大的量化误差，总和-增量调制器是用反馈环路配置的，在该反馈环路中量化误差的积分调制量化器。此外，总和-增量调制器以例如32、50、64或128倍的相对高的过采样率工作。输入到总和-增量调制器的信号通常以过采样的采样频率进行采样，该过 采样的采样频率也被表示为总和-增量调制器的时钟频率。总和-增量调制器以等于过采样率乘以采样频率的这种时钟频率工作。借助于这种配置和高时钟频率，量化误差以相对高的时钟频率积分，通常高于奈奎斯特频率多倍，以提供这样一个信号，即该信号在奈奎斯特采样时间间隔上平均几乎无误差。用于音频频带信号处理的典型时钟频率例如为1.2MHz或2.4MHz。 
生成处于较大采样频率的位流。由于通常不便于在较高采样频率处执行后续的信号处理，对该位流应用抽取处理，从而提供大约奈奎斯特的频率的速率而且具有所期望的相对高的分辨率的数字输出信号。通常，相比常规转换器，总和-增量调制器提供较低的失真和较低成本。 
图1示出了普通总和-增量调制器的模型。该总和-增量调制器是在离散时域(Z-域)实现中展示的，其中x(n)和y(n)分别为输入信号和输出信号，具有离散时刻n的信号值。该调制器包括输入滤波器G(z)、量化器Q、环路滤波器H(z)和加法器S1，加法器S1根据所示出的符号，即从来自G(z)的值中减去来自H(z)的值，计算输入到它的值的和。应指出，存在其它等效配置，例如H(z)安排在加法器和量化器之间，或者H(z)被分为加法器和量化器之间的a部分以及反馈环路中的b部分。 
对于低通总和-增量调制器而言，总和-增量转换器的反馈回路充当积分器，该积分器与加法器S1组合以确保平均量化误差为0或接近0。总和-增量调制器充当输入信号的低通滤波器，并且充当量化噪声的高通滤波器，这是一种适当的行为，因为当环路滤波器被设计用于通过感兴趣的频带中的输入信号时，在该感兴趣的频带中量化噪声被衰减。 
即使用第一阶总和-增量调制器也可以估计噪声衰减，即，包含量化器的单个积分器级上游的调制器，但是为了实现高分辨率转换器的所需的高信噪比，需要使用高阶调制器，即包含级联的多个积分器的调制器。然而，如果使用高阶调制器，将产生稳定性的问题。 
在总和-增量转换器的设计中，目的是使由量化器Q所产生的通带中的量化噪声最小，即调制该量化噪声。另一个目的是使感兴趣信号频带中的调制器输出的信号漂移或者过滤后的调制器输出信号(通常称为MSA)最大，而且目标是实现接近1.0的MSA。由于常规S域/Z域稳定性标准不适用于这种高度非线性系统，对于具有2、3、4级量化器Q(z)(或低级量化器)的调制器而言，MSA尤为重要。 
上述这些目的将使调制器的动态范围最大化，而最后一个目的尤其在D类转换器以及调制器的低压实现中更为有用。第三个目的是使芯片的尺寸最小，这将降低ASIC实现中的调制器的成本和功耗。 
为了实现使调制器的ASIC设计中的功率/芯片尺寸最小的第三个目的，使用1位或较低级量化级别非常关键。调制器的量化器中的较少级别生成了更多量化噪声，以便衰减使用高阶所必需的信号频带中的量化噪声，并且需要使用具有噪声转移函数(见之后的定义)的高阶和非常主动的反馈回路滤波器H(z)，该噪声转移函数在阻/通带之间具有非常陡的转变以及在阻带中具有高的衰减。而且，一种高阶主动反馈环路滤器将降低MSA。如果MSA非常低，则调制器的噪声转移函数将具有非常好的量化噪声衰减，但由于MSA低，其将危及动态范围和满刻度的信号漂移。为了优化调制器的动态范围/SNR，存在一种MSA的最佳选择。 
遗憾的是，上述三个目的都是部分是冲突的，而且必须进行折衷，即在最小化量化噪声(在通带中)和获得高MSA等之间存在折衷。考虑所有这三个目的，通常最佳情况是以MSA为大约0.5(或低于满刻度6dB)结束的。参见例如来自德州仪器(Texas Instruments)的DSD 1702数据表，其中总和-增量调制器被用于D/A转换器中。 
现有技术
US 2002/0030618-A1公开了一种使用多个级联的积分器级和一个量化器，重建总和-增量调制器的稳定性的方法。来自调制器的数据输出被监控以检测对应于调制器的不稳定状态的预定位序列。如果以 及当检测到该位序列时，则该级联中的最后一个积分器被复位，而且一个或多个在前的积分器状态顺序地被复位，直到没有再检测到不稳定状态。 
因此，通过检测缺乏稳定性的指示和将调制器带回到稳定状态以恢复总和-增量调制器的性能，解决高阶总和-增量调制器中可能的稳定性问题。然而，由于总和-增量调制器的突然的或高度非线性控制，根据这种现有技术的调制器将遭受显著的或相对较高的总谐波失真(THD)。 
US 6,642,874B1公开了一种整形量化噪声而不影响感兴趣的频带的方法。这是借助通过滤波器R(z)提供附加的误差反馈路径的另一个反馈环路实现的。滤波器R(z)对感兴趣的频带中的量化噪声进行整形，而不会另外影响输入信号感兴趣的频带中的调制器响应。因此，调制器的动态范围(或SNR)可通过R(z)的适当设计来扩展。 
R(z)的适当设计将改善调制器的动态范围，但该调制器仅仅为稳定的调制器改善了信噪比。因此，该公开的方法不能确保提供具有低级量化器的稳定高阶调制器。因此，所公开的调制器需要一种相对复杂的配置，其量化级别高于大约5或6级，以用于高阶调制器。 
因此，现有技术没有提供一种对于上述提及的三种目的之间的冲突的解决方案。这种解决方案将高度相关并可理解。即，一种方法允许进一步的量化噪声衰减，同时保留高的MSA，但是不必进行通常的折衷和妥协。 
发明内容
本发明提供了一种用于控制总和-增量调制器的方法，该总和-增量调制器具有一个环路，该环路建立总和-增量调制器的信号转移函数STF和量化噪声转移函数NTF，该总和-增量调制器接收输入信号并响应于该输入信号提供调制后的输出信号。该方法包括步骤：响应于与输入信号相关的信号特征，控制总和-增量调制器以改变该量化噪声 转移函数NTF。 
由于应用了自适应噪声整形，最大稳定幅度MSA适合于当前信号幅度，从而尽可能地衰减量化噪声，同时维持调制器的稳定性。结果，信噪比得以改善。即，量化噪声是根据信号幅度整形的。换言之，噪声转移函数适应于输入信号。 
一般而言，根据经验，MSA(单调地)取决于噪声转移函数的积分的数值。因此，可能存在不同的改变NTF的方式以实现期望的MSA的改变。 
应指出，可以理解的是，信号特征与输入信号的幅度相关。如下面将要描述的，可以理解的是，信号特征可以通过总和-增量调制器的不同信号源和/或通过不同信号源的不同信号处理来提供。因此，明显的是，不同程度的相关可以提供用于控制噪声转移函数的足够的信息。可以提供该控制方法和总和-增量调制器的不同实现。这种实现可以包括模拟的、软件的和/或数字的实现。 
优选地，噪声转移函数NTF被改变以在信号特征A(n)代表相对大的幅度时，以较小的程度抑制量化噪声，相对于当信号特征A(n)代表相对小的幅度时，改变噪声转移函数，以较大的程度抑制量化噪声。由于当NTF之下的积分增大时MSA增大，这是一种便利的控制或自适应策略。然而，一方面，当MSA增大时，在信号频带或感兴趣的频带中将产生更多的量化噪声。另一方面，较小的MSA值是对信号漂移的一种限制(假设需要稳定性)。 
当噪声转移函数NTF被改变，同时总和-增量调制器工作于稳定状态时，上述对信噪比的改善不受由总和-增量调制器的控制所引起的失真增大的破坏。因此，由于调制器非常难于显示其输出信号中的振荡或“失控”组分，只可获得较小的失真。 
包含具有2个以上积分器级联的环路滤波器H(z)的总和-增量环路尤其适用于与上述控制方法结合。 
已经知道，总和-增量调制器包括量化器，而且对于2级量化器，第一阶环路滤波器总是提供稳定的调制器，而第二阶环路滤波器是有 条件稳定的。较高阶环路滤波器借助更多的主动滤波器提供更好的噪声衰减，但它们潜在是不稳定的。因此，该控制方法尤其适合与高阶调制器结合。该方法还适合于具有少量量化级的量化器，因为这种量化器是高度非线性的。 
总和-增量环路包括环路滤波器，而且噪声转移函数的整形是通过改变环路滤波器的滤波器系数控制的，以便移动由环路滤波器提供的转移函数中的零点或极点。移动转移函数的极点和零点是控制MSA的一个选项，因为噪声转移函数的积分的数值可以通过移动极点和/或零点来改变。对于典型的级联积分器滤波器，公知的是极点和零点的位置是通过改变b系数或a系数和/或e系数(复数极点和零点)控制的。对于其它类型的环路滤波器存在用于控制极点和零点的其它方式。 
然而，优选地，环路滤波器包括滤波器级的级联，而且噪声转移函数的整形是通过改变积分器的损失系数控制的。从而，NTF的斜率是可改变的，这又将改变NTF曲线之下的面积。 
优选地，积分器的损失系数适合于在大于值0的较小值和小于或等于1的较大值之间可控地调节。损失系数可通过选择离散的预先计算的值，或者可通过计算损失系数的增量变化来逐步调节。根据经验，优选地，这些损失利用从该级联中的第一至后续积分器增大的值来应用。对应于从例如0.5至0.8或1.0的积分器反馈系数的积分器损失为典型值。应指出，这种损失可应用于不同组合中。 
在一个优选实施例中，总和-增量环路包括一个量化器，该所述量化器以NQ级量化对于所述量化器的输入，其中NQ大于或等于2级但小于6级。如上所述，该控制方法有利地适合于具有少量量化级的量化器，因为这种量化器高度非线性。特别是在与高阶环路滤波器结合时可以借助更多的主动滤波器获得更好的噪声衰减，但这些量化器是潜在地不稳定的。优选实施例包括具有第4阶环路滤波器的两级量化器、具有第4阶环路滤波器的三级量化器、或具有第5阶环路滤波器的三级量化器。 
在本发明一方面，总和-增量环路包括量化器，而且噪声转移函数的整形是通过改变环路的量化器的阈值来控制的。该阈值将改变量化器的信号处理行为，这又将在改变噪声转移函数中提供更多的自由度。能获得这种能力是因为量化器级的数量以及量化器阈值的位置确定了MSA和量化误差增益之间的关系，这又与由环路滤波器所确定的噪声转移函数相关联。这是结合图5和6描述的。 
在另一方面，通过被控制用于信号特征的选择值的预滤波器提供输入信号。从而，输入信号的量化是可能的，例如当信号转移函数降低了信号带宽时。 
在再一方面，该方法包括以下步骤：计算阈值峰值和可选择的环路滤波器参数的关联值，这些关联值是在对于给定的信号特征的值A(n)的意义上相关联的，最近的较低阈值峰值确定这样一个阈值，即在该阈值处，可选择的环路滤波器参数在应用于环路滤波器时，提供对于信号特征的值稳定的调制器。 
该信号特征可以是调制器的输入信号，和/或来自调制器的输出信号，和/或环路滤波器的状态变量。这些信号至少在可以提供噪声转移函数的足够控制的程度上与输入信号相关。 
优选地，由峰值检测器处理该信号特征以提供中间控制信号，基于该中间控制信号，执行由哪些控制信号提供对噪声转移函数的控制的判决。由于，由此降低了超过MSA的风险，所以峰值检测器是有利的。 
优选地，峰值检测器执行该信号特征的低通滤波，并随后确定经低通滤波后的信号特征的数值。这尤其是在该信号特征有噪声时特别方便，例如当该信号特征为调制器的输出信号时，或者特别是当该信号特征为环路滤波器的状态变量时。 
优选地，存储由峰值检测器提供的输出的N个在先采样的运行窗口，而且选择这N个在先采样的最大值作为中间控制信号。例如，N＝10或N更大，但小于对应于过采样率OSR的采样数，OSR通常为32、50、64或其它比率。 
优选地，通过查找表执行对哪些控制信号提供对噪声转移函数的控制的判决，该查找表包含存储的控制信号并且与中间控制信号 
Figure S05815587220061117D000081
的值或值的范围相关联。对于模拟实现而言，该查找表例如存储用于选择开关电容(switch-cap)系数的控制比特。对于数字实现而言，数字系数可以直接存储在该查找表中。 
通过选择噪声转移函数可以提供至少高于估计的峰值大约5％的最大稳定幅度MSA。从而提供了某个安全容限。由于该估计通常是有噪声的而且由于低通滤波器引入了延迟，安全容限是所希望的。 
该信号特征的峰值的满刻度范围被分为多个范围，其中每个范围与一个可选择的噪声转移函数相关联。可以优选地具有两个或三个适应级别，但是任何数量的适应级别都是可能的。优选地，将适应信号值的顶部范围分成比中部范围更多的适应级别。或者，适应级别的较低范围被分成比中级范围更多的级别。 
在本发明的一方面，该方法执行以下步骤：对于不同环路滤波器确定噪声放大因子A的最小值(Amin)；确定最大稳定幅度值MSA，该MSA被选择成使得小于MSA的输入信号值将提供稳定的调制器；创建一组不同的环路滤波器，其中每个滤波器与相应确定的最大幅度值MSA相关；响应于与该输入信号相关的适应信号，从该组滤波器中选择一个滤波器。 
此外，提供一种计算机程序和以程序编码的计算机可读介质，该程序在被计算机运行时执行该方法。 
此外，还提供一种模数转换器，数模转换器，话筒，以及包含根据上述方法来控制的总和．增量调制器的D类放大器。 
附图说明
下面结合附图描述本发明，其中： 
图1示出了一般总和一增量调制器的模型； 
图2示出了具有线性化量化器的一般总和．增量调制器的模型； 
图3示出了噪声转移函数的一个实例以及第四阶总和．增量转换 器的信号转移函数； 
图4示出了作为线性化量化器放大因子Kn的函数的噪声放大因子A的两个不同曲线； 
图5示出了作为高斯分布量化器输入信号的信号峰值mx的函数的噪声放大因子A的曲线； 
图6示出了A(Kn)和A(mx)、量化器增益Kn和最大稳定输入幅度MSA之间的关系； 
图7a、7b、7c、7d、7e、7f示出了具有ANS控制电路的总和-增量调制器的不同实施例； 
图8示出了在感兴趣的频带中的不同噪声电平； 
图9a更详细地示出了一般的ANS控制电路； 
图9b示出了ANS控制电路的一个优选实施例； 
图9c示出了ANS控制电路的另一个优选实施例； 
图10示出了具有自适应噪声整形控制器的总和-增量转换器的一个优选实施例； 
图11a和11b示出了图10中的调制器的积分器Hi(z)的框图； 
图12a示出了积分器的开关电容器实现； 
图12b示出了开关电容器采样电路； 
图13示出了作为数字调制器实现的总和-增量转换器的另一个优选实施例； 
图14a和14b示出了数字积分器的优选实施例的框图； 
图15示出了在作为数字调制器实现时，根据本发明的总和-增量转换器的再一个优选实施例； 
图16a示出了对于给定的输入信号峰值提供稳定操作条件所需的MSA的范围； 
图16b示出了对于通过选择5个不同噪声转移函数之一MSA可以适用于峰值的示例性设计，作为输入信号峰值mx的函数的所实现的MSA； 
图17a～17d示出了提供不同MSA值和不同量化噪声衰减的不同 噪声转移函数的集合； 
图18示出了包含总和-增量调制器的D类放大器和安排用于驱动负载的所谓的H桥； 
图19示出了H桥的配置； 
图20示出了数字话筒的第一个框图； 
图21示出了数字话筒的第二个框图；以及 
图22示出了具有集成电路和话筒部件的话筒的原理图。 
具体实施方式
作为对于优选实施例的描述的介绍，就稳定性的考虑来描述具有线性化量化器的简单的总和-增量调制器。 
图2示出了具有线性化量化器的总和-增量调制器的模型。该总和-增量调制器是在离散时域实现中示出的，其中x(n)和y(n)分别是输入信号和输出信号，并且具有在离散时刻n的信号值。该调制器包括输入滤波器G(z)、量化器Q(z)、环路滤波器H(z)和加法器S1。 
分析总和-增量调制器的一种最通用方式是利用具有增益因子Kn、指定的量化器增益及指定有q(n)的噪声源的放大器A1的形式的线性化量化器，替代高度非线性量化器Q。该噪声源通过加法器S2影响量化器的输出。K (n)和q(n)包含离散时刻n的值。应指出，相比时钟频率的速率，kn变化很慢。Kn和噪声源建模量化器的非线性成分。 
在此说明书中使用Z域模型，该Z域模型可同时用于调制器的模拟开关电容器实现和数字实现。Z域描述可变换为连续的时域描述以提供RC调制器实现。 
应指出，当由于量化器高度非线性而使该量化器具有相对粗糙的分辨率时，关于线性系统的常规理论无法用于分析该调制器。这一方面在总和-增量调制器文献中进行了很深入的说明。然而，借助线性化模型，信号转移函数STF和噪声转移函数NTF被发现为如下公式(请 参考通用文献)： 
STF kn ( z ) = Y ( z ) X ( z ) = K n G ( z ) 1 + K n H ( z )
NTF Kn ( z ) = Y ( z ) Q ( z ) = 1 1 + K n H ( z ) 公式(1) 
它们是分别描述从输入x转移到输出y以及从噪声源q转移到输出y的性能的函数。为了简化环路滤波器的分析或设计，可以设置G(z)等于H(z)。 
如果滤波器H(z)被设计为第M阶低通滤波器，则STF将是第M阶低通滤波器，而NTF将是第M阶高通滤波器，而且调制器的阶数应该说就是第M阶。如果H(z)被设计为带通滤波器，则STF和NTF分别成为带通滤波器和带阻滤波器。带通滤波器尤其适用于现代的数字通信系统。 
图3示出了例如第四阶总和-增量转换器的噪声转移函数NTF和信号转移函数STF的一个实例。这些转移函数被显示为增益与由采样频率fs归一化的频率f之间的关系。NTF被显示为具有对于例如第四阶Butterworth高通特性的固定的Kn。该特性是借助具有第四阶Butterworth低通滤波器的环路滤波器获得的。然而，也可使用其它类型的滤波器，例如Chebychev滤波器。结果，环路滤波器建立了一个信号转移函数STF，其具有一个通带，在该通带中噪声转移函数具有其阻带，反之亦然。因此，在其阻带中的高通滤波器的噪声衰减NTF确定了低通滤波器的通带中的噪声电平STF。 
作为设计参数，‘标称频带’或‘信号频带’或‘感兴趣的频带’指定了可能出现输入信号的频带，而且期望该输入信号通过总和-增量调制器。 
对于常规的总和-增量调制器而言，环路滤波器被设计使得信号转移函数STF实现期望的‘标称频带’或‘感兴趣的频带’，而对应的噪声转移函数实现期望的量化噪声抑制。感兴趣的频带被示意为位于频率fc，Bol之下。可见，fc，Bol正好位于STF和NTF的截止频率之下。 
NTF的阻带中的较佳衰减意味着量化噪声所起的作用将降低；然 而，如下所述，用于常规调制器的MSA将降低。 
STF和NTF为确定总和-增量转换器的信号处理特性的函数。总和-增量转换器的基本构思是将量化噪声从量化器推出到感兴趣的频带之外。从而可能滤除位于较高频率的量化噪声而不会使信号频带失真。位于较高频率的量化噪声可以通过位于总和-增量反馈环路之外的后置滤波器去除。在一些应用中(D/A转换器或D类放大器等)，可以省略y(n)的后置滤波(抽取)，但这依赖于使用总和-增量转换器的应用。近年来，由于NTF函数提供的量化噪声特性的调制和其低实现成本，总和-增量转换器已经变得非常流行。 
MSA说明 
从上面的说明可以清楚地看出，环路滤波器H(z)应该有目的地设计为具有期望的NTF特性，即最终的NTF应该非常主动，并且具有大量的极点和零点，即具有较宽的阻带、非常好的阻带衰减以及从阻带到通带的快速转移。遗憾的是，存在NTF可以在何种程度上主动的限制。如果超过该限制，则调制器将呈现不稳定的性能。下面将讨论调制器的稳定性。 
多年来，通常认为不可能设计具有高于2阶的更高阶的稳足的总和-增量调制器。这主要解释为是由于在调制器的反馈路径中使用了高度非线性量化器引起的。迄今已经证实不是这样的，而且在最近几十年来在很多文献中已经描述了许多更高阶的调制器(即，更主动的NTF设计)。 
设计更高阶的调制器的关键涉及调制器的线性化模型以分析稳定性。许多论文都已经写到了稳定性问题并且已经开发了多种稳定性标准。最主要的标准有： 
·高斯稳定性标准，其是最为流行的一个标准 
·BIBO(有界输入-有界输出)标准 
·改进的BIBO标准 
所有稳定性标准共同的是它们都依赖于在噪声放大因子A(Kn) 中描述的NTF函数的范数(norm)，即从q(n)到y(n)： 
A ( K n ) = ∫ - Fs / 2 Fs / 2 | NTF Kn ( f ) | 2 2 df = | | ntf Kn ( n ) | | 2 2 公式(2) 
高斯标准基于2-norm(如同上述公式中一样)，而BIBO基于1-norm，下面仅解释了高斯标准。对于更高阶调制器，所有曲线A(Kn)都是∪形凸状曲线。从以上可以认识到，由环路滤波器实现的噪声转移函数的形状对于调制器的稳定性起重要的作用。 
图4示出了作为线性化量化器放大因子Kn的函数的噪声放大因子A的两条不同曲线。曲线C1和C2是针对具有例如两个第四阶环路滤波器的两个不同更高阶调制器获得的。这两个曲线为∪形凸状曲线，分别具有全局最小值Amin1和AMin2，它们出现在Kn＝0和无穷大之间的值处。 
还可以看出(请参考通用文献)，在高斯量化噪声分布假设之下，噪声放大曲线还依赖于调制器的输入电平mx。 
图5示出了作为高斯分布式量化器输入信号的信号峰值mx的函数的噪声放大因子A的曲线。该示例性曲线是为1-bit/2-级量化器示出的。应指出，对于量化器的不同数量的级别和不同的阈值，该曲线将不同。该曲线是为0.0和1.0之间的数值峰值mx的比例绘制的。其中1.0代表满刻度值。 
该曲线是根据以下表达式绘制的，该表达式代表所示出的峰值mx和噪声放大因子A(mx)之间的相互依赖性。 
A ( m x ) = 1 - m x 2 1 - m x 2 - 2 π exp [ - 2 ( erf - 1 ( m x ) ) 2 ] t 公式(3) 
其中erf是同样表示正态分布概率密度函数的误差函数，而且它在本领域中是公知的。 
这里，输入电平mx被假设为输入信号的峰值电平(实际上假设为DC电平，因为时钟频率Fc比信号的频率高得多：FC＞＞FBol)，请注意，还存在对于3，4，...，N级的A(mx)曲线。 
如上所示，噪声放大因子A取决于Kn和mx，即如结合A(Kn)和A(mx)所描述的。A(Kn)和A(mx)被用于为以下描述的调制器的给定输入电平mx确定未知的Kn增益因子。 
图6示出了A(Kn)和A(mx)、量化器增益Kn和最大稳定输入幅度MSA之间的关系。 
稳定的总和-增量调制器总是遵循这些曲线，而且从这些曲线可以找到表示为MSA的最大稳定输入电平。将输入幅度限制为低于MSA的幅度确保了调制器呈现稳定的性能。如果该幅度超过MSA，则该调制器将可能开始振荡并且变得不稳定。 
请注意，如果A(Kn)曲线中的Amin点大于A(mx＝0)点，则该调制器即使对于输入信号0也将变得不稳定。 
从上面的说明可以看出，NTF函数确定了Amin点，Amin点又确定了可实现的MSA，Amin越小MSA越高。从A(Kn)函数可以看出，Amin点取决于|NTF|函数之下的面积，更大的面积意味着更小的Amin，以及由此更高的MSA，较小的面积意味着更高的Amin和更低的MSA。此外，由于|NTF|曲线之下的面积由NTF滤波器阻带带宽和过渡带宽确定，小的阻带(由于量化噪声抑制，其总是所期望的)意味着更低的MSA。 
上面已经提供了对MSA方面的描述，下面描述利用这种知识的优选实施例。 
图7a、7b、7c、7d、7e、7f示出了具有自适应噪声整形控制电路的总和-增量调制器的不同实施例。通过控制总和-增量调制器的环路滤波器，下面描述的不同实施例提供了噪声转移函数NTF的自适应控制，该环路滤波器又将确定噪声转移函数以及信号转移函数。借助于自适应噪声整形ANS控制电路控制环路滤波器。噪声转移函数响应于适应信号而被自适应整形。适应信号是在某种程度上与最大输入幅度，即峰值mx有关的信号。适应信号是在某种程度上与输入信号有关的信号。下面结合该实施例描述提供适应信号的不同方式。 
自适应噪声整形可能导致信号转移函数的通带改变。然而在大部 分情况下，STF的变化将正好在感兴趣的频带之上，因此不会有影响。 
当对于调制器的输入是模拟信号时，x(n)是在时刻n采样的模拟信号。n是操作总和-增量调制器的时钟频率的时刻。在实际实现中，通常以奈奎斯特频率采样x就足够了，但是所采样的信号的信号处理是以过采样采样频率执行的，该过采样采样频率可方便地指示该时钟频率。 
然而，调制器的输入也可以是数字信号x(n)，其在采样时刻n具有连续数字值。通常，x(n)为单比特信号。 
请注意，控制信号的路径被描绘为带有未填充箭头的线，而其它信号的路径被描述为带有填充箭头的线。 
图7a示出了具有自适应噪声整形控制电路的总和-增量调制器的第一个实施例。总和-增量调制器包括量化器Q 702，其在由调制器的时钟信号所确定的时刻n提供离散输出信号y(n)。输出信号y(n)被提供给环路滤波器H(z)703的输入端，环路滤波器703过滤输入信号并提供过滤后的输出信号e’(n)。过滤后的输出信号e’(n)借助加法器S1从过滤后的输入信号x’(n)中去除。过滤后的输入信号x’(n)经由过滤输入信号x(n)的输入滤波器G(z)701提供。滤波器G(z)不属于总和-增量调制器环路而且对噪声转移函数NTF没有贡献。然而，由于G(z)提供了对总和-增量调制器的更为一般的描述，因此将它结合到该优选实施例的说明中。 
滤波器H(z)的增益转移函数响应于滤波器控制信号FCS而可控制。由于总和-增量调制器的配置，在滤波器H(z)的增益转移函数改变时，该噪声转移函数改变。由此，该噪声转移函数是间接可控的。滤波器控制信号FCS由自适应噪声整形控制电路ANS 704提供。FCS的形式取决于环路滤波器H(z)703的实现。 
在数字实现中，控制信号或者提交一组预先计算的滤波器系数H(z)或者基于‘匆忙地(on the fly)’执行的计算提供这些滤波器系数的增量变化。而在模拟(开关电容器)实现中，控制信号控制开关，这些开关通过不同配置之间的开关电容器确定这些系数。从而这些系 数得到控制。该技术在开关电容器技术领域是已知的。 
在本实施例中，输出信号y(n)被选择作为与输入信号相关的信号，因此它是适当的适应信号。基于该适应信号或处理后的适应信号，ANS控制器704判断选择哪些滤波器系数以便获得这样的量化噪声转移函数，即所述量化噪声转移函数具有足够低以获取高于该适应信号的检测值的MSA值的Amin值。由于该适应信号与输入信号相关，可以假设调制器将处于稳定状态。 
该第一个实施例的配置尤其适用于输入为模拟信号而输出为数字信号的应用中，例如在A/D转换器中。因此，该适应信号被提供作为与数字ANS控制器兼容的数字信号。为了节省晶片面积，优选地为数字ANS控制器。 
由此，该自适应噪声整形方法包括控制环路滤波器的频率响应的步骤，从而响应于信号特征的值，控制噪声转移函数(以及作为副作用的信号转移函数)。该信号特征也被称为适应信号。该信号特征与调制器的输入信号x(n)相关。通过这种方式，噪声转移函数与调制器的输入信号相适应，而且我们得到了调制器的自适应噪声整形控制。优选地，该信号特征与该信号频带或感兴趣的频带中的输入信号相关。 
图7b示出了具有自适应噪声整形控制电路的总和-增量调制器的第二个实施例。在该实施例中，输出信号y(n)也被选择作为适应信号。 
对于基于两级以上的量化器的调制器而言，根据经验，量化器改变其输出信号电平的阈值在某种程度上改变了噪声转移函数。这被用于提供整形量化噪声中的更大自由度。因此，ANS控制器提供了量化控制信号QCS，该量化控制信号QCS确定在量化器中使用哪些阈值电平。该控制信号或者提交量化器的预先计算的阈值电平或者提供这些阈值的增量调节。 
两级量化器很容易实现，这是因为其只需要比较器来确定该信号是正还是负，而且这将确定调制器的最终输出比特。如果是用在调制器的模拟实现中，输出比特在反馈到环路滤波器703之前必须被再次 转换到模拟域，即转换为正基准电压或负基准电压(或者，接地基准)。基准电压的值是调制器的反馈信号路径的一部分，因此该基准也是调制器的噪声转移函数的一部分。因此，其可通过ANS控制器来控制以便控制噪声整形。 
对于3或4或N级比较器来说情形则不同，这里只对3级的情形进行说明。在3级情形中，量化器具有两个阈值Pth和Nth，它们确定了量化器的输出信号，通常这些阈值绝对值相等，只是符号不同。可以看出，这些阈值在低级调制器的稳定性标准中是重要的因素。结果，这些阈值控制了调制器的噪声转移函数，因此可以通过ANS控制器来调整。 
图7c示出了具有自适应噪声整形控制电路的总和-增量调制器的第三个实施例。在该实施例中，输出信号y(n)也被选择作为适应信号。 
自适应噪声整形控制电路ANS 704为环路滤波器H(z)703提供了第一滤波器控制信号FCSA，以及为配置用于过滤输入信号x(n)和提供过滤后的输入信号x’(n)的预滤波器G(z)701提供第二控制信号FCSB。控制信号FCSB被配置为上述的控制信号FCS。自适应噪声整形控制器ANS 704被配置用于结合滤波器G(z)来控制滤汲器701的转移函数。滤波器701的转移函数G(z)被控制用于均衡转移函数y(n)/x(n)。尤其在环路滤波器703的通带被过度减小以致信号频带被影响时更为方便。在此情形下，预滤波器被控制作为均衡器，以补偿在其它情况下受影响的信号频带。然而应指出，滤波器701可以被控制用于均衡以外的目的。 
图7d示出了具有自适应噪声整形控制电路的总和-增量调制器的第四个实施例。注意，在该实施例中，输入信号x(n)被选择作为适应信号。 
第四个实施例的配置尤其适用于输入为数字信号(多比特信号或单比特信号)的应用中，例如在D/A转换器或D类放大器中。从而，该适应信号被提供作为与数字ANS控制器兼容的数字信号。如同上面 指出的，为了节省晶片面积，优选地为数字ANS控制器。 
在此实施例中，输入信号x(n)被选择作为适应信号。该输入信号与MSA稳定性标准直接相关，并由此在输入信号和控制器在数字或模拟域都兼容时，为ANS控制器提供作为适应信号的最佳选择。 
图7e示出了具有自适应噪声整形控制电路的总和-增量调制器的第五个实施例。在该实施例中，输入信号x(n)被选择作为适应信号。 
ANS控制器提供了量化控制信号QCS，其确定在量化器中使用哪些阈值电平。该控制信号提交量化器的预先计算的阈值电平或者提供这些阈值的增量调节。 
图7f示出了具有自适应噪声整形控制电路的总和-增量调制器的第六个实施例。在该实施例中，适应信号也是输入信号x(n)。 
自适应噪声整形控制电路ANS 704为环路滤波器H(z)703提供了第一滤波器控制信号FCSA，以及为配置用于过滤输入信号x(n)和提供过滤后的输入信号x’(n)的预滤波器G(z)701提供第二控制信号FCSB。控制信号FCSB被配置为上述的控制信号FCS。自适应噪声整形控制器ANS 704被配置用于结合滤波器G(z)来控制滤波器701的转移函数。滤波器701的转移函数G(z)被控制用于均衡转移函数y(n)/x(n)。尤其在环路滤波器703的通带被过度减小以致于信号频带被影响时更为方便。在此情形下，预滤波器被控制作为均衡器，以补偿在其它情况下受影响的信号频带。然而，滤波器701可以被控制用于均衡以外的目的，例如通带降低。 
参考上述的实施例，应指出，除输入信号x(n)和输出信号y(n)以外的其它信号都有资格作为与输入信号相关的信号，因此被选择作为适应信号。调制器内部的状态变量，即H(z)有理多项式的实现，也包含关于峰值的有价值的信息。这也可以用作得出mx值的估计值的输入。这些状态变量与输入信号相关，但通常需要低通滤波(对于低通调制器)以便有资格作为适当的适应信号。 
一般而言，应指出，由于实际实施例的描述将不必要地使这些描述复杂化，这些实施例被描述为分析模型。本领域的技术人员能够提 供这些实施例的实际实现。 
图7a～c中所示的实施例被用于在例如开关电容器技术和模拟输入信号中的调制器的模拟实现。输出y是数字形式，而ANS以数字技术实现。控制信号(包括到滤波器703的控制信号)是单比特或多比特信号，每个积分器i有1～Pi个比特，其中i＝1至N。图7a主要用于A/D变换(适合于模拟输入)。 
或者，图7a～c中所示的实施例具有用于D类或D/A应用的数字输入。在此数字输出信号将被低通滤波器后置滤波，以提供模拟输出信号。从实现的观点来看，纯粹的数字实现是可能的，因为调制器不必处理模拟信号(可被用于数字输入)。 
图8示出了不同NTF幅度响应的两个实例。曲线A和B强调NTF曲线以下的面积是用于在感兴趣的频带中的最终噪声贡献的重要参数。 
往往希望具有等于1.0的高的MSA，同时在向调制器施加低输入信号时实现量化噪声的高度抑制，而且由于这两个期望是冲突的，需要获得这些特征，而这正是本发明所提供的。 
从以上段落的调制器分析可以看出，峰值mx必须低于被称为MSA的某个极限，在MSA和量化噪声之间存在折衷。由此可以看出，MSA可以与峰值mx相适应以便实现最大动态范围。通过动态改变NTF并由此改变噪声抑制和MSA，本发明绕过了上述的噪声抑制和由MSA所确定的最大输入信号之间的折衷。 
图9a、9b和9c示出了自适应噪声整形控制电路ANS的不同实施例。 
ANS控制器901接收所选择的适应信号AD(n)。该适应信号AD(n)被选择作为与输入信号相关的信号，而且优选地，作为数字域中的信号cf，下标‘D’。由于ANS控制器通常以数字技术实现，而且该适应信号由此与ANS控制器兼容，由此这样是有利的。该适应信号为数字信号(单比特或多比特)。 
图9a示出了自适应噪声整形控制电路的优选实施例的框图。当 该适应信号被作为来自调制器(由此来自量化器)的输出信号XD(n)时该实施例是有利的。因此AD(n)＝XD(n)。该适应信号(或信号特征)被提供给低通滤波器902，低通滤波器902被配置用于去除或确切地说衰减该适应信号中存在的量化噪声。该低通滤波器提供滤波后的信号XLP(n)。从低通滤波器的输出是数字单比特或多比特信号。 
低通滤波器902之后是双重整流(提供XLP(n)的数值)。来自该双重整流的输出可以认为是峰值mx的估计值。由于典型地MSA稳定性标准是对称的并因此需要更低级的适应电平，因此双重整流被提供。此外，可以通过相对简单的查找表LUT 904执行提供控制信号FCSA、FCSB、QCS中的哪一个给环路滤波器和/或输入滤波器和/或量化器。 
查找表LUT 904包括比较器和确定适应信号的一个或多个阈值电平。基于来自比较器的输出确定查找表的地址。然而，通常该数值的最高有效位被用于寻址查找表。因此，基于所估计的mx值，提交预先计算的滤波器参数集合，以确定应该如何调整环路滤波器和/或量化器和/或预滤波器，以便实现所期望的噪声整形特性。对于开关电容器实现，LUT将存储有关哪些开关关或开的信息，而系数值由开关电容器实现和确定。 
控制信号FCS和/或QCS由查找表904提供作为多比特信号。查找表还提供用于控制噪声转移函数的另外的控制信号，例如如后续段落描述的积分器控制信号ICS。 
在一个可选实施例中，来自低通滤波器902的信号可以直接提供给查找表904。然而，在此情况下，LUT被配置用于同时处理正和负的峰值mx。 
一般而言，信号 
Figure S05815587220061117D000201
由峰值检测器提供。在上文中，低通滤波器902和双重整流器903构成峰值检测器。 
图9b示出了自适应噪声整形控制电路的另一个优选实施例。该实施例尤其对于当该调制器为具有数字输入信号的数字调制器时有用。因此，该调制器的输入信号XD(n)可以被选择作为适应信号AD (n)。 
由于ANS控制器的输入是取自调制器的数字输入并由此未被量化噪声失真，可以省略低通滤波器。在此情况下，峰值检测器由提供估计的峰值 的双重整流器903构成。 
此外，可以省略整流，而且信号峰值(或值)mx可以直接用作ANS控制电路的输入。 
图9c示出了自适应噪声整形控制电路ANS的另一个优选实施例。在此实施例中，自适应噪声整形控制电路901被配置用于估计在指定为1，2...，R的不同频带中的峰值 
Figure S05815587220061117D000212
该估计是由选择特定频带的滤波器执行的，其中来自该滤波器的频带受限的输出信号被提供给相应的峰值检测器。查找表901被配置用于基于取决于估计的峰值 
Figure S05815587220061117D000213
， 
Figure S05815587220061117D000214
，···’ 
Figure S05815587220061117D000215
的判决来提供控制信号Fi1，Fi2，...，FiP。 
因此，该适应信号(或信号特征)被分成多个频带，而且执行每个频带之上的后续峰值检测。从而可以使用在这些频带中的信号内容的加权。 
该峰值检测器可以以多种方式实现，但优选实施例将依赖于具体应用。 
短语“峰值检测器”应该从广义上理解，峰值检测器的一些可选实例有： 
·具有不同释放时间和/或攻击时间的峰值检测器，尤其是“尽可能接近0”攻击时间和不同释放时间的组合很有意思，因为其确保了峰值在过采样率时遵循信号包络的保守设计； 
·在最近例如10个(1个采样和OSR＝过采样率采样之间)采样内取最大值的峰值检测器(位于LUT之前)，确保了提供短攻击时间和提供最终释放时间的保守设计。 
该信号特征(或适应信号)是与调制器的输入信号相关的信号或信号向量，该信号特征被用作优选地以数字逻辑/软件实现的ANS控制电路的输入。在此第1)和2)为优先选择。 
实例： 
1)如果调制器的输入信号是数字的(即，数字实现)，则该信号特征可以是输入信号，在此信号特征向量仅包含一个元素； 
2)如果输入信号是模拟的(即，模拟实现)，则该信号特征可以来自调制器的输出，在此该信号特征向量仅包含一个元素； 
3)如果调制器的输入是数字的，则调制器的信号特征可以是量化器的输入和调制器的输出，在此该信号特征包含两个元素； 
4)如果该调制器是以级联积分器形式实现的(见图X1和X2)，则自积分器的输出的每一个或任意组合可以是信号特征。如果使用模拟实现，则ANS控制电路也需要部分以模拟电路形式实现。对于调制器的数字实现，每个积分器的输出已经在数字域中表示，而ANS控制电路可以以非常可行的数字技术实现； 
5)调制器中的任一状态变量都可以用在信号特征向量的元素中。 
图10示出了具有自适应噪声整形控制器ANS的总和-增量调制器的实施例。该实施例在输入信号是模拟信号时是有利的。 
该实施例包括基于公知的滤波器配置的环路滤波器，其中多个(第一阶)积分器级被级联。该滤波器配置可用于开关电容器实现或RC实现。 
总和-增量调制器包括4个积分器级，每个积分器级均具有积分器H、加法器S、前馈系数a和反馈系数b。另外，为每个第二积分器级(即每个第二阶)实现谐振器系数。这些积分器被标记为H11001、H21002、H31003和H41004。加法器被标记为S11013、S21014、S31015和S41016；前馈系数被标记为a11009、a21010、a31011和a41012；而反馈系数被标记为b11005、b21006、b31007和b41008。谐振器系数被标记为e11017和e21018。由此，第四阶调制器被示出，但是其很容易通过级联更多积分器级扩展为第五或第六阶。积分器级的数量确定了调制器的阶数。 
级联的积分器级H1-H4的最后一个积分器H4为量化器Q 1019 提供信号。响应于其输入信号，量化器Q提供离散的输出信号。量化器的输出信号提供了总和-增量调制器的输出信号。输出信号y(n)被提供作为离散编号的数字流，即对于每个时钟周期产生一个输出字。如果输出级别的编号为2，则为每个时钟周期或积分周期产生1比特。 
调制器的常规反馈路径是通过将输出信号反馈回到环路滤波器建立的。由于该输出是在数字域中提供的，而且滤波器工作在模拟域，在反馈路径中提供D/A变换器以提供从数字域到模拟域的变换。如图所示，反馈信号经由反馈系数b被提供给滤波器的每个积分器级。 
另外，用于控制滤波器对输入电平的适应性的反馈信号被提供给自适应噪声整形控制器ANS 1021。在此实施例中，反馈信号被选择作为输出信号y(n)。用于控制滤波器的适应性的反馈信号也表示为适应信号。 
公知的是，‘a’系数确定STF中的零值，而且它们不会影响NTF。‘b’系数确定NTF，而‘e’系数设置NTF/STF中的复数极点/零值。如果‘e’系数被省略，则提供了简单的低通型总和-增量调制器，即所有的‘e’系数被设置为零。否则，提供了带通型的通用调制器。应指出，低通型是带通型的一个子集。如果调制器是带通型的，则与e系数组合的每对积分器对应于一个谐振器。 
滤波器的计算系数是很重要的任务，但是数字信号处理文献包括有关如何计算滤波器系数的信息。为此，已知在获得期望的信号转移函数的同时，计算提供所期望的噪声转移函数的滤波器系数。 
噪声整形控制电路ANS借助于滤波器控制信号FCS控制滤波器系数。另外，ANS控制电路能够借助积分器控制信号ICS控制各个积分器H1-H4的增益因子。此外，ANS控制电路能够借助量化器控制信号QCS控制量化器Q的阈值。后者在量化器提供多于两级时尤其有利。这些参数的控制可以提供对噪声转移函数NTF的控制。 
ANS控制电路借助上述控制信号，控制滤波器系数和任选的积分器参数以及量化器阈值。这些控制信号由带有未填充箭头的线描绘，而其它信号被描绘为具有填充箭头的线。 
噪声整形控制电路ANS优选地被实现为具有来自量化器的输入的数字电路，但是也可被实现为模拟电路。ANS提供了一个输出，其为数字信号，控制积分器Hi中的一个(或几个)开关。此外，增益k、反馈系数b以及量化器中的步长都可以被控制。这尤其对于具有3、4和更高级数的调制器有利。 
除了上述的实施例，在使用模拟实现时也是一个优选实施例，其也可用作数字调制器的数字实现的实施例。但是，由于积分器Hi中的fi值一般为0和1之间的实数值，其需要与多比特积分器输出进行多比特乘法，因此这不是很可行的。 
图11a和11b示出了调制器的积分器H(z)的框图。积分器H(z)的输入是由积分器级的加法器提供的采样后的模拟信号(即，时间上离散但值连续的信号)xH(n)，以及由ANS控制电路提供的数字积分器控制信号ICS。数字积分器控制信号ICS确定了增益系数fi 1103的值。 
如图11a所示，积分器H(z)包括加法器1101，其接收输入到积分器的信号xH(n)和反馈信号eH＇(n)。加法器提供了输出信号e(n)，其又被提供给延迟部件z-11102。反馈信号是通过可控增益系数f，1103提供的。当f具有等于1的值时，提供了一个理想的积分器。但当f具有小于1的值时，提供具有某种损失量的积分器。当增益系数f减小时，积分器被受到较大的损失。这又将改变与不那么主动的高通滤波器相对应的NTF函数。实现自适应策略的一种有利方式因此为，在与输入信号相关的适应信号增大时对积分器增加更多的损耗。 
积分器控制信号ICS可以是1比特数字信号，其例如对于ICS为数字‘off’时提交或选择等于f＝1的增益系数f，而当ICS为数字‘on’时提交或选择等于f＝0.8的增益系数f。 
在开关电容器实现中，这是通过去除ICS信号为‘on’的每个时钟周期中积分器的积分电容器上的特定电量实现的。被去除的电量对应于值f。在一个可选实施例中，一个或多个可控增益因子与增益因子f，1103平行耦合。从而可以引入不同的损耗量，但是以附加开关、电 容器和控制比特为代价的。 
在图11b中示出了积分器H(z)的一个可选实施例。在此实施例中，该损耗也是借助增益因子f，1103实现的，但该增益因子位于加法器1101和延迟部件1102之间。 
在该积分器的实施例中，损耗被用于改变NTF，但如上所述其它解决方案也是适合的；例如改变滤波器系数和/或改变量化器的分辨率。即，基本上是任何改变噪声转移函数NTF的参数。 
图12a示出了以开关电容器技术实现的、被耦合用于经由b系数接收环路滤波器反馈的积分器的实施例。 
该因子或系数是借助与反馈网络和输入网络耦合的运算放大器提供的。反馈网络包括与开关S1串联的电容器Cf。与之并联地提供开关S2。该输入网络包括串联电容器Cb，其通过电容器Cb的输入端上的开关S2提供输入信号到运算放大器。此外，在电容器的输入端，开关S1与接地基准连接。这些开关工作在时钟频率以交替地使电容器充放电。应指出，开关电容器技术是本领域众所周知的。b系数或因子的值由Cf与Cb之比确定。 
该图仅示出了反馈信号路径，前馈路径需要具有作为Cb的开关配置的附加电容器Cc，‘a’系数再次由积分电容器Cf和前馈电容器之间的关系确定。对于该节点的其它输入也是同样的。它们都是公知的技术。 
为了在如图11a和11b中所示的积分器中具有可控损耗，积分电容器Cf被部分放电。该部分放电是通过以下配置获得的：箝位电容器Cc或者与积分电容器Cf平行耦合或者短路。这种切换是借助开关S5和S6执行的。 
此外，通过系数(b和/或e系数)可以在运算放大器的反相输入端提供前馈或反馈路径给加法节点，就如提供具有b系数的反馈路径那样。 
图12b示出了跟随有集成了总和-增量变换器的开关电容器采样器的差分预放大器。差分预放大器1202接收模拟时间离散信号x”(t)， 例如话筒信号，并提供差分输出x(t)和x’(t)。由预放大器提供的差分信号借助集成有总和-增量变换器的开关电容器检测器被差分抽样。开关电容器检测器是围绕运算放大器1203建立的。差分抽样是通过输入串联电容器1205和反馈电容器1206实现的，这两个电容器借助开关S1-S4在两种电路配置之间耦合。 
输入串联电容器1205在其输入端借助相应的开关S1和S2与预放大器1202的输出x(t)和x’(t)相连。反馈电容器1206借助开关S3被连接作为反馈路径。开关S4与电容器1206和开关S3的串联相并联。 
开关S1-S4被控制用于根据右下角所示的方案关或开，即开关S2和S3一致工作，而开关S2和S4一致工作，但是相对于S1和S3有180度的相移。开关S1-S4是借助时钟频率控制的，例如总和-增量变换器的采样频率。差分信号的开关电容器采样对于本领域的技术人员是已知的，因此不再详细描述，但在此示出以示意差分预放大器和总和-增量变换器的互连。 
应指出，放大器1203借助电容器1206连接以实现总和-增量反馈环路的加法放大器。本领域的技术人员知道一般如何配置总和-增量调制器。本领域的技术人员知道加法放大器比较输入信号与从提供数字输出信号yD(n)的量化器获得的反馈信号。加法放大器的输出被耦合到提供其输出信号给量化器的积分器(与其级数无关)。反馈信号借助电容器1206被提供给加法放大器1203。 
在此示意中，反混叠滤波器是借助由预放大器的带通滤波器实现的上截止频率实现的。需要去除变换器的采样频率之上的频谱成分。 
数字调制器，优选实施例： 
图13示出了实现为数字调制器的总和-增量变换器的另一优选实施例。数字调制器被配置用于接收数字输入信号xD(n)以及提供数字输出信号yD(n)。 
数字调制器的积分器如同模拟调制器那样以级联配置来设置。该 数字调制器包括4个数字积分器HD1 1301、HD2 1302、HD3 1303和HD4 1304。 
每个积分器从相应的数字加法器SD1 1309、SD2 1310、SD3 1311和SD4 1312接收输入信号。加法器从前面的数字积分器的输出接收第一输入信号，或者对于该级联中的第一个加法器，从该数字调制器的输入XD(n)接收第一输入信号。加法器还从可控数字乘法器接收输入信号，这些可控数字乘法器实现数字环路滤波器的可控系数bD11305、bD2 1306、bD3 1307和bD4 1308。然而，由于量化器Q 1313通常是具有小级数的量化器，输出(反馈)信号与多比特b系数的相乘变得适度的简单。这尤其对于低功耗应用非常有利。数字环路滤波器的系数bD1、bD2、bD3和bD4是通过由自适应噪声整形控制器ANS 1314提供的滤波器控制信号FCS控制的。 
任意地，加法器可以配置用于接收由固定或可控前馈系数和谐振器系数提供的信号。这是结合总和-增量调制器的模拟实现描述的。 
任意地，加法器可以配置用于接收由固定或可控前馈系数和谐振器系数提供的信号。这是结合总和-增量调制器的模拟实现描述的。 
由于输入信号是如同ANS控制器所操作的那样在相同的域中提供的，该输入信号被选择作为适应信号。 
此外，一般来讲，输入信号相比其它类型的适应信号来说相对地无噪声，因此可以避免适应信号的低通滤波。 
请注意，所有的“a”系数已经被去除以避免相乘。已经去除了“e”系数是因为调制器是低通类型的，但是如果要实现带通类型的调制器必须实现e系数。因此，由于数字带通类型的调制器涉及额外的两个乘法器，其更为复杂。 
图14a和14b示出了数字积分器的优选实施例的框图。 
众所周知，积分器可以实现为简单的寄存器1402，其对于给定的时刻n，存储在时刻n时对积分器的输入之和以及在前一时刻n-1时寄存器中存储的值。该和由加法器1401计算。 
图14a所示的实施例提供了输出信号yH(n)作为寄存器1402的输出。或者，输出信号yH(n)可以直接从加法器1401提供，因此没有延迟。 
图14b示出了具有可控损耗的数字积分器，该损耗是通过在寄存器1402输入的信号上执行简单的比特运算来实现的。这是响应于由自适应噪声整形控制电路ANS提供的积分器控制信号ICS，由执行该比特运算的可控寄存器1403实现的。 
具有可控损耗的数字积分器通常受特定离散损耗因子fD的限制。该特定离散损耗因子fD可以在需要较低功耗时由简单的比特运算实现。由于乘法可以非常简单地计算出来，这些特定离散损耗因子是优选的。损耗因子fD被局限为值：fD＝1/2n，其中n等于0，-1，-2，-3…。 
通过将这些损耗加入到积分器中，噪声转移函数NTF将改变，而且噪声整形将呈现低阶噪声整形。 
图15示出了数字调制器的另一个优选实施例。对于模拟实施例而言，可能对数字积分器增加损耗。通过在积分器中增加这些损耗可能对噪声转移函数NTF整形。从而可能提供将呈现低阶噪声整形的噪声整形。当增加损耗时，噪声转移函数之下的面积将增大，而且最大稳定幅度MSA将增大，其余的情况都相同。如上所述，积分器的损耗是通过由自适应噪声整形控制电路ANS 1505提供的积分器控制信号ICS控制的。 
软件调制器 
在这个实现中，通用CPU(或数字信号处理器DSP)被用于实现该调制器，在此调制器的输入信号将为数字信号。但是，由于CPU/DSP通常具有内置乘法器而且功耗不那么受限，将存在不同于数字实现中的其它特性。这意味着根据模拟或数字或混合的框图可用作本调制器的优选实施例的框图。 
上面已经描述了优选实施例的不同配置。这些实施例以及其它实施例可以以上述的不同方式实现各种适应策略。下面描述频率增益域和MSA-mx域中的不同控制策略。 
图16a示出了对于给定的输入信号峰值提供稳定操作条件所需的MSA的范围。以直线形式提供最佳MSA与峰值的关系曲线图。阴影 线区域代表对于给定输入信号峰值提供稳定操作条件所需的MSA的范围。 
图16b示出了对于通过选择5个不同噪声转移函数的其中之一MSA可以适应峰值的示例性设计，作为输入信号峰值mx函数所实现的MSA。在实际实施例中很难控制环路滤波器H(z)以便实现图15a中的最佳以及次佳MSA/mx线，但在图15b示出了一个实际方案，在此MSA是通过适应于在各离散步骤中测量的mx值实现的。这意味着可以实现最终的一环路滤波器组。 
自适应策略 
在本发明的范围内，用于控制自适应噪声整形的不同策略都是可用的。图17a～17d示意了响应于峰值或另一信号特征，例如信号本身、低通滤波信号或其它信号，选择3个不同噪声转移函数的其中之一的4个不同实例。在此，仅示出了3个不同噪声转移函数作为可选择的噪声转移函数；然而，在本发明的范围内，仅可以选择两个不同的噪声转移函数或4个、5个、6个甚至更多个噪声转移函数也是可选择的。可选择的噪声转移函数的数量一方面取决于芯片面积或可用于提供滤波器系数给环路滤波器和用于判断根据哪些系数以及由此根据NTF在自适应控制下选择的计算能力，另一方面取决于希望在多大程度上接近最佳MSA以操作总和-增量调制器。最佳MSA和次佳MSA在图18b中示意。 
图17a～17d所共同的是已经选择了4阶或3阶固定拓扑，而且基本H(z)在DC具有全零，即积分器类型的调制器。在这些例子中，NTF的两个特征被改变： 
·NTF的高通截止频率fo； 
·某些损耗被添加到积分器以降低H(z)在DC的放大率。这对于NTF特性给出了不那么陡的幅度响应曲线，并由此呈现更低阶的特性。 
从以下4个图可以明显看出，调制器的噪声整形可以逐步适应于 总和-增量调制器中的信号特征的幅度。 
图17a示出了提供不同MSA值和不同量化噪声衰减的第一组噪声转移函数。 
噪声转移函数NTFA、NTFB、NTFC被显示为增益频率特性。该增益特性相对于最大增益|NTFMAx|被归一化。这些频率相对于1/2时钟频率fCLK被归一化。 
由曲线A示意的噪声转移函数NTFA被选择用于满刻度的0dB和-2dB之间的适应信号值mx。由曲线B示意的噪声转移函数NTFB 被选择用于满刻度的-2dB和-6dB之间的mx。曲线C示意的噪声转移函数NTFC被选择用于满刻度的小于-6dB的mx。 
NTFA示出了第二阶转移函数，NTFB示出了第三阶转移函数，而NTFC示出了第四阶转移函数。由此NTF的数字值被逐步减小，感兴趣的频带中的量化噪声被逐渐衰减而且MSA被逐步降低。 
感兴趣的频带或信号频带可以是低于归一化频率的信号频带，例如1.0＊10-7。 
图17b示出了提供不同MSA值和不同量化噪声衰减的第二组噪声转移函数。由曲线A示意的噪声转移函数NTFA被选择用于满刻度的0dB和-1dB之间的适应信号值mx。由曲线B示意的噪声转移函数NTFB被选择用于满刻度的-1dB和-4dB之间的mx。曲线C示意的噪声转移函数NTFC被选择用于满刻度的小于-4dB的mx。 
NTFA示出了第一阶转移函数，NTFB示出了第二阶转移函数，而NTFC示出了第三阶转移函数。由此NTF的数字值被逐步减小，感兴趣的频带中的量化噪声被逐渐衰减而且MSA被逐步降低。 
图17c示出了提供不同MSA值和不同量化噪声衰减的第三组噪声转移函数。 
由曲线A示意的噪声转移函数NTFA被选择用于满刻度的0dB和-6dB之间的适应信号值mx。由曲线B示意的噪声转移函数NTFB被选择用于满刻度的-6dB和-10dB之间的mx。曲线C示意的噪声转移函数NTFC被选择用于满刻度的小于-10dB的mx。 
NTFA示出了具有截止频率fO＝10-3的第二阶转移函数，NTFB还示出了第二阶转移函数，但截止频率为1.3＊10-3，而NTFC示出了截止频率fO＝1.9＊10-1的第三阶转移函数。因此，NTF的数值逐步减小。感兴趣的频带中的量化噪声逐步衰减，但MSA逐步降低。 
图17d示出了提供不同MSA值和不同量化噪声衰减的第四组噪声转移函数。 
由曲线A示意的噪声转移函数NTFA被选择用于满刻度的0dB和-2dB之间的适应信号值mx。由曲线B示意的噪声转移函数NTFB 被选择用于满刻度的-2dB和-20dB之间的mx。曲线C示意的噪声转移函数NTFC被选择用于满刻度的小于-20dB的mx。 
NTFA示出了具有截止频率fO＝10-3的第一阶转移函数，NTFB还示出了第二阶转移函数，但截止频率为1.3＊10-3，而NTFC示出了截止频率fO＝1.0＊10-1的第四阶转移函数。因此，NTF的数值逐步减小。感兴趣的频带中的量化噪声逐步衰减，但MSA逐步降低。 
一般而言，应指出，当自适应噪声整形应用于总和-增量调制器时，量化噪声将出现作为输出频谱和感兴趣的信号频带中的谐波信号分量。然而，由于谐波信号分量由NTF限制和定义，它们非常小，需要注意的是，NTF通常在感兴趣的信号频带中甚至在高输入电平时具有高于50～60dB的衰减。这就给出了低于基本信号分量50～60dB的谐波。当应用了大的输入信号幅度时谐波信号分量尤为明显，大输入信号幅度产生了满刻度输出。然而，即使在这个最高输入电平时测量的谐波失真低于1％。对于低于-1.5dB FS的输出电平，THD下降到低于1％。在较低电平(低于-6dB FS)，由ANS引起的谐波失真极低而且无法测量，这是因为典型的NTF将具有超过100dB的衰减。实际的THD取决于结合总和-增量调制器的ANS方案的设计。 
D类放大器应用 
调制器也可具有最大优势地用于D类放大器。近年来，D类放大器已经变得非常流行，因为它们具有非常高的功效，与主流的不那么 昂贵的CMOS技术兼容，而且可以以非常高的性能在非常小的硅芯片区域上制造。D类放大器的最简单形式包括调制器和所谓的H桥。 
图18示出了包括配置用于驱动负载的总和-增量调制器和H桥的D类放大器。D类放大器包括总和-增量调制器、H桥和扬声器。总和-增量调制器用于将输入信号转换成脉冲密度信号作为H桥的输入。也可使用其它类型的调制器但是在此我们将关注总和-增量调制器，因为它们直接与本发明有关。而且，我们关注两级调制器，但是这种调制器可以扩展到更高级别的调制器，例如3、4或5级或甚至更多级。 
H桥的功能是连接负载，在此情况下其是VDD-GND或GND-VDD的扬声器。在两级调制器的情况下，这代表总和-增量调制器的两个输出，即+1和-1。该负载于是被暴露到由所期望的低频信号和高频量化噪声构成的宽带信号中。由于扬声器本身具有低通滤波器频率响应，其本身将执行抽取，即滤除不想要的高频信号。扬声器的滤波器效果是众所周知的。 
应用于D类放大器中的总和-增量调制器从属于上述的稳定性标准。由此放大器，即该调制器，将被操作用于通过选择适当的环路滤波器特性修改其MSA，以便对测量的输入信号幅度获得最大的量化噪声抑制。 
为了获得最大的动态范围，MSA通常应当设计为大约0.5。这就具有以下结果：最大输出信号比MSA等于1时可以实现的要低6dB。或者，人们被迫增大噪声到无法接受的程度以便增大MSA。这就是为什么总和-增量调制器的使用还没有变得如D类放大器那样流行的原因，除了它们非常易于实现的事实。与D类放大器有关的这些缺点都被本发明克服了。 
本发明允许优化自适应特性，在此自适应特性之下，当检测到相对较低的信号幅度时施加相对主动的量化噪声抑制，而当检测到相对较高的信号幅度时，施加不那么主动的量化噪声抑制。 
在用于音频用途的D类放大器中，本发明尤其有利，因为耳朵对低信号电平的噪声非常敏感，而耳朵对高信号电平的噪声不那么敏感。 这种特性被称为掩蔽，即相对高电平的音频信号将掩蔽噪声，使得当前相对高的噪声电平不会如相对较低的电平的音频信号那样被感觉到占优势。 
图19示出了H桥的配置。H桥在其最简单的形式中包括图中表示为Sw1-P1至Sw4-p1的4个开关。其中两个与VDD连接(Sw1-p1和Sw3-p2)，另外两个(Sw2-p2和Sw4-p1)与GND连接。 
通过控制这些开关，可以是扬声器的输出负载能够在其两个端子的其中之一与VDD相连，而在另一端子与GND相连，从而生成对应于逻辑+1的电压。以同样的方式可以生成-1，即+1＊Vdd和-1＊Vdd。 
用于生成一系列-1、+1、-1的控制信号被表示为P1和P2，即信号P1控制开关Sw1-p1和Sw4-p1，而P2控制开关Sw2-p2和Sw4p1。 
H桥可很容易扩展到3级。通过将扬声器的两端连接到GND或VDD可以生成0。用于这些开关的控制电路对于实现不太重要，因此在此没有示出。 
话筒应用 
图20示出了数字话筒的框图。数字话筒包括电容式话筒、驻极体电容式话筒或MEMS话筒形式的话筒部件2001。话筒部件响应于话筒部件上的声压而提供话筒信号。该话筒信号借助集成的高通滤波器和预放大器2002被高通滤波。随后，该高通滤波后的话筒信号被反混叠滤波器2003反混叠滤波。反混叠滤波后的话筒信号随后提供给上面公开的总和-增量调制器2004。从而提供数字话筒信号。 
当总和-增量调制器以高过采样率采样，例如OSR＝50次反混叠滤波后的话筒信号时，可以使用简单的RC反混叠滤波器。 
组合的预放大器和高通滤波器2002利用具有非常低的截止频率(例如大约2～10Hz)的滤波器对话筒执行高通滤波。从而，由话筒部件拾取的低频噪声被去除以改善后续的信号处理。预放大器为反混叠滤波器和总和-增量调制器提供了差分的输出信号以改进性能，但是也可以应用单端信号处理。这种配置在共同待审的申请 PCT/DK2004/000707中进行了详细描述。 
应指出，高通滤波器和预放大器可以实现为可拆卸的信号处理电路。 
图21示出了数字话筒的另一框图。在此实施例中，带通滤波器2005对来自话筒部件的话筒信号进行预放大、高通滤波和反混叠滤波。这种配置在共同待审的申请PCT/DK2005/000086中进行了详细描述。 
图22是具有集成电路和话筒部件的话筒的示意图。该话筒被表示为具有话筒部件2203和集成电路2202的筒2201。 
通常，还应指出，总和-增量调制器的各种实现都是可能的，包括例如RC实现。 

Claims (33)

1.一种用于控制总和-增量调制器的方法，所述总和-增量调制器具有一个环路，所述环路建立所述总和-增量调制器的信号转移函数和噪声转移函数，其中所述总和-增量调制器接收输入信号，并响应于所述输入信号提供调制后的输出信号；
其中所述噪声转移函数为所述输入信号建立最大稳定幅度；
其中所述总和-增量调制器包括环路滤波器，并且以设置过采样率的时钟频率工作；
所述方法响应于所述调制器的输出信号或所述环路滤波器的状态变量，控制所述总和-增量调制器以改变所述噪声转移函数，并且包括以下步骤：
-由峰值检测器处理所述调制器的输出信号或所述环路滤波器的状态变量以确定峰值检测器输出；
-存储峰值检测器输出的N个在先采样的运行窗口，其中N小于所述过采样率；
-选择所述N个在先采样的最大值以提供中间控制信号；
-根据所述中间控制信号获得用于控制噪声转移函数的控制信号，使得所述噪声转移函数被改变，以便在所述调制器的输出信号或所述环路滤波器的状态变量代表相对大的幅度时，以较小的程度抑制量化噪声，当所述调制器的输出信号或所述环路滤波器的状态变量代表相对小的幅度时，改变所述噪声转移函数，以较大的程度抑制量化噪声。
2.根据权利要求1的方法，其中在所述总和-增量调制器工作于稳定状态时，改变所述噪声转移函数。
3.根据权利要求1的方法，其中所述环路滤波器包括两个以上积分器的级联。
4.根据权利要求1的方法，其中所述噪声转移函数的整形是通过改变所述环路滤波器的滤波器系数控制的，以便移动由所述环路滤波器提供的转移函数中的零点或极点。
5.根据权利要求3中的方法，其中所述噪声转移函数的整形是通过改变所述两个以上积分器的级联中的所述两个以上积分器的损耗系数控制的。
6.根据权利要求5的方法，其中所述两个以上积分器的级联的所述两个以上积分器的损耗系数在大于值0的较低值和低于或等于1的较高值之间可控地调节。
7.根据权利要求1～6中任何一个的方法，其中所述总和-增量调制器的环路包括量化器，所述量化器以NQ级量化对于所述量化器的输入，其中NQ大于或等于2级但小于6级。
8.根据权利要求1的方法，其中所述总和-增量调制器的环路包括量化器，并且所述噪声转移函数的整形是通过改变环路的量化器的阈值控制的。
9.根据权利要求1的方法，其中所述输入信号是通过预滤波器提供的，所述预滤波器对于所述调制器的输出信号或所述环路滤波器的状态变量的选择的值来说是可控的。
10.根据权利要求1的方法，包括以下步骤：
计算阈值峰值和可选择的环路滤波器参数的关联值，这些关联值在如下的意义上是相关联的，即，对于所述调制器的输出信号或所述环路滤波器的状态变量的给定的值，最近的较低阈值峰值确定这样一个阈值，即在这个阈值处，可选择的环路滤波器参数在应用于环路滤波器时，提供对于所述调制器的输出信号或所述环路滤波器的状态变量的值来说是稳定的调制器。
11.根据权利要求1的方法，其中所述峰值检测器执行所述调制器的输出信号或所述环路滤波器的状态变量的低通滤波，并随后确定经低通滤波后的所述调制器的输出信号或所述环路滤波器的状态变量的数值。
12.根据权利要求9～11中任何一个的方法，其中关于哪些控制信号提供对噪声转移函数的控制的判决是通过查找表执行的，所述查找表包括存储的控制信号并与所述中间控制信号的值或值的范围相关联。
13.根据权利要求12的方法，其中选择提供位于高于估计的峰值至少5％的最大稳定幅度MSA的噪声转移函数。
14.根据权利要求1的方法，其中所述调制器的输出信号或所述环路滤波器的状态变量的峰值的满刻度范围被分成多个范围，其中每个范围与可选择的噪声转移函数相关联。
15.根据权利要求1的方法，包括以下步骤：
确定：
用于不同环路滤波器的噪声放大因子的最小值；
最大稳定幅度值MSA，其被选择成使得小于MSA的输入信号值将提供稳定的调制器；
创建一组不同的环路滤波器，其中每个环路滤波器与相应确定的最大稳定幅度值MSA相关；
响应于所述调制器的输出信号或所述环路滤波器的状态变量，从所述环路滤波器组中选择环路滤波器。
16.一种具有环路的总和-增量调制器，所述环路建立总和-增量调制器的信号转移函数和量化噪声转移函数，其中所述总和-增量调制器接收输入信号x(n)，并响应于所述输入信号提供调制后的输出信号y(n)；
其中所述噪声转移函数为输入信号建立最大稳定幅度；
其中所述总和-增量调制器包括环路滤波器，并且以设置过采样率的时钟频率工作；
其中所述总和-增量调制器被配置用于响应于所述调制器的输出信号或所述环路滤波器的状态变量，改变量化噪声转移函数NTF，并且
-由峰值检测器处理所述调制器的输出信号或所述环路滤波器的状态变量以确定峰值检测器输出；
-存储所述峰值检测器输出的N个在先采样的运行窗口，其中N小于所述过采样率；
-选择所述N个在先采样的最大值以提供中间控制信号；
-根据所述中间控制信号获得用于控制所述噪声转移函数的控制信号，使得所述噪声转移函数被改变，以便在所述调制器的输出信号或所述环路滤波器的状态变量代表相对大的幅度时，以较小的程度抑制量化噪声，当所述调制器的输出信号或所述环路滤波器的状态变量代表相对小的幅度时，改变所述噪声转移函数，以较大的程度抑制量化噪声。
17.根据权利要求16的总和-增量调制器，其中在所述总和-增量调制器工作于稳定状态时，改变所述噪声转移函数NTF。
18.根据权利要求16的总和-增量调制器，其中所述环路滤波器包括两个以上积分器的级联。
19.根据权利要求16的总和-增量调制器，其中所述噪声转移函数的整形是通过改变所述环路滤波器的滤波器系数控制的，以便移动由环路滤波器提供的转移函数中的零点或极点。
20.根据权利要求16的总和-增量调制器，其中所述环路滤波器包括积分器级的级联，并且所述噪声转移函数的整形是通过改变积分器的损耗系数控制的。
21.根据权利要求20的总和-增量调制器，其中所述积分器级的级联的积分器的损耗系数在大于值0的较低值和低于或等于1的较高值之间可控地调节。
22.根据权利要求16的总和-增量调制器，其中所述总和-增量调制器的环路包括量化器，所述量化器以NQ级量化对于所述量化器的输入，其中NQ大于或等于2级但小于6级。
23.根据权利要求16的总和-增量调制器，其中所述总和-增量调制器的环路包括量化器，并且所述噪声转移函数的整形是通过改变所述环路的量化器的阈值控制的。
24.根据权利要求16的总和-增量调制器，其中所述输入信号是通过预滤波器提供的，所述预滤波器对于所述调制器的输出信号或者所述环路滤波器的状态变量的所选择的值来说是可控的。
25.根据权利要求16的总和-增量调制器，其中所述总和-增量调制器被配置用于计算幅度范围MSA和环路滤波器参数的共存值，这些共存值在如下的意义上是共存的，即，对于给定的幅度范围值，共存的环路滤波器参数在应用于整形所述环路滤波器时提供对于信号幅度小于所述给定的幅度范围值来说是稳定的调制器。
26.根据权利要求25的总和-增量调制器，其中所述峰值检测器执行所述调制器的输出信号或所述环路滤波器的状态变量的低通滤波，并随后确定经低通滤波后的所述调制器的输出信号或所述环路滤波器的状态变量的数值。
27.根据权利要求16的总和-增量调制器，其中关于哪些控制信号提供对噪声转移函数的控制的判决是通过查找表执行的，所述查找表包括存储的控制信号，并与中间控制信号的值或值的范围相关联。
28.根据权利要求16的总和-增量调制器，其中选择提供位于高于估计的峰值至少5％的最大稳定幅度MSA的噪声转移函数。
29.根据权利要求16的总和-增量调制器，其中所述调制器的输出信号或所述环路滤波器的状态变量的峰值的满刻度范围被分成多个范围，其中每个范围与可选择的噪声转移函数相关联。
30.一种模数变换器，包括根据权利要求16的总和-增量调制器。
31.一种数模变换器，包括根据权利要求16的总和-增量调制器。
32.一种话筒，包括预放大器和根据权利要求16的总和-增量调制器。
33.一种D类放大器，包括根据权利要求16的总和-增量调制器。
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