CN120690628A - 一种继电器的控制电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种继电器的控制电路及方法，涉及电子控制技术领域。具体状态切换模块，被配置为接收并解析控制信号的电平状态，并据此输出相应的内部控制指令；自终止脉冲生成模块，其被状态切换模块触发，并通过电容充电的瞬态特性，被配置为在每次触发时仅生成一个具有预定持续时间的、在硬件层面自我终止的驱动脉冲，从而避免因控制信号持续有效而烧毁继电器线圈；功率放大模块，其电连接至自终止脉冲生成模块，用于将自我终止的驱动脉冲放大为足以驱动磁保持继电器线圈的功率脉冲；极性换相模块，其受状态切换模块的内部控制指令控制，将该功率脉冲以正向或反向极性施加于磁保持继电器线圈。旨在既能采用单电源供电、占用MCU资源少的新型控制电路。

Description

一种继电器的控制电路及方法

技术领域

本发明涉及电子控制技术领域，特别涉及一种继电器的控制电路及方法。

背景技术

磁保持继电器Magnetic Latching Relay，特别是双线圈或单线圈双向脉冲控制的磁保持继电器，因其独特的自保持特性而被广泛应用于各种需要状态记忆和节能的场合，例如智能家居、电力自动化、工业控制系统以及远程设备管理等。与传统继电器需要持续供电来维持其状态不同，磁保持继电器仅在状态切换的瞬间需要一个短暂的脉冲电流驱动，切换完成后，即使撤除所有电源，其衔铁也能依靠永磁体的磁力可靠地保持在当前位置吸合或释放状态。这种“脉冲驱动，无功耗保持”的特性，使其在节能降耗、减少温升方面具有显著优势。

为了驱动双向脉冲磁保持继电器实现状态的可靠翻转，现有技术中通常采用以下两种主流的控制方案：

第一种是采用正负双极性电源的驱动方案。在该方案中，控制电路通常需要一组对称的正、负电源，例如+12V和-12V或+24V和-24V。当需要使继电器吸合时，控制单元例如单片机MCU会驱动功率开关导通，将正电压脉冲施加于继电器线圈的两端；当需要使其释放时，则施加一个极性相反的负电压脉冲。这种方案的优点在于电路结构相对简单直观。然而，其缺陷也十分突出，在大多数仅提供单一直流电源如+5V或+12V的电子系统中，为了获得负电源，必须额外增加一个DC-DC负压转换芯片及其配套的电感、电容等元器件。这不仅显著增加了物料清单成本，更严重的是，根据行业实践统计，这部分负压电源电路通常会额外占据高达40%甚至更多的印刷电路板PCB面积。这与现代电子产品追求小型化、高集成度的发展趋势背道而驰，在空间受限的应用中尤其难以接受。

第二种是为了克服双电源问题的H桥驱动方案。该方案使用单一正电源，通过一个由四个功率开关组成的H桥电路来控制流过继电器线圈的电流方向。通过控制H桥对角线上的开关管组合导通，可以使电流正向或反向流过线圈，从而实现吸合与释放的控制。这种方案巧妙地避免了对负电源的依赖。但是，其代价是控制复杂性的增加。驱动一个H桥至少需要2路，甚至多达4路独立的控制信号。这意味着将大量占用宝贵的MCU的通用输入/输出GPIO端口资源。在功能复杂的嵌入式系统中，MCU的I/O端口往往是紧张资源，为驱动一个继电器而占用多路I/O端口，会限制MCU连接其他传感器、通信模块等外设的能力，或迫使设计者选用引脚更多、成本更高的MCU。

现有的双向脉冲磁保持继电器控制技术，存在着依赖双电源导致PCB面积和成本增加、或采用H桥导致MCU资源消耗大和控制复杂，且普遍面临驱动脉冲窗口严苛、以及在异常情况下存在线圈烧毁风险等技术问题。

因此，业界迫切需要一种既能采用单电源供电、占用MCU资源少，又能简化时序控制、并从硬件层面根本性地避免线圈因意外持续通电而烧毁的新型控制电路，实现对磁保持继电器的控制。

发明内容

本发明的主要目的是提供一种继电器的控制电路及方法，旨在提供种既能采用单电源供电、占用MCU资源少，又能简化时序控制、并从硬件层面根本性地避免线圈因意外持续通电而烧毁的新型控制电路。

为了实现上述目的，本发明提出一种继电器的控制电路，该电路由单一正电源供电，包括：

状态切换模块，所述状态切换模块被配置为接收并解析单一控制信号的电平状态，并据此输出相应的内部控制指令；

自终止脉冲生成模块，其被所述状态切换模块触发，并通过电容充电的瞬态特性，被配置为在每次触发时仅生成一个具有预定持续时间的、在硬件层面自我终止的驱动脉冲，从而避免因控制信号持续有效而烧毁继电器线圈；

功率放大模块，其电连接至所述自终止脉冲生成模块，用于将所述自我终止的驱动脉冲放大为足以驱动磁保持继电器线圈的功率脉冲；

极性换相模块，其受所述状态切换模块的内部控制指令控制，用于接收所述功率脉冲，并通过切换电流路径，将该功率脉冲以正向或反向极性施加于所述磁保持继电器线圈。

在本申请的一实施例中，所述状态切换模块具体包括：

第一NPN晶体管Q2、第一继电器K1、和第一电阻R2；

其中，所述第一NPN晶体管Q2的发射极直接接地，其基极通过所述第一电阻R2与所述单一控制信号的输入端电连接；所述第一继电器K1的第一线圈端1电连接于所述第一NPN晶体管Q2的集电极；所述第一继电器K1的第一常开触点2接地；所述第一继电器K1的第一常闭触点3连接于所述极性换相模块；所述第一继电器K1的第一公共端4、第二公共端5、第二常开触点7、第二线圈端8均连接至电源VCC；所述第一继电器K1的第二常闭触点6电连接于所述自终止脉冲生成模块。

在本申请的一实施例中，所述状态切换模块还包括：

续流二极管D2；

其中，所述续流二极管D2的阳极电连接至所述第一NPN晶体管Q2的集电极，其阴极连接至电源VCC，用于保护所述第一NPN晶体管Q2。

在本申请的一实施例中，所述极性换相模块具体包括：

第二NPN晶体管Q1、第二继电器K2、和第二电阻R3；

其中，所述状态切换模块中第一继电器K1的第一常闭触点3通过所述第二电阻R3电连接至所述第二NPN晶体管Q1的基极；所述第二NPN晶体管Q1的发射极接地，其集电极电连接至所述第二继电器K2的第一线圈端1；所述第二继电器K2的第二线圈端8连接至电源VCC；所述第二继电器K2的触点配置为H桥结构，用于将其公共端接收到的电源VCC和功率放大模块输出信号以不同极性施加于磁保持继电器KM1A的线圈。

在本申请的一实施例中，所述极性换相模块还包括：

续流二极管D1； 其中，所述续流二极管D1的阳极电连接至所述第二NPN晶体管Q1的集电极，其阴极连接至电源VCC，用于保护所述第二NPN晶体管Q1。

在本申请的一实施例中，所述自终止脉冲生成模块具体包括：

光电耦合器N1、第三电阻R1、和第一电容C1；

其中，所述状态切换模块中第一继电器K1的第二常闭触点6电连接至所述第三电阻R1的第一端，所述第三电阻R1的第二端连接至所述第一电容C1的第一端，所述第一电容C1的第二端连接于所述光电耦合器N1的输入阳极；所述光电耦合器N1的输入阴极接地。

在本申请的一实施例中，所述功率放大模块具体包括：

N沟道MOS晶体管Q3和第四电阻R4；

其中，所述N沟道MOS晶体管Q3的源极接地，其漏极作为功率输出端连接至所述极性换相模块；所述第四电阻R4跨接于所述N沟道MOS晶体管Q3的栅极与接地之间；所述N沟道MOS晶体管Q3的栅极还电连接至所述自终止脉冲生成模块中光电耦合器N1的输出发射极。

在本申请的一实施例中，所述电路还为所述功率放大模块的驱动级配备电压稳定电路，其具体包括：

第五电阻R5、稳压二极管D3和第二电容C2；

其中，所述第五电阻R5串接于电源VCC与所述光电耦合器N1的输出集电极之间；所述稳压二极管D3与所述第二电容C2并联后，共同跨接于所述光电耦合器N1的输出集电极与地之间。

在本申请的一实施例中，所述功率放大模块还包括：

第三电容C3；

其中，所述第三电容C3跨接于所述N沟道MOS晶体管Q3的漏极与地之间，用于输出缓冲或储能。

本申请还公开了一种继电器的控制方法，包括以下步骤：

监测所述单一控制信号的电平状态自第一状态至第二状态的变化；

响应于所述电平状态的变化，自动且同步地执行以下操作：

基于变化后的第二电平状态，从硬件层面自动选定一条对应于正向或反向的电流驱动路径；

通过硬件定时电路，自动生成一个具有预定持续时间的、并且在脉冲结束时自我终止的驱动脉冲，其中所述脉冲的生成与终止独立于所述单一控制信号是否持续保持在第二状态，从而从根本上防止继电器线圈因意外持续通电而损坏；

施加所述自我终止的驱动脉冲于已配置好的电流驱动路径，以驱动所述磁保持继电器完成与所述第二状态相对应的吸合或释放动作。

采用上述技术方案，首先，电路仅需单一正电源供电，相较于需要正负双电源的传统方案，极大地简化了电源设计，降低了物料成本和电路板面积。其次，通过状态切换模块对单一控制信号的解析，实现了仅用一个MCU或PLC的普通IO口即可完成对磁保持继电器的双向控制，节约了宝贵的控制资源。再次，核心的自终止脉冲生成模块在硬件层面保证了驱动脉冲的精确宽度和自动停止，彻底消除了因控制信号时序不准或持续有效而烧毁继电器线圈的风险，显著提高了电路的稳定性和可靠性。

附图说明

下面结合具体实施例和附图对本发明进行详细的说明，其中：

图1为本发明第一种实施例的电路结构示意图；

图2为本发明流程结构示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚，以下结合附图和实施例对本发明进行详细的说明。应当理解，以下具体实施例仅用以解释本发明，并不对本发明构成限制。

如图1所示，为了实现上述目的，本发明提出一种继电器的控制电路，该电路由单一正电源供电，包括：

状态切换模块，所述状态切换模块被配置为接收并解析单一控制信号的电平状态，并据此输出相应的内部控制指令；

自终止脉冲生成模块，其被所述状态切换模块触发，并通过电容充电的瞬态特性，被配置为在每次触发时仅生成一个具有预定持续时间的、在硬件层面自我终止的驱动脉冲，从而避免因控制信号持续有效而烧毁继电器线圈；

功率放大模块，其电连接至所述自终止脉冲生成模块，用于将所述自我终止的驱动脉冲放大为足以驱动磁保持继电器线圈的功率脉冲；

极性换相模块，其受所述状态切换模块的内部控制指令控制，用于接收所述功率脉冲，并通过切换电流路径，将该功率脉冲以正向或反向极性施加于所述磁保持继电器线圈。

具体的，一种继电器的控制电路，该电路由单一正电源供电，整体电路框架包括状态切换模块、自终止脉冲生成模块、功率放大模块和极性换相模块。状态切换模块作为控制核心，负责接收外部单一控制信号，并根据该单一控制信号的电平状态输出内部控制指令至自终止脉冲生成模块和极性换相模块；自终止脉冲生成模块在接收到状态切换模块的触发指令后，会生成一个具有预定持续时间的硬件级自我终止的驱动脉冲，并将该驱动脉冲输出至功率放大模块；功率放大模块将接收到的驱动脉冲进行功率放大，输出足以驱动最终负载的功率脉冲至极性换相模块；极性换相模块则根据状态切换模块发出的指令，决定将该功率脉冲以正向或反向的极性施加于磁保持继电器线圈，从而完成对磁保持继电器的吸合或释放操作。

在一种实施方式中，所述状态切换模块可以由分立元件构成，例如，一个NPN型晶体管与一个小型电磁继电器组成，其中单一控制信号通过一个限流电阻连接至NPN型晶体管的基极，NPN型晶体管的发射极接地，NPN型晶体管的集电极串联电磁继电器的线圈后连接至单一正电源，电磁继电器的多组触点则作为内部控制指令输出至其他模块。

在另一种实施方式中，所述状态切换模块也可以采用集成逻辑电路实现，例如，采用包含D触发器和逻辑门（如与门、非门）的集成电路芯片，利用D触发器检测单一控制信号的上升沿或下降沿变化，结合逻辑门电路解析出触发信号和方向控制信号作为内部控制指令。

所述自终止脉冲生成模块，其核心功能是利用电容的瞬态特性产生一个不受输入信号持续时间影响的固定宽度脉冲。在一种实施方式中，自终止脉冲生成模块可以由一个电阻电容微分电路和一个施密特触发器构成，状态切换模块输出的触发指令通过电容耦合至施密特触发器的输入端，利用电容的瞬时充放电特性在施密特触发器输入端产生一个尖峰脉冲，施密特触发器则将该尖峰脉冲整形为具有陡峭边沿和预定宽度的方波驱动脉冲，脉冲宽度由电阻电容的时间常数决定。在另一种实施方式中，自终止脉冲生成模块可以采用一个专用的单稳态触发器集成电路，如定时器芯片，并将其配置于单稳态工作模式，状态切换模块输出的触发指令连接至定时器芯片的触发引脚，通过调整外接的一个电阻和一个电容的数值，可以精确地设定定时器芯片输出端产生的自我终止驱动脉冲的持续时间。

所述功率放大模块，用于增强驱动能力。在一种实施方式中，功率放大模块可以由一个N沟道增强型金属氧化物半导体场效应晶体管构成，自终止脉冲生成模块输出的驱动脉冲连接至N沟道增强型MOSFET的栅极，N沟道增强型MOSFET的源极接地，N沟道增强型MOSFET的漏极作为功率输出端连接至极性换相模块。

所述极性换相模块，负责切换施加于磁保持继电器线圈上的电流方向。在一种实施方式中，极性换相模块可以采用一个由四只功率晶体管构成的H桥电路，磁保持继电器的线圈跨接在H桥的两个输出端之间，状态切换模块输出的内部控制指令用于控制H桥对角的两对晶体管交替导通，从而实现电流的正向或反向流动。在另一种实施方式中，极性换相模块可以采用一个双刀双掷的功率继电器，功率放大模块输出的功率脉冲连接至双刀双掷继电器的两个公共端，磁保持继电器的线圈连接在两组常开和常闭触点之间并形成交叉连接，状态切换模块输出的内部控制指令则用于驱动双刀双掷继电器的线圈，通过切换双刀双掷继电器的触点位置来改变流过磁保持继电器线圈的电流方向。

整个电路的工作原理为：当单一控制信号由低电平变为高电平时，状态切换模块解析出该变化，一方面向极性换相模块输出一个设定为正向驱动的内部控制指令，另一方面同时向自终止脉冲生成模块输出一个触发指令；自终止脉冲生成模块被触发后，立即生成一个预定宽度的、自我终止的驱动脉冲并送至功率放大模块；功率放大模块将该驱动脉冲放大为功率脉冲并传送至极性换相模块；极性换相模块在已设定的正向驱动路径下，将该功率脉冲施加于磁保持继电器线圈，使其吸合。脉冲结束后，由于磁保持继电器的特性，其状态得以保持。当单一控制信号由高电平变回低电平时，状态切换模块解析出该变化，向极性换相模块输出一个设定为反向驱动的内部控制指令，并再次触发自终止脉冲生成模块生成同样的脉冲，该脉冲经过功率放大和反向极性施加后，使磁保持继电器释放。

采用上述技术方案，首先，电路仅需单一正电源供电，相较于需要正负双电源的传统方案，极大地简化了电源设计，降低了物料成本和电路板面积。其次，通过状态切换模块对单一控制信号的解析，实现了仅用一个MCU或PLC的普通IO口即可完成对磁保持继电器的双向控制，节约了宝贵的控制资源。再次，核心的自终止脉冲生成模块在硬件层面保证了驱动脉冲的精确宽度和自动停止，彻底消除了因控制信号时序不准或持续有效而烧毁继电器线圈的风险，显著提高了电路的稳定性和可靠性。

其中，IO口表示输入输出口。

在本申请的一实施例中，所述状态切换模块具体包括：

第一NPN晶体管Q2、第一继电器K1、和第一电阻R2；

其中，所述第一NPN晶体管Q2的发射极直接接地，其基极通过所述第一电阻R2与所述单一控制信号的输入端电连接；所述第一继电器K1的第一线圈端1电连接于所述第一NPN晶体管Q2的集电极；所述第一继电器K1的第一常开触点2接地；所述第一继电器K1的第一常闭触点3连接于所述极性换相模块；所述第一继电器K1的第一公共端4、第二公共端5、第二常开触点7、第二线圈端8均连接至电源VCC；所述第一继电器K1的第二常闭触点6电连接于所述自终止脉冲生成模块。

具体的，所述状态切换模块具体包括第一NPN晶体管Q2、第一继电器K1、和第一电阻R2。在电路连接方面，所述第一NPN晶体管Q2的发射极直接接地，所述第一NPN晶体管Q2的基极通过所述第一电阻R2与所述单一控制信号的输入端电连接。所述第一继电器K1的第一线圈端1电连接于所述第一NPN晶体管Q2的集电极。为了给继电器及其触点供电，所述第一继电器K1的第一公共端4、第二公共端5、第二常开触点7、以及第二线圈端8均连接至电源VCC。所述第一继电器K1的第一常开触点2直接接地。所述第一继电器K1用于输出内部控制指令，其中所述第一继电器K1的第一常闭触点3连接于所述极性换相模块，而所述第一继电器K1的第二常闭触点6则电连接于所述自终止脉冲生成模块。

该电路的工作原理为：当所述单一控制信号为高电平时，电流经由所述第一电阻R2流入所述第一NPN晶体管Q2的基极，使所述第一NPN晶体管Q2导通。导通后，所述第一NPN晶体管Q2的集电极电位被拉低，从而在电源VCC与地之间形成一条通过所述第一继电器K1线圈的电流通路，进而激励所述第一继电器K1动作。动作后，所述第一继电器K1的内部触点切换，连接至电源VCC的第一公共端4与所述第一常闭触点3断开，转而与接地的所述第一常开触点2接通；同时，连接至电源VCC的第二公共端5与所述第二常闭触点6断开，转而与同样连接至电源VCC的所述第二常开触点7接通。当所述单一控制信号为低电平时，所述第一NPN晶体管Q2截止，所述第一继电器K1的线圈失电，其内部触点恢复至常态。在此常态下，连接至电源VCC的第一公共端4与所述第一常闭触点3接通，向所述极性换相模块输出高电平信号；同时，连接至电源VCC的第二公共端5与所述第二常闭触点6接通，向所述自终止脉冲生成模块输出高电平信号。

采用上述技术方案，通过第一NPN晶体管Q2来驱动第一继电器K1，可以用微弱的控制信号来控制继电器的开关，实现了控制端的功率放大和电气隔离。同时，利用第一继电器K1的双刀双掷触点结构，将单一控制信号的变化，巧妙地转换成两路独立的、在逻辑上可以协同动作的内部控制指令，电路结构简单且工作可靠。

在本申请的一实施例中，所述状态切换模块还包括：

续流二极管D2；

其中，所述续流二极管D2的阳极电连接至所述第一NPN晶体管Q2的集电极，其阴极连接至电源VCC，用于保护所述第一NPN晶体管Q2。

具体的，所述状态切换模块还进一步包括一个续流二极管D2。在电路连接上，所述续流二极管D2的阳极电连接至所述第一NPN晶体管Q2的集电极，同时所述续流二极管D2的阴极连接至电源VCC。所述续流二极管D2的核心功能是用于保护所述第一NPN晶体管Q2。

采用上述技术方案，通过在第一继电器K1线圈两端反向并联续流二极管D2，为第一NPN晶体管Q2关断时线圈产生的反向电动势提供了有效的泄放路径，显著增强了电路的稳定性和可靠性，并有效延长了所述第一NPN晶体管Q2的使用寿命。

在本申请的一实施例中，所述极性换相模块具体包括：

第二NPN晶体管Q1、第二继电器K2、和第二电阻R3；

其中，所述状态切换模块中第一继电器K1的第一常闭触点3通过所述第二电阻R3电连接至所述第二NPN晶体管Q1的基极；所述第二NPN晶体管Q1的发射极接地，其集电极电连接至所述第二继电器K2的第一线圈端1；所述第二继电器K2的第二线圈端8连接至电源VCC；所述第二继电器K2的触点配置为H桥结构，用于将其公共端接收到的电源VCC和功率放大模块输出信号以不同极性施加于磁保持继电器KM1A的线圈。

具体的，所述极性换相模块具体包括第二NPN晶体管Q1、第二继电器K2、以及第二电阻R3。该模块的控制输入信号来源于所述状态切换模块中第一继电器K1的第一常闭触点3，所述第一继电器K1的第一常闭触点3通过所述第二电阻R3电连接至所述第二NPN晶体管Q1的基极。所述第二NPN晶体管Q1作为一个开关元件，其发射极直接接地，其集电极电连接至所述第二继电器K2的第一线圈端1，用于控制所述第二继电器K2的通断。所述第二继电器K2的第二线圈端8则连接至电源VCC，与所述第二NPN晶体管Q1共同构成完整的驱动回路。所述第二继电器K2的核心功能是执行电流方向的切换，为此，所述第二继电器K2的触点被配置为H桥结构，通过切换触点状态，能够将其公共端接收到的电源VCC和来自功率放大模块输出的功率脉冲信号以不同的极性施加于磁保持继电器KM1A的线圈。

其工作原理如下：当所述第一继电器K1的第一常闭触点3输出高电平时，电流经由所述第二电阻R3流入所述第二NPN晶体管Q1的基极，使所述第二NPN晶体管Q1导通。所述第二NPN晶体管Q1的导通使得所述第二继电器K2的线圈获得电流而被激励，导致所述第二继电器K2的H桥触点切换至第一工作状态。在此状态下，电源VCC和功率放大模块的输出信号通过触点被配置成例如正向的电流路径施加于所述磁保持继电器KM1A的线圈。反之，当所述第一继电器K1的第一常闭触点3输出低电平或高阻态时，所述第二NPN晶体管Q1截止，所述第二继电器K2的线圈失电，其H桥触点恢复至第二工作状态（常态）。在此状态下，电源VCC和功率放大模块的输出信号通过触点被配置成与第一工作状态相反的、例如反向的电流路径施加于所述磁保持继电器KM1A的线圈。

采用上述技术方案，通过使用第二NPN晶体管Q1驱动第二继电器K2，实现了利用来自状态切换模块的逻辑电平信号来控制一个功率继电器的通断。

在本申请的一实施例中，所述极性换相模块还包括：

续流二极管D1；其中，所述续流二极管D1的阳极电连接至所述第二NPN晶体管Q1的集电极，其阴极连接至电源VCC，用于保护所述第二NPN晶体管Q1。

具体的，所述极性换相模块还进一步包括一个续流二极管D1。在电路的连接关系上，所述续流二极管D1的阳极电连接至所述第二NPN晶体管Q1的集电极，而所述续流二极管D1的阴极则连接至电源VCC。增加所述续流二极管D1的目的是用于保护所述第二NPN晶体管Q1。

采用上述技术方案，通过为驱动继电器线圈的开关晶体管并联一个续流二极管D1，为感性负载在断电时产生的反向电动势提供了可靠的泄放通道，从而极大地提升了所述第二NPN晶体管Q1的工作可靠性和使用寿命，保障了整个极性换相模块的长期稳定运行。

在本申请的一实施例中，所述自终止脉冲生成模块具体包括：

光电耦合器N1、第三电阻R1、和第一电容C1；

其中，所述状态切换模块中第一继电器K1的第二常闭触点6电连接至所述第三电阻R1的第一端，所述第三电阻R1的第二端连接至所述第一电容C1的第一端，所述第一电容C1的第二端连接于所述光电耦合器N1的输入阳极；所述光电耦合器N1的输入阴极接地。

具体的，所述自终止脉冲生成模块具体包括光电耦合器N1、第三电阻R1、和第一电容C1。该模块的输入信号由所述状态切换模块提供，具体地，所述状态切换模块中第一继电器K1的第二常闭触点6电连接至所述第三电阻R1的第一端。所述第三电阻R1的第二端则串联连接至所述第一电容C1的第一端，随后，所述第一电容C1的第二端连接于所述光电耦合器N1的输入阳极，而所述光电耦合器N1的输入阴极则直接接地。此连接方式构成了一个响应电压阶跃变化的RC串联充电电路，用于驱动所述光电耦合器N1的发光二极管。

其工作原理为：当所述第一继电器K1的第二常闭触点6的输出端发生从低电平到高电平的跳变时，由于所述第一电容C1两端的电压不能突变，一个瞬时的充电电流会立刻流过所述第三电阻R1、所述第一电容C1以及所述光电耦合器N1的输入发光二极管。这个瞬时电流使所述光电耦合器N1内部的发光二极管发光，从而使其光敏晶体管导通，生成一个驱动脉冲的起始边沿。随着充电过程的进行，所述第一电容C1两端的电压逐渐升高，导致流过整个串联回路的充电电流呈指数规律衰减。当该电流衰减到不足以维持所述光电耦合器N1内部发光二极管发光的阈值以下时，发光二极管熄灭，光敏晶体管随之截止，驱动脉冲结束。整个脉冲的持续时间由所述第三电阻R1和所述第一电容C1的数值共同决定的时间常数所确定，从而在硬件层面实现了脉冲的自动产生与自动终止，与所述第一继电器K1的第二常闭触点6是否持续保持高电平无关。

采用上述技术方案，通过将电阻、电容和光电耦合器串联，巧妙地利用了电容充电的瞬态特性，构建了一个简单而可靠的硬件脉冲发生器。该设计不仅能够自动生成宽度确定的驱动脉冲，免除了对主控制器进行精确时序控制的复杂要求，而且通过所述光电耦合器N1实现了控制信号与后级功率电路之间的电气隔离，有效抑制了噪声干扰，提高了整个控制电路的稳定性和抗干扰能力。

在本申请的一实施例中，所述功率放大模块具体包括：

N沟道MOS晶体管Q3和第四电阻R4；

其中，所述N沟道MOS晶体管Q3的源极接地，其漏极作为功率输出端连接至所述极性换相模块；所述第四电阻R4跨接于所述N沟道MOS晶体管Q3的栅极与接地之间；所述N沟道MOS晶体管Q3的栅极还电连接至所述自终止脉冲生成模块中光电耦合器N1的输出发射极。

具体的，所述功率放大模块具体包括一个N沟道MOS晶体管Q3和一个第四电阻R4。在电路的连接结构上，所述N沟道MOS晶体管Q3作为主要的功率开关元件，其源极直接接地。所述N沟道MOS晶体管Q3的漏极则作为整个模块的功率输出端，电连接至所述极性换相模块，用于向后级电路输送经过放大的功率脉冲。为了确保所述N沟道MOS晶体管Q3能够可靠地关断，所述第四电阻R4跨接于所述N沟道MOS晶体管Q3的栅极与接地之间。该模块的控制输入信号来源于前级的所述自终止脉冲生成模块，具体地，所述N沟道MOS晶体管Q3的栅极还电连接至所述自终止脉冲生成模块中光电耦合器N1的输出发射极。

该电路的工作原理如下：当所述自终止脉冲生成模块中的光电耦合器N1被触发而导通时，其输出发射极会输出一个正向的驱动脉冲信号至所述N沟道MOS晶体管Q3的栅极。当此栅极电压超过所述N沟道MOS晶体管Q3的开启阈值电压时，所述N沟道MOS晶体管Q3会迅速导通，其漏极与源极之间呈现极低的导通电阻，从而将所述N沟道MOS晶体管Q3的漏极电位拉至接近地电平，形成一个大电流的开关通路。当光电耦合器N1输出的驱动脉冲结束时，所述第四电阻R4为所述N沟道MOS晶体管Q3栅极上积累的电荷提供了一条到地的泄放路径，能够将栅极电压迅速拉低至零，从而确保所述N沟道MOS晶体管Q3能够快速且可靠地从导通状态切换至截止状态，避免因栅极悬空而导致的误导通。

采用上述技术方案，通过使用N沟道MOS晶体管Q3作为开关，利用其电压驱动和低导通电阻的特性，实现了对来自前级光耦的微弱驱动信号的高效功率放大，能够驱动较大的负载电流。同时，第四电阻R4的设置为一个下拉电阻，保证了功率开关管在无驱动信号时处于确定的截止状态，增强了电路的稳定性和抗干扰能力，防止了功率输出端的意外接通。

在本申请的一实施例中，所述电路还为所述功率放大模块的驱动级配备电压稳定电路，其具体包括：

第五电阻R5、稳压二极管D3和第二电容C2；

其中，所述第五电阻R5串接于电源VCC与所述光电耦合器N1的输出集电极之间；所述稳压二极管D3与所述第二电容C2并联后，共同跨接于所述光电耦合器N1的输出集电极与地之间。

具体的，所述电路还为所述功率放大模块的驱动级配备电压稳定电路，该电压稳定电路具体包括第五电阻R5、稳压二极管D3和第二电容C2。在电路的连接结构上，所述第五电阻R5串接于电源VCC与所述光电耦合器N1的输出集电极之间。所述稳压二极管D3与所述第二电容C2首先相互并联，然后这个并联组合共同跨接于所述光电耦合器N1的输出集电极与地之间。此电路构成了一个典型的并联式稳压电路。

采用上述技术方案，通过为光电耦合器N1的输出级增加一个由电阻、稳压二极管和电容构成的电压稳定电路，确保了驱动信号的电压幅值不受主电源VCC波动的影响，从而保证了对后级N沟道MOS晶体管Q3的栅极驱动电压的稳定性和一致性。

在本申请的一实施例中，所述功率放大模块还包括：

第三电容C3；

其中，所述第三电容C3跨接于所述N沟道MOS晶体管Q3的漏极与地之间，用于输出缓冲或储能。

具体的，所述功率放大模块还进一步包括第三电容C3。在电路的连接结构上，所述第三电容C3跨接于所述N沟道MOS晶体管Q3的漏极与地之间。所述第三电容C3在电路中主要起到输出缓冲或储能的作用。

采用上述技术方案，通过在功率放大模块的输出端并联第三电容C3，一方面可以有效抑制开关过程中产生的噪声和电压尖峰，提升了输出脉冲信号的质量和电路的电磁兼容性；另一方面能够提供瞬时的大电流支持，增强了电路的驱动能力和负载响应速度，使得整个功率输出级的性能更为稳定和可靠。

如图2所示，本申请还公开了一种继电器的控制方法，包括以下步骤：

监测所述单一控制信号的电平状态自第一状态至第二状态的变化；

响应于所述电平状态的变化，自动且同步地执行以下操作：

基于变化后的第二电平状态，从硬件层面自动选定一条对应于正向或反向的电流驱动路径；

通过硬件定时电路，自动生成一个具有预定持续时间的、并且在脉冲结束时自我终止的驱动脉冲，其中所述脉冲的生成与终止独立于所述单一控制信号是否持续保持在第二状态，从而从根本上防止继电器线圈因意外持续通电而损坏；

施加所述自我终止的驱动脉冲于已配置好的电流驱动路径，以驱动所述磁保持继电器完成与所述第二状态相对应的吸合或释放动作。

具体的，监测所述单一控制信号的电平状态自第一状态至第二状态的变化。例如，当单一控制信号的电压从代表第一状态的低电平跃升至代表第二状态的高电平时，电路会检测到此变化。在响应于所述电平状态的变化后，电路会自动且同步地执行一系列后续操作。第一项操作是：基于变化后的第二电平状态，从硬件层面自动选定一条对应于正向或反向的电流驱动路径。例如，当信号变为高电平（第二状态）时，状态切换模块中的第一继电器K1会动作，其触点的变化会控制极性换相模块中的第二继电器K2切换到一个预设的位置，从而为即将到来的功率脉冲配置好一条能够使磁保持继电器吸合的正向电流通路。

第二项并行操作是：通过硬件定时电路，自动生成一个具有预定持续时间的、并且在脉冲结束时自我终止的驱动脉冲。该操作由自终止脉冲生成模块完成，例如，状态切换模块中第一继电器K1的触点变化会触发一个RC电路（由第三电阻R1和第一电容C1构成）开始充电，这个充电的瞬态过程会产生一个固定宽度的脉冲，脉冲的宽度由RC时间常数决定。所述脉冲的生成与终止独立于所述单一控制信号是否持续保持在第二状态，从而从根本上防止继电器线圈因意外持续通电而损坏。一旦RC电路充电完成，脉冲便会自动结束，即使此时的单一控制信号仍然保持在高电平。

最后一步操作是：施加所述自我终止的驱动脉冲于已配置好的电流驱动路径，以驱动所述磁保持继电器完成与所述第二状态相对应的吸合或释放动作。前一步生成的硬件定时脉冲经过功率放大模块放大后，被施加到已经由极性换相模块选定好的正向电流路径上，从而驱动磁保持继电器KM1A的线圈，使其可靠吸合。当单一控制信号从高电平（第二状态）变回低电平（第一状态）时，上述过程会再次被触发，但此时极性换相模块会被配置到反向电流路径，最终驱动磁保持继电器释放。

采用上述技术方案，该方法将复杂的时序控制逻辑完全固化在硬件中，控制器只需要改变输出信号的电平状态，而无需关心脉冲的宽度和时序，极大地简化了上层软件的控制难度。通过硬件定时电路生成自我终止的脉冲，从根本上杜绝了因控制信号异常而烧毁昂贵的磁保持继电器的风险，显著提升了系统的可靠性和安全性。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是在本发明的发明构思下，利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接/间接运用在其他相关的技术领域均包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (10)

1.一种继电器的控制电路，其特征在于，该电路由单一正电源供电，包括：

状态切换模块，所述状态切换模块被配置为接收并解析单一控制信号的电平状态，并据此输出相应的内部控制指令；

自终止脉冲生成模块，其被所述状态切换模块触发，并通过电容充电的瞬态特性，被配置为在每次触发时仅生成一个具有预定持续时间的、在硬件层面自我终止的驱动脉冲，从而避免因控制信号持续有效而烧毁继电器线圈；

功率放大模块，其电连接至所述自终止脉冲生成模块，用于将所述自我终止的驱动脉冲放大为足以驱动磁保持继电器线圈的功率脉冲；

极性换相模块，其受所述状态切换模块的内部控制指令控制，用于接收所述功率脉冲，并通过切换电流路径，将该功率脉冲以正向或反向极性施加于所述磁保持继电器线圈。

2.如权利要求1所述的继电器的控制电路，其特征在于，所述状态切换模块具体包括：

第一NPN晶体管Q2、第一继电器K1、和第一电阻R2；

其中，所述第一NPN晶体管Q2的发射极直接接地，其基极通过所述第一电阻R2与所述单一控制信号的输入端电连接；所述第一继电器K1的第一线圈端1电连接于所述第一NPN晶体管Q2的集电极；所述第一继电器K1的第一常开触点2接地；所述第一继电器K1的第一常闭触点3连接于所述极性换相模块；所述第一继电器K1的第一公共端4、第二公共端5、第二常开触点7、第二线圈端8均连接至电源VCC；所述第一继电器K1的第二常闭触点6电连接于所述自终止脉冲生成模块。

3.如权利要求2所述的继电器的控制电路，其特征在于，所述状态切换模块还包括：

续流二极管D2；

其中，所述续流二极管D2的阳极电连接至所述第一NPN晶体管Q2的集电极，其阴极连接至电源VCC，用于保护所述第一NPN晶体管Q2。

4.如权利要求2所述的继电器的控制电路，其特征在于，所述极性换相模块具体包括：

第二NPN晶体管Q1、第二继电器K2、和第二电阻R3；

其中，所述状态切换模块中第一继电器K1的第一常闭触点3通过所述第二电阻R3电连接至所述第二NPN晶体管Q1的基极；所述第二NPN晶体管Q1的发射极接地，其集电极电连接至所述第二继电器K2的第一线圈端1；所述第二继电器K2的第二线圈端8连接至电源VCC；所述第二继电器K2的触点配置为H桥结构，用于将其公共端接收到的电源VCC和功率放大模块输出信号以不同极性施加于磁保持继电器KM1A的线圈。

5.如权利要求4所述的继电器的控制电路，其特征在于，所述极性换相模块还包括：

续流二极管D1；其中，所述续流二极管D1的阳极电连接至所述第二NPN晶体管Q1的集电极，其阴极连接至电源VCC，用于保护所述第二NPN晶体管Q1。

6.如权利要求2所述的继电器的控制电路，其特征在于，所述自终止脉冲生成模块具体包括：

光电耦合器N1、第三电阻R1、和第一电容C1；

其中，所述状态切换模块中第一继电器K1的第二常闭触点6电连接至所述第三电阻R1的第一端，所述第三电阻R1的第二端连接至所述第一电容C1的第一端，所述第一电容C1的第二端连接于所述光电耦合器N1的输入阳极；所述光电耦合器N1的输入阴极接地。

7.如权利要求6所述的继电器的控制电路，其特征在于，所述功率放大模块具体包括：

N沟道MOS晶体管Q3和第四电阻R4；

其中，所述N沟道MOS晶体管Q3的源极接地，其漏极作为功率输出端连接至所述极性换相模块；所述第四电阻R4跨接于所述N沟道MOS晶体管Q3的栅极与接地之间；所述N沟道MOS晶体管Q3的栅极还电连接至所述自终止脉冲生成模块中光电耦合器N1的输出发射极。

8.如权利要求7所述的继电器的控制电路，其特征在于，所述电路还为所述功率放大模块的驱动级配备电压稳定电路，其具体包括：

第五电阻R5、稳压二极管D3和第二电容C2；

其中，所述第五电阻R5串接于电源VCC与所述光电耦合器N1的输出集电极之间；所述稳压二极管D3与所述第二电容C2并联后，共同跨接于所述光电耦合器N1的输出集电极与地之间。

9.如权利要求7所述的继电器的控制电路，其特征在于，所述功率放大模块还包括：

第三电容C3；

其中，所述第三电容C3跨接于所述N沟道MOS晶体管Q3的漏极与地之间，用于输出缓冲或储能。

10.一种继电器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

监测单一控制信号的电平状态自第一状态至第二状态的变化；

响应于所述电平状态的变化，自动且同步地执行以下操作：

基于变化后的第二电平状态，从硬件层面自动选定一条对应于正向或反向的电流驱动路径；

通过硬件定时电路，自动生成一个具有预定持续时间的、并且在脉冲结束时自我终止的驱动脉冲，其中所述脉冲的生成与终止独立于所述单一控制信号是否持续保持在第二状态，从而从根本上防止继电器线圈因意外持续通电而损坏；

施加所述自我终止的驱动脉冲于已配置好的电流驱动路径，以驱动磁保持继电器完成与所述第二状态相对应的吸合或释放动作。