CN1758481A - 适用于高功率宽带应用的PxM天线 - Google Patents

Abstract

本文提出了一种包括电和磁两种偶极辐射器的宽带天线。该宽带天线可以称之为“PxM天线”，可包括一对磁环元件，各个磁环元件具有多个对称分布在磁环元件周围的馈电点。宽带天线还包括一个分布在磁环对中间的电偶极元件。一般来说，电偶极元件和磁环元件通过传输线网络耦合在一起，这与将两者合并成一个单独的辐射元件相反。

Description

适用于高功率宽带应用的PxM天线

                         优先权申请

本申请享有2005年7月13日申请的、临时申请号No.60/587,318，题为“适用于高功率宽带应用的PxM天线”的优先权。

(1)技术领域

本发明涉及天线，更尤其涉及一种组合了电磁辐射组件的低损耗、宽带天线的实施方法。

(2)现有技术

下面的描述和举例并不因为现有技术包含这部分实质而看作是现有技术。

电气意义上小的天线元件经常使用在低频(如移动通信)和高频(如EMC测试)的应用中。例如，电气意义上小的天线可以用在低频应用中以调节距离、持久性或其它考虑的因素，或者用于高频应用中以获得特定的频率电平，而频率电平是EMC测试目的中所需要的。正如本文使用，术语“电气意义上小的”指的是一种天线或天线元件，它具有与其辐射电磁场的波长相比相对较小的几何尺寸。定量地来说，电气意义上小的天线一般定义为一种天线，它的内部符合一种所谓的辐射球，或者一种半径r＝λ/2π的球体，这里λ是辐射的电磁能量的波长。

不幸的是，电气意义上小的天线趋向于具有相对较大的辐射质量因素，Q，意味着它们趋向于所储存(在平均时间上)的能量比它们辐射出去的能量多得多。这导致输入电阻主要呈电抗性，从而使在宽带宽条件下一个电气意义上小的天线与输入馈电的电阻匹配变得困难，如果不是不可能的话。另外，由于大的辐射质量因素，即使存在小的电阻损耗也将导致电气意义上小的天线很低的辐射效率(如1-50％的效率左右)。

根据已知的电气意义上小的天线的辐射Q的定量预算，线性极化的全方向天线，从内部符合一种半径为a的球体体积，其最小可达到的辐射Q可以由下式得到：

$Q=\frac{1}{\mathrm{ka}}+\frac{1}{k^3{a}^3}$    (方程1)

式中k＝1/λ，波数与电磁辐射有关。于是，电气意义上小的天线的辐射Q大致与它的电气体积(a)的倒数成正比例，或者与天线带宽成反比。为了使单元件的、给定尺寸的、电气意义上小的天线得到相对宽的带宽和高效率，就必需利用尽可能多的(天线占用的)体积。在某种情况下，这可以通过在保持电气意义上小的状态条件下增加天线元件的尺寸得到。

为了得到方程1中所给出的辐射Q的基本极限值，一个天线就必须只能激发在封闭的球体表面外部的横向磁模式(TM₀₁)或者横向电模式(TE₁₁)，而在球体表面内部不能存储任何电或磁的能量。所以当一个短的线性(电的)偶极激发在球体外的TM₀₁模式，它不能满足在球体内不储存任何能量的标准，这样，就产生了比方程1所预言的更高的辐射Q(和更窄的带宽)。

一般来说，所有的辐射偶极场的天线，如电与磁的偶极，都受到方程1所给出的约束的限制。虽然一些宽带偶极设计已经成功地实现并接近了方程1所给出的限制，但要构造一个线性极化、全向的天线，且得到小于方程1所预言的辐射Q，在目前还是不可能的。然而，虽然方程1代表了对线性极化、全向天线辐射Q的基本限制，它也不是辐射Q的全局下限。例如，一种辐射基本等于输入的TM₀₁和TE₁₁模式功率的复合天线，就可以(在原理上)或得一个近似的辐射Q：

$Q=\frac{1}{2}[\frac{2}{\mathrm{ka}}+\frac{1}{k^3{a}^3}]$    (方程2)

或者大致为独立的电或磁偶极的一半，这只能单独以TM₀₁或TE₁₁模式辐射。换句话说，复合天线的阻抗带宽可以近似为独立的电或磁偶极天线的两倍。

理想的复合天线具有一对电气意义上小的电和磁偶极，它们可相互定位和定向以提供正交的偶极矩，理想的复合天线已经从理论和数字上得到验证并且找到所提供的有用特性。这种天线由于它们的电(p)和磁(m)偶极矢量的正交组合，通常称之为“PxM天线”。PxM天线的理想特性包括，但不限于，一种有效的辐射模式(如一种低增益单向的辐射模式)和一个对给定的电气尺寸来说相对宽的阻抗带宽。如上所述，电气意义上小的PxM天线的辐射Q近似于独立的电或磁偶极天线的一半。虽然Q的减小会改进宽带阻抗匹配(至少是在原理上)，但是实用PxM天线的实施方式还是带有疑问的，也并没有彻底地研究过。

为了提供宽带PxM的操作，电和磁辐射器的偶极矩必须在空间定向中正交，幅度上基本相等，并且在所需的工作频率范围内相位正交。从数字或分析模型来确定两个独立的辐射器的幅度和相位之间的关系并不困难。然而，在实际中，这类天线通常由单独的射频(RF)源所驱动，所以它的有限输出阻抗必须与组合的电和磁辐射器相匹配。由于组合的电和磁偶极辐射器的谐振特性使之成为了一个特别困难的问题。

在有些情况下，低损耗、无源馈电或匹配网络可以用来组合电和磁辐射器。然而，这种匹配网络通常很难实现，因为两个辐射器的输入阻抗会发生与频率有关的变化。例如，输入阻抗的变化会使之难以保持供给电和磁辐射器的馈电电流的适当的幅度和相位。另外，即使用匹配网络来组合辐射器，残留阻抗的失谐也仍然限制了天线/匹配网络的效率和功率传输，而这，也就限制了系统的整体效率。虽然也已经提出了可能的匹配网络，但目前已知的设计中没有一个可以使组合辐射器在宽频域下高效率的工作。因此，这种设计的使用经常否定可由PxM辐射器的较低的辐射Q所提供的带宽上的任何改进。

从原理看，利用电和磁偶极对输入阻抗的完善来提供所需的宽带操作是有可能的。一个得到验证的方法是单极-槽组合。这种结构，在理想的情况下，是一个真正的PxM辐射器。例如，单极-槽天线可以看作是一个双端T型网络，在两个串联臂路上由槽型天线的辐射阻抗构成，而在并联臂路上由单极天线的辐射阻抗构成。这种双端T型网络一般是以一个阻性负载为终端，其数值等于T型网络的镜像阻抗。然而，阻性负载的使用导致天线的有损耗和低通特性。由于这个原因，单极-槽组合一般只能承受受相对的低效率，即使输入阻抗或多或少地恒定和匹配。虽然单极-槽天线被公认为一种有效的模式，但它的设计更进一步地增加地面天线需求的负担。

于是，必须克服两个问题才能成功地实现一个实用的PxM天线。首先，必须找到或设计出实用的电和磁辐射器，其次，必须实现一个低损耗的无源网络来组合两个辐射器，在这种方式下PxM的操作可以维持在某个合理的带宽上。如果阻性损耗能够保持在最小值，则匹配网络内的反应功率的循环也会最小化。

如本文所使用，维持“PxM操作”，则电和磁辐射器的偶极矩在空间取向中基本正交，在幅度上完全相等，并且在所需的工作频率范围内相位正交。换句话说，辐射器组件必须各自表现正常，如同电和磁偶极，这样各个辐射器所产生的远场分量的幅度和相位处于适当的幅度和相位，以适用于两个辐射器的重叠，从而获得所需性能。这使电和磁辐射器的远场分量可在相位上叠加。

对一个独立的电气意思上小的电或磁偶极来说，可降低上述要求来提供一个匹配网络，该网络存储能量的形式与天线存储的能量形式相反。换句话说，如果要求效率最大化，且容性和感性元件都可以适用于相同的辐射Q，则一个短的电偶极应该能与一个全感性匹配网络相匹配。不幸的是，这种情况下的PxM天线更为复杂，因为它们既存储电能量也存储磁能量。此外，如果个别元件它们本身不是电气意义上小的，则每一个元件就不会主要存储一种形式的能量。例如，一个适当电气尺寸的线性的或锥形的偶极是不会主要存储电能，而是根据谐振得到的能量均分，既存储电能量也存储磁能量。

这样，就需要一种组合了电和磁偶极辐射器的实用天线设计，从而提供适合于高功率应用的低损耗、宽带的实现方法。

(3)发明内容

下面的对各种天线设计和方法的具体实施的描述在任何方面都不构成对附加的权力要求主旨的限制。

上文所概括的问题在很大程度上归结于天线，该天线包括一对分布在等间隔的两个平行平面之间的磁环。该磁环沿着轴对准，轴的延长线穿过每个磁环的中心点，另外该磁环可包括多个轴对称的馈电点。由于这个原因，磁环也可以称之为“多点馈电”环。实际上，在一个多点馈电环中可包括任何数量的馈电点，这取决于所需的工作频率范围。在有些实施例中，馈电点的数量范围可以在大约2至16个馈电点的范围内。在一个实施例中，4个馈电点可以对称地分布在各个环路上。然而，更多/更少数量的馈电点可以用来增加/减少天线可用的带宽。不考虑使用馈电点的数量，磁环的堆置也有效地实现了减小辐射Q并扩展了天线的带宽。

在一些实施例中，电偶极可以分布在磁环对之间的另一个平行平面内，使得磁环的轴的延长线可以穿过电环的中心点。这样，电和磁辐射器就可以组合起来构成具有相位中心共点的的PxM天线。虽然可能使用众多电偶极的形式，但在本发明的实施例中，由于它所需的工作频率范围，双锥形的天线是最适宜的。当然，其它电偶极，包括线性偶极、终端负载偶极以及锥形偶极在本发明其它供选择的实现方法中也可能是合适的。

因此，这里提供一种包括电和磁两种偶极辐射器的宽带天线。该宽带天线也可以称之为“PxM天线”，它可以包括一对磁环元件，每个磁环具有多个对称分布在环元件的周围的馈电点。这种宽带天线也可能包括一个分布在磁环元件对之间的电偶极元件。在大多数情况下，电偶极元件和磁环元件可以通过传输线网络间接地耦合在一起，这与合并在一个单独的辐射元件中相反。

在一个特定的实施例中，每个环的多个馈电点可以并联连接，因为每个馈电点具有高驱动点阻抗。然而，它们也可通过一个具有适当端口的混合网络来驱动。在一种配置下，各个环上的四个馈电点可以通过等长的400欧姆双芯传输线来连接着在各个环中心的公共结点。这两个公共结点依次可以通过两根100欧姆的线连接到第三个公共结点，因此，也连接到PxM电线中心的一根50欧姆的输入传输线。在一些情况下，如90度混合网络所构成的馈电网络可以用于在磁环天线和电偶极天线之间分离出基本相等大小的输入功率。电偶极天线可以用众多种类的平衡网络中的任何一种来驱动，包括但不限于，平衡变压器、平衡变流器、180度混合网络以及等延迟平衡变换器。

这里也提出了一种天线的构成方法。一般而言，该方法包括把第一个多点馈电环设置在第一个平面，和把第二个多点馈电环设置在第二个平面，第二个平面与第一个平面平行且等间隔。第一和第二个多点馈电环可以设置成环的轴延长线穿过第一和第二个多点馈电环的中心点。环的中心与第一和第二个平行平面基本正交。在有些实施例中，电偶极可以分布在第一和第二个平面之间且平行于这两个平面的第三个平面上。在这种情况下，PxM天线可以用设置电偶极来配置的相位中心构成，使得第一和第二个多点馈电环的轴与电偶极的轴正交且延长线穿过电偶极的中心点。

(4)附图说明

本发明的其它目的和优势在阅读了以下的详细描述和附图的参考就会变得显而易见。在附图中：

图1是一例心性辐射模式的极座标图；

图2是一例PxM天线的的侧视图，该天线包括根据本发明的一个实施例的电和磁天线组件；

图3是图示说明一种图2所示的磁天线组件的俯视图；

图4是图示说明图2所示的电和磁天线组件单独的和嵌入在图2的PxM天线中时的传输函数的曲线图。

图5是图示说明图2所示的PxM天线的E-平面辐射模式的曲线图；以及

图6是图示说明图2所示的PxM天线的H-平面辐射模式的曲线图。

由于本发明易接受到各种修改和可替换形式，所以借助于附图所示实例来显示特定的实施例，并在下文中详细讨论。当然，可以理解的是，附图和下文的详细讨论并非旨在将本发明限制于所揭示的特定形式，恰恰相反，目的在于覆盖由附加的权利要求书所定义的本发明的精神和范畴内的所有修改、等效和可供替换的内容。

(5)具体实施方式

PxM天线，之所以这样命名是因为它们起源于电和磁辐射器的正交组合，并具备几个需要的特性，包括但不限于，一种有效的辐射模式和对于给定的电气尺寸来说相对宽的阻抗带宽。PxM天线的一种形式呈现出一种理想的惠更斯波源的辐射模式。这种辐射模式，也称之为路德维格-3模式，它是一种由绕着最大辐射强度的轴旋转的心形线所组成的线性极化的单向模式，属于称为最大方向性模式的类别。本文所使用的“心形”用于描述一种心脏形状的曲线，它的轨迹是由一个圆的圆周上的一点绕着另一个固定半径为r的圆完整的绕一周形成的，该曲线的一般极座标方程为：

ρ＝r*(1+cosθ)                                     (方程3)

图1显示了心形辐射模式的极座标图100。在进一步的讨论中，心形辐射模式也可以另称为“PxM辐射模式”。

理想上，通过电和磁辐射器与互补输入阻抗的组合，宽带PxM模式应该是有可能的。例如，一个槽形天线可以是一个与槽形天线尺寸相似的电单极(或偶极)天线的“互补”。根据Babinet的理论，一个槽形天线的辐射模式在一个无限大的导电板中是和一个互补的单极(或偶极)天线的辐射模式是一致的，除了电和磁场是交换的之外。另外，槽形天线的输入阻抗和它的互补单极之间是相关的，如Booker的方程：

$Z_{\mathrm{slot}}{Z}_{\mathrm{monopole}}=\frac{{\mathrm{\η}}^2}{4}$    (方程4)

式中Zslot和Zmonopole分别是槽形天线和单极天线的输入阻抗，而η是周围介质的固有阻抗(例如，在自由空间中η＝120π)。换句话说，互补天线元件的输入阻抗大致上与另一个成反比。因此，当互补天线元件组合后形成一个单独的辐射结构时，互补输入阻抗(即阻抗的虚部)就会消除或消减，以获得比宽频域内更为匹配的输入阻抗。

当有接地层时，槽形天线可表现为类似于单极天线(例如，各个辐射器可提供近似于阻抗带宽的2倍频)。因此，互补单极与槽形天线的组合可提供相对宽带的PxM模式。然而，在缺少接地层时，磁偶极就不能用一个槽形天线来实现，取而代之的，必须用某种环形天线的组合来实现。

在过去已经对简单的磁环与电偶极的组合进行了研究。例如，在美国专利号6,329,955的题为“同时包含电与磁偶极辐射器的宽带天线”一文中给出了一种配置方式，全文合并引用于此。在本专利中，本发明者提供了另一种PxM结构，该结构基本上是一个在磁环与锥形的电偶极之间的并联连接，连接建立在两个从偶极的底部移出的点上。由于这个实施方法可提供大约3∶1的阻抗带宽，因此就可以在相对较小的工作频率范围中获得所需的PxM辐射模式(例如，可能20％的部分带宽)。

另一种先前已研究的组合包括一个简单的线性偶极和一个单匝单馈电的环路。这种组合在本发明人的一篇论文，题为“电气意义上小的‘复合’天线的力矩的应用”，发表于IEEE Int.Symp.Electromagn.Compat.Symp.Rec.，1995年8月、第119-124页有过描述，全文合并引用于此。不幸的是，这种组合必须满足于在某个频率范围内的重要的元件之间的耦合。例如，天线组件由于他们的正交性，可产生与TE11和TM01模式等效的远场，这证明了在实际上任何半径的内积都为零。然而，因为天线组件的邻近场不是正交的，所以就会出现一些天线间的耦合。换句话说，由于缺少单一馈电所提供的对称性，一个简单线性偶极和一个单匝单馈电的环路的组合显示了明显的元件之间的耦合。

另外，在简单的单匝环的阻抗不能精确地与短的电偶极的阻抗构成互补的情况下，上文所述的设计中的磁环可能会出现问题。换句话说，在环路主要是感性而短的线性偶极主要是容性的情况下，一个电气意义上小的、单匝磁环可能显示出对短的电偶极的某些互补性。然而，这两种天线的辐射阻抗的表现不会如同集总元件一样，但更正确地说，会随着频率而改变。复杂的情况下，阻抗随着频率而产生的变化对各种类型的天线也是不同的。基于这些原因，一般来说用一个线性(或锥形)偶极和一个单匝、单馈电磁环的组合的互补来构成一个低损耗的宽带PxM天线时不可能的。另外，单匝磁环的辐射Q趋向于比线性偶极的辐射Q更高，而比终端负载的偶极的辐射Q高很多，于是，当然也比辐射Q的基本物理限制要高很多。正因为此，当尝试着匹配一个单匝、单馈电磁环与一个线性(或锥形)偶极时，宽带阻抗匹配的获取通常比较困难，如果不是不可能的话。

现在转到附图，图2和图3图示说明了一例根据本发明的一个实施例的合并了电和磁辐射器的天线200。正如下文将要详细描述的，PxM天线200验证了一种可行的、现实的、低损耗的宽带PxM天线的设计方法。其它的实现方法和/或变化也是可能的且包含在本发明的范畴内。在后面的讨论中，将会研究典型的宽带电和磁偶环，接着将是一个典型的组合这两种PxM结构中的偶极元件的方法。

图2和图3图示说明了一个现实的、低损耗宽带PxM天线设计的实施例。特别地，图2显示了PxM天线200的侧视图，而图3显示了在PxM天线200内包含一个磁环的俯视图。正如图2所示，PxM天线200包括一对磁环210和220，它们分置在两个平行平面上。磁环沿着轴230连结起来，轴的延长线穿过各个磁环的中心点，正因为此，这样一对磁环也可以称为“堆置”的环。在一些实施例中，磁环都是在一个单一的馈电点进行馈电。然而，在另一些实施例中，磁环210和220可包括多个馈电点240，这些馈电点是以环对称放置的。在这些包含多个馈电点的实施例中，磁环也可以称为“多点馈电”环。

为了产生一种PxM辐射模式(例如，图1所示)，磁环210和220必须与一个互补的电辐射器组合起来。在图2所示的实施例中，一个电偶极250放置在这对磁环之间的一个平面内，该平面平行且等距于这对磁环之间的平行平面。与磁环一样，电偶极250也可以对准，这样轴230的延长线可穿过电辐射器的中心点。正如下文所更详细的描述的一样，这使得电和磁辐射器组合起来构成了一种相位中心共点的的PxM天线。

I. 典型的宽带电辐射器

有许多方法可以获取宽带电偶极的性能。在图2所示的实施例中，双锥性250的线-笼状实现方法用于实现PxM天线的电偶极部分。虽然其它的电偶极包括，例如，顶端偶极(即终端负载)、平偶极和锥形偶极，这些偶极在本发明的其它的实施例中可以替代双锥形天线，但由于双锥性天线250所需的阻抗带宽，所以双锥形天线是最适合的。在-个实施例中，双锥形天线250使用一个60度的锥形角，另外双锥形天线大约1.3米宽。选择这样一个锥形角的原因在于，60度锥形可提供近似于2倍的工作带宽，能与200欧姆的信号源很好地匹配并且提供了一个可用的模式。然而，其它角度和带宽当然也是可能的，同时它们也在本发明的范畴中。

还有许多方法可以构成双锥形天线250。例如，双锥形天线250可以这样构成，将一对锥形元件互相背靠背地放置并沿着一根轴将锥形元件相互对准，轴的延长线沿着一个元件长度穿过元件的一个中心点。

在一些情况下，双锥形天线250的锥形元件可以由完全固体的导电材料制成。例如，各个锥形元件可以由一片固体金属(例如，铜、铝等)切割、或其它方式制成，这样元件可能包括或不包括一个空心的中心。在另一些情况下，锥形元件可通过一块完全平整的金属丝网弯曲成一个三维的锥形结构来制成。在图2所示的实施例中，锥形元件是通过将大量的金属线或杆耦合在一起构成一个锥形结构的方法制成的。这样的实施例也可以称之为“线-笼状”实施法，同时也适用于本发明的一些实施例。例如，一个线-笼状的实施方法可以简化制造过程，同样也提供了一种增强的天线设计。

不考虑双锥形天线250的制成过程中的特殊情况，天线的尺寸可以根据组合PxM天线所需的频率范围来选择。例如，在本发明的一些实施例中，双锥形天线250可以由一个60度的锥形角构成，以及约1.3米的长度。这样的天线可提供近似为4∶1的带宽(即2倍频)，而且也很适用于EMC测试应用，如抗扰度测试。然而，双锥形天线250的尺寸并不限于以上所述。在一些情况下，如果PxM天线200要合并入，例如，便携式或手持设备(如膝上计算机、移动电话、PDA等)时，则可以使用一个小得多的版本的双锥形天线250。在这种情况下，双锥形天线250的长度可以同比缩小至上述尺寸的约1/10至约1/100的范围内。在一个常用的实施例中，双锥形天线250在工作频率范围下，它的电气长度的范围在1/3波长至约4/3波长之间，而中心频率约2/3波长。然而，应该理解的是，本设计可以缩放以获取任意的中心频率，同时保持相同部分的工作频率范围(例如，约2倍频程)。

在有些情况下，双锥形天线250可以用一个具有电压比为2∶1的平衡网络来驱动。也就是说，平衡网络可以包括一个具有50欧姆输入端及一个200欧姆平衡端的平衡变压器(未显示)。在本发明的其它实施例中，可选择的变压器配置是可能的。例如，只要保持对称，本发明的另一些实施例中可以使用变压器、变流器或者混合变换器。这些基本类型具有许多实施方法。实际上，所有三种变换器的实现通常都使用等延迟或Guanella拓朴结构。当然，其它拓朴结构也可以使用，如格状结构、双Y形结构、法拉第转换器、或者甚至是用一个90度耦合线混合一个Schiffmann型90度移向器构成的180度混合结构(这是一种典型的商用UHF/微波设计)。

使用双锥形天线250的主要原因是本质上它的所有方面都已经广泛地研究了。双锥形天线设计提供了近似为工作带宽2倍的频程，在这个2倍程下天线相当地匹配，并且辐射模式也表现得相当出色。工作带宽的下限一般受到阻抗失谐的限制，而上限则受模式退化的限制。另外，一种5KW持续功率供应的高功率设计已经可以在商业市场上购得。图2的双锥形天线的唯一缺陷是相对较大的变换器尺寸。不幸的是，任何高功率变换器都会有些大。为了最小化对磁偶极的不需要的耦合，以及最小化电偶极场的干扰，可以将变换器从双锥形天线结构的中心点上移除，同时将一根200欧姆的平衡线嵌入到变换器与偶极元件底部之间。

在TM₀₁模式下辐射的总功率的百分比可以用于提供独立的双锥形天线250的天线性能容量的指示。当然，必须注意的是，当双锥形天线与磁环组合在一起时，可以预期在性能表现方面就会发生一些变化(正如下文将要更详细描述的一样)。

通过确定TM₀₁模式在天线辐射场的球形波扩充函数的系数，有可能确定在TM₀₁模式下辐射出多少功率，以及因此确定由TM₀₁模式所携带的那部分总辐射功率。许多基于力矩方法的数值分析显示，在阻抗带宽的下限处，此时天线的长度约为波长的1/3，双锥形天线250产生一个本质上的纯TM₀₁模式。在这个频率的2倍频处(此时天线的长度约为波长的2/3)，TM₀₁模式下已辐射功率的部分下降到约91％。最后，在这个频率范围的上限处(此时天线的长度约为波长的4/3)，TM₀₁模式下辐射的功率部分下降到约70％。对图2所示的特定的几何形状来说，辐射模式在H平面发展到准零界，大约330MHz，此时TM₀₃模式变成主导地位。换句话说，由于电偶极元件不再存在，导致极天线不再产生占主导地位的TM₀₁模式，取而代之的是TM₀₃模式，此时PxM操作终止。

II. 典型的宽带磁辐射器

一般来说，PxM天线的磁偶极部分比电偶极部分更难于在宽带宽条件下实现。理论上，如果能够实现一个磁环完全互补于图2所示的锥形电偶极(例如，双锥形天线250)，那会是很有用的。例如，在一些情况下，一对磁环210和220可以用作一个与锥形电偶极互补的辐射器。一般来说，各个磁环可以由导电材料(例如，任何导电材料，如铜、铝、甚至导电的塑料)所制成。在一个实施例中，磁环由一整片导电材料制成，将该材料按尺寸切割并弯曲成基本圆形。然而，在另一些实施例中，磁环可能是通过把一部分或多部分的导电材料连接成一个不导电的形状(例如，塑料环)所制成。

不考虑磁环210和220是如何制成的，它们必须能够匹配包括在PxM天线中的电偶极，以及天线中提供的阻性源阻抗。在一些情况下，磁环210和220可以是单匝环(例如，近似于1米的直径，或一般来说，约为1/4波长至1个波长的直径)，这些环沿着它们的轴连结起来并且相互间相隔0.75米。虽然可以使用其它间隔，但上述的间隔可以为磁辐射器提供一些轴向的长度，而因此，将辐射Q降低至某种程度。由于它们相对较大的尺寸，在一些实施例中，磁环的导电部分可通过非导电支撑部件270得到加固。然而，支撑部件270在那些使用相当小的磁环(例如，那些近似于原尺寸的1/10至1/100的磁环)的实施例中不是必需的。

在一些情况下，当一个环路天线制作的足够大以匹配宽频率范围的阻性源阻抗时，它就不再显示出磁偶极的辐射模式。当任意一个天线组件，电偶极或磁偶极，它的辐射模式偏离了它理想的特性(形状，极化作用等)时，组合的PxM天线的模式也会偏离理想状态。因此，一般需要天线组件能够表现得像电和磁偶极一样，直至它所可能达到的程度。

造成辐射模式与磁偶极的辐射模式的误差的一个原因是磁环上电流的延迟。一种克服这个问题的方法包括在天线中放置集总容性负载，以及在不止一处对天线馈电。例如，如图3所示，磁环210和220各包括4个馈电点240和对称地放置在环上的4个串联电容280。当然，电容的位置一般不会放在与馈电点相同的位置。例如，一个串联电容可以放置在各个馈电点的正中间，正如图3所示。其它的分布方式或实施方法在本发明的可选择的实施例中也是合适的。

在一些情况下，磁环210和220由于各个环上都包括多个馈电点，因而可称之为“多点馈电”环。虽然图3图示说明了一个特定数量的馈电点和电容器，但根据需要的工作频率范围和匹配方面的考虑，磁环210和220完全可以包括任何数量的馈电点和电容器。例如，各个磁环可以包括的馈电点的数量可以从2个到16个的范围中选择。电容器的选择与馈电点相同。在这个实施例中，选择了四个馈电点和四个电容器，这是因为四个馈电点的阻抗与一根400欧姆的传输线能够很好地匹配。

在一些情况下，各个磁环上的馈电点可以通过一根通常称之为“梯形线”的传输线连接到一个中央结点(300，图3)。在一个实施例中，梯形线(290，图3)可以包括相隔大约0.75英寸放置的两根18AWG的固体导体。一根梯形线可以包括每个磁环上的各个馈电点(例如，四个馈电点)。所有的梯形线彼此间制成得完全一样而且完全等长。虽然这种梯形线公开宣传具有450欧姆的特性阻抗，但实际特性阻抗更接近于约400欧姆。这样，400欧姆的平衡传输线可以连接到环中心的中央结点300。各个环内的中央结点接着连接2根100欧姆的同轴传输线(260，图2)。在一些情况下，在中央结点外侧可以使用铁氧体扼流圈套管(未显示)来抵抗共模电流(如果必要)。

然后，磁环可以与电偶极耦合在一起。例如，磁环210和220的两根100欧姆同轴线(260)可以连接至第三个公共结点(例如，一个不匹配的T型结点)，正因为此，这两根100欧姆同轴线(260)也连接至电偶极天线中心的50欧姆的输入/输出端传输线。必须注意的是，也可以采用并联连接，因为各个输入端的输入阻抗是相同的。关于环型天线与偶极天线的组合将会进一步讨论。

与电偶极相似，在TE₁₁模式下辐射的总功率的百分比可以用于提供独立的磁环辐射器性能的指示。当然，必须注意的是，当磁环与偶极天线(正如下文所更详细的描述一样)组合在一起时，可以预期在性能表现方面就会发生一些变化。当独立的磁环在近似于100MHz处(此时环的直径近似与1/3波长)产生非常纯粹的TE₁₁模式时，TE₁₁模式中已辐射功率的部分在近似于240MHz处(此时环的直径近似与4/5波长)单调下降至85％。由于这个原因，环形天线在产生纯粹的TE₁₁模式方面远不如双锥形偶极的TM₀₁模式的辐射。环形天线在与RF源的匹配方面也不如双锥形天线。然而，它确实展现了相当宽的带宽(例如，多于一倍的带宽)。

在一些情况下，高通匹配组件(例如，一个具有串联电容和并联电感的高通梯形线网络)可以用于扩展环形天线210和220在一个相当低频率下的性能(例如，有可能在适当的匹配下得到环形天线的2倍的带宽)。然而，必须指出的是，环形天线210和220的高阻抗级会使得阻抗匹配变得有一些困难。在馈电区域附近的皮法级的寄生并联电容是至关重要的。为了形成匹配，嵌入的串联电容器会使用小电容值的电容(例如，约5pF)。在一些情况下，可能会使用所谓“线绞合”电容器以方便调节。

III. 将电和磁辐射器组合为PxM模式

用于PxM天线100的典型的电和磁辐射器已经由一个较适合的实施例所描述。在继续之前，值得注意的是，在这里提出一些PxM天线设计的重要的特点。首先，由于电气意义上小的磁环(例如，约λ/2π)的非理想化的辐射Q，这个版本的PxM天线选择那些具有容许的电气尺寸(例如，直径约1/4-1/3波长至约4/3-1波长)的电和磁天线组件。在一些实施例中，具有容许的电气尺寸的多点馈电环可能与美国专利号6,515,632一文中所揭示的很相似，该专利已转让给本发明人，全文合并于此。由于具有容许的电气尺寸的天线组件很大地促进了阻抗匹配，指定的低级数元件辐射模式会稍微难以获得。其次，正如下文将要更详细地描述的一样，可使用组合混合网络将组件组合成PxM模式，这与将组件合并入单独的辐射元件相反。这也简化了天线的设计。

如前文所述，PxM辐射模式是一种线性极化的单向性模式，它是由一个绕着最大辐射强度的轴所旋转的心形组成。图1显示了一种典型的PxM辐射模式。为了在宽频率范围上保持PxM辐射模式，电和磁辐射器的偶极组件必需在空间方向上完全正交，在幅度上完全相等，并且在所需的工作频率范围内相位正交。当辐射器组件自己表现正常-如同电和磁偶极-辐射器组件会适当地适应各个幅度和相位以提供远场所需的性能。换句话说，典型的电偶极模式本身表现出一个已定义的相位中心；即，给定频率下的辐射模式的相位完全对于方向完全恒定。这点对于基本的磁偶极也是同样满足的。

然而，只有当元件的远场模式也组合在相位中时，一个由这两种模式的组合组成的辐射模式才会表现出一个固定相位的模式。由于这个原因，电和磁辐射器必须组合在一起，这样它们的相位中心才是“共点的”。在一个实施例中，磁环210和220以及电偶极250的中心点可以沿着相同轴(230)连结起来，如图2所示。换句话说，磁环210和220以及电偶极250的中心点可以是“共点的”。

由于共点的需要，将电和磁辐射器组合成为有用的PxM模式并不是直接了当的。为了最小化电和磁组件之间所不需要的耦合以及保持天线的PxM特性，环形天线210和220的馈电点要关于电偶极的水平轴235对称分布。换句话说，磁环天线的轴和电偶极是互相垂直的，但相交于各个偶极的中心点。各个环上的馈电点沿着环分布以使它们关于电偶极的轴(235)对称。

通过将馈电电240沿着环对称分布，磁环210和220或电偶极250的各个输入/输出端口上的激励不会在其它端口产生任何响应。换句话说，在一个代表PxM天线200的双端网络矩阵的非对角线端为零。然而，如每个端口上的输入阻抗所证明的，在驱动端仍然会有一定的反应。值得注意的是，在各个输入/输出端口上的输入阻抗与另一端口上的终端是独立的，同样与其它端口上的激励是独立的。于是，就没有理由再像其它设计中经常做的那样定义一个“有源”输入阻抗。然而，由于这个隔离度依赖于系统的对称性，所以在有些情况下，组件传输线的长度、以及天线的机械尺寸和支撑结构可能会受到相对较紧的误差容限的限制。

为了降低辐射的Q和扩展PxM天线的有效带宽，磁环元件可以“堆置”，正如图2所示。在已示的特定实施例中，磁环分布在互相间隔约0.75米的平行平面中间。这可为磁环在轴向(230)上的辐射提供了足够的距离，轴230与平行平面正交且延长线穿过各个环的中心点。较小或较大的间隔也可能是合适的，这取决于实现环线天线中使用的直径。一般来说，环的堆置增加了轴向(230)的长度，这样，就增加了环形偶极矩，从而减小了辐射Q并扩展了PxM天线的有效带宽。

为了提供所需的PxM辐射模式，在工作频率范围中必须维持两个组件球形模式的幅度和相位。为了做到这一点，这里提供一种典型的网络用于将天线组件组合入PxM结构。这种网络可以两个天线组件的传输函数方式来描述，在一些实施例中，可以用来代替原先的将组件合并并成一个单独的辐射元件(即，替代了物理连接各组件以构成一个辐射结构)。

例如，电偶极的TM₀₁模式的传输函数可定义为与辐射的TM₀₁模式相交的最大电场(在x-y平面)与电偶极的输入端口的瞬时电压的比率。这个选择的原因在于当用一个混合网络来驱动电和磁辐射器组件时，这个比率相当直截了当地确定了瞬时电压。另一方面，一般很难确定端口电压或电流，尤其当存在传输线的介入长度时以及天线与源之间的阻抗失谐无法忽略时。磁环的传输函数可以相似的方式定义，除了将TE₀₁模式旋转90度。这就等效于确定TE₁₁模式。这两个传输函数提供了实现电和磁天线组件中的相位均衡器所需的信息。正如本文所使用的，“相位均衡器”可以描述为一种全通网络，该网络提供必要的传输函数以使偶极元件得到合适的相位。

在图4所示的曲线图中，PxM天线200的电和磁组件的传输函数划分为两种情况：1)所提供的组件是独立的，和2)组件是嵌入在PxM天线中的。图4所示的传输函数图示说明了一个90度的混合网络可提供适当的接近理想的相位补偿(即，在整个工作频率范围内有完全相等的相位)。例如，图4显示了由各个辐射器所产生的电场在共点时呈现出非常接近于90度间隔(即，“PxM中的环：相位”与“PxM中的双锥体：相位”的曲线在240MHz处呈现出近似于90度间隔)。在一个实施例中，一个具有两个独立输出端口(各自具有50欧姆的阻抗)的4端口混合网络可以用来分离电和磁辐射器间的输入功率，于是，可驱动具有合适的相位补偿的电和磁辐射器组件。这种混合网络之所以称为90度混合网络，因为这种混合网络的输出端口彼此独立且在相位上呈现出90度间隔。在一些情况下，还会附加一个短的时间延迟以使组件辐射模式间的相位关系更接近于理想化。例如，可以附加一根简单的传输延迟线以提供一个线性的相位移动。

图5和图6分别显示适用于PxM天线200所产生的E平面和H平面辐射模式。图5和图6所表示的增益包括了90度相位移动和失谐损耗，并由此表示天线的实际传输能力或可实现的增益。角度θ和φ以传统的右手球面坐标系统来测量。

PxM天线辐射模式的一个特性值得更多的关注，因为它涉及超宽带(UWB)脉冲发射。基本的电偶极模式本身表现了一个已定义的相位中心；即，在一个给定频率下的辐射模式的相位是恒定于方向的。这同样满足于基本的磁偶极。然而，一个由这两种模式的组合所构成的辐射模式只有当元件的远场模式也以相位组合时，才会表现出一个恒定相位的模式。例如，众所周知的一个接近球形的功率模式可以通过两个交叉电或极偶极的组合来获得，有时也称之为“十字天线”。然而，由于辐射器组件的远场模式以垂直相位方式组合，所以得到的模式表现出相位随着方向而变化。在时域中，会对在一个偶极的轴向上所发射的信号与在另一个偶极的轴向上所发射的信号进行完全去相关。这是由于相位正交频域关系的希尔博特变换的效果。另一方面，PxM辐射模式表现了恒定相位，并因此，表现出与总能量增益模式相同的相互关联的能量增益模式。这样，一个真正的PxM天线引起的时域脉冲的变形(或它的缺失)是独立于角度的，该角度由处于维持PxM操作所在的频率范围内的脉冲的频谱所提供。如果天线使所有方向的类似方式所产生的时域脉冲失真的话，则该失真可通过一个连结着天线输入/输出端的单个固定的均衡器来纠正。

本文提供了一个实用的低损耗、宽带PxM天线的实施例。上述的PxM天线设计提供了约2倍的操作带宽。PxM天线的一个明显的优势是天线组件的相位中心真正的重合。如果组件的相位中心不重合，则无法获得所需的PxM天线的辐射模式。这在PxM天线是电气意义上小尺寸时造成了一些小困难。然而，当天线具有可容许的尺寸时(如它必须是真正的宽带)，天线组件的相位中心重合就造成了很大的性能差异。同时，磁环的堆置帮助减小辐射Q和增强天线的带宽。另外，图4-图6所示的许多模拟的结果清晰地表示了磁环的多点馈电系统极大地扩展了这个组件的有效带宽，以及采用对称馈电点设计可使电和磁天线组件的交叉端口的耦合最小化。

虽然宽带磁偶极的实现仍然是本文所描述的PxM天线的一个限制因素，但它也可能会扩展多点馈电环的馈电系统以使用甚至更多的馈电点。这可能增加操作的上限频率，同时减少互连传输线所需的特性阻抗。于是，馈电点数量的增加可以极大地促进平坦介质中环的实现。虽然多点馈电环可包括完全任意数量的馈电点，但在增加馈电点数量上仍然受到环中央的并联连接的复杂度的实际限制。最后，高通匹配组件(例如，一个由串联电容和并联电感组成的高通梯形网络)可以嵌入在馈电点处，从而进一步改进环形天线的阻抗带宽。

从本揭露中获得利益的本领域熟练的技术人员将认识到，本发明确实提供了一种实用的低损耗、宽带PxM天线的实施方法。在本描述的范围内，本领域熟练的技术人员将清楚，在本发明许多方面的实施例中可以做进一步的修改。附加的权利要求旨在包括所有的此类修改和变型，同时相应地，说明书和附图将更多地看成是一种说明而不是限制性的意义。

Claims (30)

1.一种天线，包括一对分布在两个分隔的平行平面间的磁环，该对磁环沿着轴对准，该轴的延长线穿过各个磁环的中心点，其特征在于，所述的磁环各包括多个轴对称设置的馈电点。

2.根据权利要求1所述的天线，其特征在于，进一步包括一个分布在磁环对之间的另一个平行平面内的电偶极，而磁环的轴的延长线穿过该电偶极的中心点。

3.根据权利要求2所述的天线，其特征在于，所述的电偶极是从一组包括线性偶极、终端负载偶极和锥形偶极的天线中选择的。

4.根据权利要求3所述的天线，其特征在于，所述的电偶极是一种双锥形天线。

5.根据权利要求4所述的天线，其特征在于，所述的双锥形天线具有60度的锥形角。

6.根据权利要求4所述的天线，其特征在于，所述的双锥形天线的长度范围在约1/3波长至4/3波长之间。

7.根据权利要求6所述的天线，其特征在于，所述的各个磁环在工作频率范围内，其直径范围在约1/4波长至1个波长之间。

8.根据权利要求2所述的天线，其特征在于，所述的各个磁环包括多个馈电点，馈电点的数量范围在约2个至16个之间选择。

9.根据权利要求8所述的天线，其特征在于，所述的各个磁环包括四个(4)对称分布在环的外围的馈电点。

10.根据权利要求2所述的天线，其特征在于，进一步包括多个电容器，它们分别连接着磁环，并且对称分布在环的外围。

11.根据权利要求10所述的天线，其特征在于，所述的各个磁环包括多个电容器，电容器的数量范围在约2个至16个之间选择。

12.根据权利要求11所述的天线，其特征在于，所述的各个磁环包括四个(4)对称分布在环的外围的电容器，其分布位置不同于馈电点的位置。

13.一种同时包括电和磁偶极辐射器的宽带天线包括：

一对磁环元件，各自包括多个对称分布在磁环元件外围的馈电点；

一种电偶极元件，分布在一对磁环元件之间，所述的电偶极元件和磁环元件通过传输线网络耦合在一起。

14.根据权利要求13所述的宽带天线，其特征在于，所述的一对磁环元件分布在两个相隔的平行平面内，所述的电偶极元件分布在两个相隔的平行平面之间的第三个平行平面内，所述的一对磁环元件和电偶极分别沿一个公共轴相互对准，该轴与所有三个平行平面垂直并且其延长线穿过该磁环对和电偶极的中点。

15.根据权利要求14所述的宽带天线，其特征在于，所述的一个给定磁环元件上的多个馈电点是通过等长的传输线耦合该磁环中心点处的公共结点。

16.根据权利要求15所述的宽带天线，其特征在于，所述的一对磁环元件的公共结点通过等长的传输线与另一个在该磁环对中间的公共结点相耦合。

17.根据权利要求16所述的宽带天线，其特征在于，进一步包括一个耦合着传输线网络的馈电网络，该馈电网络配置以在一对磁环元件和电偶极元件之间分离出完全等量的输出功率。

18.根据权利要求17所述的宽带天线，其特征在于，所述的馈电网络包括一个90度混合网络。

19.根据权利要求17所述的宽带天线，其特征在于，所述的电偶极元件是由一个平衡网络驱动的，该平衡网络是选自包括平衡变压器、平衡变流器、180度混合网络以等延迟平衡变换器的组中。

20.根据权利要求17所述的宽带天线，其特征在于，进一步包括一个高通匹配元件，该元件耦合着每一个馈电点，所述的高通匹配元件包括一个具有一个或多个电容器或电感器的串联网络。

21.一种构成天线的方法，包括：

在第一个平面内放置第一个多点馈电环，所述的轴延长线穿过第一个多点馈电环中心点且与第一个平面正交；以及

在第二个平面内放置第二个多点馈电环，该平面平行于第一个平面并间隔一定距离，所述的轴延长线穿过第二个多点馈电环中心点且与第一个多点馈电环的轴共线。

22.根据权利要求21所述的方法，其特征在于，进一步包括，定位在第一和第二个平面间并与其平行的第三个平面内放置一个电偶极，所述的第一和第二个多点馈电环的轴延长线穿过该电偶极的中心点。

23.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，所述的第一和第二个多点馈电环各自可由一种连续带状的导电材料制成。

24.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，所述的第一和第二个多点馈电环的各自可通过将一个或多个连续带状的导电材料连接到非导电圆形支撑结构的表面的方法制成。

25.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，所述的电偶极通过将一对锥形元件背靠背地接连放置并沿着另一根轴连接在一起的方法制成，该锥形元件对与延长线穿过第一和第二个多点馈电环和电偶极的轴完全垂直。

26.根据权利要求25所述的方法，其特征在于，所述的各个锥形元件由基本固体的导电材料制成。

27.根据权利要求25所述的方法，其特征在于，所述的各个锥形元件由金属丝网的导电材料制成。

28.根据权利要求25所述的方法，其特征在于，所述的各个锥形元件是通过将大量的金属线或杆耦合在一起构成一个锥形结构的方法制成的。

29.根据权利要求22所述的方法，其特征在于，进一步包括通过一个传输线将电偶极与第一和第二个多点馈电环间接相耦合。

30.根据权利要求29所述的方法，其特征在于，进一步包括将一个输入馈电网络耦合至传输线网络，所述的输入馈电网络配置为提供电偶极和多点馈电环基本等量的输入功率。

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