CN1667987A - 自适应通信方法和装置 - Google Patents

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CN1667987A CN 200410016918 CN200410016918A CN1667987A CN 1667987 A CN1667987 A CN 1667987A CN 200410016918 CN200410016918 CN 200410016918 CN 200410016918 A CN200410016918 A CN 200410016918A CN 1667987 A CN1667987 A CN 1667987A
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Abstract

公开了一种自适应正交频分复用发射机和接收机。发射机包括：Turbo乘积码编码器，将信息比特序列编码为Turbo乘积码码块；高阶调制器，将Turbo乘积码码块调制为多个高阶调制符号；载波间干扰自消除调制器，将每个高阶调制符号调制到一组邻近的子载波上，形成多组载波间干扰自消除调制符号；反快速傅立叶变换器，对多个载波间干扰自消除调制符号执行反快速傅立叶变换，产生多个正交频分复用符号；用于处理多个正交频分复用符号并予发送的装置；以及第一自适应控制器，根据接收机反馈的信道状态，定期地控制Turbo乘积码编码器、高阶调制器和载波间干扰自消除调制器。在保证通信有效性和可靠性的情况下，提高了频谱利用率、增大了信噪比动态工作范围。

Description

自适应通信方法和装置
技术领域
本发明涉及高速移动环境下的高速数据通信方法和装置，尤其涉及采用正交频分复用技术的自适应通信方法和装置。
背景技术
下一代移动无线通信系统的目标是实现无所不在的、高质量的、高速率的移动多媒体传输。但是为了实现这一目标，面临许多技术挑战。例如，移动无线通信系统面临的是十分恶劣的无线信道。可靠的移动无线通信系统不仅需要克服大的路径损耗，以及非常严重的信号衰落，还要克服由于大的多径时延扩展而引起的符号间干扰。
正交频分复用(OFDM)技术是一种很有前途的、可克服信道时延扩展的传输手段。OFDM技术其实是多载波调制(MCM)的一种。其主要思想是：将信道分成许多正交子信道，在每个子信道上进行窄带调制和传输，这样减少了子信道之间的相互干扰。每个子信道上的信号带宽小于信道的相关带宽，因此每个子信道上的频率选择性衰落是平坦的，大大消除了符号间干扰。
但是，OFDM对系统的要求很高。采用OFDM的移动通信系统必须保证各个子信道之间的正交性，因此对于定时和载波频率偏移(CFO)很敏感。载波频率偏移削弱了子载波之间的正交性，导致载波间干扰(ICI)以及误比特率(BER)性能的下降。
在高速移动信道中传输时，发送符号受到多普勒频移和多普勒频展引起的载波间干扰。如果不采用ICI消除技术，接收符号经过反快速傅立叶变换(IFFT)后，每个子载波上的调制符号都将受到临近子载波的干扰。这种干扰引起突发错误，并且降低了译码器的接收信噪比，因此会恶化译码器的性能，甚至引起译码性能出现较高的平台，无法满足系统的误比特率要求。因此，利用载波间干扰自消除技术，去除这些影响，从而改善高速移动环境下的OFDM系统的译码性能。载波间干扰自消除是去除OFDM系统中多普勒频移和频展引起的载波间干扰的一种简单而有效的方法。载波间干扰自抵消技术可以有效降低载波间干扰，但是导致OFDM系统数据吞吐率下降近一半，参见Hongwei Yang，Guangjie Li，Liyu Cai，Luoning Gui所著“An Adaptive ICI Self-cancellationScheme to Compensate the Frequency Offset for OFDM System”In Proc.ofIEEE 57th Vehicular Technology Conf.，Vo.4，2003，pp.2658-2662。BCH编码也可降低载波间干扰的影响，同时不影响数据吞吐率，但是BCH码的硬判决译码不能带来足够的编码增益，参见K.Sathananthan和C.Tellambura所著“Carrier Frequency Offset Effect on OFDM Systems：Analysis and Solutions”In Proc.The Third International Symposium onWireless Personal Multimedia Communications Conf.，2000，pp.688-692。速率匹配删截卷积码(RCPC Code)可有效抑制载波频率偏移带来的载波间干扰，并且编码增益和数据吞吐率都有很大的改善，参见K.Sathananthan和C.Tellambura所著“Forward Error Correction Codes toReduce Intercarrier Interference in OFDM”In Proc.of 2001 IEEEInternational Symposium on Circuits and Systems，Vol.4，2001，pp.566-569。
图1示出了一种现有技术的正交频分复用系统的结构示意图。如图1所示，在发射机110中，信道编码器102用某种纠错码对来自信源101的信息比特进行编码，以提供一定的差错保护能力。信道编码器102输出的码字由差分调制器103进行差分调制，补偿色散信道引起的相移。ICI消除单元104将调制符号调制到相邻的若干子载波上。之后，由反快速傅立叶变换(IFFT)器105对OFDM符号进行反快速傅立叶变换，保护间隔插入器106在变换后的OFDM符号中插入保护间隔(GI)，并经低通滤波器107低通滤波后，由天线108发送到信道。在接收机120中，由天线118从信道接收信号，由低通滤波器117对接收信号进行低通滤波，然后由保护间隔抽取器116从滤波信号中去除保护间隔(GI)，再由快速傅立叶变换(FFT)器115进行快速傅立叶变换。变换后的符号，经过ICI消除单元114线性合并后，送到差分解调器113中进行解调，解调的信号送到信道译码器112中进行译码。译码信号传送给信宿111。
在图1所示的正交频分复用系统中，信道编码器102中可以采用两种典型的信道编码，即卷积码和Turbo码。卷积码在误比特率为10-3时，以较低的复杂度获得优异的性能，但在BER为10-6时，性能很差。Turbo码以接近仙农限的性能获得广泛应用，但其极高的复杂度难以实现高速译码。ICI消除单元104中采用的载波间干扰消除技术包括频域均衡、时域加窗和载波间干扰自消除等多种方法，参见Zhao，Y.，Haggman，S.G.所著“Intercarrier Interference Self-cancellationScheme for OFDM Mobile Communication Systems”IEEE Transactionson Communications，Vol.49，No.7，2001，pp.1185-1191。与载波间干扰自消除方法相比，频域均衡和时域加窗均具有较高的复杂度。因此，现有的解决方案难以实现高速移动环境的高速数据传输。
另外，正交频分复用系统的频谱利用率主要取决于信道编码器的码率、调制器的调制效率和ICI自消除调制的调制效率，并近似等于它们的乘积。在通信过程中，信道编码器的码率、调制方式和ICI自消除调制器的调制效率都是固定的，因此系统的频谱利用率也是固定的。这样的正交频分复用系统常按照最差的信道条件进行设计，以保证通信系统的可靠性。然而，实际的移动信道是动态变化的，大部分时间信道质量是好的，只有少量时间信道是深度衰落的。因此，目前的正交频分复用系统的频谱利用率较低。
发明内容
本发明的目的是提供一种自适应的、能够在高速移动环境下进行高速数据通信的方法和装置。
为实现上述目的，本发明提供一种自适应正交频分复用发射机，其特征在于包括：
Turbo乘积码编码器，用于将待发送的信息比特序列编码为Turbo乘积码码块；
高阶调制器，用于将所述Turbo乘积码码块调制为多个高阶调制符号；
载波间干扰自消除调制器，用于将每个所述高阶调制符号调制到一组邻近的子载波上，形成多组载波间干扰自消除调制符号；
反快速傅立叶变换器，用于对所述多个载波间干扰自消除调制符号执行反快速傅立叶变换，产生多个正交频分复用符号；
用于对所述多个正交频分复用符号进一步处理并发送到信道上的装置；以及
第一自适应控制器，用于根据所述信道的状态，定期地对所述Turbo乘积码编码器、所述高阶调制器和所述载波间干扰自消除调制器进行控制。
本发明还提供一种自适应正交频分复用接收机，包括：
用于从信道接收信号并处理为多个正交频分复用符号的装置；
快速傅立叶变换器，用于将所述多个正交频分复用符号快速傅立叶变换为多个载波间干扰自消除调制符号；
载波间干扰自消除解调器，用于将所述多个载波间干扰自消除调制符号解调为多个高阶调制符号；
高阶解调器，用于将所述多个高阶调制符号解调为Turbo乘积码码块；
Turbo乘积码译码器，用于将所述Turbo乘积码码块译码为信息比特序列；
信道状态估计装置，用于定期地估计所述信道的状态，利用反向信令发送所述信道的状态，并接收自适应控制信令；
第二自适应控制器，用于在收到所述自适应控制信令后，对所述Turbo乘积码译码器、所述高阶解调器和所述载波间干扰自消除解调器进行控制。
本发明还提供一种自适应正交频分复用通信方法，其特征在于包括以下步骤：
将待发送的信息比特序列编码为Turbo乘积码码块；
将所述Turbo乘积码码块调制为多个高阶调制符号；
将每个所述高阶调制符号调制到一组邻近的子载波上，形成多组载波间干扰自消除调制符号；
对所述多个载波间干扰自消除调制符号执行反快速傅立叶变换，产生多个正交频分复用符号；
对所述多个正交频分复用符号进一步处理后发送到信道上；以及
根据所述信道的状态，定期地对所述编码步骤、所述高阶调制步骤和所述载波间干扰自消除调制步骤进行自适应控制。
本发明还提供一种自适应正交频分复用通信方法，包括：
从信道接收信号，并处理为多个正交频分复用符号；
将所述多个正交频分复用符号快速傅立叶变换为多个载波间干扰自消除调制符号；
将所述多个载波间干扰自消除调制符号解调为多个高阶调制符号；
将所述多个高阶调制符号解调为Turbo乘积码码块；
将所述Turbo乘积码码块译码为信息比特序列；
定期地估计所述信道的状态；
利用反向信令发送所述信道的状态；
接收自适应控制信令；以及
在收到所述自适应控制信令后，对所述Turbo乘积码的译码步骤、所述高阶调制符号的解调步骤和所述载波间干扰自消除调制符号的解调步骤进行自适应控制。
根据本发明的自适应正交频分复用通信方法和装置，将Turbo乘积码和载波间干扰自消除技术应用到高速移动环境的OFDM系统中，降低了噪声和ICI对OFDM系统性能的影响，改善了Turbo乘积码的编码增益，为高速数据传输提供了充分的差错保护。另外，使用高阶调制补偿了Turbo乘积码和子载波间干扰自消除技术引起的带宽效率的损失。
根据本发明的自适应正交频分复用通信方法和装置，能够根据信道类型和信道质量的变化，对发射机中的TPC编码器/译码器、高阶调制器/解调器、ICI自消除调制器/解调器进行动态控制，从而在保证通信有效性和可靠性的情况下，获得最大频谱利用率、更宽的信噪比(SNR)动态工作范围和更强的抗多普勒频展能力。
结合附图阅读本发明实施方式的详细描述后，本发明的其他特点和优点将变得更加清楚。
附图说明
图1是现有技术的正交频分复用系统的结构示意图；
图2是本发明的自适应正交频分复用系统的示意结构图；
图3是本发明的自适应正交频分复用系统在不使用自适应技术时的仿真链路示意图。
图4示出了本发明的自适应正交频分复用系统在不使用自适应技术时在移动250kmph信道下的误比特率性能仿真结果；
图5是图4所示仿真结果的优化性能曲线；
图6示出了本发明的自适应正交频分复用系统在不使用自适应技术时在移动120kmph信道下的误比特率性能仿真结果；
图7是图6所示仿真结果的优化性能曲线；
图8是本发明的自适应正交频分复用通信方法的流程图。
具体实施方式
下面结合附图详细描述本发明的具体实施方式。
在图2中，发射机210中的Turbo乘积码(TPC)编码器202对来自信源201的信息比特序列进行编码，输出一个乘积码码块。Turbo乘积码是一种接近最优的信道编码，它具有较低的复杂度和容易实现高速译码等特点，参见授予W.H.Thesling和B.Ohio的美国专利5,930,272，名称为“Block Decoding with Soft Output Information”，并参见R.M.Pyndiah所著“Near-optimum Decoding of Product Codes：Block TurboCodes”IEEE Trans.on Commun.，Vol.46，No.8，1998，pp.1003-1010。
TPC编码器202输出的码块，在高阶调制器203中进行高阶调制，以提高带宽利用率。例如，高阶调制器203可以是M-QAM调制器、M-PSK调制器、或其他高阶调制器。以M-QAM调制器为例，将码块的M个比特映射到M-QAM调制器的一个星座上，产生高阶调制符号α。
载波间干扰(ICI)自消除调制器204，通过长度为L的向量加权后，将高阶调制符号α调制到一组邻近的子载波上，形成载波间干扰自消除调制符号。
接着，由反快速傅立叶变换(IFFT)器205对载波间干扰自消除调制符号进行反快速傅立叶变换，产生正交频分复用(OFDM)符号。然后，保护间隔插入器206在每个OFDM符号中插入一个保护间隔(GI)。OFDM符号经低通滤波器207低通滤波后，由天线208发送到信道上。
上述保护间隔插入器206、低通滤波器207和天线208可以统称为用于对多个正交频分复用符号进一步处理并发送到信道上的装置。
在接收机220中，由天线218从信道接收信号，由低通滤波器217对接收信号进行低通滤波，然后由保护间隔抽取器216从滤波信号中去除保护间隔(GI)，再由快速傅立叶变换(FFT)器215进行快速傅立叶变换。然后，由ICI自消除解调器214对同一组子载波上的数据加权合并。高阶解调器213对去除了载波间干扰的符号进行解调，估计每个发送比特的似然值，然后将解调结果送到TPC译码器212中进行译码。例如，高阶解调器213可以是一个M-QAM解调器。译码结果输出给信宿211。
上述天线218、低通滤波器217和保护间隔抽取器216可以统称为用于从信道接收信号并处理为多个正交频分复用符号的装置。
在此还要补充说明的是，发射机210中的TPC编码器202是具有一组不同码率的TPC编码器，高阶调制器203是具有一组不同调制效率的数字调制器，ICI自消除调制器204是具有一组不同调制效率的ICI自消除调制器。接收机220中的TPC译码器212、高阶调制器213、ICI自消除解调器214，分别具有与TPC编码器202、高阶调制器203、ICI自消除调制器204相应的码率和调制效率。
为了在满足目标误比特率(BER)要求的前提下获得最大的频谱效应，在本发明中引入了自适应技术，提出了针对TPC+ICI干扰自消除+高阶QAM的自适应策略。
为此，发射机210中还包括第一自适应控制器209。接收机220中还包括第二自适应控制器219，和信道状态估计装置240。信道状态估计装置240实时对无线信道进行监测，定期估计信道类型和平均信噪比(SNR)，然后将估计出的信道类型和平均SNR，通过反向信令，发送给发射机210中的第一自适应控制器209。第一自适应控制器209，根据预先设计的规则，从多种预定模式中，选择一种与收到的信道类型和平均SNR对应的模式。
在此需要说明的是，信道状态估计装置240不但可以估计信道类型和平均信噪比，而且还可以估计信道的载干比或信道的其他参数。第一自适应控制器209以及将在后文所述的第二自适应控制器219可以根据信道状态估计装置240的估计结果进行相应的控制。也就是说，信道状态的具体含义不构成对本发明的限制。
多种预定模式中的每种模式，指明了按照何种方式对TPC编码器202/TPC译码器212、高阶调制器203/高阶解调器213、ICI自消除调制器204/ICI自消除调制器214进行控制。控制的方式，例如包括设置TPC编码器202/TPC译码器212的码率、设置高阶调制器203/高阶解调器213的调制效率、设置ICI自消除调制器204/ICI自消除调制器214的调制效率。根据预先设计的规则，按照第一自适应控制器209选择的模式，对TPC编码器202、高阶调制器203、ICI自消除调制器204进行控制后，针对于当前的信道类型和平均SNR，能获得最大频谱利用率。关于规则的预先设计以及多种预定模式的选择，将在后文详细描述。
第一自适应控制器209，在选择了一种与收到的信道类型和平均SNR对应的模式后，判断所选择的模式是否与系统的当前模式相同。如果选择的模式与当前模式相同，则不进行任何处理，或者简单地向信道状态估计装置240返回一个表示不进行模式更换的应答。如果选择的模式与当前模式不同，则按照所选择的模式，对TPC编码器202、高阶调制器203、ICI自消除调制器204进行控制，也就是说，将TPC编码器202的码率、高阶调制器203的调制效率、ICI自消除调制器204的调制效率调整为与所选择的模式对应的预定值。
然后，可以有两种方式。一种方式为，第一自适应控制器209将所选择的模式通知给接收机220中的信道状态估计装置240。信道状态估计装置240将收到的模式转送给第二自适应控制器219。第二自适应控制器219，按照收到的模式，对TPC译码器212、高阶解调器213、ICI自消除解调器214进行控制，也就是说，将TPC译码器212的码率、高阶解调器213的调制效率、ICI自消除解调器214的调制效率调整为与收到的模式对应的预定值。
另一种方式是，第一自适应控制器209将一种与所选择的模式对应的应答发送给接收机220中的信道状态估计装置240。信道状态估计装置240根据这种应答，将刚刚发送给第一自适应控制器209的估计出的信道类型和平均SNR发送给第二自适应控制器219。第二自适应控制器219，按照与第一自适应控制器209相同的方式，从多种预定模式中选择一种模式，然后根据选择的模式，对TPC译码器212、高阶解调器213、ICI自消除解调器214进行控制。
图3是本发明的自适应正交频分复用系统在不使用自适应技术时的仿真链路示意图。如图3所示，在发射机中，信源301提供均匀分布的随机信息比特，在302中对这些信息比特循环冗余校验(CRC)编码，然后输入到TPC编码器303进行信道编码，输出(n1，n2)码块。接着，在交织器304中，对码块进行比特级交织，在高阶调制器(图中为M-QAM调制器)305中进行格雷映射的诸如M-QAM调制后，由ICI自消除调制器305将每个调制符号调制到临近的若干子载波上。插入频域导频序列(307)后，在反快速傅立叶变换(IFFT)器308中进行反快速傅立叶变换，得到OFDM符号。然后，在OFDM符号中插入时域导频伪随机序列(309)，并且插入保护间隔(310)，然后发送到衰落信道(311)。在接收机中，从接收的OFDM符号去除保护间隔(312)，去除时域导频伪随机序列(313)，进行快速傅立叶变换(FFT)(314)。然后，抽取频域导频序列(316)，并进行信道估计，得到的信道传递函数用于频域均衡和软解调。均衡后的符号通过加权和合并在ICI自消除解调器315处进行ICI自消除解调，以去除ICI。基于信道状态信息的软解调器(图中为M-QAM解调器)317输出每个编码比特的似然值，并在去交织器318中去交织。然后，在TPC译码器319中译码，在320处进行循环冗余校验码的译码。译码信号传送给信宿321。仿真参数见表1。
                      表1仿真参数
参数     取值     参数   取值
CRC长度 16比特 调制   16QAM64QAM
Turbo乘积码的子码     (16，11，4)2(32，26，4)2(64，57，4)2(128，120，4)2     OFDM子载波数   2048
    载波频率   3.2GHz
    带宽   20M
    保护间隔长度   244
Turbo乘积码的码率     0.470.660.790.88 移动速度   120kmph250kmph5km
    交织深度   4ms
信道估计     理想信道估计     均衡   迫零算法
下面说明多种预定模式的确定。
定义以下四个数据集合：
(1){Rc(k)，i＝1，2，...，K}表示TPC编码器202的码率集合；
(2){Rm(m)，i＝1，2，...，M}表示高阶调制器203的调制效率集合；
(3){Rn(n)，i＝1，2，...，N}表示ICI自消除调制器204的调制效率集合；
(4){Ch(l)，i＝1，2，...，L}表示信道类型的集合；
其中，K、M、N、L为整数。
忽略系统的其它资源开销，则系统的平均频谱利用率为Rc(k)Rm(m)Rn(n)。
对上述四个集合的元素进行各种组合。在每种组合下，对通信系统进行仿真实验。从而，得到多种仿真结果。在满足目标误比特率(BER)的情况下，根据峰值数据速率和目标SNR，从多种仿真结果中选择一定数目的仿真结果。从而，相应地确定了四个集合中的一定数目的元素组合。每一种元素组合，对应于一个SNR范围，并对应于一种模式。由此，确定了多种预定模式。对于每一种预定模式，在相应的信道类型下和相应的SNR范围内，系统的平均频谱利用率Rc(k)Rm(m)Rn(n)达到最大值。
不失一般性，下面以两种信道类型为从例进行更详细地说明。Ch(1)是COST207移动250kmph信道。Ch(2)是COST207移动120kmph信道。TPC编码器202，M-QAM(高阶调制器203的一种形式)和ICI自消除调制器204的各种组合的参数如表1所示。从表2可以看到Rc(i)、Rm(m)和Rn(n)的取值。
                                            表2候选方案的参数集
  ICI自消除 M-QAM TPC Rn Rm Rc   总带宽效率   峰值数据速率   峰值数据速率(20％导频)
  不带ICI自消除 16QAM     (16，11)2     1     4  0.4727   1.8906   34.9    27.92
    (32，26)2     1     4  0.6602   2.6408   48.7    38.96
    (64，57)2     1     4  0.7932   3.1728   58.5    46.80
    (128，120)2     1     4  0.8789   3.5156   64.7    51.76
64QAM     (16，11)2     1     6  0.4727   2.8632   52.3    41.84
    (32，26)2     1     6  0.6602   3.9612   73.0    58.4
    (64，57)2     1     6  0.7932   4.7592   87.7    70.16
    (128，120)2     1     6  0.8789   5.2734   97.2    77.76
  带ICI自消 16QAM     (16，11)2     0.5     4  0.4727   0.9453   17.4    13.92
    (32，26)2     0.5     4  0.6602   1.3204   24.3    19.48
    (64，57)2     0.5     4  0.7932   1.5864   29.2    23.40
    (128，120)2     0.5     4  0.8789   1.7578   32.4    25.88
64QAM     (16，11)2     0.5     6  0.4727   1.4316   26.1    20.92
  除 (32，26)2 0.5     6  0.6602  1.9806  36.5     29.2
(64，57)2 0.5     6  0.7932  2.3796  43.9     35.08
(128，120)2 0.5     6  0.8789  2.6367  48.6     38.88
从表2可以看出，一旦系统链路的参数确定了，则系统的峰值数据速率也就确定了。假设没有插入频域导频和时域导频，即所有子载波都用于数据传输，则系统在不同配置下的峰值数据速率如表中“峰值数据速率”列所示。进一步考虑导频开销通常占用系统频谱资源的20％左右，则相应的峰值数据速率如表中“峰值数据速率(20％导频)”列所示。
按照表中配置，发明人在两种信道模型下仿真了所有的链路，结果分别示于图4和图6。
图4示出了本发明的自适应正交频分复用系统在不使用自适应技术时在移动250kmph信道下的误比特率性能仿真结果。图4示出十六种仿真结果。下面介绍从这十六种仿真结果中选择符合要求的仿真结果。
首先定义目标BER，峰值数据速率和目标SNR作为衡量最优方案的标准。假设系统的目标BER为10-6，对于相同峰值数据速率，将保留达到目标BER时需要最小SNR的仿真结果，并去除其它仿真结果。详细过程如下：
(1)去除所有不能达到目标BER的仿真结果，如图3中峰值数据速率分别为52.3，73.0，87.7，97.2，48.7，58.5，64.7Mbps的性能曲线。
(2)去除所有能达到目标BER，但是较低的峰值数据速率却需要较高的SNR的仿真结果，如图3中峰值数据速率分别为17.4，24.3，29.2，32.4和26.1Mbps的性能曲线。
图5是图4所示仿真结果的优化性能曲线。如图5所示，在该信道下的最优方案均采用了ICI自消除，以去除严重的ICI。
图6示出了本发明的自适应正交频分复用系统在不使用自适应技术时在移动120kmph信道下的误比特率性能仿真结果。
按照与图4类似的原则，从图6中去除不符合要求的性能曲线。
图7是图6所示仿真结果的优化性能曲线。如图7所示，该信道下的最优方案均未采用ICI自消除，因为此时ICI相对较小。
将最优链路及其参数以及满足目标BER的SNR总结在表3中。
                            表3各种最优方案的参数列表和切换阈值
模式 信道类型  ICI自消除 M-QAM TPC   总带宽效率(b/s/Hz)   峰值数据速率(Mbps)  BER为10-6时的SNR切换范围(dB)
模式(1) Ch(1)   0   0   0   0     0     16.0
模式(2)   无   16QAM   (16，11)2   1.8906     34.9     19.5
模式(3)   有   64QAM   (32，26)2   1.9806     36.5     23.0
模式(4)   有   64QAM   (64，57)2   2.3796     43.9     28.0
模式(5)   有   64QAM   (128，120)2   2.6367     48.6     ∞
模式(6) Ch(2)   0   0   0   0     0     15.0
模式(7)   无   16QAM   (16，11)2   1.8906     34.9     16.2
模式(8)   无   16QAM   (32，26)2   2.6408     48.7     19.5
模式(9)   无   64QAM   (16，11)2   2.8632     52.3     22.0
模式(10)   无   16QAM   (64，57)2   3.1728     58.5     30.0
模式(11)   无   16QAM   (128，120)2   3.5156     64.7     ∞
表3中的内容可以存储在第一自适应控制器209中。
图2中的自适应正交频分复用系统的工作过程可以是这样的：
(1)在i时刻，接收机220中的信道状态估计装置240估计信道类型和平均SNR，并将估计出的信道类型和平均SNR发送给发射机210中的第一自适应控制器209。
(2)第一自适应控制器209接收到信道类型和平均SNR后，根据自适应策略(结合表2)选择相应的工作模式，对TPC编码器202、高阶调制器203和ICI自消除调制器204进行控制。然后，在i+1时刻发送数据，同时将所选择的工作模式发送给接收机220中的信道状态估计装置240。
(3)在i+1时刻，接收机220中的第二自适应控制器219按照收到的工作模式，对TPC译码器212、高阶解调器213和ICI自消除解调器214进行控制，使它们按照所收到的工作模式对接收数据进行解调和解码。
(4)返回上述步骤(1)。
上述步骤(2)中的自适应策略可以用以下伪码示意性地表示：
ifCh(1)then

　　    if SNR＜＝16.0db then mode(1)
        <!-- SIPO <DP n="13"> -->
        <dp n="d13"/>
　　    elseif SNR＜＝19.5db then mode(2)

　　    elseif SNR＜＝23.0db then mode(3)

　　    elseif SNR＜＝28.0db then mode(4)

　　    else     mode(5)

　　else

　　    if SNR＜＝15.0db then mode(6)

　　    elseif SNR＜＝16.2db then mode(7)

　　    elseif SNR＜＝19.5db then mode(8)

　　    elseif SNR＜＝22.0db then mode(9)

　　    elseif SNR＜＝30.0db then mode(10)

　　    else     mode(11)

　　end
上述步骤中，对信道类型和平均SNR的估计以及向第一自适应控制器209的反馈是一直进行的，但是什么时候进行模式更改(即什么时候应用自适应策略)，应考虑到模式变化的频率，使得既能及时准确地反应信道变化，又能使信道传输方式尽可能的稳定。
自适应工作模式变化的频率是系统设计时需要仔细考虑的重要参数。一方面，工作模式变化的频率不宜太快，至少要小于1/TFI(TFI：传输时间间隔)。如果频率太快，需要的信令开销就会增加，降低了系统的吞吐量。同时对信道质量估计也提出了更高的要求，难以实现。另一方面，工作模式变化的频率不宜太慢，否则难以充分利用信道的动态变化特性改善系统吞吐量。总之，自适应工作模式变化的频率取决于具体的系统设计。
图8是本发明的自适应正交频分复用通信方法的流程图。
如图8所示，在步骤801中，在接收机侧，估计信道类型和平均SNR。在步骤802，将信道类型和平均SNR发送给发射机。在步骤803，在发射机侧，从多个预定模式中，选择一种与信道类型和平均SNR对应的模式。然后在步骤804，判断所选择的模式是否与现模式相同。如果步骤804的判断结果为“否”，即所选择的模式与现模式相同，则处理转到步骤801。如果步骤804的判断结果为“是”，即所选择的模式与现模式不同，则处理转到步骤805。
在步骤805，将TPC编码器的码率、高阶调制器的调制效率、ICI自消除调制器的调制效率调整为与所选择的模式对应的预定值。
然后，在步骤806，将所选择的工作模式通知给接收机。
在步骤807中，在接收机侧，将TPC译码器的码率、高阶解调器的调制效率、ICI自消除解调器的调制效率调整为与收到的模式对应的值。
然后，处理返回步骤801。
以上虽然结合附图描述了本发明的实施方式，但是本领域技术人员可以在所附权利要求的范围内做出各种变形或修改。

Claims (12)

1.一种自适应正交频分复用发射机，其特征在于包括：
Turbo乘积码编码器，用于将待发送的信息比特序列编码为Turbo乘积码码块；
高阶调制器，用于将所述Turbo乘积码码块调制为多个高阶调制符号；
载波间干扰自消除调制器，用于将每个所述高阶调制符号调制到一组邻近的子载波上，形成多组载波间干扰自消除调制符号；
反快速傅立叶变换器，用于对所述多个载波间干扰自消除调制符号执行反快速傅立叶变换，产生多个正交频分复用符号；
用于对所述多个正交频分复用符号进一步处理并发送到信道上的装置；以及
第一自适应控制器，用于根据所述信道的状态，定期地对所述Turbo乘积码编码器、所述高阶调制器和所述载波间干扰自消除调制器进行控制。
2.根据权利要求1的发射机，其特征在于所述第一自适应控制器将所述Turbo乘积码编码器的码率、所述高阶调制器的调制效率和所述载波间干扰自消除调制器的调制效率分别设置为与所述信道的状态相应的数值。
3.根据权利要求2的发射机，其特征在于所述与所述信道的状态相应的数值是从Turbo乘积码编码码率、高阶调制效率和载波间干扰自消除调制效率的多组预定数值中选择的。
4.一种自适应正交频分复用接收机，包括：
用于从信道接收信号并处理为多个正交频分复用符号的装置；
快速傅立叶变换器，用于将所述多个正交频分复用符号快速傅立叶变换为多个载波间干扰自消除调制符号；
载波间干扰自消除解调器，用于将所述多个载波间干扰自消除调制符号解调为多个高阶调制符号；
高阶解调器，用于将所述多个高阶调制符号解调为Turbo乘积码码块；
Turbo乘积码译码器，用于将所述Turbo乘积码码块译码为信息比特序列；
信道状态估计装置，用于定期地估计所述信道的状态，利用反向信令发送所述信道的状态，并接收自适应控制信令；
第二自适应控制器，用于在收到所述自适应控制信令后，对所述Turbo乘积码译码器、所述高阶解调器和所述载波间干扰自消除解调器进行控制。
5.根据权利要求4的接收机，其特征在于所述第二自适应控制器将所述Turbo乘积码译码器的码率、所述高阶解调器的调制效率和所述载波间干扰自消除解调器的调制效率分别设置为与所述信道的状态相应的数值。
6.根据权利要求5的接收机，其特征在于所述与所述信道的状态相应的数值是从Turbo乘积码译码码率、高阶调制效率和载波间干扰自消除调制效率的多组预定数值中选择的。
7.一种自适应正交频分复用通信方法，其特征在于包括以下步骤：
将待发送的信息比特序列编码为Turbo乘积码码块；
将所述Turbo乘积码码块调制为多个高阶调制符号；
将每个所述高阶调制符号调制到一组邻近的子载波上，形成多组载波间干扰自消除调制符号；
对所述多个载波间干扰自消除调制符号执行反快速傅立叶变换，产生多个正交频分复用符号；
对所述多个正交频分复用符号进一步处理后发送到信道上；以及
根据所述信道的状态，定期地对所述编码步骤、所述高阶调制步骤和所述载波间干扰自消除调制步骤进行自适应控制。
8.根据权利要求7的通信方法，其特征在于所述自适应控制步骤将所述编码步骤中的Turbo乘积码码率、所述高阶调制步骤中的调制效率和所述载波间干扰自消除调制步骤中的调制效率分别设置为与所述信道的状态相应的数值。
9.根据权利要求8的通信方法，其特征在于所述与所述信道的状态相应的数值是从Turbo乘积码编码码率、高阶调制效率和载波间干扰自消除调制效率的多组预定数值中选择的。
10.一种自适应正交频分复用通信方法，包括：
从信道接收信号，并处理为多个正交频分复用符号；
将所述多个正交频分复用符号快速傅立叶变换为多个载波间干扰自消除调制符号；
将所述多个载波间干扰自消除调制符号解调为多个高阶调制符号；
将所述多个高阶调制符号解调为Turbo乘积码码块；
将所述Turbo乘积码码块译码为信息比特序列；
定期地估计所述信道的状态；
利用反向信令发送所述信道的状态；
接收自适应控制信令；以及
在收到所述自适应控制信令后，对所述Turbo乘积码的译码步骤、所述高阶调制符号的解调步骤和所述载波间干扰自消除调制符号的解调步骤进行自适应控制。
11.根据权利要求10的通信方法，其特征在于所述自适应控制步骤将所述译码步骤中的Turbo乘积码码率、所述高阶解调步骤中的调制效率和所述载波间干扰自消除解调步骤中的调制效率分别设置为与所述信道的状态相应的数值。
12.根据权利要求11的通信方法，其特征在于所述与所述信道的状态相应的数值是从Turbo乘积码的码率、高阶调制效率、载波间干扰自消除调制效率的多组预定数值中选择的。
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