CN114586270B - 一种光伏系统、谐振开关电容变换器及控制方法 - Google Patents

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Abstract

本申请公开了一种光伏系统、谐振开关电容变换器及控制方法，包括：DC/DC变换器(100,200)、谐振开关电容变换器(300)、逆变器(2000)和控制器；DC/DC变换器(100,200)的输入端连接光伏阵列(PV)；谐振开关电容变换器(300)的第一输入端连接DC/DC变换器(200)的正输出端；谐振开关电容变换器(300)的第二输入端连接DC/DC变换器(200)的负输出端；谐振开关电容变换器(300)的第一输出端连接逆变器(2000)的中线，谐振开关电容变换器(300)的第二输出端连接逆变器(2000)的负母线；谐振开关电容变换器(300)包括至少两路并联的谐振开关电容电路RSCC：第一RSCC和第二RSCC；控制器根据第一RSCC的第一电流和第二RSCC的第二电流的电流差值，调整第一RSCC的第一驱动信号和第二RSCC的第二驱动信号之间的移相角，以使第一电流与第二电流一致。

Description

一种光伏系统、谐振开关电容变换器及控制方法
技术领域
本申请涉及光伏发电技术领域，尤其涉及一种光伏系统、谐振开关电容变换器及控制方法。
背景技术
传统的直流/直流DC/DC变换器包括Boost和Buck等电路，但是，这些电路的电能转换效率较低。
目前，为了提高DC/DC变换器的电能转换效率，越来越多的领域应用开关电容电路(Switched Capacitor Circuit，SCC)，SCC是一种DC/DC转换电路，通过采用半导体开关器件和低损耗电容储能元件，实现固定比例的电压转换。SCC相对于传统的Boost等DC/DC转换电路来说，SCC的电能转换效率较高。
但是，目前的SCC工作时属于开环控制模式，因此，灵活性较差，例如多路SCC并联形成的DC/DC变换器，各路SCC的电流一般不可控。
申请内容
本申请提供了一种光伏系统、谐振开关电容变换器及控制方法，能够保证多个SCC电路之间实现均流。
本申请实施例提供一种光伏发电系统，包括：DC/DC变换器、谐振开关电容变换器、逆变器和控制器；DC/DC变换器的输入端连接光伏阵列；谐振开关电容变换器的第一输入端连接所述DC/DC变换器的正输出端；谐振开关电容变换器的第二输入端连接所述DC/DC变换器的负输出端；谐振开关电容变换器的第一输出端连接所述逆变器的中线，所述谐振开关电容变换器的第二输出端连接所述逆变器的负母线。即利用谐振开关电容变换器为逆变器的中线和负输入端之间提供逆变器需要的一个负电压，谐振开关电容变换器实现直流电压到直流电压的转换，相比于传统的DC/DC变换器，谐振开关电容变换器的电能转换效率较高。
为了降低开关损耗，实现软开关，谐振开关电容变换器中的电容与电感串联形成LC谐振电路。谐振开关电容变换器包括至少两路并联的RSCC，根据两路RSCC的电流差值调整两个RSCC对应的驱动信号之间的移相角，进而实现两路RSCC的电流相等，即均流。当RSCC的驱动信号移相时，可以改变LC谐振电路的谐振腔的起振时刻，而不同的起振时刻造成输入输出滤波电容电压的压差不同，进而可以实现两路RSCC的电流一致，实现均流控制，使每个RSCC的能量被充分利用，而且避免某个RSCC电路过载而损坏。由于该方案是调整两路独立的RSCC之间的驱动信号进行移相，因此，不影响单路RSCC中开关管的软开关特性，从而降低开关损坏，提高功率转换效率。谐振开关电容变换器包括并联的多路谐振开关电容变换器RSCC，例如至少两路并联的RSCC：第一RSCC和第二RSCC；控制器根据第一RSCC的第一电流和第二RSCC的第二电流的电流差值，调整第一RSCC的第一驱动信号和所述第二RSCC的第二驱动信号之间的移相角，以使第一电流与第二电流一致，即控制两路RSCC的电流相等，实现并联的多路RSCC之间均流。
其中，第一RSCC的第一电流可以通过测量第一RSCC的LC谐振电路的电流来获得，同理，第二RSCC的第二电流可以通过测量第二RSCC的LC谐振电路的电流来获得。
优选地，移相角与电流差值正相关，即两路RSCC之间的电流差值越大，则两路RSCC对应的驱动信号之间的移相角越大。具体实现时，可以对电流差值进行闭环调节，实现对移相角的调整，进而实现两路RSCC的电流相等。例如具体可以为获得第一电流和第二电流的电流差值，对电流差值进行比例积分PI调整获得移相角中的动态可调角度，所述动态可调角度与所述差值正相关。具体移相角的大小可以利用移相角生成器来根据PI调整的结果来生成，移相角生成器可通过改变载波的初始值实现，亦可通过调整比较值的数值实现，在本实施例中不做限定。
优选地，控制器调整第一驱动信号和所述第二驱动信号中的至少一个的相位，来调整所述第一驱动信号和所述第二驱动信号之间的所述移相角。例如，控制器仅调整第一驱动信号的相位，第二驱动信号的相位固定不变来调整移相角。另外，控制器仅调整第二驱动信号的相位，第一驱动信号的相位固定不变来调整移相角。另外，控制器还可以调整第一驱动信号和第二驱动信号的相位分别向相反方向移动，来实现移相角的调整。本实施例不限定具体的相位移动方式。
优选地，在未调整第一驱动信号和第二驱动信号之前，两者之间的移相角可以为0，即两路RSCC的驱动信号采用同相控制。移相角为预设固定角度和动态可调角度之和，所述预设固定角度为0；此种情况下，移相角就等于动态可调角度，控制器根据电流差值调整所述动态可调角度来对移相角进行调整。
优选地，当移相角就等于动态可调角度时，控制器，当第二电流小于所述第一电流时，具体用于控制所述第二驱动信号的相位超前所述第一驱动信号的相位所述动态可调角度；在所述第二电流大于所述第一电流时，具体用于控制所述第二驱动信号的相位滞后所述第一驱动信号的相位所述动态可调角度。
以上介绍的是第一桥臂和第三桥臂上相同位置的可控开关管的驱动信号在非移相时，同相位进行控制的情景，下面介绍第一桥臂和第三桥臂上相位位置的可控开关管的驱动信号交错控制的情况。由于两路RSCC中的开关管采用交错控制，而交错控制可以有效降低输入滤波电容和输出滤波电容上的电流，因此，可以使用较小的滤波电容，降低滤波电容所占用的体积。优选地，移相角为预设固定角度和动态可调角度之和，预设固定角度为360°/N，其中N为并联的所述RSCC的数量，所述N为大于1的整数；控制器根据所述电流差值在所述预设固定角度的基础上，调整所述动态可调角度来对所述移相角进行调整。例如两路RSCC并联时，两路RSCC对应的驱动信号在移相角调整之前，两个驱动信号之间的移相角为180度，当两路RSCC的电流不相等时，控制器在180°移相角的基础上再调节动态可调角度来实现两路RSCC电流相等。
优选地，当多路RSCC对应的驱动信号采用交错控制时，控制器，当第二电流小于所述第一电流时，具体用于控制所述第二驱动信号的相位滞后所述第一驱动信号的相位所述动态可调角度；在所述第二电流大于所述第一电流时，具体用于控制所述第二驱动信号的相位超前所述第一驱动信号的相位所述动态可调角度。
当N路RSCC并联时，需要检测各路RSCC的谐振电感的电流，并通过算数平均获得N路RSCC的电流平均值，即控制器获得所述N路RSCC电路的谐振电路的电流平均值；固定其中一路RSCC电路的驱动信号的相位，将剩余的N-1路的谐振电路的电流分别与所述电流平均值进行比较，根据各自的比较结果获得各自的动态可调角度，根据所述各自的动态可调角度对其驱动信号进行移相。即N-1路RSCC根据自身的谐振电感的电流与电流平均值的差值进行闭环控制，从而实现N路的RSCC之间的均流控制。
具体控制时，可以继续采用固定一路RSCC的驱动信号的相位，对其余N-1路RSCC的驱动信号进行移相控制，例如固定RSCC-A的驱动信号的相位，对RSCC-B至RSCC-N的谐振电路的电流分别与平均电流值进行比较，获得各路对应的差值，根据各路的差值分别对各路进行对应的闭环控制，即通过动态调整RSCC-B至RSCC-N中驱动信号的动态可调角度，实现各路RSCC之间的均流控制。
优选地，当动态可调角度增加到一定程度时，两路RSCC的电流差异性基本上达到极限值，如果进一步增加动态可调角度，两路RSCC之间的电流可能呈现相反方向的变化，导致控制出现非单调性，从而失去控制能力。因此在实际应用中，可以对动态可调角度进行限幅，即需要限制动态可调角度的最大值。当动态可调角度达到预设阈值角度时，则保持在预设阈值角度，即控制器还用于在动态可调角度大于预设阈值角度时，控制相位差为预设固定角度与预设阈值角度之和，预设阈值角度是预先设定的动态可调角度的最大上限值。控制器，还用于当所述动态可调角度大于预设阈值角度时，控制所述动态可调角度为所述预设阈值角度。当所述控制器调整所述第一驱动信号和所述第二驱动信号中的一个驱动信号的相位来调整所述动态可调角度时，所述预设阈值角度小于等于30°。优选地，当所述控制器调整所述第一驱动信号的相位和所述第二驱动信号的相位来调整所述动态可调角度时，所述预设阈值角度小于等于15°。
本申请实施例不具体限定LC谐振电路的具体位置，下面提供两种不同LC谐振电路对应的谐振开关电容变换器的具体架构：
第一种：
第一RSCC包括：第一桥臂、第二桥臂和第一LC谐振电路；所述第二RSCC包括：第三桥臂、第四桥臂和第二LC谐振电路；所述第一桥臂的第一端和所述第三桥臂的第一端均连接所述谐振开关电容变换器的第一输入端，所述第一桥臂的第二端和所述第三桥臂的第二端均连接所述谐振开关电容变换器的第二输入端；所述第二桥臂的第一端和所述第四桥臂的第一端均连接所述谐振开关电容变换器的第一输出端，所述第二桥臂的第二端和所述第四桥臂的第二端均连接所述谐振开关电容变换器的第二输出端；所述第一LC谐振电路连接在所述第一桥臂的中点和所述第二桥臂的中点之间，所述第二LC谐振电路连接在所述第三桥臂和所述第四桥臂的中点之间。
第二种：
第一RSCC包括：第一桥臂、第二桥臂和第一LC谐振电路；所述第二RSCC包括：第三桥臂、第四桥臂和第二LC谐振电路；所述第一桥臂的第一端和所述第三桥臂的第一端均连接所述谐振开关电容变换器的第一输入端，所述第一桥臂的第二端连接所述第二桥臂的第一端，所述第三桥臂的第二端连接所述第四桥臂的第一端，所述第二桥臂的第二端和所述第四桥臂的第二端均连接所述谐振开关电容变换器的第二输出端；所述第一LC谐振电路的谐振电容连接在所述第一桥臂的中点和所述第二桥臂的中点之间，所述第二LC谐振电路的谐振电容连接在所述第三桥臂的中点和所述第四桥臂的中点之间；所述第一LC谐振电路的谐振电感连接在所述第一桥臂的第二端和所述谐振开关电容变换器的第二输入端之间；所述第二LC谐振电路的谐振电感连接在所述第三桥臂的第二端和所述谐振开关电容变换器的第二输入端之间。
优选地，为了能量可以双向移动，即从正母线向负母线转移，或从负母线向正母线转移，所有桥臂的开关器件为可控开关管，即第一桥臂至少包括串联的第一开关管和第二开关管，所述第三桥臂至少包括串联的第三开关管和第四开关管，所述第二桥臂至少包括串联的第五开关管和第六开关管；所述第四桥臂至少包括串联的第七开关管和第八开关管；
另外一种实现方式是，除了所有桥臂为可控开关管以外，第二桥臂和第四桥臂可以包括二级管。即所述第一桥臂包括串联的第一开关管和第二开关管，所述第三桥臂包括串联的第三开关管和第四开关管，所述第二桥臂至少包括串联的第一二极管和第二二极管，所述第四桥臂至少包括串联的第三二极管和第四二极管。
本申请实施例提供一种谐振开关电容变换器，包括控制器和以下至少两路并联在一起的谐振开关电容电路RSCC：第一RSCC和第二RSCC；所述谐振开关电容变换器的第一输入端连接直流电源的正输出端；所述谐振开关电容变换器的第二输入端连接所述直流电源的负输出端；所述谐振开关电容变换器，用于将所述直流电源的电压进行变换后输出；所述控制器，用于根据所述第一RSCC的第一电流和所述第二RSCC的第二电流的电流差值，调整所述第一RSCC的第一驱动信号和所述第二RSCC的第二驱动信号之间的移相角，以使所述第一电流与所述第二电流一致。其中，第一RSCC的第一电流可以通过测量第一RSCC的LC谐振电路的电流来获得，同理，第二RSCC的第二电流可以通过测量第二RSCC的LC谐振电路的电流来获得。
需要说明的是，该谐振开关电容变换器可以应用于光伏领域，也可以应用于其他场景。例如，其他需要进行1∶1电压转换的场景。当应用于光伏领域时，直流电源可以为前一级DC/DC变换器的输出电压，前一级DC/DC变换器的输入端连接光伏阵列。
为了降低开关损耗，实现软开关，谐振开关电容变换器中的电容与电感串联形成LC谐振电路。谐振开关电容变换器包括至少两路并联的RSCC，根据两路RSCC的电流差值调整两个RSCC对应的驱动信号之间的移相角，进而实现两路RSCC的电流相等，即均流。当RSCC的驱动信号移相时，可以改变LC谐振电路的谐振腔的起振时刻，而不同的起振时刻造成输入输出滤波电容电压的压差不同，进而可以实现两路RSCC的电流一致，实现均流控制，使每个RSCC的能量被充分利用，而且避免某个RSCC电路过载而损坏。由于该方案是调整两路独立的RSCC之间的驱动信号进行移相，因此，不影响单路RSCC中开关管的软开关特性，从而降低开关损坏，提高功率转换效率。
优选地，移相角与电流差值正相关，即两路RSCC之间的电流差值越大，则两路RSCC对应的驱动信号之间的移相角越大。具体实现时，可以对电流差值进行闭环调节，实现对移相角的调整，进而实现两路RSCC的电流相等。
优选地，控制器，具体用于根据所述电流差值调整所述第一驱动信号和所述第二驱动信号之间的所述移相角，以使所述第一电流与所述第二电流一致；所述移相角与所述电流差值正相关。
优选地，所述控制器，具体用于调整所述第一驱动信号和所述第二驱动信号中的至少一个的相位，来调整所述移相角。
优选地，所述移相角为预设固定角度和动态可调角度之和，所述预设固定角度为0；所述控制器，具体用于根据所述电流差值调整所述动态可调角度来对所述移相角进行调整。
优选地，所述控制器，当所述第二电流小于所述第一电流时，具体用于控制所述第二驱动信号的相位超前所述第一驱动信号的相位所述动态可调角度；在所述第二电流大于所述第一电流时，具体用于控制所述第二驱动信号的相位滞后所述第一驱动信号的相位所述动态可调角度。
优选地，所述移相角为预设固定角度和动态可调角度之和，所述预设固定角度为360°/N，其中N为并联的所述RSCC的数量，所述N为大于1的整数；所述控制器，具体用于根据所述电流差值在所述预设固定角度的基础上，调整所述动态可调角度来对所述移相角进行调整。
优选地，所述控制器，当所述第二电流小于所述第一电流时，具体用于控制所述第二驱动信号的相位滞后所述第一驱动信号的相位所述动态可调角度；在所述第二电流大于所述第一电流时，具体用于控制所述第二驱动信号的相位超前所述第一驱动信号的相位所述动态可调角度。
优选地，控制器当所述动态可调角度大于预设阈值角度时，控制所述动态可调角度为所述预设阈值角度。
本申请实施例还提供一种均流控制方法，应用于光伏系统，所述光伏系统包括：DC/DC变换器、谐振开关电容变换器和逆变器；所述DC/DC变换器的输入端连接光伏阵列；所述谐振开关电容变换器的第一输入端连接所述DC/DC变换器的正输出端；所述谐振开关电容变换器的第二输入端连接所述DC/DC变换器的负输出端；所述谐振开关电容变换器的第一输出端连接所述逆变器的中线，所述谐振开关电容变换器的第二输出端连接所述逆变器的负母线；所述谐振开关电容变换器包括以下至少两路并联在一起的谐振开关电容电路RSCC：第一RSCC和第二RSCC；该方法包括：获得所述第一RSCC的第一电流，获得所述第二RSCC的第二电流；根据所述第一RSCC的第一电流和所述第二RSCC的第二电流的电流差值，调整所述第一RSCC的第一驱动信号和所述第二RSCC的第二驱动信号之间的移相角，以使所述第一电流与所述第二电流一致。
该方法应用于以上实施例提供的谐振开关电容变换器，包括多路并联的RSCC电路，不具体限定并联的路数，N为大于等于2的整数。并且，每个桥臂上的开关器件可以全部为可控开关管，当全部为可控开关管时，可以实现能量的双向移动，即从输入端到输出端实现能量转移，也可以从输出端向输入端实现能量转移。如果是单方向的能量转移，则第二桥臂和第四桥臂上的开关器件可以为二极管，即不可控器件，单向导通即可。
其中，第一RSCC的第一电流可以通过测量第一RSCC的LC谐振电路的电流来获得，同理，第二RSCC的第二电流可以通过测量第二RSCC的LC谐振电路的电流来获得。
所述移相角与所述电流差值正相关，即两路RSCC之间的电流差值越大，则两路RSCC对应的驱动信号之间的移相角越大。具体实现时，可以对电流差值进行闭环调节，实现对移相角的调整，进而实现两路RSCC的电流相等。
为了降低开关损耗，实现软开关，谐振开关电容变换器中的电容与电感串联形成LC谐振电路。谐振开关电容变换器包括至少两路并联的RSCC，根据两路RSCC的电流差值调整两个RSCC对应的驱动信号之间的移相角，进而实现两路RSCC的电流相等，即均流。当RSCC的驱动信号移相时，可以改变LC谐振电路的谐振腔的起振时刻，而不同的起振时刻造成输入输出滤波电容电压的压差不同，进而可以实现两路RSCC的电流一致，实现均流控制，使每个RSCC的能量被充分利用，而且避免某个RSCC电路过载而损坏。由于该方案是调整两路独立的RSCC之间的驱动信号进行移相，因此，不影响单路RSCC中开关管的软开关特性，从而降低开关损坏，提高功率转换效率。
优选地，所述移相角为预设固定角度和动态可调角度之和，所述预设固定角度为0；调整所述第一RSCC的第一驱动信号和所述第二RSCC的第二驱动信号之间的移相角，具体包括：调整所述第一RSCC的第一驱动信号和所述第二RSCC的第二驱动信号之间的所述动态可调角度。
优选地，所述调整所述第一RSCC的第一驱动信号和所述第二RSCC的第二驱动信号之间的所述动态可调角度，具体包括：当所述第二电流小于所述第一电流时，调整所述第二驱动信号的相位超前所述第一驱动信号的相位所述动态可调角度；在所述第二电流大于所述第一电流时，调整所述第二驱动信号的相位滞后所述第一驱动信号的相位所述动态可调角度。
优选地，所述移相角为预设固定角度和动态可调角度之和，所述预设固定角度为360°/N，其中N为并联的所述RSCC的数量，所述N为大于1的整数；调整所述第一RSCC的第一驱动信号和所述第二RSCC的第二驱动信号之间的移相角，具体包括：在所述预设固定角度的基础上，调整所述第一RSCC的第一驱动信号和所述第二RSCC的第二驱动信号之间的所述动态可调角度来对所述移相角进行调整。
优选地，所述调整所述第一RSCC的第一驱动信号和所述第二RSCC的第二驱动信号之间的所述动态可调角度来对所述移相角进行调整，具体包括：当所述第二电流小于所述第一电流时，调整所述第二驱动信号的相位滞后所述第一驱动信号的相位所述动态可调角度；在所述第二电流大于所述第一电流时，调整所述第二驱动信号的相位超前所述第一驱动信号的相位所述动态可调角度。
优选地，还包括：当所述动态可调角度大于预设阈值角度时，控制所述动态可调角度为所述预设阈值角度。
从以上技术方案可以看出，本申请实施例具有以下优点：
该光伏系统包括谐振开关电容变换器，谐振开关电容变换器连接在普通DC/DC变换器的输出端和逆变器的输入端之间，一般是连接在DC/DC变换器的输出端和逆变器的中线和负母线之前，用于将DC/DC变换器的输出电压转换为负压提供为逆变器的中线和负母线，实现电压的变换。为了降低开关损耗，实现软开关，谐振开关电容变换器中的电容与电感串联形成LC谐振电路。谐振开关电容变换器包括至少两路并联的RSCC，根据两路RSCC的电流差值调整两个RSCC对应的驱动信号之间的移相角，进而实现两路RSCC的电流相等，即均流。当RSCC的驱动信号移相时，可以改变LC谐振电路的谐振腔的起振时刻，而不同的起振时刻造成输入输出滤波电容电压的压差不同，进而可以实现两路RSCC的电流一致，实现均流控制，使每个RSCC的能量被充分利用，而且避免某个RSCC电路过载而损坏。由于该方案是调整两路独立的RSCC之间的驱动信号进行移相，因此，不影响单路RSCC中开关管的软开关特性，从而降低开关损坏，提高功率转换效率。另外，该变换器中包括谐振电感，可以有效降低开关过程中的电流冲击，保护变换器中的各个电气元件。该谐振开关电容变换器通过移相控制可实现多路RSCC的并联使用，从而增加整个变换器的功率处理能力。
附图说明
图1为本申请实施例提供的一种谐振开关电容电路的示意图；
图2为图1对应的驱动信号和谐振电感电流的时序图；
图3为图2的控制时序对应的两路谐振电路的电流示意图；
图4为本申请实施例提供的一种光伏系统的示意图；
图5为本申请实施例提供一种给LC谐振电路充电的示意图；
图6为本申请实施例提供一种给LC谐振电路放电的示意图；
图7为本申请实施例提供一种谐振开关电容变换器的电路图；
图8为本申请实施例提供与图7对应的一种时序图；
图9为本申请实施例提供S1A的驱动信号的相位超前S1B的驱动信号的相位的时序图；
图10为本申请实施例提供的移相闭环控制模型图；
图11为本申请实施例提供仅控制一路移相的模型图；
图12为本申请实施例提供同相控制时两路RSCC谐振电流与移相角之间的关系曲线图；
图13为本申请实施例提供的另一种谐振开关电容变换器的示意图；
图14为本申请实施例提供的第二桥臂和第四桥臂为二极管的示意图；
图15为本申请实施例提供的第一桥臂和第三桥臂为二极管的示意图；
图16为本申请实施例提供的两路RSCC电路采样互补驱动信号的时序图；
图17为本实施例提供的错相控制时对应的均流控制模型图；
图18为本实施例提供的RSCC-B超前移相的时序图；
图19为本实施例提供的RSCC-B滞后移相的时序图；
图20为本申请实施例提供的交错控制时谐振电流与移相角的曲线图；
图21为本申请实施例提供的双向变换的谐振开关电容变换器的示意图；
图22为本申请实施例提供的多路RSCC形成的谐振开关电容变换器的示意图；
图23为本申请实施例提供的图22对应的均流控制模型图；
图24为本申请实施例提供的针对变换器的均流控制方法的流程图。
具体实施方式
SCC中半导体开关器件直接在电容和电压源之间切换，电容电压和电源电压的不匹配导致严重的电流冲击，电路噪声很大。为了描述方便，以下简称半导体开关器件为开关器件。
为了抑制上述电流冲击，本申请实施例提供一种谐振开关电容电路(ResonantSwitched Capacitor Circuit，RSCC)。RSCC是在SCC中引入小容量的谐振电感，可显著抑制开关过程中的电流冲击，同时实现开关器件的软开关，降低开关器件的开关损耗，提升转换效率，同时降低电路噪声。
为了将RSCC电路应用在大功率变换中，受限于单个开关器件的容量及无源器件容量和工艺，需要将多个RSCC电路并联使用。
RSCC电路是为了将直流输入电压转换为预设比例的直流输出电压，区别于传统的Buck、Boost电路，在RSCC电路中，谐振电感的感量较小，导致电路的电流控制能力差，所以在传统的RSCC电路中，通常采用开环控制，实现固定比例的电压变换。当RSCC电路应用在光伏发电系统时，RSCC作为DC/DC变换器可以输入端连接光伏阵列，输出端连接逆变器。另外对于有的光伏发电系统，RSCC可以位于汇流箱中，完成DC/C转换的功能。除了光伏发电领域以外，RSCC可以应用在其他需要DC/DC变换功能的场景，例如通信电源供电领域等，本申请实施例中不具体限定RSCC电路的具体应用场景。
为了使本领域技术人员更好地理解本申请实施例提供的技术方案，下面先以两路RSCC电路并联为例介绍谐振开关电容变换器的工作原理，本申请不具体限定并联的RSCC电路的路数，例如并联N路，N可以为大于等于2的整数。
如图1所示，该谐振开关电容变换器包括并联的两路RSCC，分别为RSCC-A和RSCC-B。
其中，RSCC-A包括：第一桥臂、第二桥臂和第一LC谐振电路；第一桥臂包括两个串联的开关管S1A和S2A，第二桥臂包括两个串联的开关管S3A和S4A；其中S1A和S2A串联后连接在正母线BUS+和中线BUSN之间；S3A和S4A串联后连接在BUSN和负母线BUS-之间。
RSCC-A中，第一LC谐振电路包括串联的谐振电容Cra和谐振电感感Lra，Cra和Lra串联后连接第一桥臂的中点和第二桥臂的中点之间，第一桥臂的中点是指S1A和S2A的公共端，第二桥臂的中点是指S3A和S4A的公共端。第一LC谐振电路的谐振电流为iLra。
将谐振开关电容变换器作为一个整体，BUS+和BUSN分别为该变换器的第一输入端和第二输入端，BUSN和BUS-分别为该变换器的第一输出端和第二输出端。即该变换器可以将第一输入端和第二输入端输入的直流电压转换后从第一输出端和第二输出端输出。
同理，RSCC-B包括：第一桥臂、第二桥臂和第一LC谐振电路；第一桥臂包括两个串联的开关管S1B和S2B，第二桥臂包括两个串联的开关管S3B和S4B；其中S1B和S2B串联后连接在正母线BUS+和中线BUSN之间；S3B和S4B串联后连接在BUSN和负母线BUS-之间。
RSCC-B中，第LC谐振电路包括串联的谐振电容Crb和谐振电感Lrb，Crb和Lrb串联后分别连接在第三桥臂的中点和第四桥臂的中点，第三桥臂的中点是指S1B和S2B的公共端，第四桥臂的中点是指S3B和S4B的公共端。第二LC谐振电路的谐振电流为iLrb。
电容C1a并联在第一桥臂的两端，为RSCC-A的输入滤波电容。电容C2a并联在第二桥臂的两端，为RSCC-A的输出滤波电容。电容C1b并联在第三桥臂的两端，为RSCC-B的输入滤波电容。电容C2b并联在第四桥臂的两端，为RSCC-B的输出滤波电容。
传统的RSCC电路中，通常采用开环控制，如图2所示，各开关器件以50％的占空比开环驱动，第一桥臂的S1和S2互扑驱动，第二桥臂的S3和S4互补驱动，而S1和S3同步驱动，S2和S4同步驱动。Lr和Cr串联谐振，电感电流呈现正弦特性。当开关频率和谐振频率相同时，所有开关器件实现零电流开关，有效降低开关损耗。
当多个RSCC电路并联时，由于电感和电容均存在一定的容差，典型值为-10％至+10％，不同的RSCC电路会出现严重的不均流现象。例如图3所示，RSCC-A的谐振电感偏低10％，而RSCC-B的谐振电感偏高10％，两个RSCC电路中的Cr相同，即Cra等于Crb。由于两个RSCC电路同步开关，而RSCC-A的谐振腔阻抗低于RSCC-B的谐振腔阻抗，导致RSCC-A的谐振电感电流iLra明显大于RSCC-B的谐振电感电流iLnb。
因此，导致两个并联的RSCC电路不均流，两者可能偏差数倍，导致大电流的RSCC电路过功率工作，可能严重超过开关器件的工作裕量，导致电路烧毁，而小电流的RSCC欠功率工作，未充分利用。
为了解决以上谐振开关电容变换器中并联的多路RSCC之间不均流的问题，本申请实施例提供一种光伏系统，包括谐振开关电容变换器，可以实现谐振开关电容变换器中多路并联的RSCC之间的均流。下面介绍系统实施例，在介绍系统实施例时，将融合谐振开关电容变换器的实现方式一并介绍。
系统实施例：
参见图4，该图为本申请实施例提供的一种光伏系统的示意图。
本实施例提供的光伏发电系统，包括：谐振开关电容变换器300、与谐振开关电容变换器300连接的MPPT DC/DC变换器200、逆变器2000和控制器(图中未示出)；还包括直接与逆变器2000的输入端连接的MPPT DC/DC变换器100。
本实施中以DC/DC变换器200具有最大功率追踪(MPPT，Maximum Power PointTracking)功能为例进行介绍。当然，可以为普通DC/DC变换器，即不具有MPPT功能的DC/DC变换器，本实施例中不做具体限定。
可以理解的是，为了提高输出能力，以两路DC/DC变换器100的输出端并联在一起，两路DC/DC变换器200的输出端并联在一起为例进行介绍，当然也可以更多路的DC/DC变换器的输出端并联在一起。
DC/DC变换器100的输入端和DC/DC变换器200的输入端均连接光伏阵列PV；
谐振开关电容变换器300的第一输入端连接DC/DC变换器200的正输出端，即BUS+；谐振开关电容变换器300的第二输入端连接DC/DC变换器200的负输出端，即BUSN；
谐振开关电容变换器300的第一输出端连接逆变器2000的中线，即BUSN，谐振开关电容变换器300的第二输出端连接逆变器2000的负母线，即BUS-。
谐振开关电容变换器300包括以下至少两路并联在一起的谐振开关电容电路RSCC：第一RSCC和第二RSCC；
控制器根据第一RSCC的第一电流和第二RSCC的第二电流的电流差值，调整第一RSCC的第一驱动信号和所述第二RSCC的第二驱动信号之间的移相角，以使所述第一电流与所述第二电流一致。
图4中是以光伏系统中包括汇流箱1000为例进行的介绍，汇流箱1000中设置谐振开关电容变换器300，图4仅是一种示意，对于光伏阵列与逆变器2000的正输入端和中线BUSN之间仅连接MPPT DC/DC变流器100即可。对于光伏阵列与逆变器2000的中线BUSN和负输入端(即BUS-)之间，不仅连接MPPT DC/DC变流器200，还连接谐振开关电容变换器300。谐振开关电容变换器300用于将MPPT DC/DC变流器200的输出电压转换为逆变器2000的中线和负母线之间对应的电压。
需要说明的是，谐振开关电容变换器300的第一输入端连接的正母线BUS+与逆变器2000的正输入端连接的母线有所区别。但是，逆变器2000的中线与谐振开关电容变换器300的中线是相同的，两者连接在一起，属于等参考电位。
如图4所示，光伏阵列PV连接在MPPT DC/DC变流器200的输入端，其输出端连接谐振开关电容变换器300的输入端，谐振开关电容变换器300包括多路并联RSCC电路，两个MPPT DC/DC200的输出端并联在一起，并联后连接在逆变器2000的输入端的中线和负母线之间。
另外，本申请实施例提供的光伏系统还可以包括储能电路，实现并网发电的同时，也可以实现储能，即光储一体化。
本实施例提供的光伏系统，利用谐振开关电容变换器实现直流到直流的电压转换，如图4所示，谐振开关电容变换器300可以将MPPT DC/DC变流器200的输出电压转换为1∶1的负压提供给逆变器2000，即为逆变器2000的中线和负母线之间提供一个负电压。一般情况下，逆变器2000的中线和正输入端之间为正电压，逆变器2000的中线和负输入端之间为负电压。由于该谐振开关电容变换器中各路RSCC的电流均流，因此，可以更充分地利用每个RSCC电路的能量，避免在不均流情况下某个RSCC电路过载而损坏。由于该方案是调整两路独立的RSCC之间的驱动信号进行移相，因此，不影响单路RSCC中开关管的软开关特性，从而降低开关损坏，提高功率转换效率。
下面结合附图详细介绍本申请实施例提供的光伏系统中谐振型开关电容的工作原理。
参见图5，该图为本申请实施例提供的给LC谐振电路充电的示意图。
为了方便描述，以RSCC-A为例进行介绍，其中RSCC-B与RSCC-A并联，工作原理与RSCC-A相同，在此不再赘述RSCC-B的工作原理。
下面介绍充电的过程，为BUS+和BUSN之间的能量转移到LC谐振电路。
充电时，图5中的开关S1A导通，S3A导通，S2A断开，S4A断开，充电电流的路径为：BUS+到S1A到Cra到Lra到S3A到BUSN。
下面结合图6介绍LC谐振电路放电的工作原理。
参见图6，该图为本申请实施例提供的给LC谐振电路放电的示意图。
放电的过程是LC谐振电路的能量转移到BUSN和BUS-之间。
放电时，图6中的SlA断开，S3A断开，S2A闭合，S4A闭合，放电电流的路径为：Cra到S2A到C2a到S4A到Lra。
从以上分析可知，LC谐振电路的充放电过程完成了电压从第一母线能量向第二母线的转移。图6中，第一母线为正母线BUS+，第二母线为负母线BUS-。并且转移过程中，由于开关电容C的储能作用，从而完成了电压变换。
变换器实施例一：
下面结合附图详细介绍本申请实施例提供的谐振开关电容变换器实现两路甚至多路均流的工作原理。
参见图7，该图为本申请实施例提供的一种谐振开关电容变换器的电路图。
本实施例提供的谐振开关电容变换器，包括：控制器和以下至少两路并联在一起的谐振开关电容电路RSCC：第一RSCC和第二RSCC；即分别为图7中的RSCC-A和RSCC-B。
图7中由于第二桥臂和第四桥臂均采用了不可控二极管，仅能实现能量的单方向流动，即从滤波电容C1a对应的母线向滤波电容C2a对应的母线转移。
所述第一RSCC包括：第一桥臂(串联的S1A和S2A)、第二桥臂(串联的D1A和D2A)和第一LC谐振电路(串联的Cra和Lra)；所述第一LC谐振电路(串联的Cra和Lra)连接在所述第一桥臂的中点Ma和所述第二桥臂的中点Na之间。
所述第二RSCC包括：第三桥臂(串联的S1B和S2B)、第四桥臂(串联的D1B和D2B)和第二LC谐振电路(串联的Cra和Crb)；所述第二LC谐振电路(串联的Cra和Crb)连接在所述第三桥臂的中点Mb和所述第四桥臂的中点Nb之间。
S1A和S2A均为可控开关管，S1B和S2B均为可控开关管，D1A和D2A均为二极管，D1B和D2B均为二极管。
由于RSCC-A和RSCC-B中参数的离散性，例如，谐振电感的大小不同或谐振电容的大小不同，会导致两个谐振电路中的电流不同，而且有可能相差数倍，导致大电流的RSCC过功率工作，可能导致电路损坏，而小电流的RSCC欠功率工作，无法充分利用。因此，为了解决该技术问题，本申请实施例提供的技术方案可以实现并联的多路RSCC电路中的谐振电流一致，使每个RSCC电路被充分利用，而且避免电流大的电路被损坏。
具体地，控制器(图中未示出)根据第一LC谐振电路的第一电流和所述第二LC谐振电路的第二电流的电流差值调整第一驱动信号和第二驱动信号之间的移相角；以使第一电流与第二电流一致。
需要说明的是，第一电流和第二电流一致，理论上是指第一电流和第二电流相等，但是实际控制中，一般都存在误差，第一电流和第二电流的差值的绝对值在预设误差范围内，即控制实现了第一电流和第二电流一致，则认为第一电流与第二电流相等，即实现了两路RSCC电路的均流。
具体控制时，第一RSCC的第一驱动信号和第二RSCC的第二驱动信号之间的移相角可以根据第一电流和第二电流的电流差值来调整，移相角与电流差值成正比。
移相角可以包括预设固定角度和动态可调角度，即移相角为预设固定角度与动态可调角度之和。
其中，理想情况下，当第一RSCC和第二RSCC的离散参数完全一致时，即两个谐振电路的谐振电流相等，不需要动态可调角度，即动态可调角度为0。
预设固定角度与两个谐振电路的谐振电流的大小没有任何关系，是提前设置的两路RSCC电路对应的驱动信号之间的固定角度，一旦设定便可以固定不变。例如预设固定角度可以为0，理想情况下，当动态可调角度为0时，两路RSCC的驱动信号同步，即两路RSCC采用同相控制。
本申请实施例中关注的是动态可调角度，即控制器调整第一驱动信号和第二驱动信号之间的移相角中的动态可调角度，以使第一电流与第二电流一致。
通过调整动态可调角度来实现各路RSCC之间的电流一致。
另外，预设固定角度还可以设置为360°/N，其中N为并联的所述RSCC的数量，所述N为大于1的整数。例如，当N为2时，即两路RSCC并联时，预设固定角度为180度。当N为3时，即三路RSCC并联时，预设固定角度为120度。以此类推，在此不再一一举例说明。当预设固定角度为360°/N时，控制器在预设固定角度的基础上，调整动态可调角度来实现对移相角进行调整，进而使第一电流和第二电流一致。
实际实施时，控制器控制第一驱动信号和所述第二驱动信号之间的相位差为所述移相角，具体调整第一驱动信号和第二驱动信号中的至少一个的相位，来达到所述相位差。
具体地，可以固定其中一个驱动信号的相位不变，调整另外一个驱动信号的相位。也可以调整两个驱动信号的相位，例如向相反方向调整两个驱动信号的相位，来实现以上的相位差。由于在均流之前，两个驱动信号之间的相位差就是预设固定角度，因此，实际调整时可以通过调整动态可调角度来实现两路RSCC的均流。
参见图8，该图为本申请实施例提供的与图6对应的一种时序图。
本实施例中以两个RSCC电路的驱动信号之间的预设固定相位为0来进行介绍。即两路RSCC相同位置的开关管采用的驱动信号之间的预设固定相位为0，即如果不控制两个RSCC电路之间的动态可调角度，则两个RSCC电路中相位位置的开关管的驱动信号的相位相同。即，在动态可调角度为0时，S1A和S1B同时导通和关断，S2A和S2B同时导通和关断。由于同一个桥臂的两个开关管的驱动信号需要互补，因此，S1A与S2A互补导通，即两个不存在同时导通的情况，而且实际控制中，两者之间还会存在一定的死区时间，即S1A关断了预设时间后，S2A才导通。同理，S1B与S2B互补导通。
其中在各个RSCC电路中，S1A与S2A以50％的占空比互补驱动；S1B与S2B以50％的占空比互补驱动。占空比50％为理论值，在实际应用中需要考虑同一桥臂上的开关管之间的死区以保证可靠换流，一般占空比略低于50％。
控制器(图中未示出)，用于根据第一LC谐振电路(Cra和Lra)的第一电流iLra和所述第二LC谐振电路的第二电流iLrb的电流差值获得动态可调角度Φ；控制第一桥臂和第二桥臂之间的动态可调角度为Φ，具体可以为第一桥臂的第一驱动信号和第二桥臂的第二驱动信号之间的相位差为动态可调角度Φ，以使所述第一电流与所述第二电流相等。
为了控制各RSCC电路之间的电流均衡，在不同的RSCC电路之间引入一定的动态可调角度Φ。
图8以RSCC-B的驱动信号的相位超前RSCC-A的驱动信号的相位为例进行介绍。
即S1B的驱动信号的相位超前S1A的驱动信号的相位动态可调角度Φ，由于互补导通，S2B的驱动信号的相位超前S2A的驱动信号的相位动态可调角度Φ，其中，S1A和S2A占空比相同，S2A和S2B占空比相同。
由于开关管的驱动信号的相位发生移相，因此可以使对应谐振电路中的电流进行相应的移相，但是不改变单个RSCC电路的软开关特性，开关管继续可以实现零电流开关，从而保证高效率的功率变换。由于各RSCC电路之间的移相控制，改变了谐振电路的起振时刻，同时由于不同的起振时刻导致滤波电容和开关电容之间的压差不同，进而可以实现各路RSCC电路之间的均流控制。
不同RSCC电路之间的动态可调角度及移相方向可以根据闭环控制来决定，动态可调角度与两个RSCC电路的谐振电流之间的差值有关，因此不是固定的角度。一般来说，动态可调角度与两个谐振电路对应的谐振电流的差值的绝对值正相关，即两路的谐振电流的差值的绝对值越大，则对应的动态可调角度越大。
图8中是S1A的驱动信号的相位滞后S1B的驱动信号的相位，实际控制中可以根据需要，控制S1A的驱动信号的相位超前S1B的驱动信号的相位。
参见图9，该图为S1A的驱动信号的相位超前S1B的驱动信号的相位的时序图。
RSCC-B电路中的S1B的驱动信号的相位滞后RSCC-A中的S1A的驱动信号的相位。
由于同一RSCC电路中，同一桥臂上的开关管的驱动信号互补，图9中仅示意了不同RSCC电路之间的移相控制的驱动信号的时序。
为了实现RSCC-A与RSCC-B对应的驱动信号之间相位差为动态可调角度，可以包括以下两种实现方式：
具体可以参见图10，该图为本申请实施例提供的移相闭环控制模型图。
第一种：一个驱动信号固定不变，控制另一个驱动信号移相。
检测RSCC-A中谐振电感的第一电流，检测RSCC-B中谐振电感的第二电流，对第一电流和第二电流进行闭环调整获得移相角中的动态可调角度。例如具体可以为获得第一电流和第二电流的电流差值，对电流差值进行比例积分PI调整获得移相角中的动态可调角度，所述动态可调角度与所述差值正相关。具体移相角的大小可以利用移相角生成器来根据PI调整的结果来生成，移相角生成器可通过改变载波的初始值实现，亦可通过调整比较值的数值实现，在本实施例中不做限定。
本申请实施例中不具体限定检测谐振电感上电流的具体实现方式，例如可以利用霍尔传感器等进行电流检测。
例如，控制器控制RSCC-A对应的驱动信号的相位保持不变，控制RSCC-B对应的驱动信号进行移相。即控制器控制第一驱动信号的相位固定，控制第二驱动信号的相位移相动态可调角度。由于RSCC-A与RSCC-B两路并联，因此，控制器也可以控制RSCC-B对应的驱动信号的相位保持不变，控制RSCC-A对应的驱动信号进行移相。
第二种：两个驱动信号向相反的方向移相。
具体地，控制器控制RSCC-A中的第一驱动信号的相位向第一方向移相第一角度，控制RSCC-B中的第二驱动信号的相位向第二方向移相第二角度，所述第一角度和所述第二角度之和为所述动态可调角度，所述第一方向和所述第二方向相反。即由于两个驱动信号的移相方向相反，因此，越移相，则两个驱动信号之间的相位差越大，直到相位差为动态可调角度为止，停止移相。
下面结合附图详细介绍对于第一种移相控制的实现方式。
参见图11，该图为本申请实施例提供的仅控制一路移相的模型图。
本实施例中以固定RSCC-A的驱动信号，控制RSCC-B的驱动信号移相为例，当然也可以反过来，固定RSCC-B的驱动信号，移相RSCC-A的驱动信号。
与图10所示的相同，对两个谐振电流通过闭环控制获得动态可调角度Φ；
如果RSCC-B的谐振电感的电流小于RSCC-A的谐振电感的电流，则超前移相RSCC-B的驱动信号Φ角度，即控制S1B的驱动信号的相位超前S1A的驱动信号的相位Φ角度；
如果RSCC-B的谐振电感的电流大于RSCC-A的谐振电感的电流，则滞后移相RSCC-B的驱动信号Φ角度，即控制S1B的驱动信号的相位滞后S1A的驱动信号的相位Φ角度。
为了直观理解两路RSCC的谐振电流与动态可调角度之间的关系，可以参见图11，该图为本申请实施例提供的两路RSCC谐振电流与动态可调角度之间的关系曲线图。
图12中横坐标表示RSCC-B驱动信号相对RSCC-A的移相角，单位为度，正值表示RSCC-B的驱动信号滞后RSCC-A的驱动信号；纵坐标表示谐振电感的电流有效值，单位为A。
从图12中可以看出，虚线表示RSCC-B的谐振电路的电流随着动态可调角度的变化趋势，可以看出，RSCC-B的谐振电路的电流随着RSCC-B驱动信号滞后动态可调角度的逐渐增大而逐渐降低。
实线表示RSCC-A的谐振电路的电流随着动态可调角度的变化趋势，可以看出，RSCC-A的谐振电路的电流随着RSCC-B驱动信号滞后移相角的逐渐增大而逐渐增加。RSCC-A和RSCC-B的谐振电路总电流基本保持不变，说明处理的总功率不变。
综上，RSCC-A和RSCC-B中的谐振电路的电流均与动态可调角度之间呈现单调的变化关系。
图12是以两路RSCC的离散参数不同，例如谐振参数偏差+10％到-10％时，即其中RSCC-A的谐振电感Lra和开关电容Cra大于额定值10％，RSCC-B的谐振电感Lrb和开关电容Crb小于额定值10％。可以理解的是，当两个RSCC中的谐振参数的偏差不是以上的数值时，谐振电路的电流与移相角的关系曲线与图11略有差异，但是仍然保持单调性的变化关系。
在两路RSCC的驱动信号同步时，RSCC-A和RSCC-B的谐振电感的电流的有效值分别为6.8A和24A，绝对值相差17.2A，RSCC-B的谐振电感的电流为RSCC-A的谐振电感的电流的3.5倍，差异十分显著。
从图12可以看出，固定RSCC-A对应的驱动信号的相位固定不变，逐步增加RSCC-B对应的驱动信号的相位，使其滞后RSCC-A的驱动信号的相位Φ(RSCC-A相比RSCC-B则为超前Φ)，两路RSCC的谐振电感的电流逐步一致。当动态可调角度Φ到125°时，两路的谐振电流基本一致，即实现RSCC-A与RSCC-B两路的谐振电感的电流相等，实现两路RSCC的均流。本实施例中通过检测谐振电感的电流来表征两路RSCC的电流，由于谐振电感的电流比较方便检测，例如检测磁器件的电流的检测电路或者传感器均可以实现。
以上的数值仅是一种示例，具体实施时，可以根据实际的应用场景，谐振电容和谐振电感的参数以及RSCC电路的应用场合来获得对应的谐振电流与动态可调角度的关系。从图中可以看出，两个曲线的交点处便是两路RSCC的电流相等时，该交点对应的动态可调角度便是两路RSCC的驱动信号之间的相位差。
另外，从图12中还可以看出，偏离两个电流曲线的交点之后，再逐渐增加动态可调角度，两路RSCC的谐振电感电流的有效值的差值会向相反方向增加。当动态可调角度增加到30°时，两路的电流差异性基本上达到极限值，如果进一步增加动态可调角度，两路RSCC之间的谐振电感电流可能呈现相反方向的变化，导致控制出现非单调性，从而失去控制能力。因此在实际应用中，可以对动态可调角度进行限幅，即需要限制动态可调角度的最大值。当动态可调角度达到预设阈值角度时，则保持在预设阈值角度，即控制器还用于在动态可调角度大于预设阈值角度时，控制相位差为预设固定角度与预设阈值角度之和，预设阈值角度是预先设定的动态可调角度的最大上限值。
预设阈值角度可以根据具体应用场景来进行测试，获得经验值，比如本实施例中预设阈值角度可以取为30°，本申请实施例不具体限定其获得方式。以上预设阈值角度取值时，仅是以两路RSCC为例，固定其中一路RSCC的驱动信号，控制另一路RSCC的驱动信号进行移相。如果两路RSCC的驱动信号均移相时，预设阈值角度可以取为30°/2＝15°。
综上所述，本申请实施例可以根据两路RSCC的谐振电感电流获得对应的动态可调角度，从而控制两路RSCC对应的驱动信号之间的相位差为预设固定角度和动态可调角度之和，从而实现两路RSCC的均流，在均流的前提下真正实现多路RSCC电路的有效并联，增加整个变换器的功率处理能力。另外，由于该方案是控制两路独立的RSCC之间移相，同时对于单个RSCC的驱动信号实行开环控制，因此，不影响单个RSCC中开关管的软开关特性，从而降低开关损坏，提高功率转换效率。
变换器实施例二：
以上介绍的是两路RSCC电路中LC谐振电路连接在两个桥臂的中点之间，下面介绍另一种实现方式。
参见图13，该图为本申请实施例提供的另一种谐振开关电容变换器的示意图。
所述第一RSCC包括：第一桥臂、第二桥臂和第一LC谐振电路；所述第二RSCC包括：第三桥臂、第四桥臂和第二LC谐振电路；
第一桥臂的第一端和所述第三桥臂的第一端均连接所述谐振开关电容变换器的第一输入端，即BUS+，所述第一桥臂的第二端连接所述第二桥臂的第一端，所述第三桥臂的第二端连接所述第四桥臂的第一端，所述第二桥臂的第二端和所述第四桥臂的第二端均连接所述谐振开关电容变换器的第二输出端，即BUS-；
第一LC谐振电路的谐振电容Cra连接在所述第一桥臂的中点和所述第二桥臂的中点之间，所述第二LC谐振电路的谐振电容Crb连接在所述第三桥臂的中点和所述第四桥臂的中点之间；
所述第一LC谐振电路的谐振电感Lra连接在所述第一桥臂的第二端O1a和所述谐振开关电容变换器的第二输入端BUSN(即O2a)之间；所述第二LC谐振电路的谐振电感Lrb连接在所述第三桥臂的第二端O1b和所述谐振开关电容变换器的第二输入端BUSN(即O2b)之间。
在图7中是第一桥臂的第二端连接与BUSN，但是在图13中并不是，而是第一桥臂的第二端与BUSN之间连接有谐振电感Lra。
需要说明的是，本实施例介绍的谐振电路中谐振电感的连接方式适用于本申请中其他所有的实施例。
虽然图13所示的变换器，谐振电感的连接方式发生了变化，但是不影响LC谐振电路的充放电路径，与图5和图6所示的充放电路径相同，在此不再赘述。
变换器实施例三：
以上实施例提供的两路RSCC电路均各个桥臂的开关模块均以可控开关管为例进行的介绍，下面介绍下桥臂，即输出桥臂的开关模块均为二极管的实现方式。
参见图14，该图为本申请实施例提供的第二桥臂和第四桥臂为二极管的示意图。
图14中BUS+和BUSN之间的第一桥臂为可控开关管S1A和S2A，同理第三桥臂为可控开关管S1B和S2B。
BUSN与BUS-之间的所述第二桥臂包括串联的第一二极管和第二二极管，即二极管D1A和D2A，能量从BUS+向BUS-转移，则D1A和D2A形成续流回路，即D1A的正极连接D2A的负极，D1A的负极连接第一桥臂和第二桥臂的公共点；D2A的正极连接BUS-。
同理，BUSN与BUS-之间的所述第四桥臂包括串联的第三二极管和第四二极管，即D1B和D2B，能量从BUS+向BUS-转移，即C1a向C2a进行能量转移，则D1B和D2B形成续流回路，即D1B的正极连接D2B的负极，D1B的负极连接第一桥臂和第二桥臂的公共点；D2B的正极连接BUS-。
需要说明的是，本实施例介绍的第二桥臂和第四桥臂上的开关模块均为二极管的实现方式适用于能量从BUS+向BUS-转移，从如果是能量从BUS-向BUS+转移，即C2a向C1a进行能量转移，则需要颠倒，即第一桥臂的开关模块和第三桥臂的开关模块均可以为二极管，而第二桥臂的开关模块和第四桥臂的开关模块需要为可控开关管。
参见图15，该图为本申请实施例提供的第一桥臂和第三桥臂为二极管的示意图。
下面为了介绍方便，仅以RSCC-A为例进行介绍，RSCC-B同理。
充电时，S2A闭合，S1A断开，BUS-和BUSN之间的能量向LC谐振电路转移，即给LC谐振电路充电。
放电时，S2A断开，S1A闭合，LC谐振电路的能量向BUS+和BUSN之间转移，即LC谐振电路放电。
此时，能量输出端对应的桥臂的两个开关模块为二极管，即D1A和D2A，为了与以上实施例统一理解，可以将能量输入端对应的桥臂统一定义为第一桥臂，而能量输出端的桥臂统一定义为第二桥臂，即第一桥臂上的两个开关模块需要为可控开关管，而能量输出端对应的桥臂仅是为了实现续流，其上的开关模块可以为不可控的二极管。但是如果为了实现能量能够双向流动，则所有桥臂上的开关模块需要均设置为可控开关管。
如图所示，D1A的负极连接BUS+，D1A的正极连接D2A的负极，D2A的正极连接BUSN。同理，RSCC-B对应的输出桥臂包括D1B和D2B。D1B的负极连接BUS+，D1B的正极连接D2B的负极，D2B的正极连接BUSN。
本申请所有实施例中的可控开关管可以为IGBT，也可以为MOS管，即门极可控开关管即可，具体的实现形式不作限定。
变换器实施例四：
以上介绍的是第一RSCC的第一驱动信号和第二RSCC的第二驱动信号之间的预设固定角度为0时对于动态可调角度的控制，下面介绍第一驱动信号和第二驱动信号之间的预设固定角度为360°/N的情况，继续以N为2，即两路RSCC为例进行介绍，即预设固定角度为180°。
由于两路RSCC中的开关管采用180°的交错控制，可以有效降低滤波电容(C1a、C2a、C1b、C2b)上的电流，因此，可以使用较小的滤波电容，降低滤波电容所占用的体积。
参见图16，该图为本申请实施例提供的两路RSCC电路采用交错驱动信号的时序图。
继续结合图7介绍本实施例，当两路RSCC的驱动信号之间的动态可调角度Φ为0时，RSCC-A与RSCC-B中相同位置的开关管采用互补驱动信号进行驱动，如图16所示，第一桥臂包括第一开关管S1A和第二开关管S2A，所述第三桥臂包括第三开关管S1B和第四开关管S2B；
第一开关管S1A的驱动信号和第二开关管S2A的驱动信号互补，第三开关管S1B的驱动信号和第四开关管S2B的驱动信号互补；
从图16中可以看出，S1A与S1B对应的驱动信号正好反相，即错相180°，S1A闭合时，S1B断开；S1A断开时，S1B导通。而且两个谐振电路的电流方向也反向，即iLra和iLrb的方向相反。比较两个谐振电感的电流是指比较两个谐振电感的电流的峰值或有效值或平均值，本实施例不做限定，取决于实际控制需求。
以上也是以50％的占空比为例进行的介绍。如果对于各个开关管采用开环控制模式进行驱动。但是，如果电路的谐振参数之间存在差异性，例如谐振电感不同或谐振电容不同，则各个RSCC电路的谐振电感的电流仍会显著不同，具体可以如图16所示，两者的电流的绝对值差异较大。
下面结合附图详细介绍交错驱动时对应的均流控制策略。
参见图17，该图为本实施例提供的错相控制时对应的均流控制模型图。
为了解决两路RSCC之间电流的差异性，使其实现均流，可以采用与图10相同的控制策略，即一种是固定其中一路RSCC的驱动信号，控制另一路RSCC的驱动信号进行移相。另一种是将两路RSCC的驱动信号分别向相反的方向进行移相。
区别于图11中的移相方向，图17的移相方向正好相反。
下面继续以RSCC-A的驱动信号固定不变，对RSCC-B的驱动信号进行移相。
对于交错控制时，需要控制电流小的RSCC电路滞后移相，或者控制电流大的RSCC电路超前移相。
如图18所示，RSCC-B超前移相的时序图。
如果RSCC-B的谐振电感电流大于RSCC-A的谐振电感电流，则超前移相RSCC-B的驱动信号动态可调角度Φ。
如图19所示，RSCC-B滞后移相的时序图。
对于交错控制时，即交错控制时控制器控制所述第一驱动信号的相位固定，在所述第二电流小于所述第一电流时，控制所述第二驱动信号的相位滞后移相动态可调角度；在所述第二电流大于所述第一电流时，控制所述第二驱动信号的相位超前移相动态可调角度。
例如，如果RSCC-B的谐振电感电流小于RSCC-A的谐振电感电流，则滞后移相RSCC-B中的驱动信号动态可调角度Φ。
对于交错180°控制时，由于RSCC-A与RSCC-B并联，因此固定RSCC-A的驱动信号的相位，移相RSCC-B的相位，与控制RSCC-B的相位，移相RSCC-A的相位效果是相同的。例如，当固定RSCC-B的相位时，如果RSCC-A的谐振电感电流大于RSCC-B的谐振电感电流，则超前移相RSCC-A的驱动信号动态可调角度Φ。如果RSCC-A的谐振电感电流小于RSCC-B的谐振电感电流，则滞后移相RSCC-A中的驱动信号动态可调角度Φ。
需要说明的是，图18和图19中的超前和滞后均是指的在交错180度的基础上的移相动态可调角度Φ。
第一驱动信号和第二驱动信号之间的预设固定角度为180°，因此第一驱动信号和第二驱动信号之间的相位差为180°+Φ。
下面结合附图介绍对于错相控制时，谐振电流与动态可调角度的单调关系。
参见图20，该图为本申请实施例提供的交错控制时谐振电流与动态可调角度的曲线图。
其中，横坐标为RSCC-B的驱动信号相对RSCC-A的驱动信号的相位滞后的动态可调角度，单位为度，纵坐标为谐振电流的有效值，单位为A。
在与实施例一相同的离散参数下，RSCC-A的驱动信号与RSCC-B的驱动信号交错180°控制时，RSCC-A的谐振电感的电流有效值为19.1A，RSCC-B的谐振电感的电流有效值为9.1A，两者相差10A，差异低于非交错控制下的17.2A，但两者相差仍十分悬殊。同时对比图20和图21，交错控制和非交错控制对两路RSCC电流的影响刚好相反。
当增加RSCC-A的驱动信号与RSCC-B的驱动信号之间的动态可调角度时，滞后移相RSCC-B(或超前移相RSCC-A)到16°附近时，两者的谐振电感的电流有效值基本相同，实现均流控制。
以上所有实施例中，驱动信号的超前和滞后均是相对概念，本质上是控制并联的两路RSCC的驱动信号之间的动态可调角度，并且根据谐振电感的电流检测情况进行动态的调整，以达到闭环自动调整的目的。当固定一路的驱动信号的相位，移相另一路的驱动信号的相位时，也可以固定RSCC-B路的驱动信号，来移相RSCC-A路的驱动信号。
需要说明的是，交错控制时的均流适用于以上其他电路的拓扑，例如输出桥臂对应二极管的实现形式，如图7所示。同理，也适用于谐振电感位置变化的实现形式，如图13所示。
变换器实施例五：
以上介绍的实施例均是能量从正母线BUS+向负母线BUS-转移，另外，本申请实施例提供的DC/DC变换器，可以为双向变换器，即能量能够反向流动，即从负母线BUS-向正母线BUS+转移。
但是，既然该DC/DC变换器为双向的，对应的所有桥臂上的开关器件需要为可控开关管，即可以通过控制其开关状态来实现不同方向的能量流动。
参见图21，该图为本申请实施例提供的双向变换的谐振开关电容变换器的示意图。
本实施例中继续以两路RSCC为例进行说明。
由于能量可以双向流动，因此，所有桥臂的所有开关器件均为可控开关管，如图所示，RSCC-A的第一桥臂包括可控开关管S 1A和S2A，RSCC-A的第二桥臂包括可控开关管S3A和S4A，并且四个可控开关管均包括反并联二极管。
同理，RSCC-B的第三桥臂包括可控开关管S1B和S2B，RSCC-B的第四桥臂包括可控开关管S3B和S4B，并且四个可控开关管也均包括反并联的二极管。
图21所示的拓扑，能量既可以从C1a向C2a转移，又可以从C2a向C1a转移。同理，能量既可以从C1b向C2b转移，又可以从C2b向C1b转移。由于RSCC-A与RSCC-B并联，因此两路RSCC能量转移时的方向是相同的。
以上实施例介绍均是以两电平的谐振开关电容变换器为例进行的介绍，下面介绍多电平的谐振开关电容变换器，以上实施例介绍的均流控制方式同样适用于多电平的谐振开关电容变换器。下面继续以两路RSCC并联为例进行介绍。
变换器实施例六：
以上介绍的实施例均是以两路RSCC并联为例时的均流控制，下面介绍多路RSCC并联时的均流控制。
参见图22，该图为本申请实施例提供的多路RSCC形成的谐振开关电容变换器的示意图。
本实施例提供的谐振开关电容变换器包括并联的N路RSCC，分别为RSCC-A、RSCC-B直到RSCC-N。N为大于等于3的整数。
其中RSCC-A与RSCC-B的结构和连接关系与图5和图6所示的完全相同，在此不再赘述。而且RSCC-N的结构和内部连接关系与RSCC-A也相同。
下面主要介绍N路RSCC并联时的均流控制。
参见图23，该图为与图22对应的均流控制模型图。
继续以谐振电感的电流来表征谐振电路的电流。
当N路RSCC并联时，需要检测各路RSCC的谐振电感的电流，并通过算数平均获得N路RSCC的电流平均值，即控制器获得所述N路RSCC电路的谐振电路的电流平均值；固定其中一路RSCC电路的驱动信号的相位，将剩余的N-1路的谐振电路的电流分别与所述电流平均值进行比较，根据各自的比较结果获得各自的动态可调角度，根据所述各自的动态可调角度对其驱动信号进行移相。即N-1路RSCC根据自身的谐振电感的电流与电流平均值的差值进行闭环控制，从而实现N路的RSCC之间的均流控制。
具体控制时，可以继续采用固定一路RSCC的驱动信号的相位，对其余N-1路RSCC的驱动信号进行移相控制，例如固定RSCC-A的驱动信号的相位，对RSCC-B至RSCC-N的谐振电路的电流分别与平均电流值进行比较，获得各路对应的差值，根据各路的差值分别对各路进行对应的闭环控制，即通过动态调整RSCC-B至RSCC-N中驱动信号的动态可调角度，实现各路RSCC之间的均流控制。
需要说明的是，对于多路RSCC并联的均流控制，也包括以上实施例介绍的两大类控制，即各路之间的驱动信号采用非交错控制，还是交错控制，可以根据非交错控制还是交错控制来选择超前还是滞后对应的动态可调角度，具体实现方式与以上实施例的类似，在此不再赘述。需要说明的是，当N路并联时，交错控制的常采用360°/N错相的方式实现。
方法实施例一：
基于以上实施例提供的一种谐振开关电容变换器、光伏设备及光伏发电系统，本申请实施例还提供一种均流控制方法，下面结合附图进行详细介绍。
参见图24，该图为本申请实施例提供的谐振开关电容变换器的均流控制方法流程图。
本实施例提供的均流控制方法，应用于以上实施例提供的谐振开关电容变换器，具体可以参见图5-图7等所示的电路图。
该方法包括：
S2701：获得第一RSCC的第一电流，获得所述第二RSCC的第二电流；
获得第一RSCC的第一电流可以通过获得第一LC谐振电路的第一电流来实现，获得第二RSCC的第二电流可以通过第二LC谐振电路的第二电流来实现。
本步骤不限定获得第一电流和第二电流的先后顺序，由于各个RSCC电路独立，所以获得各自的电流可以由各自对应的电流采样电路或电流传感器来完成，之间互不影响。
需要说明的是，本申请实施例中以谐振电感的电流表征谐振电路的电流，并且不限定获得谐振电感的电流的具体方式，可以应用获得磁器件的电流的任何方式来获得。
S2702：获得第一RSCC的第一电流和第二RSCC的第二电流的电流差值。
根据所述第一LC谐振电路的第一电流和所述第二LC谐振电路的第二电流的电流差值获得移相角；
移相角包括动态可调角度；其中，动态可调角度与电流差值正相关。
控制器，具体用于调整所述第一驱动信号和所述第二驱动信号之间的所述移相角中的所述动态可调角度，以使所述第一电流与所述第二电流一致。具体可以采用如下方式获得移相角：
获得第一电流和第二电流，对于第一电流和第二电流进行闭环调整控制，获得移相角中的动态可调角度。
具体地，获得所述第一电流和所述第二电流的差值，对所述差值进行闭环控制获得所述移相角中的动态可调角度，
一般情况下，第一电流和第二电流的差值的绝对值越大，则动态可调角度越大，本实施例中可以获得谐振电感电流的有效值。另外，本申请实施例中不具体限定是第一电流减去第二电流，还是第二电流减去第一电流，因为两个RSCC电路并联，第一和第二仅是一个名称，没有实际的排序意义，可以互相颠倒，效果是完全相同的。闭环控制的是两路RSCC的谐振电流的差值，即为了实现两路RSCC的谐振电流相等，移相角表示的是两路之间的驱动信号的相对相位位移。
S2703：根据所述第一RSCC的第一电流和所述第二RSCC的第二电流的电流差值，调整所述第一RSCC的第一驱动信号和所述第二RSCC的第二驱动信号之间的移相角，以使所述第一电流与所述第二电流一致。
第一电流和第二电流的电流差值的绝对值在一定的误差范围内，则认为两者一致，即视为两者相等。
第一电流和第二电流相等，可为有效电流相等、平均电流相等或峰值电流相等，本实施例中不做限定，可根据实际需求进行电流的采样和闭环控制。
其中，理想情况下，当第一RSCC和第二RSCC的离散参数完全一致时，即两个谐振电路的谐振电流相等，不需要动态可调角度，即动态可调角度为0。
预设固定角度与两个谐振电路的谐振电流的大小没有任何关系，是提前设置的两路RSCC电路对应的驱动信号之间的固定角度，一旦设定便可以固定不变。例如预设固定角度可以为0，理想情况下，当动态可调角度为0时，两路RSCC的驱动信号同步。
本申请实施例中关注的是动态可调角度，即控制器调整第一驱动信号和第二驱动信号之间的移相角中的动态可调角度，以使第一电流与第二电流一致。
通过控制动态可调角度来实现各路RSCC之间的电流一致。
另外，预设固定角度还可以设置为360°/N，其中N为并联的所述RSCC的数量，所述N为大于1的整数。例如，当N为2时，即两路RSCC并联时，预设固定角度为180度。当N为3时，即三路RSCC并联时，预设固定角度为120度。以此类推，在此不再一一举例说明。
实际实施时，控制器控制第一驱动信号和所述第二驱动信号之间的相位差为所述移相角，具体调整第一驱动信号和第二驱动信号中的至少一个的相位，来达到所述相位差。
具体地，可以固定其中一个驱动信号的相位不变，调整另外一个驱动信号的相位。也可以调整两个驱动信号的相位，例如向相反方向调整两个驱动信号的相位，来实现以上的相位差。由于在均流之前，两个驱动信号之间的相位差就是预设固定角度，因此，实际调整时可以通过调整动态可调角度来实现两路RSCC的均流。
为了方便理解，下面以两个RSCC的驱动信号之间的预设固定角度为0为了进行介绍，为了使第一桥臂的第一驱动信号和第二桥臂的第二驱动信号之间的相位差为移相角，由于预设固定角度为0，因此控制两个驱动信号之间的相位差为动态可调角度，可以包括以下两种实现方式。
第一种：一个驱动信号固定不变，控制另一个驱动信号移相。
控制所述第一驱动信号的相位固定，控制所述第二驱动信号的相位移相所述移相角。
例如，控制RSCC-A对应的驱动信号的相位保持不变，控制RSCC-B对应的驱动信号进行移相。即控制第一驱动信号的相位固定，控制第二驱动信号的相位移相动态可调角度。由于RSCC-A与RSCC-B两路并联，因此，也可以控制RSCC-B对应的驱动信号的相位保持不变，控制RSCC-A对应的驱动信号进行移相。
具体地，控制RSCC-A中的第一驱动信号的相位向第一方向移相第一角度，控制RSCC-B中的第二驱动信号的相位向第二方向移相第二角度，所述第一角度和所述第二角度之和为所述动态可调角度，所述第一方向和所述第二方向相反。即由于两个驱动信号的移相方向相反，因此，越移相，则两个驱动信号之间的相位差越大，直到相位差为动态可调角度为止，停止移相。
当第一驱动信号和第二驱动信号采用非交错控制时，即RSCC-A和RSCC-B相同位置的开关管在不移相的前提下，对应的驱动信号同相位。此种情况控制所述第一驱动信号的相位固定，控制所述第二驱动信号的相位移相所述动态可调角度，具体包括：
控制所述第一驱动信号的相位固定，在所述第二电流小于所述第一电流时，控制所述第二驱动信号的相位超前移相动态可调角度；在所述第二电流大于所述第一电流时，控制所述第二驱动信号的相位滞后移相动态可调角度。
当所述第一驱动信号和所述第二驱动信号交错控制时，即RSCC-A和RSCC-B相同位置的开关管在不移相的前提下，以两路RSCC为例，N为2时，对应的驱动信号的相位错相180°，此种情况控制所述第一驱动信号的相位固定，控制所述第二驱动信号的相位移相所述移相角，具体包括：
控制所述第一驱动信号的相位固定，在所述第二电流小于所述第一电流时，控制所述第二驱动信号的相位滞后移相动态可调角度；在所述第二电流大于所述第一电流时，控制所述第二驱动信号的相位超前移相动态可调角度。
以上控制的更具体的细节可以参见变换器实施例中的详细描述，在此不再赘述。
第二种：两个驱动信号向相反的方向移相。
控制所述第一驱动信号的相位向第一方向移相第一角度；控制所述第二驱动信号的相位向第二方向移相第二角度；所述第一角度和所述第二角度之和为动态可调角度，所述第一方向和所述第二方向相反。
另外当动态可调角度大于预设阈值角度时，控制所述第一桥臂的第一驱动信号和第二桥臂的第二驱动信号之间的相位差为预设固定角度与预设阈值角度之和。
通过谐振电流与移相角的曲线图可以看出，偏离两个电流曲线的交点之后，再逐渐增加动态可调角度，两路RSCC的谐振电感电流的有效值的差值会向相反方向增加。当继续增加动态可调角度到，两路的电流差异性基本上达到极限值，如果进一步增加动态可调角度，两路RSCC之间的谐振电感电流可能呈现相反方向的变化，导致控制出现非单调性，从而失去控制能力。因此在实际应用中，可以对动态可调角度进行限幅，即需要限制动态可调角度的最大值。当动态可调角度达到上限值时，则取值上限值即可，将上限值设为预设阈值角度。此时，控制器在动态可调角度大于预设阈值角度时，控制相位差为预设固定角度与预设阈值角度之和。
预设角度可以根据具体应用场景来进行测试，获得经验值，本申请实施例不具体限定其获得方式。
综上所述，本申请可以根据两路RSCC的谐振电感电流的差值获得对应的动态可调角度，从而控制两路RSCC对应的驱动信号之间的相位差为移相角，实现两路RSCC的均流，从而实现两路RSCC电路的有效并联，增加整个变换器的功率处理能力。
以上介绍的均流控制方法是以两路RSCC为例进行的介绍，下面介绍包括N路RSCC并联，N大于等于3的场景。
当包括N路RSCC电路并联时；N为大于等于3的整数；均流控制具体包括：
获得所述N路RSCC电路的谐振电路的电流平均值；同理，可以获得N路RSCC的LC谐振电路的谐振电感的电流。
固定其中一路RSCC电路的驱动信号的相位，将剩余的N-1路的谐振电路的电流分别与所述电流平均值进行比较，根据各自的比较结果获得各自的动态可调角度，根据所述各自的动态可调角度对其驱动信号进行移相。
具体控制时，可以继续采用固定一路RSCC的驱动信号的相位，对其余N-1路RSCC的驱动信号进行移相控制，例如固定RSCC-A的驱动信号的相位，对RSCC-B至RSCC-N的谐振电路的电流分别与平均电流值进行比较，获得各路对应的差值，根据各路的差值分别对各路进行对应的闭环控制，即通过动态调整RSCC-B至RSCC-N中驱动信号的动态可调角度，实现各路RSCC之间的均流控制。
本申请实施例提供的方法，可以根据两路RSCC的谐振电感电流获得对应的动态可调角度，从而控制两路RSCC对应的驱动信号之间的相位差为预设固定角度和动态可调角度之和，从而实现两路RSCC的均流，在均流的前提下真正实现多路RSCC电路的有效并联，增加整个变换器的功率处理能力。另外，由于该方案是控制两路独立的RSCC之间移相，同时对于单个RSCC的驱动信号实行开环控制，因此，不影响单个RSCC中开关管的软开关特性，从而降低开关损坏，提高功率转换效率。
以上实施例提供的方法不仅适用于以上实施例提供的谐振开关电容变换器的具体拓扑，还适用于其他拓扑的谐振开关电容变换器的拓扑，例如，包括其他拓扑和连接关系多路并联的RSCC电路均可以。以上实施例仅是以一路RSCC包括两个桥臂，每个桥臂包括一个开关器件为例进行的说明。以上提供的均流方法适用于具有其他电压比例转换的谐振开关电容变换器，只要谐振开关电容变换器包括多路RSCC并联即可。
方法实施例的其他具体工作原理可以参见以上对于变换器实施例的描述，在此不再赘述，方法实施例适用于的变换器的具体拓扑结构也参见以上变换器实施例对应的各种示意图。
应当理解，在本申请中，“至少一个(项)”是指一个或者多个，“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，用于描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，“A和/或B”可以表示：只存在A，只存在B以及同时存在A和B三种情况，其中A，B可以是单数或者复数。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。“以下至少一项(个)”或其类似表达，是指这些项中的任意组合，包括单项(个)或复数项(个)的任意组合。例如，a，b或c中的至少一项(个)，可以表示：a，b，c，“a和b”，“a和c”，“b和c”，或“a和b和c”，其中a，b，c可以是单个，也可以是多个。
以上所述，以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (20)

1.一种光伏发电系统，其特征在于，包括：DC/DC变换器、谐振开关电容变换器、逆变器和控制器；
所述DC/DC变换器的输入端连接光伏阵列；
所述谐振开关电容变换器的第一输入端连接所述DC/DC变换器的正输出端；所述谐振开关电容变换器的第二输入端连接所述DC/DC变换器的负输出端；
所述谐振开关电容变换器的第二输入端和所述谐振开关电容变换器的第一输出端连接所述逆变器的中线，所述谐振开关电容变换器的第二输出端连接所述逆变器的负母线；所述谐振开关电容变换器包括以下至少两路并联在一起的谐振开关电容电路RSCC：第一RSCC和第二RSCC；
所述谐振开关电容电路RSCC包括电容桥臂、开关桥臂和LC谐振电路，所述电容桥臂和所述开关桥臂并联连接；所述电容桥臂包括串联连接的第一电容和第二电容，所述开关桥臂包括串联连接的第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，所述LC谐振电路一端连接于所述第一开关和所述第二开关之间，所述LC谐振电路的另一端连接于所述第三开关和第四开关之间；
所述谐振开关电容变换器的第一输入端与所述第一电容和所述第一开关连接，所述谐振开关电容变换器的第二输入端和所述谐振开关电容变换器的第一输出端与所述第一电容和所述第二电容的中点以及所述第二开关和所述第三开关的中点连接，所述谐振开关电容变换器的第二输出端与所述第二电容和所述第四开关连接；
所述控制器，用于根据所述第一RSCC的第一电流和所述第二RSCC的第二电流的电流差值，调整所述第一RSCC的第一驱动信号和所述第二RSCC的第二驱动信号之间的移相角，以使所述第一电流与所述第二电流一致。
2.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述移相角与所述电流差值正相关。
3.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述控制器，具体用于调整所述第一驱动信号和所述第二驱动信号中的至少一个的相位，来调整所述第一驱动信号和所述第二驱动信号之间的所述移相角。
4.根据权利要求2或3所述的系统，其特征在于，所述移相角为预设固定角度和动态可调角度之和，所述预设固定角度为0；
所述控制器，具体用于根据所述电流差值调整所述动态可调角度来对所述移相角进行调整。
5.根据权利要求4所述的系统，其特征在于，所述控制器，当所述第二电流小于所述第一电流时，具体用于控制所述第二驱动信号的相位超前所述第一驱动信号的相位所述动态可调角度；在所述第二电流大于所述第一电流时，具体用于控制所述第二驱动信号的相位滞后所述第一驱动信号的相位所述动态可调角度。
6.根据权利要求2或3所述的系统，其特征在于，所述移相角为预设固定角度和动态可调角度之和，所述预设固定角度为360°/N，其中N为并联的所述RSCC的数量，所述N为大于1的整数；
所述控制器，具体用于根据所述电流差值在所述预设固定角度的基础上，调整所述动态可调角度来对所述移相角进行调整。
7.根据权利要求6所述的系统，其特征在于，所述控制器，当所述第二电流小于所述第一电流时，具体用于控制所述第二驱动信号的相位滞后所述第一驱动信号的相位所述动态可调角度；在所述第二电流大于所述第一电流时，具体用于控制所述第二驱动信号的相位超前所述第一驱动信号的相位所述动态可调角度。
8.根据权利要求5或7所述的系统，其特征在于，所述控制器，还用于当所述动态可调角度大于预设阈值角度时，控制所述动态可调角度为所述预设阈值角度。
9.根据权利要求8所述的系统，其特征在于，当所述控制器调整所述第一驱动信号和所述第二驱动信号中的一个驱动信号的相位来调整所述动态可调角度时，所述预设阈值角度小于等于30°。
10.根据权利要求8所述的系统，其特征在于，当所述控制器调整所述第一驱动信号的相位和所述第二驱动信号的相位来调整所述动态可调角度时，所述预设阈值角度小于等于15°。
11.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述第一RSCC包括：第一桥臂、第二桥臂和第一LC谐振电路；所述第二RSCC包括：第三桥臂、第四桥臂和第二LC谐振电路；
所述第一桥臂的第一端和所述第三桥臂的第一端均连接所述谐振开关电容变换器的第一输入端，所述第一桥臂的第二端和所述第三桥臂的第二端均连接所述谐振开关电容变换器的第二输入端；
所述第二桥臂的第一端和所述第四桥臂的第一端均连接所述谐振开关电容变换器的第一输出端，所述第二桥臂的第二端和所述第四桥臂的第二端均连接所述谐振开关电容变换器的第二输出端；
所述第一LC谐振电路连接在所述第一桥臂的中点和所述第二桥臂的中点之间，所述第二LC谐振电路连接在所述第三桥臂和所述第四桥臂的中点之间。
12.根据权利要求1所述的系统，其特征在于，所述第一RSCC包括：第一桥臂、第二桥臂和第一LC谐振电路；所述第二RSCC包括：第三桥臂、第四桥臂和第二LC谐振电路；
所述第一桥臂的第一端和所述第三桥臂的第一端均连接所述谐振开关电容变换器的第一输入端，所述第一桥臂的第二端连接所述第二桥臂的第一端，所述第三桥臂的第二端连接所述第四桥臂的第一端，所述第二桥臂的第二端和所述第四桥臂的第二端均连接所述谐振开关电容变换器的第二输出端；
所述第一LC谐振电路的谐振电容连接在所述第一桥臂的中点和所述第二桥臂的中点之间，所述第二LC谐振电路的谐振电容连接在所述第三桥臂的中点和所述第四桥臂的中点之间；
所述第一LC谐振电路的谐振电感连接在所述第一桥臂的第二端和所述谐振开关电容变换器的第二输入端之间；所述第二LC谐振电路的谐振电感连接在所述第三桥臂的第二端和所述谐振开关电容变换器的第二输入端之间。
13.根据权利要求11或12所述的系统，其特征在于，所述第一桥臂至少包括串联的第一开关管和第二开关管，所述第三桥臂至少包括串联的第三开关管和第四开关管，所述第二桥臂至少包括串联的第五开关管和第六开关管；所述第四桥臂至少包括串联的第七开关管和第八开关管；
或，
所述第一桥臂包括串联的第一开关管和第二开关管，所述第三桥臂包括串联的第三开关管和第四开关管，所述第二桥臂至少包括串联的第一二极管和第二二极管，所述第四桥臂至少包括串联的第三二极管和第四二极管。
14.一种均流控制方法，其特征在于，应用于光伏系统，所述光伏系统包括：DC/DC变换器、谐振开关电容变换器和逆变器；所述DC/DC变换器的输入端连接光伏阵列；所述谐振开关电容变换器的第一输入端连接所述DC/DC变换器的正输出端；所述谐振开关电容变换器的第二输入端连接所述DC/DC变换器的负输出端；所述谐振开关电容变换器的第二输入端和所述谐振开关电容变换器的第一输出端连接所述逆变器的中线，所述谐振开关电容变换器的第二输出端连接所述逆变器的负母线；所述谐振开关电容变换器包括以下至少两路并联在一起的谐振开关电容电路RSCC：第一RSCC和第二RSCC；
所述谐振开关电容电路RSCC包括电容桥臂、开关桥臂和LC谐振电路，所述电容桥臂和所述开关桥臂并联连接；所述电容桥臂包括串联连接的第一电容和第二电容，所述开关桥臂包括串联连接的第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，所述LC谐振电路一端连接于所述第一开关和所述第二开关之间，所述LC谐振电路的另一端连接于所述第三开关和第四开关之间；
所述谐振开关电容变换器的第一输入端与所述第一电容和所述第一开关连接，所述谐振开关电容变换器的第二输入端和所述谐振开关电容变换器的第一输出端与所述第一电容和所述第二电容的中点以及所述第二开关和所述第三开关的中点连接，所述谐振开关电容变换器的第二输出端与所述第二电容和所述第四开关连接；
该方法包括：
获得所述第一RSCC的第一电流，获得所述第二RSCC的第二电流；
根据所述第一RSCC的第一电流和所述第二RSCC的第二电流的电流差值，调整所述第一RSCC的第一驱动信号和所述第二RSCC的第二驱动信号之间的移相角，以使所述第一电流与所述第二电流一致。
15.根据权利要求14所述的方法，其特征在于，所述移相角与所述电流差值正相关。
16.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，所述移相角为预设固定角度和动态可调角度之和，所述预设固定角度为0；
调整所述第一RSCC的第一驱动信号和所述第二RSCC的第二驱动信号之间的移相角，具体包括：
调整所述第一RSCC的第一驱动信号和所述第二RSCC的第二驱动信号之间的所述动态可调角度。
17.根据权利要求16所述的方法，其特征在于，所述调整所述第一RSCC的第一驱动信号和所述第二RSCC的第二驱动信号之间的所述动态可调角度，具体包括：
当所述第二电流小于所述第一电流时，调整所述第二驱动信号的相位超前所述第一驱动信号的相位所述动态可调角度；在所述第二电流大于所述第一电流时，调整所述第二驱动信号的相位滞后所述第一驱动信号的相位所述动态可调角度。
18.根据权利要求16所述的方法，其特征在于，所述移相角为预设固定角度和动态可调角度之和，所述预设固定角度为360°/N，其中N为并联的所述RSCC的数量，所述N为大于1的整数；
调整所述第一RSCC的第一驱动信号和所述第二RSCC的第二驱动信号之间的移相角，具体包括：
在所述预设固定角度的基础上，调整所述第一RSCC的第一驱动信号和所述第二RSCC的第二驱动信号之间的所述动态可调角度来对所述移相角进行调整。
19.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，所述调整所述第一RSCC的第一驱动信号和所述第二RSCC的第二驱动信号之间的所述动态可调角度来对所述移相角进行调整，具体包括：
当所述第二电流小于所述第一电流时，调整所述第二驱动信号的相位滞后所述第一驱动信号的相位所述动态可调角度；在所述第二电流大于所述第一电流时，调整所述第二驱动信号的相位超前所述第一驱动信号的相位所述动态可调角度。
20.根据权利要求16-19任一项所述的方法，其特征在于，还包括：当所述动态可调角度大于预设阈值角度时，控制所述动态可调角度为所述预设阈值角度。
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