CN1260070A - 多维波束形成装置 - Google Patents

Abstract

一种多维波束形成装置,该装置依次完成多次一维操作。例如,二维阵列的波束控制可以包括波束在该阵列各条轴线上的投影。在这种装置中第一波束形成处理单元用于沿着给定行形成适合每个阵列输出的多重波束。接下来,在优选的实施方案中将第一处理单元顺序输出的向量施加给转置存储器(即转角存储器)并对该数据进行格式变换,以便将该数组中给定列上所有的元素施加给第二波束形成单元。

Description

多维波束形成装置

相关的专利申请

这项申请要求对1997年11月6日申请的美国专利申请第08/965,663号和1997年2月3日申请的临时专利申请第60/036,837号的优先权，在此通过引证将这两份申请的全部内容并入。

本发明的技术领域

这项发明一般地涉及波束形成和波束控制系统，具体地说涉及在这种系统中为了形成或控制来自多维敏感元件阵列的多重波束而使用的处理技术。

本发明的现有技术

敏感元件阵列的一项用途是分离来自某个具体方向的或朝某个具体方向传播的信号分量。它们在许多不同的应用中找到用途。例如，声纳系统将敏感元件阵列用于处理水下声音信号，以确定声源的位置；这些阵列还被用在雷达系统中，以提供精确成形的雷达波束。用于分离接受信号的阵列处理技术被称为波束形成，而将相同的或类似的原理应用于发射信号聚焦时这类技术被称为波束控制。

具体地考虑一下波束形成过程，为了形成所需的定向波束通常必须使用相当多的信号处理元件。来自每个敏感元件的信号通常被分成数个有代表性的分量，其方法是让每个信号经受多重相移(即延时)操作，以便抵销与各敏感元件在阵列中的相对位置相关的等效延时。然后，将来自每个敏感元件的经时间移位的信号加和起来，以形成定向波束。这样选择赋予的时间延迟，以致从所需的角度方向得到的信号相干地加和，而那些从其它方向得到的信号不被相干地加和，并使它们倾向于抵销。为了控制最终的波束宽度和旁瓣抑制，通常将每个经延时的信号乘以取决于敏感元件在阵列中的相对位置的加权因子，即“幅度整形”。

因此，一维的波束形成可以利用敏感元件的线性阵列和波束形成处理器(即波束形成器)通过比较简单的配置得以实现，其中所述波束形成器适量地延迟每个敏感元件的输出、通过乘以所需的加权因子给每个敏感元件的输出加权、然后将乘法操作的输出加和起来。实现这样的波束形成器的途径之一是使用与每个阵列单元连接的抽头延迟线，以便简单地通过选择适当的输出抽头获得对任何方向所希望的延迟。于是，波束控制操作简单地包括规定适当的抽头连接和待施加的权。

但是，在使用二维敏感元件阵列时，波束形成处理器变得复杂得多。延迟操作的数量不仅随着阵列尺寸的平方增加，而且每个敏感元件与其对应的延迟联系起来所需要的物理结构也变得复杂。同时，为了形成多重波束每个延迟单元必须有多重抽头。在需要同时形成多重波束时，这个问题可能将变得异常复杂。

就配置选择而言，波束形成技术原本是在声纳应用中为探测声音信号而研制的。为这些早期声纳建造的波束形成器曾使用模拟延迟线、执行模拟信号加和的处理元件和延迟单元。然后，使用电阻网络为经过适当延迟的信号加权并将加权后的信号加和起来。但是，能够用这种技术实现的波束数量受到限制，因为每个波束需要许多分立的延迟线(或数条有许多抽头的延迟线)和许多不同的加权网络。因此，为了在各个方向上依次进行搜索，通常采用扫描切换来分享延迟线。但是，用这种方法在给定时刻只有一个波束是可用的。

集成电路电子学的最新进展已经有能力提供实用的数字波束形成系统。在这种系统中，来自每个敏感元件的信号在波束形成前首先经过模数变换。波束形成器可以采用数字移位寄存器完成延迟和采用数字乘法器元件执行所需的加权操作。移位寄存器和乘法器元件受指令信号控制，这些指令信号是采用计算达到预定的阵列波束位置所必需的延迟值和相位加权值的算法或方程在通用计算机中产生的。因此，波束控制需要用颇为复杂的数据处理器和/或信号处理器来计算和提供适当的指令；如果需要同时形成一个以上波束基本上是这种情况。

由于这些理由，有几款能够以最小的配置复杂性进行实时操作的多维多重波束系统存在。

本发明的概述

本发明是一种波束控制或波束形成装置(从种属上说是一种波束形成装置)，该装置将多维的波束形成操作作为相继的一维操作来执行。在优选的实施方案中，转置操作插在两次操作之间。例如，适合二维的敏感元件阵列的波束形成是作为一组投影来完成的，它将每个需要输出的波束投影到该阵列的两条相应的轴线上。

定期地从阵列中的每个敏感元件抽取信号子样，然后作为一组子样(即子样矩阵)进行操作。第一一维(1D)波束形成器用于依据矩阵中的给定行形成适合每个敏感元件输出的多重波束。然后，对来自第一1D波束形成器的多重输出波束进行转置操作，该操作改变子样矩阵的格式，以致将源于敏感元件阵列给定列的子样作为一组施加给第二一维(1D)波束形成器。

波束形成器可以按某种体系结构配置，该体系结构或者按一系列行和列对敏感元件的输出子样进行操作或者并行地对该子样矩阵进行操作。在串行配置中，在第一1D波束形成器的输入端使用一组多路转接器。每个多路转接器依次对在阵列的给定列中的敏感元件的输出进行采样。这些多路转接器按时间同步进行操作，以致在任何给定时刻这组多路转接器的输出都提供取自该阵列每行敏感元件的子样。

然后，多路转接器通过线路输送给第一1D波束形成器，该波束形成器针对每个所需角度计算每行在第一阵列轴线上的投影。在串行配置中，第一1D波束形成器是作为由一系列电荷耦合器件(CCD)形成的一组抽头延迟线配置的。每条延迟线接收一个相应的多路转接器的输出。许多固定加权乘法器连接在每条延迟线的预定的抽头位置上，这些抽头位置是借助相对第一阵列轴线形成的这组所需角度确定的，而权取决于所需的波束宽度和旁瓣抑制。第一1D波束形成器的每个输出都是通过加一个来自每条延迟线的乘法器输出提供的。

转置器的串行配置使用一组抽头延迟线，第一1D波束形成器的每个输出端一条延迟线。这些抽头延迟线有编号逐渐增大的延迟级。为了提供需要的转置操作，按照接收顺序将来自第一1D波束形成器的子样送入延迟线；但是按不同的顺序从延迟线读出这些子样。具体地说，在给定时刻，波束形成器的输出都取自延迟线之一的最后几级。

最后，第二1D波束形成器是以与第一1D波束形成器相同的方式由一组抽头延迟线、数个固定加权乘法器和数个加法器组成的。但是，由第二1D波束形成器施加的权和延迟是由相对该阵列的第二轴线形成的一组所需角度确定的。

在本发明的并行配置中，不使用多路转接器，取而代之的是将该阵列的输出直接送到一组并行处理单元，这组处理单元同时对取自所有敏感元件的子样进行操作。每个处理单元产生一组形成波束的输出，这些输出与取自一行敏感元件并相对第一阵列轴线以每个所需角度形成波束的子样相对应。在这种并行配置中，转置操作是通过简单地选择第一1D波束形成器的处理单元的输出端至第二1D波束形成器的适当的输入端的路径来完成的。第二1D波束形成器同样是作为一组并行处理单元配置的，每个处理单元对形成波束的子样进行操作，其中形成波束的子样与取自该阵列的一列的那些子样相对应并相对第二阵列轴线以每个所需角度完成波束形成。

在本发明的另一个优选实施方案中，低功率的时域延迟和波束形成加和处理器依次涉及各个可编程的延迟电路，以便提供共焦的声透镜。这种可用电子设备调节的声透镜具有许多能够分别控制的子阵列，以便为成象而调整视角和相干加和的输出。

本发明提供本质上超过现有技术的波束形成器的优点。例如，用于10×10的声纳阵列能够控制多达100个波束的器件可以配置在一片集成电路芯片上，该芯片在比较低的时钟频率(3.5兆赫兹(MHz))下运行，这表示该芯片等价的连续吞吐率大约是每秒14×10⁹次乘法-累加操作。

附图简要说明

这项发明将用权利要求书精确地阐明。结合附图参照下面的详细说明将能更好地理解这项发明的上述优点和进一步的优点，其中：

图1是依据本发明串行配置的同时多波束形成器的方框图；

图2是在本文中使用的注释说明，这些注释涉及敏感元件阵列的各要素和它们的波束变换；

图3是阵列的三维视图，说明由该阵列一起形成的波束以及该波束在一对正交的阵列轴线上的投影；

图4是本发明的更详细的方框图，展示第一一维波束形成器、转置器和第二一维波束形成器以及由这些元器件形成的敏感元件子样的各种矩阵；

图5是串行配置的一维波束形成器的方框图；

图6是串行配置的转置器的方框图；

图7是类似于图1的方框图，但展示的是并行配置的同时多波束形成系统；

图8是更详细的方框图，展示在并行配置中各元器件的相互连接；

图9是在并行配置中使用的处理单元的详细的方框图；

图10是采用本发明的波束形成系统方框图；

图11是多维配置的同时多波束形成系统的方框图；

图12说明利用可编程的延迟、荫蔽和加权的波束形成过程；

图13说明依据本发明可用电子设备调节的共焦声透镜的子阵列的阵列；

图14A说明依据本发明可用电子设备控制的波束形成系统；

图14B和图14C说明依据本发明的波束形成系统的补充优选实施方案；

图15说明依据本发明在扫描图中调整延迟和荫蔽的方法；

图16说明为了提供实时处理依据本发明并行计算延迟要求的方法；

图17A至图17E是依据本发明的系统的示意图；

图18A和图18B说明依据本发明用于发射的波束形成系统；

图19是依据本发明的集成电路控制单元的示意图；

图20是信道控制器的另一个优选的实施方案；

图21A至图21D说明串行和并行的波束形成和相关的图象平面扫描图；

图22A至图22C说明单处理器、双处理器和四处理器系统的图象平面扫描图；

图23是一个实例，说明在具有192个单元的换能器阵列中串行和并行波束形成；

图24依据本发明形成多普勒声波图的方法；

图25说明利用二维阵列形成超时彩色流谱的方法；

图26是脉冲多普勒超声成象系统的方框图；

图27说明用于形成彩色流谱的双PDP系统；

图28是基于傅里叶变换法的彩色流谱分析的处理流程图；

图29是基于最佳平均速度的彩色流谱的处理流程图；

图30是基于互相关法的彩色流谱的处理流程图；

本发明的详细叙述

现在将注意力转向附图，图1说明依据本发明与二维的平面敏感元件阵列一起使用的串行配置系统10。图1所示系统10是一个波束形成系统，这就是说系统10与探测接受信号的诸敏感元件12一起运行。但是，正象通过下面的介绍将被理解的那样，本发明还应用于波束控制系统，在这种场合敏感元件12将发射信号并且信号的方向是相反的。

波束形成系统10包括排列在平面阵列14中的许多敏感元件12、n个多路转接器(17-0、17-1...17-(n-1))、第一一维(1D)波束形成器18、转置器20和第二1D波束形成器22。

阵列14包括排列在m行(15-0、15-1...15-(m-1))n列(16-0、16-1...16-(n-1))中的许多敏感元件12，每行有n个敏感元件12，每列有m个敏感元件12。该阵列可以是正方形的也可以不是，这就是说n可以与m相等也可以不等。

敏感元件12的确切类型取决于系统10的具体用途。例如，打算将系统10应用于声纳时，每个敏感元件12是水听器。在应用于雷达系统时，每个敏感元件12是天线。

系统10的其余部分都是为同时形成多重输出波束24而工作的。在详细介绍系统10的结构和操作之前，定义与各敏感元件12有关的符号(如图2所示)是有用的。具体地说，在n×m个敏感元件12的阵列14中每个敏感元件都是用其水平和垂直相对位置(x，y)表示的。例如，符号Dx，y代表由位于第x列第y行的敏感元件12提供的信号。

符号Dx，v指的是用给定列x中所有的敏感元件相对阵列14以特定角度v形成的波束。Dw，y指的是用给定行y中的敏感元件12相对阵列14以特定角度w形成的波束。符号Dw，v指的是相对阵列14以二维角度(W，v)形成的波束。符号Dw，v[t]指的是在时刻t(即基于阵列14的(x，y)平面的深度t，以角度(w，v)形成的波束。

现在参照图3，可以更好地理解本发明的操作。图3具体地说明在三维视图中的平面阵列14和相对(x，y)平面按角度(w，v)形成的示范波束26，其中阵列14的位置是确定的。第三条辅助轴线z被展示出来并且规定它与(x，y)平面正交。

正象从图示说明中所能看到的那样，以角度(W，v)形成的波束26可以被看成是具有一对投影到两个平面上的分量，这两个平面是由轴线z与每条阵列轴线x或y形成的。具体地说，波束26具有在xz平面内相对x轴形成角度w的第一分量26-1，以及在yz平面内相对y轴形成角度v的第二分量26-2。

波束26可以表示成一对投影到正交平面xz和yz上的分量26-1和26-2这一假设的基础是假设远场操作近似对处理阵列14的接受信号是有效的。例如，在大多数声纳应用中远场近似对阵列14将是有效的。在这种应用中，敏感元件12通常可以被隔开大约1米，而声源被定位在距离阵列14一百米或更远的地方。所以，远场近似假设在某些应用中是有效的，在这种场合敏感元件的间隔1远远小于距被测声源的距离。阵列中敏感元件的间隔与距声源的距离至少相差两个数量级才足以使这种近似有效。

因此，以许多角度(w，v)形成许多所需波束26所需要的操作可以被分解成依据敏感元件输出的一对相继的一维操作。在给定方向(w，v)上的波束控制可以这样完成，先将波束26投影到xz平面上相对x轴形成角度w，随后再投影到yz平面上相对y轴形成角度v。

现在返回到图1，大家可以看到第一一维(1D)波束形成器18完成波束在xz平面上的投影，而借助第二1D波束形成器22的后续操作完成在yz平面上的投影。第一1D波束形成器18通过从定位在阵列14的给定行15中的敏感元件12抽取输出信号子样形成一组适合每个所需波束角度v的波束。第一一维波束形成器18的输出借助转置器20重新排序，以便将源于给定列16并形成波束的输出安排在一起。这允许第二1D波束形成器22以每个角度w完成所需的操作，同时允许第二1D波束形成器22具有与第一1D波束形成器18相同的内部结构。

图4更详细地图示第一1D波束形成器18、转置器20和第二1D波束形成器22的操作。假设待形成的波束数量等于敏感元件的数量，以致将以每个角度：

(wi，vj)其中I＝0至n-1，

            j＝0至m-1形成波束26的二维阵列。但是，应当理解，波束的维数不需要与阵列相同，而且实际上波束26的总数不需要与敏感元件12的总数相同。

图4表示来自敏感元件12的输入排成子样矩阵。具体地说，输入第一1D波束形成器18的子样

(Di，j)其中I＝0至n-1，

           j＝0至m-1是取自定位在每个相应的行和列位置上的敏感元件的信号子样。系统10按二维数组(即矩阵)对这些子样进行操作；这组取自阵列14的子样被称为矩阵30。

第一1D波束形成器18沿着x方向以每个所需波束角度w0、w1、...、w(n-1)完成波束形成操作。例如，输出Dw0，y0代表以波束角度w0对行坐标为零的子样实施波束形成的结果。这就是说输出Dw0，y0表示以所需波束角度之一w0对行15-0中的子样D0，0、D0，1、...D0，(n-1)进行波束形成操作的结果。同样，Dw1，y0与1D波束形成器18以波束角度w1形成的输出相对应，依此类推。

因此，用第一1D波束形成器18完成波束形成的第一输出矩阵32代表沿着x轴以每个所需波束角度w0、w1、...w(n-1)形成波束的输入子样Dx，y。

转置器20将形成波束的第一矩阵32的行和列对调，以形成转置矩阵34。转置矩阵34将波束形成后具有相同的对应y值的子样安排在一个给定列中，将以相同的波束角度w完成波束形成的子样安排在一个给定行中。这允许第二1D波束形成器对每行中的子样以不同的角度vj(j＝0至(m-1))进行波束形成操作。

因此，第二1D波束形成器22的输出矩阵36代表经过二维波束形成的输出24，其中输出Dw0，v0代表在角度(w0，v0)上的波束，输出Dw0，v1与在角度(w0，v1)上的波束相对应，依此类推。换言之，来自第二1D波束形成器22的子样输出与形成所需角度

(wi，vj)其中I＝0至n-1，

            j＝0至m-1的全部二维波束相对应。

虽然图4说明在1D波束形成器22沿y轴进行变换之前1D波束形成器18先沿x轴进行变换，但是，应当理解1D波束形成器的顺序可以交换。

就本发明的串行流水线配置而言，图4中的矩阵也可以被解释成表示第一1D波束形成器18、转置器20和第二1D波束形成器22对子样进行处理的时间顺序。例如，在图4中，矩阵30中的每列代表取自图1所示n个多路转接器17中的特定的一个多路转接器的子样。所以，图1中的多路转接器17依次选择给定列13中各单元的输出。例如，第一多路转接器17-0依次抽取定位在阵列14的第一列16-0中的敏感元件12的输出子样。同样，第二多路转接器17-1依次抽取定位在阵列14的第二列16-1中的敏感元件12的输出子样。这些多路转接器依次操作，以致以采样频率fs对每个敏感元件12进行有效的采样。

矩阵30最左侧的列表示取自图1所示第一多路转接器17-0的输出。时间顺序是从矩阵30底部行开始并且逐步建立各个列。所以，Dx0，y0、Dx0，y1、...、Dx0，ym-1是多路转接器17-0按顺序输出的子样。由于多路转接器17是按行同步并行操作的，所以取自第一行15-0的子样Dx0，y0、Dx1，y0、Dx2，y0、...、Dx(n-1)，y0将同时施加给第一1D波束形成器18。接下来，来自第二行15-1的子样Dx0，y1、Dx1，y1、...、Dx(n-1)，y1将施加给第一1D波束形成器18，依此类推。

由于第一1D波束形成器18完成对给定行15中的子样的1D波束形成操作，所以第一1D波束形成器18可以配置成流水线器件，以致一行新子样可以直接施加给该器件并重复该操作。

图5是用于10×10的敏感元件阵列14的第一1D波束形成器18的串行流水线配置的详细视图。图示的1D波束形成器18包括10条抽头延迟线40-0、40-1、...40-9，抽头延迟线40与来自相应的多路转接器17-0、17-1、...、17-9之一的输出连接。第一组乘法器41-0-0、41-0-1、...、41-0-9与第一抽头延迟线40-0结合，第二组乘法器41-1-0、41-1-1、...、41-1-9与第二抽头延迟线40-1结合，依此类推。在第一抽头延迟线40-0上方的符号Dx0表示“x0”子样(即子样Dx0，y0、Dx0，y1、...、Dx0，y9)按重复的顺序施加到抽头延迟线40-0的输入端。

抽头延迟线40将适当的延迟插入敏感元件的输出，以便补偿来自特定位置的信号的传播相对延迟。延迟线40的每个抽头是这样安排的，以致将来自某个编号延迟级的输出提供给乘法器41的输入端。

每条延迟线40的内部时钟频率是输入采样频率fs的10倍，以允许对10个敏感元件抽取子样送入各抽头延迟线40。在每条延迟线40中总级数足以提供与波束形成所需最大角度w相关的最大延迟值。在图示的配置中，所示延迟线40-0的总长度大约是1350级，设置10个抽头位置以提供等间隔的10个角度w。

抽头的位置(即向各自的乘法器41提供输入的确切位置)取决于所需的波束数量。所需的波束形状是由施加给乘法器41的权定义的。

因此就依据每行15输入子样形成10个波束的阵列14而言，第一1D波束形成器18包括10条抽头延迟线，每条抽头延迟线有10个抽头和10个乘法器41。

如果事先知道所需波束的数量和位置，抽头位置和作为权输入乘法器41的常数值可以是硬连线的或可编程掩膜。

抽头延迟线40优选的是作为带固定权乘法器的电荷耦合器件(CCD)型延迟线配置。这项发明的优选配置采用无损敏感型的电荷域器件，在题为“Charge Domain Generation andReplication Devices(电荷域的生成和复制器件)”的未审的美国专利申请第08/580,427号(1995年12月27日申请，MIT案号7003)中Susanne A.Paul曾介绍过这种器件，在此通过引证将该申请的全部内容并入。

然后，将乘法器41的输出加和，以便实现所需的同时多波束形成功能。经乘法器40加权的输出沿着给定行被同时加和，以形成所需的波束输出。例如，输出Dw0是通过将与每条抽头延迟线40相关的最后一个乘法器41-0-9、41-1-9、...、41-9-9的输出加和起来得到的。

图6展示转置器20的流水线串行配置的详细方框图。在适合10×10阵列的配置中，转置器20包含10个并行的输入，这些输入在10个相继的子样输出时间周期之后按照图4产生一10×10的转置矩阵34。在这个用于串行操作的配置中，10个输入Dx0、Dx1、...、Dx9被送到简单的抽头延迟线50-0、50-1、50-2、...50-9。这些抽头延迟线50以与输入采样率相同的时钟频率fs进行操作。

在每条延迟线50内的延迟级的数量随列号逐渐增加。例如，第一抽头延迟线50-0具有比矩阵中的行数m大1的长度，即11级，第二抽头延迟线50-1为12级长，依此类推，直至第十延迟线50-9为20级长。每条延迟线50的最后10级才是提供输出的抽头。

在操作时，与每条延迟线相关的抽头按与那条延迟线相关的时隙同时被启动。例如，在第一时间p0第一延迟线50-0的全部抽头被并行启动，以提供10个输出Dw0，y0、Dw0，y1、...Dw0，y9。在第二时间p1，只有第二延迟线50-1的抽头被启动。这种操作一直延续到时间p9，在这个时间最后一条延迟线50-9的抽头被启动。

图7是同时多波束形成系统10的并行配置方框图。正象在图中所能看到的那样，阵列14的排列类似于图1所示串行配置。但是，在这种配置中，取消了多路转接器并且直接将n×m个敏感元件的输出送入第一1D波束形成器118。第一1D波束形成器118以类似于串行配置的方式与转置器120和第二一维波束形成器122并行，在这种配置中它们完成与图4所示相同的矩阵操作。但是，与串行配置不同，并行配置重复使用硬件。

图8展示适合10×10阵列的并行配置的详细视图。来自敏感元件12的100个子样Dx0，y0、Dx1，y0、...、Dx9，y9直接送到10个处理单元140-0、140-1、140-2、140-3...140-9。给定的处理单元140(如处理单元140-0)从阵列14的特定行15-0接收子样Dx0，y0、Dx1，y0、...、Dx9，y0；因此处理单元140-0将10个经波束形成的子样Dw0，y0、Dw1，y0、...、Dw9，y0提供给那行。

因此，10个处理单元并行操作将同时产生代表10个沿x轴形成输出波束的100个输出Dw0，y0、Dw1，y0、...、Dw9，y9。

在这种并行配置中，转置器20简单地将第一1D波束形成器18的输出适当地旋转到第二1D波束形成器22的输入。

第二1D波束形成器122的执行方式与第一1D波束形成器118完全相同，并且包括10个处理单元142-0、142-1...142-9。这10个处理单元142并行操作，以产生100个经过波束形成的输出Dw0，v0、Dw1，v1、...、Dw9，v9。

示范的并行处理单元140-0详细地示于图9。与串行配置类似，并行处理单元140-0由10条并行操作的抽头延迟线144-0、144-1...144-9组成，它们将延迟插入敏感元件的输出以补偿来自特定位置的信号的传播相对延迟。敏感元件的输出乘以加权因子后被加和起来。象前面的实施方案那样，借助一组乘法器146-0-0、146-0-1、...、146-0-9将不同的权施加给给定延迟线144-0的不同抽头。和串行配置一样，为了同时完成多重波束形成，沿着每条延迟线144并入多个抽头。然后，借助一组加法器148-0、148-1...148-9将经过加权的抽头输出加和，以形成特定的波束输出。

在这种并行配置中，延迟线144完成实时处理的时钟频率可以缓慢10倍，例如，该时钟频率只需要与输入采样率fs相同。但是，这个折衷方案需要10个处理单元140才能产生必要的经波束形成的矩阵32。

与第二1D波束形成器122相关的处理单元142与示范处理单元140-0类似。

图10展示本发明的波束控制配置。在此，敏感元件12是发射器件，并且子样流的方向是相反的。再者，多路转接器17被多路分解器117取代。另外，波束控制装置10的操作类似于图1所示波束形成装置的操作。

最后，就图11而论本发明可以适合提供更高维的波束形成或波束控制。例如，三维的波束形成器200可以由上述的第一1D波束形成器218、第一转置器220和第二1D波束形成器222与第二转置器224和第三1D波束形成器226一起来实现。用于波束形成的第三轴可以是由排成三维阵列的一组敏感元件提供的轴线。

本发明的另一个优选实施方案涉及一种时域延迟和加和的波束形成处理器，该处理器可以同时处理大二维换能器阵列的回波。这种高度集成的低功率波束形成器能够实时处理整个阵列并且使买得起的紧凑单元适合许多不同的应用。延迟-加和波束形成器允许2D阵列“寻找”按特定方向传播的信号。通过调整与每个阵列单元相关的延迟，可以使阵列的方向性受电子设备控制朝向发射源。通过系统地改变波束形成器的延迟和沿着成象平面改变它的荫蔽，可以测量图示阵列的2D扫描响应并且可以建立代表2D发射源的2D图象。

用于3D超声/声纳成象系统300的时域波束形成装置的示意图示于图12。该系统可以以每秒30帧或更高的速度提供整个视场的连续的大面积的实时2D扫描图象。图象的尺寸完全是可编程的，例如该尺寸可以是128×128，或者是256×256。延迟-加和波束形成法使人们能够通过飞行时间计算获得目标区的信息。在用可通过电子设备控制的成象系统识别目标区时，为了高分辨率成象可以调整波束形成电子设备，以便推摄较小的视场。此外，对于规定的峰值发射强度，可以将匹配滤波312施加给形成波束的输出，以提高灵敏度。

如图12所示，前置放大器的时间-增益控制302和宽带采样304是在换能器的输出信号上完成的。可编程的延迟306、荫蔽308和加和310是为产生经波束形成的输出而完成的。在匹配滤波312之后，可以将最终的2D图象显示出来314。

在通信界越来越多地求助于使用编码通信或宽频带通信。现在经常将它用在卫星通信系统、蜂窝通信系统和有线数字通信系统中。反之，这种技术在声学系统中的应用受到阻碍，这主要是由于信号的传播条件以及与电磁波的传播相比声音在水中或空气中的速度比较缓慢(在水中1500m/s)。

尽管有这些困难，但采用编码信号的好处是，例如，在水下声学系统中采用编码信号的好处是有可能在大大降低外部探测的可能性的同时提供高分辨率图象。这些信号还提供改善整个系统探测灵敏度的信号处理增益。

直接排序调制是借助编码顺序的载波信号调制。在实践中，这种信号可以是AM(脉冲)、FM、幅度、相位或角度调制。它还可以是由在规定的时间周期之后重复的二进制值序列组成的伪随机序列或PN序列。

采用直接排序系统实现的处理增益是发射信号和信息比特率的函数。计算所得增益是由RF导致的对信息带宽折衷的改进。采用直接排序调制，处理增益等于RF扩频信号带宽除以基带信道中的信息率的比值，G_p＝BW_RF/R，其中就数字通信而言R通常是用bit/Hz表示的。

波束形成系统的任务是将从成象点接收的信号聚焦到换能器阵列上。通过用波束形成器将适当的延迟插到按特定方向传播的波前，从感兴趣的方向抵达的信号被相干地加和，而来自其它方向的那些信号不被相干地加和(即抵销)。就多波束系统而言，每个波束都需要独立的电子电路系统。

采用常规的配置，最终的电子设备将随着波束数量的增加迅速地变得越来越大、越来越昂贵。传统上，借助“兼顾周围”的系统方法已经回避了高分辨率波束形成器的成本、尺寸、复杂性和功率方面的问题，该方法需要大量的通常用在声纳阵列中的换能器单元。典型的构型将中心波束与瞄准中心波束上下左右的四个毗邻波束一起使用。其中每个波束都是由阵列中的50或更多个单元形成的，每个波束都经过适当的相位调整，以便按感兴趣的5个方向相干地加和。采用如此多的单元的优点是与较小的阵列相比波束宽度比较窄，但它仍然是基于5个象素的图象了解外部世界。就实时的3D高分辨率声纳成象应用而言，优选的实施方案是采用基于延迟-加和计算算法的可通过电子设备控制的二维波束形成处理器。

延迟-加和波束形成器允许2D阵列“寻找”按指定方向传播的信号。通过调整与阵列中每个单元相关的延迟，阵列的寻找方向即视场可以受电子设备的控制，朝向发射源。通过系统地改变波束形成器的延迟和沿着2D成象平面改变它的荫蔽或旁瓣缩减可以测量阵列的2D扫描响应，并且可以产生代表该2D发射源的最终图象。为了实现这种延迟-加和波束形成器，在每个接收器处需要可编程的延迟线。但是，当该阵列扫描整个成象平面时，有两个困难的配置问题：第一，为了补偿大面积阵列的路径差异每条延迟线要足够长；第二，不得不在每个时钟周期调整延迟值以便提供适当的波束控制(即不得不在每个时钟周期计算从发射源到焦点的飞行时间)。例如，在10米距离要求分辨1至2厘米则规定阵列口径在40厘米范围内。为了实现30°的扫描空间，最大的延迟为70μs。这意味着为了达到飞行时间的延迟要求在每个接收器处需要2300级的延迟线和一个12位的控制字。长延时和大量的数字输入输出将设置一个关于在一片芯片上能集成多少处理器的上限。例如，就64信道时域波束形成电子器件而言，简单的配置将需要64个2300级的延迟线和768个数字I/O缓存器。这种大面积的芯片和大量的I/O连接使这种配置成为不现实的。

现在介绍一种波束形成电子设备结构以回避不现实的长延迟线要求并提出一种基于确定飞行时间表面坐标的更新延迟的计算方法以降低对数字化输入输出的要求。这种可编程的波束形成电子设备结构是作为一种可通过电子设备调节/控制的虚拟声透镜工作的。因此，在本文中将这种设备称为受电子设备控制的共焦透镜。

可通过电子设备调节的共焦声透镜采用分段的2D换能器阵列表面，用它来提供比较小的子阵列的平“瓦面”。正象在图13的实施方案中所描绘的那样，瓦面/子阵列320被做得足够小，以致在目标被置于该成象系统的视场内时目标射向每块“瓦面”的入射辐射322可以采用远场近似来处理。辅助延迟单元被安排在每个子阵列内以便允许所有的子阵列被相干地加和(即通过延迟所有子阵列的输出然后加和可以实现球形近场的波束形成)。延迟-加和波束形成器允许每个子阵列342“寻找”来自指定方向的辐射信号，就象通过构型324a和构型324b之间的差别所图示说明的那样。通过调节与每个阵列单元相关的延迟，阵列的视角方向可以受电子设备控制，朝向发射源。用于子阵列中每个单元的延迟线要求可能只有数百级。在每个子阵列处理器上只需要一个用于球形加和的长延迟。

依据本发明受电子设备控制的波束形成系统的详图示于图14A。这个系统包括一排并行的子阵列处理器330₁至330_N。每个处理器是单一的硅集成电路，该集成电路包括两个部分：用于远场波束控制/聚焦的2D子阵列波束形成器332和允许依据每个子阵列的输出完成近场分级波束形成的辅助延迟线334。如上所述，为了允许子阵列“寻找”从指定方向抵达的信号，不得不调整与每个接收单元相关的延迟。正象在图14A中所能看到的那样，对于m个单元的子阵列，将有m条并行可编程抽头延迟线340₁至340_N用于延迟调节。在每条延迟线内，用飞行时间计算电路342选择无损检测抽头延迟线输出的电荷域电路的输出抽头位置。这种电荷检测机理的不精确性小于10^-6，它只受电荷转移无效的限制。因此，在延迟分辨率由时钟频率确定的场合，可以在每个时钟周期动态地调整延迟。除了可以控制到小于1ns的时钟误差之外，没有其他谬误的或离散的作用。每个接收器有一个用于波束荫蔽/旁瓣缩减的乘法器344。在每个处理器内，所有的乘法器分享公用的输出346。然后，将经加和的电荷施加给第二抽头延迟线350，该延迟线允许调整来自每个子阵列的延迟以致所有子阵列都盯着同一发射源。使用电荷域A/D转换器352致使分级加和354能提供数字化的输出。

带降频变换的2D声纳波束形成器系统示于图14B和图14C。示于图14B的第一实施方案说明降频变换安排在匹配滤波345的后面。完成复值乘法操作347之后是低通滤波353和采样率的降频变换355。然后，取绝对值以恢复信号的包罗线。A/D转换可以安排在复值乘法操作之后，但是，这个实施方案将A/D转换用在每个分级近场BF块中。

图14C所示的降频变换是作为在子模块的每个信道中的第一操作357展示的。虽然这可能是降低通过该系统其余部分的信号带宽/数据率的优选方法，但它是硬件更密集的系统。乘法器361产生同相分量(I)和90°相移分量(Q)363、365，这两个分量在延迟358前先经过低通滤波367、变换369和加和371。

通过系统地改变波束形成器的延迟和沿着2D成象平面改变它的荫蔽，可以测量该阵列的无畸变的2D扫描图360，并且可以建立代表该2D发射源的2D图象，见图15。该系统可以以每秒30帧或更高的速度提供整个大视场的连续的大面积实时扫描图象。这种延迟-加和波束形成系统提供依据飞行时间计算获得的目标距离信息。在可通过电子设备控制的声纳系统识别目标区时，为了高分辨率成象可以调整波束形成电子设备364，以推摄较小的视场。此外，对于给定的峰值发射强度，可以将匹配滤波施加给经波束形成的输出，以提高灵敏度。为了提高该系统的信噪比，可以使用低功率的有限冲击响应(FIR)滤波器以便在波束形成处理器的输出端执行匹配滤波。

在实时成象应用中，聚焦-定向图象要求了解从每个发射源至阵列中每个接收器的飞行时间。在任何飞行时间表面上计算新点都要求计算平方和的平方根，这是一项繁重的计算任务。可以采用更新延迟的计算方法，该方法将在任何飞行时间表面上确定新点直角坐标的计算时间减少到单一加法的计算时间。众所周知，矩量法可以用于合成代表任何多维函数的基函数。虽然完整的基需要确定无限个系数，但是采用最小均方(LMS)近似可以产生有限次的基函数。有限次基的具体形式取决于函数的可分性和支集范围。采用截尾矩基的前向差分图象可以在每个时钟周期计算新函数值。如果在支集的方阵范围内完成计算，那么有限差分的方向对应于函数的计算方向。例如，在支集范围内从右上角到左下角的函数合成意味着多维后向差分图象的计算。反之，前面提出的前向差分图象允许函数合成在支集范围内从左下角朝右上角进行。这一近似使图象的产生比常规的飞行时间计算要快至少一个数量级。

实际上，完整的表面矩量基表达式可以是有限次的基函数。一种截尾法是用M次的二元多项式近似表示f(x，y)。二元M次(bi-M^th)近似可以写作： $\hat{f}(x,y)=\underset{p=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{a}}_{p,q}{x}^p{y}^q$ 其中 可以基于LMS准则推演， $\frac{\∂}{{\∂a}_{p,q}}\underset{x_2}{\overset{x_2}{\∫}}\underset{y_1}{\overset{y_2}{\∫}}{[f(x,y)-\hat{f}(x,y)]}^2\mathrm{dx\; dy}=0.$

一旦M次二元多项式

的系数 拥有x和y的正整数次幂，它可以作为稳定的前向差分表达式被公式化。一般地说，(M+1)²个前向差分项就足以描述x和y的最高次幂为M的多项式。这些项在其支集范围内全面规定 。

基于该表面将以光栅方式扫描并且已经定标的假设，步长是1。对于这种情况，一维的第一和第二前向差分是： ${\mathrm{\Δ}}_x^1=\hat{f}(x_0+1,y_c)-\hat{f}(x_0,y_0),$ ${\mathrm{\Δ}}_x^2=\hat{f}(x_0+2,y_0)-2\hat{f}(x_0+1,y_0)+\hat{f}(x_0,y_0)$ 采用这些前向差分，一维的二次多项式可以用差分形式写出： $\hat{f}(x_0+k,y_0)=\hat{f}(x_0+y_0)+\left[\begin{array}{c}k-1\\ k\end{array}\right]{\mathrm{\Δ}}_x^1+\left[\begin{array}{c}k-2\\ k\end{array}\right]{\mathrm{\Δ}}_x^2$ 其中 $\left[\begin{array}{c}k\\ n\end{array}\right]=\frac{k!}{n!(n-k)!}$

接下来，通过计算 中的交叉乘积项可以获得二维前向差分： ${\mathrm{\Δ}}_x^n{\mathrm{\Δ}}_y^1=\underset{p=0}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q=0}{\mathrm{\Σ}}{(-1)}^{n+1-p-q}\left[\begin{array}{c}p\\ n\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}q\\ 1\end{array}\right]\hat{f}(x_0+p,y_0+q)$

CMOS计算结构可以用于利用多维有限次多项式的前向差分表达式完成函数合成。这种执行方法允许采用没有乘法操作的迭加合成任何函数。这种计算结构370的一个实例用图16表示，它适合计算二维的一次前向差分。如图16所示，每个用矩形框表示的寄存器372包含适当的前向差分项。位于寄存器之间的开关确定究竟是在x方向还是在y方向进行合成。这种结构的优点是它允许加法操作在每个加法器376上同时发生。因此，只需要一次加法操作的时间就可以产生下一个函数值。就多信道处理器而言，每个信道包含它自己的函数更新电路系统。在控制波束通过给定的成象平面时，每个信道的延迟要求被并行地计算出来并且可以在一个时钟周期内得到更新。就64信道的波束形成处理器而言，基于这种方法可以以40MHz的时钟频率实现30×10⁹比特/秒(bit/s).的连续的延迟更新速度。

采用这种方法，数字连接性可以被减少到1比特/信道(bit/channel)，而不是11比特/信道(bit/channel)，随后芯片上的计算电路系统产生等价的12bit的值，同时保持30×10⁹bit/s.的并行更新速度。

高性能超声成象系统的优选单元包括提供各种特征的能力，诸如：(1)分段聚焦、(2)提供不同的脉冲形状和频率的能力、(3)支持各种扫描模式(例如线性的、梯形的、曲线型的或扇形的)、(4)多种显示模式，如M-模式、B-模式、多普勒声波图和彩色流谱(CFM)。这种系统的优选实施方案是以本文介绍的集成的波束形成芯片为基础的。五种系统都能提供上述的所需能力，但在实际尺寸和功耗方面各有侧重。

在图17A所示系统400中，用于波束形成414、发射/接收选择416和前置放大器/TGC芯片418的集成电路(模块)与换能器阵列420以及系统控制器422一起集成在探头舱402内。系统控制器422维持适当的节拍和存储器424的操作以保证连续的数据输出并且产生时钟和控制信号以便在存储器输出口指示数据包的预定接受者(在这三个模块中)。控制器422还沿接口404经PCI总线或FireWire426与主计算机406(通用个人计算机PC)对接，以允许主机更新探头上的存储器或接收来自该探头的超声数据。(所有的信号都借助PCI或FireWire在主机PC和探头之间传送。)信号降频变换、扫描变换(用直角坐标系对显示重新格式化)和信号的后处理都是由主机PC的微处理器系统412完成的。此外，在我们的系统设计中，彩色流谱和声波图的计算可以由两种不同的配置完成：基于硬件的配置和图17A所示的软件配置。请注意，重要的是多普勒处理专用芯片可以安装在后端插件408(在PC机内)上并且可以作为主计算机的协处理器用于完成多普勒声波图的计算和彩色流谱的计算。但是，在图17A描绘的配置中，CFM和声波图的计算是由主计算机用软件完成的，并且被输出到显示器410上。

图17B描绘一种探头舱442(即扫描头)更紧凑的系统440。在这种设计中，换能器阵列444安装在探头舱442中，借助同轴电缆448与专用的处理模块446相连。元器件模块(波束形成芯片、前置放大/TGC芯片和发射/接收芯片)都安装在总处理模块446中，总处理模块借助PCI或FireWire450与主PC机452通信。多重波束形成是由这个系统446提供的。控制和同步是由位于该处理模块中的系统控制器完成的。

用于波束形成的电荷域处理器(CDP)470还可以如图17所示全部集成到一个专用系统之中。在这种情况下，换能器阵列藏在独立的扫描头单元446中并且用同轴电缆464与主机相连。一组MCDP处理模块470(发射/接收芯片、前置放大/TGC芯片和波束形成芯片)实际上藏在主系统单元462之内。这种设计采用并行的CDP波束形成芯片来支持多波束的波束形成。这个系统包括在现有的超声系统中用CDP器件代替原来的波束形成模块并用这些CDP器件完成波束形成任务的情况。

使噪声和电缆损耗最小的袖珍扫描头的优选实施方案示于图17D。这个系统480将发射/接收芯片和前置放大/TCG芯片集成在带换能器阵列的探头482上。系统控制器、存储器和波束形成芯片(或用于多重波束形成的数个芯片)安装在独立的处理模块486中，该处理模块借助PCI或FireWire与完成降频变换、扫描变换和信号后处理的主PC机488相连。与图17A所示设计相比，这种设计减小了扫描头(即探头)的尺寸。

图17D所示的半集成前端探头482(其中发射/接收芯片和前置放大/TCG芯片与换能器阵列一起放在探头482上)用电缆484与使用CDP波束形成器的模块486耦合。这个设计与图17C中介绍在超声系统中使用CDP波束形成的设计相当。差别在于在这个设计中辅助处理是在扫描头上完成的，从而相对图17C所示系统(该系统所有的处理都是在将数据经同轴电缆从扫描头传送到主机之后完成的)降低了噪声和电缆损耗。图17E所示系统490保留与图17D相同或类似的探头设计，但是图17D的处理模块486的元器件在图17E的处理系统492中。

多维波束形成器的处理系统是时域处理器，该处理器同时处理二维阵列502的发射脉冲和/或回波。就发射的波束形成而言，该系统可以在采用独立的发射换能器阵列502的双静态模式中使用，也可以将接收阵列用于发射聚焦。如图18A所示，就双静态结构500而言，独立的发射器502可以是用一次发射辐照整个成象平面506的单一声脉冲发射装置。另外，发射可以如图18B所示用分立的射束图案覆盖成象平面514。就发射的波束形成而言，需要用发射控制芯片为施加给阵列512中每个换能器单元的高压驱动脉冲提供延迟，以致在成象平面上这些发射脉冲在预期的射束焦点516相干地加和。

多信道发射/接收芯片实现发射波束形成、发射模式与接收模式之间的切换(TRswitch)和高压电平移位的功能。如图19所示，多信道发射/接收芯片包括将主时钟和位值广播给每个信道处理器的全局计数器542。全局存储器544控制发射频率、脉冲数、脉冲顺序和发射/接收选择。局部比较器546为每个信道选择延迟。例如，采用60MHz的时钟和10bit的全局计数器，该比较器可以为每个信道提供高达17ms.的延迟。局部频率计数器548提供可编程发射频率。4bit计数器提供高达16种不同的备选频率。例如，采用60MHz的主时钟，4bit计数器可以通过编程提供60/2＝30MHz、60/3＝20MHz、60/4＝15MHz、60/5＝12MHz、60/6＝10MHz等等。局部脉冲计数器550提供不同的脉冲顺序。例如，6bit计数器能提供可编程的发射脉冲宽度，从一个脉冲到64个脉冲。可局部编程的相位选择器552提供辅助时钟延迟分辨率。例如，60MHz的主时钟和2∶1的相位选择器将提供8纳秒(ns).的延迟分辨率。

虽然通常由发射芯片的时钟确定延迟分辨率，但是称为可编程的辅助时钟延迟分辨率的技术允许延迟分辨率比时钟周期更精确。由于有可编程的辅助时钟延迟分辨率，频率计数器的输出可以用根据全信道编程的时钟相位选通。在最简单的情况下，采用二相时钟，于是频率计数器的输出就用断言时钟或非断言时钟选通。另外，可以使用多重斜移时钟。每个信道可以选择一个并将它用于选通来自频率计数器的粗定时信号。在图20所示的另一种配置560中，为了允许高压操作，将T/R切换开关和高压电平移位器562与其它元器件分开。

通过系统地改变波束形成器的延迟和沿着2D成象平面改变荫蔽，可以测量2D换能器阵列的2D扫描响应并且可以建立代表2D发射源的2D图象。这种方法可以从扫描2D平面推广到扫描3D空间，其方法是随着时间的推移系统地改变成象平面的深度，从而产生一个2D图象的序列，其中每幅图象都是由上述的2D波束形成器产生的。这个图象序列描绘一系列3D空间的横截面视图，如图21A所示。以这种方式可以全面扫描3D目标。有两种操作模式，即串行模式和并行模式。在串行模式中，将一个可控制的波束形成处理器与2D阵列一起使用。如图21B所示，逐个象素地串行扫描成象平面(即逐个象素计算波束形成)，直至整个成象平面都经过处理为止。在并行模式中，使用多个波束形成处理器。图21C描绘采用两个可控制的波束形成处理器的情况。在任何给定时刻都形成两个接收波束，每个处理器形成一个。相应的扫描图示于图21D，其中成象平面被分成两半，每个波束形成处理器扫描半个成象平面。因此，用这种并行波束形成模式帧频可以加倍。四个并行接收的波束形成处理器产生的扫描图用图22A-22C描绘。可以推断四波束并行的波束形成系统的帧频可能是单波束的波束形成系统的帧频的四倍。一般地说，就并行接收m个波束的系统而言，帧频可以增加m-1倍。

同样的串行/并行接收波束形成体系结构可应用于1D线性阵列或弯曲的线性阵列。图23作为一个实例表示192单元的一维阵列600。在串行模式中，采用一个64单元的波束形成处理器，扫描线(被接收的波束)被逐个形成。这就是说，首先通过处理来自单元1至64的返回回波以视角-0(相对换能器阵列法线方向定义的角度)形成在602处的线1。接下来，通过处理来自单元64至128的回波以法向视角形成线2。然后，由来自单元1至64返的回波以视角-0+0/S形成线3，依此类推。再接下去，第(S-1)条线是由来自单元1至64的回波以视角-0/S形成的。第S条线是由来自单元128至192的回波按换能器表面的法线方向形成的。最后，第L条扫描线是通过处理来自单元128至192的回波在604处以视角+0形成的。在并行模式中，就两个64单元的波束形成处理器的情况而言，在任何给定时刻，双号扫描线(即双号波束)是由第一处理器形成的，而单号线是由第二处理器形成的。扫描线的数量可以根据给定应用的成象质量要求进行选择。例如，可以设计提供256条扫描线的成象系统，如L＝256和W＝64。另一方面，就高分辨率成象应用而言，可以设计提供1024条扫描线的系统，如L＝1024和W＝128。请注意，重要的是双处理器系统的帧频可以比单处理器系统快1倍。一般地说，就m个处理器的波束形成系统而言，帧频可以相对单处理器系统增加m-1倍。

采用单一距离波门的多普勒处理可以产生图24所示的多普勒声波图620。这种方法的操作如下。沿着给定的视角以脉冲重复频率f_prf将N个超声脉冲的序列发射出去。返回的回波622经距离选通后，只使用来自单一距离区间的回波，这意味着为了提取多普勒信息只处理与选定的距离区间(如从深度d至d+Sd)相对应的返回回波，其中所述距离指的是沿着选定的视角从换能器阵列至返回点的距离。通过计算收到的来自散射体的回波的多普勒频移可以获得该散射体在选定区域中的速度分布图。这就是说，收到的时域信号在624处的傅里叶变换提供频率信息，包括所需的多普勒频移f_d。在感兴趣的区域中散射体的速度分布可以由下式获得： $f_d=\frac{2v}{c}{f}_c,$ 其中c是在传输介质中的声速，fc是换能器的中心频率。例如，如果N＝16，f_prf＝1kHz，那么上式可以用于产生显示16ms多普勒数据的声波图。如果该程序每N/f_prf秒重复一次，则可以产生连续的多普勒声波图分布。

下面将涉及适合3D彩色流谱应用的脉冲多普勒处理器。在此介绍的脉冲系统可以用于探查流谱和速度，例如血管内血液的流动。速度分布随时间的演变是作为声波图提出的，并且血管的不同部分是通过移动距离波门和改变它的大小来探测的。用超声波探测循环系统的最终目的是实时地显示完整的血流图。这样可以显示血管中的速度分布图和流动的脉动频率。实现这个目标的一个步骤是使用彩色流谱(CFM)系统。这些系统是上述的多重选通系统的延伸，例如为了形成流谱图象要针对许多方向(扫描线)估算血流速度。速度图象重叠在B-模式图象上，并且速度是按着色强度编码的，而流动方向是按颜色编码的。例如，红色表示朝换能器流动，蓝色表示背离换能器流动。基于脉冲多普勒处理的彩色流谱示于图25。来自与不同深度的回波相对应的J个距离区间的数据(而不是单一距离区间的数据)是并行处理的。在以给定的扫描角处理抵达阵列640的N个脉冲回波之后，输出代表J×N个点的距离对多普勒的分布。对于给定的距离区间(如给定深度)该数据可以用于产生一N个点的速度分布曲线图。依据这个分布图计算的平均速度可用于在给定深度的彩色流谱上产生一个点，标准差可用于确定湍流度。如果每个扫描角都重复一次该程序使整个成象平面都被覆盖，那么可以产生3D彩色流谱，该流谱是一个2D彩色流谱序列，每个2D流谱对应于不同深度d₁、d₂和d₃。

一些算法可以用于计算脉冲回波的第一矩量和速度分布。在全部内容都通过引证并入本文的Jensen，Jorgen A.的“Estimationof Blood Velocities Using Ultrasound(利用超声波估算血流速度)”(Cambridge Univ.Press 1996)中介绍的互相关技术可以代替基于傅里叶变换的计算方法用于产生类似的彩色流谱。此外，可以使用最佳平均速度估算。

估算平均速度(即第一谱矩)是许多脉冲多普勒数据处理技术的核心。就用于显示平均速度的彩色流谱之类的应用而言，对高扫描速度和精细的(方位)扫描图的固有要求限制脉冲子样的分配，而是每个距离区间才几个。因此，这些应用时常在它们的估算能力边缘工作。为了这种特殊需要，现在介绍在已知谱宽(SW)和信噪比(SNR)的情况下最佳多普勒矩心的估算。

让我们考虑对复值向量回波的脉冲多普勒观测有用的概率模型，z₁、z₂、...z_N对应于单一的距离区间，其中有N个用协方差矩阵T＝E[ZZ^*]进行复值高斯处理的等间隔子样。我们还采用通用的单源子样协方差模型，该模型由高斯-整形信号脉冲加不相关的外加噪声组成： $r_n={\mathrm{Se}}^{-8{(\mathrm{\&pi;\&sigma;},\mathrm{n\&tau;})}^2}{e}^{-j4\mathrm{\&pi;}\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&nu;}}\mathrm{n\&tau;}/\mathrm{\&lambda;}}+V_{\mathrm{noise}}{\mathrm{\&delta;}}_n(0\&le;n<N)----\left(1\right)$ 其中模型参数 ν和σ_ν代表平均多普勒速度和多普勒谱宽，λ是换能器的RF波长，S和N分别代表信号和噪声的功率大小。让我们定义： $G=G\left(\mathrm{\&sigma;}\right)=\left[\begin{array}{cccc}p\left(0\right)& p\left(1\right)& .& p(N-1)\\ p\left(1\right)& p\left(2\right)& .& p(N-2)\\ .& .& .& .\\ .& .& .& .\\ p(N-1)& p(N-2)& .& p\left(0\right)\end{array}\right]$ 其中(P39矩阵下方的公式)ρ(n)＝e(-(πnσ)²/2)，σ＝σ_ν/V_λ，V_λ＝λ/4π

在极大拟然(ML)估计的情况下，它导致简单的平均速度表达式： ${\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{ML}}=\arg \min \mathrm{Re}\left(\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_n^{\mathrm{\&Gamma;}}{e}^{-\mathrm{j\&omega;n}}\right)----\left(2\right)$ 其中r_n ^Γ是由式(3)定义的加权的自相关估算值： $r_m^{\mathrm{\&Gamma;}}\&equiv;\underset{i=0}{\overset{N-n-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{z}_i^{*}{\mathrm{\&gamma;}}_{i,i+n}{z}_{i+n},----\left(3\right)$ 其中ω＝ νπ/V_λ，γ_i，k是矩阵Γ的元素，其中

Γ＝Γ(σ，η)＝[SG+V_noiseI]^-1且I＝diag[11...1]。

用于脉冲多普勒超声成象的通用波形示于图26。该波形由N个脉冲的脉冲串660组成，并且在每个脉冲重复周期中收集所需数量的距离深度子样。图26还展示适合这种成象技术的信号处理器的方框图，其中每个换能器接收的返回回波经采样后，在同相和90°相移解调之前相干地加和。经解调的回波被转换成数字表示法，然后储存在缓冲存储器中，直至组成相干区间的全部脉冲都被接收为止。然后，从存储器中读出为每个深度收集的N个脉冲回波，施加加权序列ν(n)以便控制多普勒旁瓣，再计算N个点的FFT661。在来自一个相干区间的深度子样通过多普勒滤波器进行处理期间，来自下一个相干区间的回波正在抵达并且被储存在第二输入缓存器中。FFT的输出可以被直接传送到显示单元或者在显示之前进一步进行计算时间平均值的多普勒处理。

在此介绍的CDP器件完成图26的虚线框662中除A/D变换之外的全部功能，A/D变换不是必不可少的，因为CDP器件提供处理模拟子样数据的功能。这种CDP脉冲多普勒处理器(PDP)器件具有计算矩阵-矩阵乘积的能力，所以该器件力所能及的范围宽广得多。该器件通过加和第一矩阵的列与第二矩阵的对应行配对所形成的外积来计算两个实数值矩阵的乘积。

为了介绍PDP在多普勒滤波问题中的应用，我们首先将多普勒滤波方程铸造成多次实数值矩阵操作的和。完成多普勒滤波的方法是针对每个感兴趣的深度计算经过加权的脉冲回波的离散傅里叶变换(DFT)。如果我们用g(k，j)表示深度多普勒子样，那么： $g\left(\mathrm{kj}\right)=\underset{n=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&nu;}\left(n\right)f(n,j)\exp (-j2\mathrm{\&pi;kn}/N)----\left(4\right)$ 为了多普勒滤波变换系数的矩阵，加权函数可以与DFT的核合并，其中矩阵元素由下式给出：

w(k，n)＝W_k，n＝ν(n)exp(-j2πkn/N)               (5)

现在可以将经过多普勒滤波的信号的实分量和虚分量写成： $g_{r,\mathrm{kj}}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(w_{r,\mathrm{kn}}{f}_{r,\mathrm{nj}}-w_{i,\mathrm{kn}}{f}_{i,\mathrm{nj}})----\left(6\right)$ $g_{i,\mathrm{kj}}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(w_{r,\mathrm{kn}}{f}_{i,\mathrm{nj}}+w_{i,\mathrm{kn}}{f}_{r,\mathrm{nj}})$

在式(4)中，加双下标的变量全可以被看作是的矩阵指数。所以，用矩阵表示法，多普勒滤波可以表示成矩阵乘积操作。人们可以看到PDP器件能够用于完成这四种矩阵乘法操作中的每种操作，并借此执行多普勒滤波操作。

PDP器件的方框图示于图26。该器件包括J级CCD抽头延迟线664、J个CCD MDAC(数/模相乘变换器)666、J×K个累加器、J×K个多普勒子样缓存器668和一个并入串出(PISO)输出移位寄存器670。这些MDAC共享一个公用的8位数字输入，在该输入口上提供系数矩阵元素。抽头延迟线完成采样和保存功能，将时间上连续的模拟输入信号转换成经采样的模拟信号。

在超声成象系统中形成彩色流谱的双PDP配置示于图27。在这个装置中，在一个脉冲重复周期期间，上方的PDP器件计算式(5)中所有呈W_rf_r和W_sf_r形式的项，而下方的PDP器件计算所有呈-W_if_i和W_rf_i形式的项。然后，将每个器件的输出加和，以便交替地获得g_r和g_i。

多普勒和彩色流谱处理涉及大量的计算。这种处理可以利用通用微处理器用软件来完成。有针对矩阵-矩阵操作优化的指令存在，如Intel MMX功能部件组，它们能够大大改善性能。以傅里叶变换计算为基础的彩色流谱计算的软件流程图700示于图28。在初始化702之后，获得经降频变换的数据704并且将指针P放在扫描角的起始位置706，收集并储存距离数据708，施加加权函数710，计算傅里叶变换712，计算每个频率的幅度z(k)714，然后计算第一和第二矩量716和用颜色显示718。在需要时，指针加1并且再次处理每条扫描线。

以最佳平均速度估计为基础的彩色流谱计算的软件流程图740示于图29。在初始化742之后，获得经降频变换的数据744并且将指针P放在扫描角的起始位置746，收集并储存距离数据748，基于式(3)计算自相关加权函数750。接下来，基于式(2)估算平均速度752。用颜色显示平均速度754。在需要时，指针加1并且再次处理每条扫描线。

以互相关计算为基础的彩色流谱计算的软件流程图760示于图30。在初始化762之后，获得距离数据766。计算互相关函数768并求平均值770。计算速度分布772、计算774和显示776第一和第二矩量。增加距离数据，直至在给定的扫描线上的所有数据都经过处理为止。对下一条扫描线重复该过程，直至成象平面上所有的扫描线都经过处理为止。

尽管我们已经展示和介绍了依据本发明的若干实施方案，但是应当理解本发明并非仅限于此，而是正象熟悉这项技术的人所知道的那样易于改变和改进的，所以，我们不希望局限于文中展示和介绍的细节，而是倾向于包括对原本熟悉这项技术的人显而易见的那些变化和改进。

Claims (20)

1.一种多维波束形成装置，该装置包括：

多维敏感元件阵列，该阵列提供阵列信号；

与所述多维敏感元件阵列耦合的第一波束形成抽头延迟线装置，其基于阵列信号产生延迟的输出信号；以及

与所述第一抽头延迟线装置耦合的第二波束形成抽头延迟线装置，其基于所述延迟的输出信号产生感兴趣区域的多维图象。

2.根据权利要求1所述的多维波束形成装置，该装置进一步包括：

耦合在第一和第二抽头延迟线装置之间的转置装置，该装置这样传送第一抽头延迟线装置产生的延迟输出信号，以使第二抽头延迟线装置基于转置后的延迟输出信号产生感兴趣区域的多维图象。

3.根据权利要求2所述的多维波束形成装置，其中第一抽头延迟线装置至少构成第一一维波束形成器的一部分，而第二抽头延迟线装置至少构成第二一维波束形成器的一部分。

4.根据权利要求3所述的多维波束形成装置，其中第一一维波束形成器沿着相对第一平面形成的第一组角度形成波束，而第二一维波束形成器沿着相对第二平面形成的第二组角度形成波束，第二平面与第一平面不在一个平面上。

5.根据权利要求1所述的多维波束形成装置，其中多维敏感元件阵列包括数个敏感元件子阵列。

6.根据权利要求5所述的多维波束形成装置，其中第一可编程的抽头延迟线装置包括与多维敏感元件阵列的子阵列相对应的第一延迟线数组，组中的每条第一延迟线与该组所对应的子阵列的一个敏感元件相耦合。

7.根据权利要求6所述的多维波束形成装置，其中第二可编程的抽头延迟线装置包括数条第二延迟线，每条第二延迟线与一组第一延迟线耦合。

8.根据权利要求1所述的多维波束形成装置，其中第一可编程的抽头延迟线装置的操作致使至少一部分延迟输出信号形成具有第一分辨率的多维图象，由第二可编程抽头延迟线装置产生的多维图象具有第二分辨率，第二分辨率低于第一分辨率。

9.根据权利要求1所述的多维波束形成装置，其中安排第一可编程的抽头延迟线装置完成远场近似，安排第二可编程的抽头延迟线装置完成近场近似。

10.一种波束形成的方法，该方法包括：

从多维敏感元件阵列获得阵列信号；

为第一可编程的抽头延迟线装置编程，以便基于所述阵列信号产生延迟的输出信号；

为第二可编程的抽头延迟线装置编程，以便基于延迟的输出信号产生感兴趣区域的多维图象。

11.根据权利要求10所述的方法，该方法进一步包括转置步骤，该步骤将第一可编程的抽头延迟线装置产生的延迟输出信号转置，以使第二可编程的抽头延迟线装置基于转置后的延迟输出信号产生感兴趣区域的多维图象。

12.根据权利要求11所述的方法，其中为第一可编程的抽头延迟线装置编程的步骤包括沿着相对第一平面形成的第一组角度形成波束，而为第二可编程的抽头延迟线装置编程的步骤包括沿着相对第二平面形成的第二组角度形成波束，其中第二平面与第一平面不在一个平面上。

13.根据权利要求10所述的方法，其中为第一可编程的抽头延迟线装置编程的步骤包括形成具有第一分辨率的多维图象，第二可编程的抽头延迟线装置产生的多维图象具有第二分辨率，第二分辨率低于第一分辨率。

14.根据权利要求10所述的方法，其中为第一可编程的抽头延迟线装置编程的步骤包括完成远场近似求解，而为第二可编程的抽头延迟线装置编程的步骤包括完成近场近似求解。

15.一种多维波束形成装置，该装置包括：

多维敏感元件阵列；以及

时域处理装置，该装置产生用于发射阵列的发射信号、接收来自敏感元件阵列的信号并且产生延迟输出信号；和

产生感兴趣区域的多维图象的可编程抽头延迟线装置。

16.根据权利要求15所述的装置，其中所述敏感元件阵列包括许多可独立控制的子阵列。

17.根据权利要求15所述的装置，其中该装置包括包含电荷耦合器件的延迟线装置。

18.根据权利要求15所述的装置，该装置进一步包括降频变换电路。

19.根据权利要求15所述的装置，该装置进一步包括扫描控制器，以便扫描成象平面上的阵列。

20.根据权利要求16所述的装置，该装置进一步包括许多适合每个子阵列的延迟线，将每条延迟线的输出加和起来，作为第二可编程延迟线的输入。

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