CN117554905A - 一种基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰方法，涉及连续波雷达电子对抗的技术领域，包括对敌方雷达信号进行全脉冲采样，获得截获信号及其参数；基于截获信号的参数，构建移频调制函数；利用移频调制函数对截获信号进行调制转发，获得移频调制干扰信号；最后利用移频调制干扰信号对敌方雷达实施干扰。本发明通过周期移频调制，形成超前或滞后的假目标，有效干扰敌方的多调频斜率连续波雷达；并且产生的假目标距离和速度灵活可控，同时还保有截获信号的时频特征，具有更好的欺骗干扰效果。
Description
技术领域
本发明涉及连续波雷达电子对抗的技术领域，更具体地，涉及一种基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰方法。
背景技术
随着收发同时技术的发展，连续波雷达的收发隔离问题得到一定程度的解决，线性调频连续波雷达更是因体积小、结构简单等优点，被广泛应用。除了单调频斜率连续波，如锯齿调制外，多调频斜率连续波，如三角调制、组合调制等，因便于解距离-速度耦合得到应用，有关连续波雷达的电子对抗研究也逐渐受到海内外学者关注。现有的传统干扰方法主要针对脉冲体制雷达，对连续波体制雷达特别是多调频斜率连续波雷达的适应性较差，难以达到足够的干扰效果。对于多调频斜率连续波雷达，相参噪声、间歇采样等干扰可起到压制效果，但其对真实目标的压制范围难控制，且所需的功率较大；密集假目标干扰只在距离维产生欺骗效果，并且只能产生滞后的假目标；如图1所示，传统移频调制干扰只在速度维产生欺骗效果，但假目标与真实目标距离相同，作用效果有限。因此，现有干扰研究迫切需要解决如何对多调频斜率连续波雷达产生可控的导前假目标，以及在距离、速度维度同时产生干扰。
现有技术公开了一种对空时自适应处理的非均匀间歇采样随机转发干扰方法，包括：对敌方雷达信号st(t)进行非均匀间歇采样以得到非均匀间歇采样转发干扰信号js(t)；对所述非均匀间歇采样转发干扰信号js(t)进行延时叠加得到非均匀间歇采样随机转发干扰信号jsc(t)；干扰机发射所述非均匀间歇采样随机转发干扰信号jsc(t)，以对搭载空时自适应处理的雷达实施干扰；该现有技术采用非均匀间歇采样和不定量重复转发的方式，一定程度上解决了干扰分布强规律性的问题，但多调频斜率连续波雷达的适应性较差，难以达到足够的干扰效果。
发明内容
本发明为克服上述现有技术无法对多调频斜率连续波雷达产生可控导前假目标、无法在距离、速度维度同时产生干扰效果的缺陷，提供一种基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰方法，能够形成导前、滞后的假目标，假目标距离、速度灵活可控，对多调频斜率连续波雷达具有更好的欺骗干扰效果。
为解决上述技术问题，本发明的技术方案如下：
本发明公开了一种基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰方法，包括：
S1：对敌方雷达信号进行全脉冲采样，获得截获信号及其参数；
S2：基于所述截获信号的参数，构建移频调制函数；
S3：利用所述移频调制函数对所述截获信号进行调制转发，获得移频调制干扰信号；
S4：利用所述移频调制干扰信号对敌方雷达实施干扰。
优选地，所述步骤S1的具体方法为：
敌方雷达为三角调频或组合调频的多调频斜率连续波雷达；
对敌方雷达信号进行全脉冲采样，将截获信号记为x(t)；截获信号参数包括中心频率f0、带宽B、周期T、干信比JSR和调频斜率Kf＝[Kf,1,Kf,2,…,Kf,m,…]，Kf,m表示截获信号中第m段信号的调频斜率。
优选地，所述步骤S2的具体方法为：
根据截获信号的周期T设置移频调制周期，记为Typ，移频调制周期Typ为截获信号周期T的整数倍；将每个移频调制周期Typ均匀分为M段，M的取值为截获信号中各段信号占比倒数的最小公倍数的整数倍；由于每个移频调制周期均分为M段，则移频量对应有M个，记为fyp＝[fyp,1,…,fyp,m,…,fyp,M]，fyp,M表示第M段对应的移频量；则移频调制函数为：
式中，e(t)表示t时刻的移频调制函数，fyp表示移频量集合。
优选地，确定每个所述移频量的具体方法为：
式中，fyp,m表示第m段对应的移频量，ΔR表示干扰产生的假目标相对真实目标的距离偏移量，Δv表示干扰产生的假目标相对真实目标的速度偏移量，c表示光速。
优选地，所述步骤S3中，利用所述移频调制函数对所述截获信号进行调制转发，获得移频调制干扰信号的具体方法为：
j(t)＝x(t)·e(t)
式中，j(t)表示单个移频调制周期内t时刻的移频调制干扰信号。
优选地，所述步骤S4的具体方法为：
所述移频调制干扰信号经转发后，进入敌方雷达的探测距离后，被敌方雷达接收，经混频处理产生差频信号干扰项；根据所述差频信号干扰项与真实目标的差频信号，组成含干扰影响的差频信号；转发的移频调制干扰信号产生具有距离偏移量和速度偏移量的假目标，对敌方雷达实现干扰。
优选地，当敌方雷达为对称三角调频连续波雷达时，其上、下调频段各占1/2，则最小公倍数为2；设置移频调制周期Typ＝T，M取2，则fyp＝[fyp,1,fyp,2]；则含干扰影响的差频信号为：
b′(t)＝b(t)+bj(t)
式中，b′(t)表示t时刻的含干扰影响的差频信号，b(t)表示t时刻的真实目标的差频信号，bj(t)表示t时刻差频信号干扰项，具体为：
式中，v表示真实目标的速度，R0为真实目标的距离，k表示敌方雷达信号的第k个周期，τ表示真实目标与敌方雷达间的回波延迟；
移频调制干扰信号产生的假目标的距离偏移量和速度偏移量为：
式中，若jyp,1>fyp,2，则假目标在距离上超前于真实目标；若fyp,1<fyp,2，则假目标在距离上滞后于真实目标；若fyp,1+fyp,2<0，则假目标在速度上快于真实目标；若fyp,1+fyp,2>0，则假目标在速度上慢于真实目标。
优选地，当敌方雷达为组合调频连续波雷达时，其上调频段、单频段和下调频段各占1/3，则最小公倍数为3；设置移频调制周期Typ＝T，M取3，则fyp＝[fyp,1,fyp,2,fyp,3]；则含干扰影响的差频信号为：
b′(t)＝b(t)+bj(t)
式中，b′(t)表示t时刻的含干扰影响的差频信号，b(t)表示t时刻的真实目标的差频信号，bj(t)表示t时刻差频信号干扰项，具体为：
式中，v表示真实目标的速度，R0为真实目标的距离，k表示敌方雷达信号的第k个周期，τ表示真实目标与敌方雷达间的回波延迟；
移频调制干扰信号产生的假目标的距离偏移量和速度偏移量为：
式中，若fyp,1>fyp,3，则假目标在距离上超前于真实目标；若fyp,1<fyp,3，则假目标在距离上滞后于真实目标；若fyp,1+fyp,3<0，则假目标在速度上快于真实目标；若fyp,1+fyp,3>0，则假目标在速度上慢于真实目标；fyp,2的取值仅与Δv相关。
本发明还提供了一种基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰系统，用于实现上述的干扰方法，包括：
全脉冲采样模块，用于对敌方雷达信号进行全脉冲采样，获得截获信号及其参数；
移频调制函数构建模块，用于基于所述截获信号的参数，构建移频调制函数；
移频调制转发模块，用于利用所述移频调制函数对所述截获信号进行调制转发，获得移频调制干扰信号；
干扰发射模块，用于利用所述移频调制干扰信号对敌方雷达实施干扰。
本发明还提供了一种计算机设备，包括存储器和处理器，所述存储器存储有计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现上述的干扰方法的步骤。
与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：
本发明首先对敌方雷达信号进行全脉冲采样，获得截获信号及其参数；基于截获信号的参数，构建移频调制函数；然后利用移频调制函数对截获信号进行调制转发，获得移频调制干扰信号；最后利用移频调制干扰信号对敌方雷达实施干扰。本发明通过周期移频调制，形成超前或滞后的假目标，有效干扰敌方的多调频斜率连续波雷达；并且产生的假目标距离和速度灵活可控，同时还保有截获信号的时频特征，具有更好的欺骗干扰效果。
附图说明
图1为背景技术所述的传统移频调制干扰方法的原理图；
图2为实施例1所述的基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰方法的流程图；
图3为实施例2所述的基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰方法的原理图；
图4为实施例2所述的基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰方法的时频示意图；
图5为实施例2所述的敌方雷达为对称三角调频连续波雷达，设置移频量fyp＝0.3×B，采用传统移频调制干扰方法进行干扰时产生的回波信号时频图；
图6为实施例2所述的敌方雷达为对称三角调频连续波雷达，设置移频量fyp＝0.3×B，采用传统移频调制干扰方法进行干扰时产生的差频信号时频图；
图7为实施例2所述的敌方雷达为对称三角调频连续波雷达，设置移频量fyp＝0.3×B，采用传统移频调制干扰方法进行干扰时产生的混频结果频谱图；
图8为实施例2所述的敌方雷达为对称三角调频连续波雷达，设置移频量fyp＝[fyp,1,fyp,2]＝[0.1×B-0.1001×B]，采用本实施例提出的方法进行干扰时产生的回波信号时频图；
图9为实施例2所述的敌方雷达为对称三角调频连续波雷达，设置移频量fyp＝[fyp,1,fyp,2]＝[0.1×B-0.1001×B]，采用本实施例提出的方法进行干扰时产生的差频信号时频图；
图10为实施例2所述的敌方雷达为对称三角调频连续波雷达，设置移频量fyp＝[fyp,1,fyp,2]＝[0.1×B-0.1001×B]，采用本实施例提出的方法进行干扰时产生的混频结果频谱图；
图11为实施例2所述的敌方雷达为“对称三角调频+单频”的组合调频连续波雷达，设置移频量fyp＝0.3×B，采用传统移频调制干扰方法进行干扰时产生的回波信号时频图；
图12为实施例2所述的敌方雷达为“对称三角调频+单频”的组合调频连续波雷达，设置移频量fyp＝0.3×B，采用传统移频调制干扰方法进行干扰时产生的差频信号时频图；
图13为实施例2所述的敌方雷达为“对称三角调频+单频”的组合调频连续波雷达，设置移频量fyp＝0.3×b，采用传统移频调制干扰方法进行干扰时产生的混频结果频谱图；
图14为实施例2所述的敌方雷达为“对称三角调频+单频”的组合调频连续波雷达，设置移频量fyp＝[fyp,1,fyp,2,fyp,3]＝[4441111Hz,-3333hz,-4447777Hz]，采用本实施例提出的方法进行干扰时产生的回波信号时频图；
图15为实施例2所述的敌方雷达为“对称三角调频+单频”的组合调频连续波雷达，设置移频量fyp＝[fyp,1,fyp,2，fyp,3]＝[4441111Hz,-3333Hz,-4447777Hz]，采用本实施例提出的方法进行干扰时产生的差频信号时频图；
图16为实施例2所述的敌方雷达为“对称三角调频+单频”的组合调频连续波雷达，设置移频量fyp＝[fyp,1,fyp,2,fyp,3]＝[4441111Hz,-3333Hz,-4447777Hz]，采用本实施例提出的方法进行干扰时产生的混频结果频谱图；
图17为实施例3所述的基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰系统结构示意图；
图18为实施例4所述的一种计算机设备的结构示意图。
具体实施方式
附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；
对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。
下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。
实施例1
本实施例提供了一种基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰方法，如图2所示，包括：
S1：对敌方雷达信号进行全脉冲采样，获得截获信号及其参数；
S2：基于所述截获信号的参数，构建移频调制函数；
S3：利用所述移频调制函数对所述截获信号进行调制转发，获得移频调制干扰信号；
S4：利用所述移频调制干扰信号对敌方雷达实施干扰。
在具体实施过程中，本实施例首先对敌方雷达信号进行全脉冲采样，获得截获信号及其参数；基于截获信号的参数，构建移频调制函数；然后利用移频调制函数对截获信号进行调制转发，获得移频调制干扰信号；最后利用移频调制干扰信号对敌方雷达实施干扰。本实施例通过周期移频调制，形成超前或滞后的假目标，有效干扰敌方的多调频斜率连续波雷达；并且产生的假目标距离和速度灵活可控，同时还保有截获信号的时频特征，具有更好的欺骗干扰效果
实施例2
本实施例提供了一种基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰方法，如图3所示，包括：
S1：对敌方雷达信号进行全脉冲采样，获得截获信号及其参数；具体方法为：
敌方雷达为三角调频或组合调频的多调频斜率连续波雷达；
对敌方雷达信号进行全脉冲采样，将截获信号记为x(t)；截获信号参数包括中心频率f0、带宽B、周期T、干信比JSR和调频斜率Kf＝[Kf,1,Kf,2,…,Kf,m,…]，Kf,m表示截获信号中第m段信号的调频斜率；
S2：基于所述截获信号的参数，构建移频调制函数；具体方法为：
根据截获信号的周期T设置移频调制周期，记为Typ，移频调制周期Typ为截获信号周期T的整数倍；将每个移频调制周期Typ均匀分为M段，M的取值为截获信号中各段信号占比倒数的最小公倍数的整数倍；由于每个移频调制周期均分为M段，则移频量对应有M个，记为fyp＝[fyp,1,…,fyp,m,…,fyp,M]，fyp,M表示第M段对应的移频量；则移频调制函数为：
式中，e(t)表示t时刻的移频调制函数，fyp表示移频量集合；
确定每个所述移频量的具体方法为：
式中，fyp,m表示第m段对应的移频量，ΔR表示干扰产生的假目标相对真实目标的距离偏移量，Δv表示干扰产生的假目标相对真实目标的速度偏移量，c表示光速；
S3：利用所述移频调制函数对所述截获信号进行调制转发，获得移频调制干扰信号；具体方法为：
j(t)＝x(t)·e(t)
式中，j(t)表示单个移频调制周期内t时刻的移频调制干扰信号；
S4：利用所述移频调制干扰信号对敌方雷达实施干扰；具体方法为：
如图4所示，所述移频调制干扰信号经转发后，进入敌方雷达的探测距离后，被敌方雷达接收，经混频处理产生差频信号干扰项；根据所述差频信号干扰项与真实目标的差频信号，组成含干扰影响的差频信号；表达式为：
b′(t)＝b(t)+bj(t)
式中，b′(t)表示t时刻的含干扰影响的差频信号，b(t)表示t时刻的真实目标的差频信号，bj(t)表示t时刻差频信号干扰项；
转发的移频调制干扰信号产生具有距离偏移量和速度偏移量的假目标，对敌方雷达实现干扰。
以敌方雷达为对称三角调频连续波雷达为例，其上、下调频段各占1/2，则最小公倍数为2；设置移频调制周期Typ＝T，M取2，则fyp＝[fyp,1,fyp,2]；则含干扰影响的差频信号为：
b′(t)＝b(t)+bj(t)
式中，b′(t)表示t时刻的含干扰影响的差频信号，b(t)表示t时刻的真实目标的差频信号，bj(t)表示t时刻差频信号干扰项，具体为：
式中，v表示真实目标的速度，R0为真实目标的距离，k表示敌方雷达信号的第k个周期，τ表示真实目标与敌方雷达间的回波延迟；
移频调制干扰信号产生的假目标的距离偏移量和速度偏移量为：
式中，若fyp,1>fyp,2，则假目标在距离上超前于真实目标；若fyp,1<fyp,2，则假目标在距离上滞后于真实目标；导前、滞后的距离取决于|fyp,1-fyp,2|的大小；若fyp,1+fyp,2＜0，则假目标在速度上快于真实目标；若fyp,1+fyp,2>0，则假目标在速度上慢于真实目标；快、慢程度取决于|fyp,1+yp,2|的大小；同时，由于采用全脉冲转发，假目标具有较高的幅度。
以敌方雷达为组合调频连续波雷达为例，其上调频段、单频段和下调频段各占1/3，即上调频段：单频段：下调频段＝1：1：1，则最小公倍数为3；设置移频调制周期Typ＝T，M取3，则fyp＝[fyp,1,fyp,2,fyp,3]；则含干扰影响的差频信号为：
b′(t)＝b(t)+bj(t)
式中，b′(t)表示t时刻的含干扰影响的差频信号，b(t)表示t时刻的真实目标的差频信号，bj(t)表示t时刻差频信号干扰项，具体为：
式中，v表示真实目标的速度，R0为真实目标的距离，k表示敌方雷达信号的第k个周期，τ表示真实目标与敌方雷达间的回波延迟；
移频调制干扰信号产生的假目标的距离偏移量和速度偏移量为：
式中，若fyp,1>fyp,3，则假目标在距离上超前于真实目标；若fyp,1<fyp,3，则假目标在距离上滞后于真实目标；导前、滞后的距离取决于|fyp,1-fyp,3|的大小；若fyp,1+fyp,3<0，则假目标在速度上快于真实目标；若fyp,1+yp,3>0，则假目标在速度上慢于真实目标；快、慢程度取决于|fyp,1+yp,3|的大小；fyp,2引起组合波形的单频测速结果发生变化，fyp,2的取值仅与Δv相关，当其取值为-2(f0+B)Δv/c时，该段的干扰效果才能符合上、下调频段的结果，从而提高假目标的逼真程度；由于采用全脉冲转发，假目标具有较高的幅度。
在具体实施过程中，本实施例采用MATLAB仿真实验来验证干扰效果；仿真平台是Windows 10操作系统，仿真软件是MATLAB R2021a版；敌方雷达信号分别采用对称三角调频连续波或“对称三角调频+单频”的组合调频连续波雷达信号，中心频率f0＝10GHz，周期T＝6μs(对应三角调频)或T＝9μs(对应组合调频)，带宽B＝100MHz，周期数N＝256，采样率fs＝500MHz，移频调制周期Typ＝，移频段数M＝2(对应三角调频)或M＝3(对应组合调频)，则每一段移频长度Tm＝3μs，信噪比SNR＝30dB，干信比JSR＝15dB，真实目标距离R0＝200m，速度v＝500m/s。
若敌方雷达采用对称三角调频连续波雷达，采用传统移频调制干扰方法进行反制，设置移频量fyp＝0.3×B；如图5、图6、图7所示，分别为采用传统移频调制干扰方法进行干扰时产生的回波信号时频图、差频信号时频图、混频结果频谱图。从图5和图6的时频图中可以看出，干扰信号保有敌方雷达信号的特点，但从图7的频谱计算获得假目标距离和速度分别为200m和449498m/s，可见传统移频调制干扰方法无法对对称三角调频连续波雷达进行距离维度上的干扰；而采用本实施例提出的干扰方法进行反制，设置移频量fyp＝[fyp,1,fyp,2]＝[0.1×B-0.1001×B]；如图8、图9、图10所示，分别为采用本实施例提供的干扰方法进行干扰时产生的回波信号时频图、差频信号时频图、混频结果频谱图。从图8和图9的时频图中可以看出，干扰信号与敌方雷达信号略有区别，呈现分段现象；从图10的频谱计算获得假目标距离和速度分别为155m和581m/s，可见本实施例提供的干扰方法能够同时在距离维度和速度维度对对称三角调频连续波雷达产生干扰，以在期望位置形成假目标，并且不会带来额外的能量损耗。
若敌方雷达采用“对称三角调频+单频”的组合调频连续波雷达，采用传统移频调制干扰方法进行反制，设置移频量fyp＝0.3×B；如图11、图12、图13所示，分别为采用传统移频调制干扰方法进行干扰时产生的回波信号时频图、差频信号时频图、混频结果频谱图。从图11和图12的时频图中可以看出，干扰信号保有敌方雷达信号的特点，但从图13的频谱计算获得假目标距离和速度分别为200m和-449499m/s。同时，组合调频连续波雷达可利用单频段进行测速，然而单频段经移频调制后的频率往往较大，容易超出低通滤波器通带范围，此时其解算的单频测速结果为2168m/s，该结果与上、下调频段的速度差异很大，产生的干扰可能更容易被敌方雷达察觉，干扰无效。可见传统移频调制干扰方法无法对组合调频连续波雷达进行距离维度上的干扰，并且在产生的干扰可能更容易被敌方雷达察觉，干扰无效。而采用本实施例提出的干扰方法进行反制，假设需要假目标相对真实目标超前20m，速度快50m/s，则设置移频量fyp＝[fyp,1,fyp,2,fyp,3]＝[4441111Hz,-3333Hz,-4447777Hz]；如图14、图15、图16所示，分别为采用本实施例提供的干扰方法进行干扰时产生的回波信号时频图、差频信号时频图、混频结果频谱图。从图14和图15的时频图中可以看出，干扰信号的分段情况难以被观察到，近似为其保有敌方雷达信号的特点；从图16的频谱计算获得假目标距离和速度分别为180m和550m/s，单频测速结果553m/s，单频测速结果与上、下调频段的速度近似相等，形成具有更高迷惑性的假目标，提高干扰效果。可见本实施例提供的干扰方法能够同时在距离维度和速度维度对组合调频连续波雷达产生干扰，形成具有更高迷惑性的假目标，提高干扰效果。
实施例3
本实施例提供了一种基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰系统，用于实现实施例1或2所示的干扰方法，如图17所示，包括：
全脉冲采样模块，用于对敌方雷达信号进行全脉冲采样，获得截获信号及其参数；
移频调制函数构建模块，用于基于所述截获信号的参数，构建移频调制函数；
移频调制转发模块，用于利用所述移频调制函数对所述截获信号进行调制转发，获得移频调制干扰信号；
干扰发射模块，用于利用所述移频调制干扰信号对敌方雷达实施干扰。
实施例4
如图18所示，本实施例提供了一种计算机设备，至少一个处理器01，至少一个通信接口02，至少一个存储器03和至少一个通信总线04。
在本申请实施例中，处理器01、通信接口02、存储器03、通信总线04的数量为至少一个，且处理器01、通信接口02、存储器03通过通信总线04完成相互间的通信。
处理器01可以是一个中央处理器CPU，或者是特定集成电路ASIC(ApplicationSpecific Integrated Circuit)，或者是被配置成实施本发明实施例的一个或多个集成电路等。
存储器03可能包含高速RAM存储器，也可能还包括非易失性存储器(non-volatilememory)等，例如至少一个磁盘存储器。
其中，存储器存储有程序，处理器可调用存储器存储的程序，程序用于执行实施例1或2所述的干扰方法的步骤。
所述存储设备可以为专用随机存储器，也可以为计算机设备中的存储器。
相同或相似的标号对应相同或相似的部件；
附图中描述位置关系的用语仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰方法，其特征在于，包括：
S1：对敌方雷达信号进行全脉冲采样，获得截获信号及其参数；
S2：基于所述截获信号的参数，构建移频调制函数；
S3：利用所述移频调制函数对所述截获信号进行调制转发，获得移频调制干扰信号；
S4：利用所述移频调制干扰信号对敌方雷达实施干扰。
2.根据权利要求1所述的基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰方法，其特征在于，所述步骤S1的具体方法为：
敌方雷达为三角调频或组合调频的多调频斜率连续波雷达；
对敌方雷达信号进行全脉冲采样，将截获信号记为x(t)；截获信号参数包括中心频率f0、带宽B、周期T、干信比JSR和调频斜率Kf＝[Kf,1,Kf,2,…,Kf,m,…]，Kf,m表示截获信号中第m段信号的调频斜率。
3.根据权利要求2所述的基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰方法，其特征在于，所述步骤S2的具体方法为：
根据截获信号的周期T设置移频调制周期，记为Typ，移频调制周期Typ为截获信号周期T的整数倍；将每个移频调制周期Typ均匀分为M段，M的取值为截获信号中各段信号占比倒数的最小公倍数的整数倍；由于每个移频调制周期均分为M段，则移频量对应有M个，记为fyp＝[fyp,1,…,fyp,m,…,fyp,M]，fyp,M表示第M段对应的移频量；则移频调制函数为：
式中，e(t)表示t时刻的移频调制函数，fyp表示移频量集合。
4.根据权利要求3所述的基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰方法，其特征在于，确定每个所述移频量的具体方法为：
式中，fyp,m表示第m段对应的移频量，ΔR表示干扰产生的假目标相对真实目标的距离偏移量，Δv表示干扰产生的假目标相对真实目标的速度偏移量，c表示光速。
5.根据权利要求4所述的基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰方法，其特征在于，所述步骤S3中，利用所述移频调制函数对所述截获信号进行调制转发，获得移频调制干扰信号的具体方法为：
j(t)＝x(t)·e(t)
式中，j(t)表示单个移频调制周期内t时刻的移频调制干扰信号。
6.根据权利要求5所述的基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰方法，其特征在于，所述步骤S4的具体方法为：
所述移频调制干扰信号经转发后，进入敌方雷达的探测距离后，被敌方雷达接收，经混频处理产生差频信号干扰项；根据所述差频信号干扰项与真实目标的差频信号，组成含干扰影响的差频信号；转发的移频调制干扰信号产生具有距离偏移量和速度偏移量的假目标，对敌方雷达实现干扰。
7.根据权利要求6所述的基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰方法，其特征在于，当敌方雷达为对称三角调频连续波雷达时，其上、下调频段各占1/2，则最小公倍数为2；设置移频调制周期Typ＝T，M取2，则fyp＝[fyp,1,fyp,2]；则含干扰影响的差频信号为：
b′(t)＝b(t)+bj(t)
式中，b′(t)表示t时刻的含干扰影响的差频信号，b(t)表示t时刻的真实目标的差频信号，bj(t)表示t时刻差频信号干扰项，具体为：
式中，v表示真实目标的速度，R0为真实目标的距离，k表示敌方雷达信号的第k个周期，τ表示真实目标与敌方雷达间的回波延迟；
移频调制干扰信号产生的假目标的距离偏移量和速度偏移量为：
式中，若fyp,1>fyp,2，则假目标在距离上超前于真实目标；若fyp,1<fyp,2，则假目标在距离上滞后于真实目标；若fyp,1+fyp,2<0，则假目标在速度上快于真实目标；若fyp,1+fyp,2>0，则假目标在速度上慢于真实目标。
8.根据权利要求6所述的基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰方法，其特征在于，当敌方雷达为组合调频连续波雷达时，其上调频段、单频段和下调频段各占1/3，则最小公倍数为3；设置移频调制周期Typ＝T，M取3，则fyp＝[fyp,1,fyp,2,fyp,3]；则含干扰影响的差频信号为：
b′(t)＝b(t)+bj(t)
式中，b′(t)表示t时刻的含干扰影响的差频信号，b(t)表示t时刻的真实目标的差频信号，bj(t)表示t时刻差频信号干扰项，具体为：
式中，v表示真实目标的速度，R0为真实目标的距离，k表示敌方雷达信号的第k个周期，τ表示真实目标与敌方雷达间的回波延迟；
移频调制干扰信号产生的假目标的距离偏移量和速度偏移量为：
式中，若fyp,1>fyp,3，则假目标在距离上超前于真实目标；若fyp,1<fyp,3，则假目标在距离上滞后于真实目标；若fyp,1+fyp,3<0，则假目标在速度上快于真实目标；若fyp,1+fyp,3>0，则假目标在速度上慢于真实目标；fyp,2的取值仅与Δv相关。
9.一种基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰系统，用于实现权利要求1-8任一项所述的干扰方法，其特征在于，包括：
全脉冲采样模块，用于对敌方雷达信号进行全脉冲采样，获得截获信号及其参数；
移频调制函数构建模块，用于基于所述截获信号的参数，构建移频调制函数；
移频调制转发模块，用于利用所述移频调制函数对所述截获信号进行调制转发，获得移频调制干扰信号；
干扰发射模块，用于利用所述移频调制干扰信号对敌方雷达实施干扰。
10.一种计算机设备，包括存储器和处理器，所述存储器存储有计算机程序，其特征在于，所述处理器执行所述计算机程序时实现权利要求1-8中任一项所述的干扰方法的步骤。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202311505339.2A CN117554905A (zh) | 2023-11-10 | 2023-11-10 | 一种基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202311505339.2A CN117554905A (zh) | 2023-11-10 | 2023-11-10 | 一种基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN117554905A true CN117554905A (zh) | 2024-02-13 |
Family
ID=89817888
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202311505339.2A Pending CN117554905A (zh) | 2023-11-10 | 2023-11-10 | 一种基于周期移频调制的多调频斜率连续波雷达干扰方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN117554905A (zh) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN117872289A (zh) * | 2024-03-13 | 2024-04-12 | 南京理工大学 | 一种反三角调频雷达探测的无源干扰设计方法 |
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2023
- 2023-11-10 CN CN202311505339.2A patent/CN117554905A/zh active Pending
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