CN1889556A - 一种接收和解调无线信号的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种接收和解调无线信号的方法，属于无线通信技术领域。本发明提出的无线信号接收方法首先把天线接收的无线信号进行低噪声放大，然后把经过低噪声放大后的无线信号与频率和无线信号载波频率相同的两路正交本振信号相乘，相乘的结果同时分别进行积分，积分后的结果同时进行模拟到数字的转换，最后将转换后的两路结果进行相应的数字信号处理解调出基带调制信号。该方法不仅取消了传统超外差接收方法特有的滤波问题，而且仅要两条支路恢复傅立叶级数的系数，大大简化了电路实现时的复杂程度，同时提高了无线接收机的集成度。

Description

一种接收和解调无线信号的方法

技术领域

本发明涉及一种接收和解调无线信号的方法，属于无线通信技术领域。

背景技术

随着互补金属氧化物(以下简称CMOS)工艺技术的迅速发展，片上系统(system-on-chip，以下简称SOC)以其低功耗、低成本和体积小等优点正在成为现代通信系统设计的主流技术。其中射频(radio frequency，以下简称RF)CMOS无线收发器作为SOC系统芯片的无线接口正在成为研究热点，而为了使同一接收机满足多种接收制式要求以适应软件定义的无线电系统的需要，研制可编程能力强的RF CMOS无线收发器也非常重要。

就现有的RF CMOS无线收发器而言，其中的无线接收都采用超外差方法。采用超外差方法的无线接收机主要分为：中频结构的接收机和零中频结构的接收机。

传统的中频结构无线接收机是非常适合采用分离元件实现的，因为中频结构接收机需要用中频滤波器滤除中频信号的镜频干扰，而中频滤波器的滤波特性往往要求很高，因此需要品质因数很高的电感和电容元件来实现。现有的CMOS工艺很难实现高品质因数的电抗元件，无论是CMOS电感还是电容其品质因数都很低，无法满足中频结构的滤波需求，这使得RF CMOS无线接收机的集成度无法进一步提高；如果采用分离元件实现中频滤波，不仅降低了RF CMOS无线接收机的集成度，而且由于片外元件的输入阻抗很低，故需要很高的驱动电流，所以增加了电路的功耗。

为了提高RF CMOS无线接收机的集成度，现有的很多设计都采用零中频结构。零中频接收机由于没有中频滤波器，所以可以提高RF CMOS无线接收机的集成度。虽然零中频接收机取消了中频滤波，但是电路结构中需要两路或多路特性严格对称的信号通路，而且对称性的好坏直接决定接收机的性能，而CMOS工艺能够实现的对称程度有限，所以给电路的设计带来了很大的困难；又由于零中频接收机的本振信号频率与射频载波信号频率相同，本振信号的泄露很容易造成混频输出信号的直流漂移，虽然可以通过后面的信号处理进行漂移补偿，但是增加了信号处理电路的复杂性和功耗。

通过上述分析可知，现有的RF CMOS无线接收机结构存在如下问题：(1)由于中频结构需要严格的中频滤波，而CMOS工艺无法实现特性良好的电抗元件，所以采用中频结构使RF CMOS接收机的集成度受到限制；(2)如果中频滤波器采用片外元件，且由于片外元件的输入阻抗很低需要较大的驱动电流，所以电路的功耗大；(3)零中频接收机需要两路或多路特性严格对称的信号通路，而且对称性的好坏直接决定接收机的性能，给CMOS电路的设计带来了很大的困难；(4)虽然零中频结构的接收机可以避开中频滤波的问题，可以提高电路的集成度，但是由于自身结构中存在的直流漂移问题，使后续的数字信号处理电路的复杂性和功耗都大大增加。

发明内容

本发明的目的是针对以上现有无线接收机所采用的方法存在的问题，提出了一种接收和解调无线信号的方法，如图1所示，具体过程如下：

首先把天线接收的无线信号进行低噪声放大，得到信号F，然后把F与频率和无线信号载波频率相同的两路正交本振信号O_I和O_Q相乘，得到F_I和F_Q，如公式1和公式2所示，

    F·O_I＝F_I                        公式1

    F·O_Q＝F_Q                        公式2

对F_I和F_Q进行积分，得到T_I和T_Q，如公式3和公式4所示，

    T_I＝∫F_Idt                       公式3

    T_Q＝∫F_Qdt                       公式4

将积分后的结果T_I和T_Q进行模拟到数字的转换，得到D_I和D_Q，在这里当进行模拟到数字的转换时，其采样周期为无线信号载波周期的大于1的正整数倍且不大于基带调制信号的奈奎斯特采样周期，即满足公式5：

     T_D＝n·T_c≤T_N                   公式5

其中，T_D为本发明中模拟到数字的转换周期，T_c为无线信号载波周期，T_N为基带调制信号的奈奎斯特采样周期，n为大于1的正整数。最后将转换后的两路结果进行如下的数字信号处理：

首先用每路当前采样值减去该路的前一个采样值，得到两路数字信号，当进行AM信号的接收时，首先把两路数字信号求平方和，然后开方，其结果为解调出的基带调制信号；当进行PM信号接收时，首先在两路数字信号中任意选择一路固定为分母，另一路固定为分子，然后求出比值，再对比值进行反正切运算，其结果为解调出的基带调制信号；当进行FM信号的接收时，首先在两路数字信号中任意选择一路固定为分母，另一路固定为分子，然后求出比值，再对比值进行反正切运算，再将当前反正切运算结果减去上一个反正切运算结果，得到的差值为解调出的基带调制信号。

本发明提出的方法的数学原理如下：

基带信号对无线载波信号的调制方式有三种，即AM、PM和FM。当对载波进行AM调制后，无线载波信号的幅度按照基带信号的变化规律变化；当对载波进行PM调制后，无线载波信号的相位按照基带信号的变化规律变化；当对载波进行FM调制后，无线载波信号的频率按照基带信号的变化规律变化。无线信号的接收和解调的任务就是从经过调制的无线载波信号中还原基带信号。

假设f(t)为某个已经调制了的射频信号，如果把t₀到t₀+T₁时间内的波形做周期为T₁的延拓得到f(t)_T1，当f(t)_T1满足狄义赫利条件时，它可以展成三角形式的傅立叶级数，即

${f\left(t\right)}_T=a_0+a_1\cos w_{1}t+b_1\sin w_{1}t+a_2\cos 2w_{1}t+b_2\sin 2w_{1}t+...$

$+a_n\cos {\mathrm{nw}}_{1}t+b_n\sin {\mathrm{nw}}_{1}t+...$

$=a_0+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}(a_n\cos {\mathrm{nw}}_{1}t+b_n\sin {\mathrm{nw}}_{1}t)$ 公式6

$=a_0+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{c}_n\sin ({\mathrm{nw}}_{1}t+{\mathrm{\θ}}_n)$

其中直流分量

$a_0=\frac{1}{T_1}{\∫}_{t_0}^{t_0+T_1}f\left(t\right)\mathrm{dt}$ 公式7

余弦分量的幅度

$a_n=\frac{2}{T_1}{\∫}_{t_0}^{t_0+T_1}f\left(t\right)\cos {\mathrm{nw}}_1\mathrm{tdt}$ 公式8

正弦分量的幅度

$b_n=\frac{2}{T_1}{\∫}_{t_0}^{t_0+T_1}f\left(t\right)\sin {\mathrm{nw}}_1\mathrm{tdt}$ 公式9

模为

$c_n=\sqrt{{a_n}^2+{b_n}^2}$ 公式10

相位为

${\mathrm{\θ}}_n=\mathrm{arctg}\left(\frac{a_n}{b_n}\right)$ 公式11

其中 ${\mathrm{\ω}}_1=2\mathrm{\π}\frac{1}{T_1},n=\mathrm{1,2},....$

在上述公式中，令nω₁＝2πf_c，其中f_c为载波信号频率，则公式10中的C_n代表载波信号幅度，而公式11中的θ_n代表载波信号相位，换句话说C_n为载波信号幅度的采样值，而θ_n为载波信号相位的采样值。由于当载波信号经过AM调制后，载波信号的幅度与基带信号为线性关系，所以只要C_n的采样周期小于基带信号的奈奎斯特采样周期T_N，即公式8和公式9中的T₁小于T_N，则C_n就是AM调制信号中基带信号的不失真采样值，也就是对AM信号的解调结果；又由于当载波信号经过PM调制后，载波信号的相位与基带信号为线性关系，所以只要θ_n的采样周期小于基带信号的奈奎斯特采样周期T_N，即公式8和公式9中的T₁小于T_N，则θ_n就是PM调制信号中基带信号的不失真采样值，也就是对PM信号的解调结果。以上讨论从数学的角度说明了本方法如何得到C_n和θ_n，以及如何通过C_n和θ_n解调AM和PM信号，下面讨论如何通过θ_n解调FM信号。

首先讨论FM信号载波相位与基带调制信号的关系，然后再说明如何通过载波相位解调FM的基带信号。

设m(t)为基带调制信号，k_f为频偏系数，θ(t)为载波的相位，则调频信号S_FM(t)为：

$S_{\mathrm{FM}}\left(t\right)=A_c\cos [2{\mathrm{\πf}}_{c}t+\mathrm{\θ}\left(t\right)]=A_c\cos [2\mathrm{\π}{f}_{c}t+2\mathrm{\π}{k}_f\underset{-\∞}{\overset{t}{\∫}}m\left(\mathrm{\η}\right)\mathrm{d\η}]$ 公式12

其中A_c为载波幅度，f_c为载波频率。从公式12可以看出，载波相位θ(t)为：

$\mathrm{\θ}\left(t\right)=2{\mathrm{\πk}}_f\underset{-\∞}{\overset{t}{\∫}}m\left(\mathrm{\η}\right)\mathrm{d\η}$ 公式13

公式12说明调频信号S_FM(t)首先可以看作是载波相位随θ(t)变化的PM信号，而其相位θ(t)与FM调制信号m(t)的关系由公式13决定，简单表述为对θ(t)微分即得到m(t)。

通过上面对FM信号与PM信号之间关系的分析可知，在解调FM信号时，首先按照接收PM信号的方法得到FM信号载波的相位θ_n，然后对θ_n进行微分运算，其运算结果就是解调出的FM信号的基带调制信号。

下面讨论本发明方法与数学原理分析的对应关系：

在本发明方法中，公式1和公式2分别对应数学原理中公式8和公式9中积分号内部的乘法运算，其中公式1和公式2中的F对应公式8和公式9中的f(t)，公式1和公式2中的正交本振信号O_I和O_Q对应公式8和公式9中的cos(nω₁t)和sin(nω₁t)；公式3和公式4分别对应数学原理中公式8和公式9中积分运算，由于在公式8和公式9中，积分号前面的系数不影响解调结果，所以在公式3和公式4中不体现，而在公式8和公式9中定积分的积分区间则体现在对积分结果进行模拟到数字的转换后，在数字信号处理过程中首先进行的用每路当前采样值减去该路的前一个采样值，得到两路数字信号过程中。

本发明方法当进行AM信号的接收时，首先把两路数字信号求平方和，然后开方，其结果为解调出的基带调制信号。这种运算得到数学原理中公式10的结果；当进行PM信号接收时，首先在两路数字信号中任意选择一路固定为分母，另一路固定为分子，然后求出比值，再对比值进行反正切运算，其结果为解调出的基带调制信号。这种运算得到数学原理中公式11的结果；当进行FM信号的接收时，首先在两路数字信号中任意选择一路固定为分母，另一路固定为分子，然后求出比值，再对比值进行反正切运算，再将当前反正切运算结果减去上一个反正切运算结果，得到的差值为解调出的基带调制信号。

该方法与现有技术相比具有如下优点：(1)由于没有混频，所以不需要中频滤波器，不需要品质因数很高的电抗元件，有利于RF CMOS无线接收机提高集成度，同时降低了功耗；(2)电路的对称性不直接决定接收性能，因此有利于CMOS电路的实现；(3)无直流漂移问题；(4)把本发明电路中的定积分器换成不定积分器，然后再把模数变换器的相邻采样值求差，只要采样周期为T₁，根据定积分的定义可知，这个差值就是定积分在T₁期间的积分结果，因此本电路在实现时可以不用对积分器频繁复位，大大简化了电路的设计难度，同时也提高了计算的精度；(5)改变本振频率并调整模数变换器的采样周期T₁，并配合相应的数字信号处理程序就可以实现对任何调制方式无线接收和解调，因此本电路具有很强的软件可编程能力，为软件无线电接收机的设计提供的一种新的解决方案。

附图说明

图1为本发明提出的接收和解调无线信号方法的框图。

具体实施方式

假设无线信号的载波频率为100MHz，即f_c＝100MHz，则载波周期T_c为10^-8S即T_c＝10^-8S；并假设基带调制信号的最高频率分量为1KHz，则基带调制信号的奈奎斯特采样周期T_N为5×10^-4S，即T_N＝5×10^-4S。

对于上述应用条件，可根据公式5确定模拟到数字的转换周期T_D，即T_D＝n·T_c≤T_N，所以有公式14

        T_D＝n·10^-8≤5·10^-4S                    公式14

在这里取n＝5·10⁴可得到T_D＝5·10^-4S满足公式14。

由无线调制的原理可知，当用最高频率分量为1KHz的基带调制信号对载波进行AM调制后，载波的幅度与基带调制信号为线性关系，因此若对AM调制后的载波幅度进行采样周期为T_D＝5·10^-4S的采样，则可以不失真的恢复原始基带调制信号；同理，若用上述基带调制信号对载波进行PM或FM调制，则载波的相位或频率与基带调制信号为线性关系，因此若对PM或FM调制后的载波相位或频率进行采样周期为T_D＝5·10^-4S的采样，则可以不失真的恢复原始基带调制信号。

在确定了上述具体参数后，本方法的具体过程如下：

首先把天线接收的载波频率为100MHz的无线信号进行低噪声放大，得到信号F，然后把F与频率和无线信号载波频率相同的两路正交本振信号O_I和O_Q相乘，得到F_I和F_Q，然后对F_I和F_Q进行积分，得到T_I和T_Q，将积分后的结果T_I和T_Q进行模拟到数字的转换(转换周期为T_D＝5·10^-4S)，得到D_I和D_Q，然后将转换后的两路结果进行如下的数字信号处理：

首先用每路当前采样值减去该路的前一个采样值，得到两路数字信号，当进行AM信号的接收时，首先把两路数字信号求平方和，然后开方，其结果为解调出的基带调制信号；当进行PM信号接收时，首先在两路数字信号中任意选择一路固定为分母，另一路固定为分子，然后求出比值，再对比值进行反正切运算，其结果为解调出的基带调制信号；当进行FM信号的接收时，首先在两路数字信号中任意选择一路固定为分母，另一路固定为分子，然后求出比值，再对比值进行反正切运算，再将当前反正切运算结果减去上一个反正切运算结果，得到的差值为解调出的基带调制信号。

Claims (1)

1.一种接收和解调无线信号的方法，其特征在于首先把天线接收的无线信号进行低噪声放大，然后把经过低噪声放大后的无线信号与频率和无线信号载波频率相同的两路正交本振信号相乘，相乘的结果同时分别进行积分，积分后的结果同时进行模拟到数字的转换，转换的采样周期为无线信号载波周期的大于1的整数倍且不大于基带调制信号的奈奎斯特采样周期，最后将转换后的两路结果进行如下的数字信号处理：

首先用每路当前采样值减去该路的前一个采样值，得到两路数字信号，当进行AM信号的接收时，首先把两路数字信号求平方和，然后开方，其结果为解调出的基带调制信号；当进行PM信号接收时，首先在两路数字信号中任意选择一路固定为分母，另一路固定为分子，然后求出比值，再对比值进行反正切运算，其结果为解调出的基带调制信号；当进行FM信号的接收时，首先在两路数字信号中任意选择一路固定为分母，另一路固定为分子，然后求出比值，再对比值进行反正切运算，再将当前反正切运算结果减去上一个反正切运算结果，得到的差值为解调出的基带调制信号。

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