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对零类型伺服模式使用区域比解调技术的方法和装置

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CN1138271C CN 99806368 CN99806368A CN1138271C CN 1138271 C CN1138271 C CN 1138271C CN 99806368 CN99806368 CN 99806368 CN 99806368 A CN99806368 A CN 99806368A CN 1138271 C CN1138271 C CN 1138271C
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Abstract

产生位置误差估算的方法产生相位区域信号(470)与位置误差区域信号(472、474)。对该相位区域信号(470)执行一组操作(524、542、546、712、716)并对位置误差区域信号(472、474)执行同一组操作。用对相位区域信号执行的一组操作所得结果除对位置误差区域信号执行的一组操作所得结果。相除结果是位置误差估值。此外,还提供用于区域比的解调电路。

Description

对零类型伺服模式使用区域比解调技术的方法和装置

发明领域本发明涉及存储装置,具体而言,本发明涉及存储装置中的伺服系统。

该精细位置信息通常用几个伺服区域组合的伺服区域模式加以存储。有若干类型的伺服区域模式,包括“零类型”(null-type)伺服模式、“分猝发脉冲幅度”(split-burst amplitude)伺服模式和“相位型”伺服模式。

零类型伺服模式包含至少两个以已知相互相位关系写入的区域。第1个区域是“相位”或“同步”区域,用于把读通道的相位和频率锁定于读信号的相位与频率。第2个区域是位置误差区域,用于识别读写头至记录道中心线的距离。

对于零类型位置误差区域,其磁化模式是,当读写头正好跨越记录道中心线时,读信号的幅度理论上为零。当读写头从期望的记录道中心线移开时,读信号幅度增大。当读写头处于期望道中心线与相邻记录道中心线中间时,读信号具有最大值。

在零类型位置误差区域中,记录道中心线一侧的磁化模式写入相位与记录道中心线另一侧磁化模式相位差180度。从而,位置误差区域中读信号相对于同步区读信号的相位表示读写头从记录道中心线移动的方向。

为了控制这种伺服系统,对各伺服扇区确定一个位置误差值。通常通过解调与该位置误差区域相关的读信号来产生该位置误差值。位置误差值的幅值通常表示读写头离记录道中心线的距离,而其符号表示读写头移动的方向。

以往,零类型模式读信号解调始终是同步处理。在同步处理中,位置误差区域的读信号对于相位区域读信号的精确相位是已知的,因为以已知且固定的对位置误差区域的相位关系写相位区域。通常用锁相环(PLL)获得相位区域的相位且用该相位信息解调位置误差区域信号。因而,相位区域必须足够长,以便使PLL可锁定在读信号的相位和频率上。例如,相位区域可为位置误差区域的3至4倍长。

确保盘片各伺服扇区中相位区域与位置误差区域之间相位关系一致是精确定位读写头的关键。如果该两个区域之间的相位在各伺服区域中不一致,则即使读写头保持在记录道中同样径向位置,在两个不同的伺服区域将获得不同的位置误差值。为确保该一致性,作出巨大努力并花费高昂费用以建立在各伺服区域中工作均相同的一致锁相环。

当读写头径向跨记录道移动时,伺服系统产生的位置误差值理论上以线性变化。这种线性变化简化了确定读写头移动至期望位置的移动量所需的计算。通常,读写头径向跨记录道移动时,伺服系统不产生线性变化的位置误差值。具体而言,当读写头跨记录道径向移动时,读取头产生的读信号因该头的几何形状会有波动。为减小这种波动的影响,已有技术采用自动增益控制系统来自动调节伺服环增益,使其在读写头的所有记录道位置均保持常数。自动增益控制必须引入的增益量由控制电路设置,该电路在盘毁坏时或在盘驱动器寿命期间周期性加以初始化。

在已有技术中,作了大量努力使位置误差值标准化,从而在跨越不同伺服区时保持一致。这产生了复杂且昂贵的结构从而提高了盘驱动器的成本。

产生位置误差估值的方法产生相位区域信号和位置误差区域信号。对相位区域信号执行一系列操作并对位置误差区域信号执行同样操作。执行对位置误差区域信号的一系列操作的结果除以对相位区域信号执行的一系列操作获得的结果。相除结果即是该位置误差估值。本发明还提供实现该方法的电路和系统。

本发明的一种根据读取头经过存储媒体上的相位区域与位置误差区域时由该读取头产生的伺服信号,确定所述读取头在存储装置中的存储媒体上的位置的方法,该方法包括下述步骤:(a)对与所述相位区域关联的部分伺服信号执行一组解调操作以产生相位区域值;(b)对与所述位置误差区域关联的部分伺服信号执行一组解调操作以产生位置误差区域值;(c)用所述相位区域值除所述位置误差区域值,产生表示读取头在所述存储媒体上位置的位置误差估值。

本发明的一种用于解调数据存储装置中的伺服信号以产生误差信号值的解调电路,该伺服信号包含相位区域信号和位置误差区域信号,该解调电路包括:校正电路,可接收并校正相位区域信号与位置误差区域信号,产生经校正的相位区域信号与经校正的位置误差区域信号;加法电路,耦联至所述校正电路,可随时间累加所述经校正的相位区域信号以产生归一化因子并可随时间累加所述位置误差区域信号以产生未换算的位置误差区域值;除法电路,可接收所述归一化因子与未换算的位置误差区域值并可用归一化因子除未换算的位置误差区域值,产生位置误差信号值。

本发明降低了对精确锁相环和自动增益控制的要求。

附图概述图1是本发明盘驱动器的透视图。

图2是盘驱动器中伺服环的框图。

图3是已有技术伺服模式的模式配置。

图4是读取头经过图3的伺服模式时该读取头产生的读信号。

图5是读取头经过图3的伺服模式时该读取头产生的读信号。

图6是读取头经过图3的伺服模式时该读取头产生的读信号。

图7是已有技术模拟解调的框图。

图8是已有技术数字解调的框图。

图9是本发明伺服模式的模式配置。

图10是读取头经过图9伺服模式时该读取头产生的读信号。

图11是读取头经过图9伺服模式时该读取头产生的读信号。

图12是读取头经过图9伺服模式时该读取头产生的读信号。

图13-1至图13-5是与本发明的数字解调器相关的信号的信号波形。

图14是本发明的数字解调器的框图。

图15-1至图15-2是表示本发明第1实施例的校正值与读信号间关系的定时图。

图16-1至图16-2是表示本发明第2实施例的校正值与读信号间关系的定时图。

图17是本发明模拟解调器的框图。

图18-1至图18-11是表示与图17框图相关信号的定时图。

图19是图17中使用的模拟除法电路的框图。

较佳实施例的详细描述图1是本发明有用的盘驱动器100的透视图。盘驱动器100包括具有底座102和顶盖(未图示)的壳体。盘驱动器100还包括通过盘夹具108安装在主轴电机(未图示)上的盘组合。盘组合包含多个可转动地安装在中心轴109周围的单一盘片。各盘表面具有相关的盘片头滑块110,安装在盘驱动器100上用于与盘表面联系。在图1所示例子中,滑块110由悬臂112支持,后者又固定在致动器116的道存取臂114上。图1中的致动器属于熟知的转动线圈致动器类型,它包括以118统示的音圈电机(VCM)。音圈电机118使带有读写头110的致动器116在支轴120周围转动,以沿盘片内径124和外径126间的弧形路径122把读写头定位在期望的数据记录道上。伺服电子装置130根据读写头110和主计算机(未图示)产生的信号驱动音圈电机118。

图2是诸如图1的磁盘驱动器100之类的信息存储装置的框图。存储装置228包括3个主要部件:设备230、伺服逻辑单元232和微处理器233。微处理器233经主计算机接口234与主计算机(未图示)通信。微处理器233根据从主计算机接收的指令控制信息读、写。具体而言,微处理器233经控制线235向设备230提供控制信号控制设备230的各种功能,包括读写头、写电流强度、读灵敏度及工作模式(读、写或寻找记录道)的选择。此外,微处理器233经数据总线237提供写数据并接收读数据。经主机接口234向主计算机提供恢复数据。微处理器233经通过地址总线241和双向数据总线243与其连接的伺服逻辑单元232,控制读写头112在盘片上移动。利用地址总线241和数据总线243,微处理器233可在伺服逻辑单元232中的存储位置为读写头存储期望位置。伺服逻辑单元232访问该存储位置,以根据存储值与读写头目前位置发出电流指令236至设备230。微处理器233也可利用地址总线241和数据总线243检索伺服逻辑单元232的存储位置中所存储的读写头位置信息。

在设备230中,功率放大器238接收电流指令236并把电流指令236的电压转换成电流信号240。该电流信号240提供并控制致动器242,后者包含由电流信号的电流驱动并以该电流确定的速率加速的音圈电机134(图1)。致动器242把电流信号240的电流转化为机械运动244,以相对于媒体移动读写头112。

当读写头112相对于媒体移动时,它检测存储在媒体内的数据与伺服模式。该伺服模式包含读写头相对于介质的位置信息并使读写头产生含编码位置信息的低电平信号248。读写头放大器250放大该低电平信号248,产生放大信号252,该信号对噪声不太敏感且易于解码。放大信号252输入至解调器254,后者解释编码的读写头信号,向伺服逻辑单元232提供解调器位置信息测量值256,并经数据总线239向微处理器233提供数据。

伺服逻辑单元232把解调器位置测量值256应用于该测量值与读写头实际位置相关的线性表。从而,伺服逻辑单元232可确定读写头112的位置并根据该位置与微处理器233设定的期望位置发出新的电流指令236。

对存储装置228有两类基本操作模式。在第1模式,即熟知的记录道搜索模式中,微处理器233指令伺服逻辑单元232把读写头在媒体上移至新的记录道。在第2种模式即熟知的记录道跟随模式中,微处理器233指令伺服逻辑单元232保持读写头位于记录道中的某一位置上。记录道跟随不是完全的被动模式,因为伺服逻辑单元232必须移动读写头以相对于媒体上的记录道保持稳定。记录道包含不规则处,因而伺服逻辑单元232必须移动读写头112以跟随这些不规则处,所以运动是必须的。在跟随记录道期间,利用设备230和伺服逻辑单元232间形成的伺服环在适当位置保持读写头。具体说,当读写头112移开该位置时,读写头读取媒体上存储的伺服模式的不同部分,因而低电平信号248开始改变。该低电平信号248的变化使放大信号252及位置测量值256中产生类似变化。根据位置测量值256的变化,伺服逻辑单元232改变电流指令236,从而读写头112移向其记录道上的原始位置。

上述伺服环对记录道上的不规则处具有频度相关响应,即,其对不规则处的响应能力随该不规则处频度增加而降低。在这种意义上,记录道上的不规则处可当作向伺服环的输入信号,而伺服环对这些不规则处的响应可当作伺服环的增益。对某些读写头,例如磁阻读写头,伺服环的频度响应随记录道中读写头112的位置改变而改变。这样,读写头可对记录道中不同部分的不规则处作出更快的响应。

图3表示已有技术中使用的伺服部分180的零类型伺服磁化模式的主要部分。盘片122的径向元垂直显示,其角度元水平显示。箭头182指示盘片122的记录道下行方向或角度元。箭头184指示盘片122的跨记录道方向或径向元。图3显示四个记录道中心190、191、192和193,分别标以“1”、“2”、“3”、“4”。读写头134沿跨记录道方向184对准中心“2”。

图3中阴影区域相当于相对于非阴影区为反磁化的区域。例如,在纵向记录系统中,如果非阴影区的纵向磁化是图中从右至左,则阴影区的纵向磁化方向是从左至右。如在数字磁记录系统的标准实践所示,在这些区域中,磁媒体在纵向均是饱和的。

伺服扇区180包括引导区域200、“同步”或“相位”区域202、中间区域204、标准位置误差区域205、正交位置误差区域206和尾区域208。引导区域200、中间区域204和尾区域208如图3所示可为“空”,或包含附加伺服数据。例如,中间区域204可包含记录道号或扇区号。相位区域202包含径向相干磁变换。当读写头134经相位区域202时,相位区域202中的磁化模式在读写头134的输出中感应振荡信号。标准位置误差区域205和正交位置误差区域206包含零类型磁图。正交位置位置误差区域206的正交磁图相对于标准位置误差区域205的标准磁图偏移半个记录道。在某些零类型伺服模式中,正交磁图分成两半,其一半置于标准磁图前,另一半置于后。

图4表示读写头134正好跨越记录道中心线191经相位区域202、中间区域204、标准位置误差区域205和正交位置误差区域206时已有技术的读信号210的波形。读信号210可按时间分为:读写头经过相位区域时产生的相位区域信号207、读写头经标准位置误差区域205时产生的标准位置误差区域信号212、读写头经正交位置误差区域206时产生的正交位置误差区域214。注意,因为读写头134为产生读信号210而跨越记录道中心线时,准标位置误差区域信号212实际上为零。

图5分别是读写头134位于记录道1和2的中心线190和191中途时的读信号216的波形。读信号216可分为相位区域信号218、标准位置误差区域信号220和正交位置误差区域信号222,它们分别是读写头134经相位区域202、标准位置误差区域205和正交位置误差区域206时产生的。图6是读写头134处于记录道2和3的中心线191和192中途时的读信号224的波形图。读信号224可分为相位区域信号226、标准位置误差区域信号228和正交误差区域信号230。注意,图5中的标准位置误差区域信号220与图6的标准位置误差区域信号228相位差180度。

图7是图2已有技术解调器254一个实施例的解调器300的框图。解调器300在连至自动增益控制电路302的输入端接收放大信号252。自动增益控制302是包含加法电路304的反馈环路的一部分,该加法电路连至自动增益控制电路302的输出端。加法电路304也接收图2的伺服逻辑单元232产生的基准值306。伺服逻辑单元232计算基准值306以确保伺服环的增益在所有记录道位置保持恒定。加法电路304从自动增益控制电路302输出的幅值减去基准值306产生反馈值308,反馈至自动增益控制电路302。根据该反馈值308,自动增益控制电路302对放大信号252进行放大,直到自动增益控制电路302的增益控制输出310的幅值大致等于基准值306的幅度。

向锁相环312和定时电路314提供增益控制输出310,锁相环312利用相位区域信号产生通常是与相位区域信号的相位与频率同步的方波的时钟输出316。即使在相位区域信号结束及标准位置误差区域信号开始后,锁相环312仍根据相位区域信号持续产生时钟信号316。在增益控制输出310上,标准位置误差信号跟随相位区域信号,与时钟信号316一起提供给乘法器318。

乘法器318把标准位置误差信号与时钟信号316相乘产生乘积信号320。乘积信号320提供至从定时电路314接收定时控制信号的积分器322。定时控制信号使积分器322在与标准位置误差信号相关的周期的某一部分中对乘积信号320进行积分。积分器322的输出是标准位置误差值,该值由多路转换器323转送至保持电路324保持以供以后使用。

乘积信号320代表修正型的标准位置误差信号。为获得正确的修正,已有技术要求时钟信号316对标准位置误差信号具有已知和精确的相位关系。任何相位关系的误差使乘积信号320不精确,从而使积分器322产生的标准位置误差值不精确。

在标准位置误差信号后,增益控制输出端上的下一个信号是正交位置误差信号。该信号也向乘法器318提供,与时钟信号316相乘产生乘积信号320。乘积信号320由积分器积分,在积分器322的输出端产生正交位置误差值。该正交位置误差值然后由多路转换器323转送至输出端328。输出端328上的正交位置误差值与输出端326的标准位置误差值用于计算读写头在记录道中的位置。这种计算在已有技术中是公知的。

图8是图2的解调器的已有技术一个实施例的数字解调器350的框图。向自动增益控制电路352提供图2的放大信号252,该电路工作方式类似于图7的自动增益控制电路302。自动增益控制电路352的增益控制输出354提供至加法器356,后者从增益控制输出的幅值中减去基准值358以提供反馈值360。根据反馈值360,自动增益控制电路352向放大信号352施加适当增益。增益控制输出354也提供给锁相环362,该锁相环根据读信号的相位区域部分产生时钟信号364。时钟信号的符号由提供表示时钟信号364符号的数字值的正负号函数电路366确定。

即使在增益控制输出354的相位区域结束且标准位置误差信号和正交位置误差信号部分开始后,锁相环362产生的时钟信号仍继续产生。模—数转换器368对标准位置误差区域信号进行取样并转换成一系列数字值。乘法器370把正负号函数输出值与一系列数字信号值相乘,从而通过该乘法器用正负号函数电路366产生的值修正该一系列数字值。乘法器370产生的一系列乘积值输入至加法器372,在定时电路374设定的时间周期中该值相加。在多数已有技术系统中,乘积值在与标准位置误差区域信号的中央部分相关的时间周期中累加。

加法器372产生的和由多路转换器376导向保持电路378加以保持供以后使用。保持电路378的输出是标准位置误差值。

正交位置误差信号也由模一数转换器368转换成一系列数字值。乘法器370把这一系列数字值与时钟信号364的符号相乘。乘法器370产生的一系列乘积值由加法电路372在定时电路374控制下相加。相加结果是正交位置误差值,由多路转换器376导向输出端380。正交位置误差值与标准位置误差值用于计算读写头在记录道中的位置。

在图7和图8所示系统中,自动增益控制和锁相环必须是没有过度漂移的精密电路。由此,在已有技术中,必然化费高昂费用以改进这些电路的性能。

图9是本发明使用的伺服区400的磁化模式配置。在图9中,读写头134从左至右跨越该图,跨越记录道方向垂直显示,记录道下行方向水平表示。伺服区400包括引导区域402、相位区域404、中间区域406、标准位置误差区域408、正交位置误差区域410和尾区域412。引导区域402、中间区域406和尾区域412与图3所示已有技术伺服区同名区域相同。除了相位区域404比已有技术相位区域202较少转换外,图9的相位区域404与图3相位区域202相似。相位区域404比相位区域202短,因为本发明不需要已有技术中的精确锁相环,从而不需要已有技术相位区域中那样多的转换。除了标准位置误差区域408与正交位置误差区域410两者在接近各自区域起始处有一系列径向相干变换414和416外,标准位置误差区域408与正交位置误差区域410分别类似于已有技术的标准与正交位置误差区域205与206。径向相干转换414与416类似于相位区域404中的转换。这些转换的使用下文作进一步讨论。

图10、11和12分别是读写头在不同记录道位置经图9伺服区400时所产生读信号450、452和454一个例子的定时图。具体而言,图11的伺服读信号452是读写头134经图9记录道418中心线时产生的。读信号452可分成3个部分,由相位区域信号456、标准位置误差信号458和正交位置误差信号460组成。相位区域信号456类似于已有技术图4、5和6中的相位区域信号。标准位置误差信号458包括触发振荡部分462与零磁化模式部分464。读写头134径向经过图9的相干转换414时产生触发振荡部分462。读写头134经过标准位置误差区域408其余部分时产生零图案部分464。产生读信号452时读写头134对准记录道中心线418,因而零图案部分实质上等于零。正交位置误差信号460可分为触发振荡部分466和零图案部分468,振荡触发部分466由正交位置误差区域410的径向相干转换416产生,零图案部分468由正交位置误差区域410的其余部分产生。

当读写头134位于图9的记录道中心线418与420之间时产生图10的读信号450。读信号450可分为3部分,包括相位区域信号470、标准位置误差区域信号472与正交位置误差区域信号474。标准位置误差区域信号472又可细分成触发振荡部分476和零图案部分478。正交位置误差区域信号474可分成触发振荡部分480与零图案部分482。注意,当因读取头位于两记录道中心线间中途,正交位置误差区域信号474的零图案部分482大致为零时,标准位置误差区域信号472的零图案部分478有最大幅值。

当读写头134位于图9记录道中心线418和422中途时,产生图12的读信号454。读信号454可分成3个分隔的部分,即相位区域信号490、标准位置误差信号492和正交位置误差信号494。标准位置误差信号492可进一步分成触发振荡部分496和零图案部分498。类似地,正交位置误差信号494可分成触发振荡部分500和零图案部分502。

当读写头134位于各自记录道中心线中途时产生读信号454与450,因而它们具有共同特征。例如,读信号450与454的零图案部分482与502两者均大致为零。此外,读信号450与454的零图案部分478与498分别有最大幅度。读信号450与454不等同,因零图案部分478与498相位差180度。这类似于已有技术零类型模式中的相移。读信号450与454不同于已有技术处在于,即使零图案部分彼此移相180度,标准位置误差信号472与492中的触发振荡部分476与496也相同。实际上,由图9伺服区400产生的任何标准位置误差区域信号的触发振荡部分均相同。类似地,在伺服区400的所有读写头位置,本发明正交位置误差信号的触发振荡部分均相同。触发振荡部分的一致性。如下所述可简化电路设计。

图14是本发明解调器520一个实施例的框图。该解调器是数字解调器,把图2的放大信号252转换成两个位置误差信号。通过使用本发明的区域比技术,解调器520降低了对自动增益控制电路及锁相环的要求。参照图14和图13-1至13-5的定时图,下文说明解调器520的配置和工作。

图13-1表示读信号522,它是图14的放大信号252的一部分。读信号522提供给模—数转换器524,它根据触发振荡器526产生的取样时钟在选定的采样点采样读信号。图13-2显示触发振荡器526产生的采样时钟信号528的定时图。采样时钟信号528的每个正转换沿使模—数转换器524在该时刻采样读信号522,并把采样值转换成数字值。在图13-1中,采样点表示为读信号522中的点。在图13-1、13-2和14的实施例中,采样时钟信号的频率是读信号基频的4倍。但,采样时钟信号528的频率不需是读信号522频率的整数倍。实际上,可使用提供读信号522的足够采样率的任何频率。

触发振荡器526根据来自序列发生器534的控制信号产生采样时钟信号528。序列发生器534包含公知的零相位再启动电路,它利用部分读信号522,产生图13-3的压控振荡器(VCO)使能信号536和图13-4的压控振荡器(VCO)启动信号538。为产生VCO使能信号536与VCO启动信号538,序列发生器534利用分别位于伺服区的相位区域、标准位置误差区域和正交位置误差区域起始处的转换。参照图9,序列发生器534分别利用与相位区域404关联的前四个转换及标准位置误差区域408与正交位置误差区域410的径向相干转换414与416。序列发生器534确保触发振荡器526在伺服区400的各区域以一致的相位关系启动。为确保该相位关系,序列发生器534在各区域末尾禁止触发振荡器526并在各区域始端再使能触发振荡器526。

采样时钟信号528也提供至图14的校正值发生器540,在采样时钟信号528的每个正阶跃产生校正值。校正值发生器540产生的校正值提供至乘法器542,该乘法器还接收模—数转换器524产生的数字值。乘法器542把校正值与采样数据值相乘产生一系列乘积值,输入至加法电路546。校正值发生器540与乘法器542一起校正模—数变换器524产生的值。该校正可包含下述简单校正:模—数变换器524产生的所有负值均乘-1校正值,而模—数变换器524产生的所有正值均乘+1的校正值。在另外实施例中,校正值发生器540产生的校正值可更复杂,以抑制噪声采样值或位于读信号不希望部分的采样值。

图15-1和图15-2是与本发明一个实施例有关的定时图,其中,选择校正值以抑制取自读信号的噪声采样。具体而言,图15-1显示具有黑点所表示采样点的读信号600。图15-2显示校正值发生器540产生的校正值,其值垂直对准各采样点,两者相乘产生图14的乘积值540。从图15-1与图15-2可见,读信号峰值的采样点依据其符号乘1或-1。例如,因采样值602是负,因而采样值602乘-1校正值604,而采样值606为正,故该值乘+1校正值608。在图15-1与15-2中,幅值接近于零的采样值乘校正值零。例如,采样值610在读信号600中接近于零,该值乘零校正值612。通过把这种低幅值的采样值乘零,本发明抑制了这些值并防止它们影响位置误差值计算。这些低幅值的值常被噪声污染,因而这种校正提供了本发明的一个优点。通过抑制这些低幅值的值,也抑制了与之相关的噪声。

图16-1与图16-2示出本发明的第2实施例,其中利用校正值抑制取自读信号620的不希望采样点。读信号具有峰值622与624等峰值及肩部626与628。肩部626与628表示读信号620不理想的部分。取自肩部626与628的采样点不能正确表示媒体中存储的转换。在图16-1与图16-2所示的本发明实施例的情况下,用零校正值抑制取自肩部的采样点。与肩部626和628相关的采样点乘校正值零。选择其余校正值以校正取自峰值的采样点。负值的采样值乘-1,正值采样值乘+1。

本领域技术人员理解示于图15-1、15-2、16-1与16-2的实施例仅是校正值实施例的可能例子。在本发明范围中可采用及考虑其它校正值序列。

回到图14,加法电路546对伺服区中的各区域累加乘积值544序列。具体而言,加法电路546对相位区域404、标准位置误差区域408与正交位置误差区域410累加乘积值。在多数实施例中,进行加法的时间段各区域相同,在各区域中的同样相对瞬时位置相加。该进行加法的时间段受序列发生器534产生的使能和信号控制并提供至加法电路546。

图13-5示出使能和信号548的定时图。使能和信号548具有各自在相位区域信号、标准位置误差区域信号及正交位置误差区域信号期间产生的3个高电平区550、552与554。高电平部分550、552与554其持续时间相同,且在相位区域信号、标准位置误差区域信号及正交位置误差区域信号的相同相对时间段产生。在多数实施例中,使能和信号548使加法电路546能不在其相加的和中包含各区域信号的前后转换。这有助于避免来自因脉冲拥挤可能被污染的和的转换。

加法电路546产生包含相位区域和、标准位置误差区域和及正交位置误差区域和的一系列和值。这些和值提供至来自序列发生器534的多路转换器控制信号558控制的多路转换器556。多路转换器556把来自加法电路546的3个和分别传输至寄存器560、562与564。寄存器560、562与564分别存储与相位区域信号、标准位置误差区域信号与正交位置误差区域信号相关的和信号。

在本发明中,通过使用区域比技术,即与标准位置误差区域相关的和及与正交位置误差区域相关的和除以与相位区域相关的和,可去除锁相环与自动增益控制。通过用相位区域和除每个位置误差区域的和,本发明对这些和进行归一化且消除了对所有3个区域公共的增益因子。除法电路566执行相位区域和除标准位置误差区域和的除操作,产生第1位置误差信号估值。除法电路568执行相位区域和除正交位置误差区域和的除法操作,产生第2位置误差信号估值。第1与第2位置误差信号估值用公知技术组合以确定读写头在记录道中的位置。

由本发明示于图14的解调器进行的归一化消除因解调硬件可能产生的位置误差采样中的某些误差。为说明这点,模—数转换器524产生的采样读数据可如下确定:y*(t)=Y(t)·δ(t-nT1)                 式(1)式中,y*(t)是采样的读数据,Y(t)是模—数转换器524接收的放大信号,t是时间,δ是脉冲函数,n是采样数,(TS)是采样时钟周期。

采样值与校正值相乘并对乘积求和的步骤可如下式所示:Sx=Σn=1NY(t)·δ(t-nTS)·Rn]]>式(2)式中,Sx是图14加法电路546产生的和,Rn是与第n个采样值相关的校正值,N是整个区的采样数。在图14中,式(2)的和是在3个分隔区中取得的。从而,读信号可如下分成3部分:YnPEF(t)=AnPEFf(t)                式(3)YqPEF(t)=AqPEFf(t)                式(4)YPF(t)=APFf(t)                    式(5)其中:YnPEF(t)是来自标准位置误差区域的读信号,AnPEF(t)是标准位置误差区域中读信号的幅值,f(t)是表示所有3个区域中读信号的通用函数,YqPEF(t)是来自正交位置误差区域的读信号部分,AqPEF(t)是正交位置误差区域中读信号的幅值,YPF(t)是相位区域读信号,APF是相位区域读信号的幅值。

对式(2)、(3)和(5)进行组合,图14除法电路566进行的除法可表示如下:PES1=Σn=1NAnPEFf(t)·δ(t-nTS)·RnΣn=1NAPFf(t)·δ(t-nTS)·Rn]]>式6式中,PES1是除法电路556产生的第1位置误差信号估值。

假定f(t)在标准位置误差区域与相位区域是相同的且在该两区域中采样时钟相位相同,要求标准位置误差区域中所用的校正值与相位区域中所用的校正值匹配,则式(6)可简化为:PES1=AnPEFAPF]]>式7类似地,除法电路568执行的除法可表示为:PES2=Σn=1NAqPEFf(t)·δ(t-nTS)·RnΣn=1NAPFf(t)·δ(t-nTS)·Rn]]>式8式中,PES2表示除法电路568产生的第2位置误差信号。利用上述假设,式(8)可简化为:PES2=AqPEFAPF]]>式9式(7)与式(9)表示,通过除法电路566与568进行的除法运算,可去除f(t)中始终出现的任何误差。此外,若一个伺服区中的各区域采样周期相同,则在式(7)及(9)中可消去采样周期Ts,因而可知,只要在单个伺服区中各区域采样周期一致,并不要求各伺服区的采样周期均相同。这样,就不需要各伺服区采样时钟相同,因而不需要高精度的锁相环。代之以,如图14所示,可使用一致的触发振荡器。应注意,只要Rn在伺服区的各区域中是一致的,Rn可取任何值。这样,Rn可选择成排除噪声采样值,而不影响位置误差信号估值。此外,可在不同伺服区使用不同Rn值,使解调器性能最佳。

即使本发明,某些误差也可对位置误差信号估值产生负面影响。详细说,若触发振荡器的频率在相位区域的差异甚于在位置误差区域,或各触发振荡器在区域不同的相对时间启动,则位置误差信号估值中可产生误差。这些影响可由下式得出:PES1=AnPEFΣn=1Nf(t)·δ(t-n(TS+TE)-SE)·RnAPFΣn=1NAPFf(t)·δ(t-nTS)·Rn]]>式10式中,累加值相除表示误差系数,它与标准位置误差区域信号幅值与相位区域信号幅值的比值相乘。在式(10)中,TE表示标准位置误差区域的采样周期与相位区域采样同期的差,SE表示触发振荡器在标准位置误差区域启动与在相位区域启动时的启动误差。可对PES2写出类似等式,描述触发振荡器526引入第2位置误差信号估值的误差。根据上述式子,本发明发现为使解调误差小于记录道宽度的1%,启始时间差应小于数据周期的约0.7%。

本发明也可实施为模拟解调器700,其框图示于图17。在解调器700中,序列发生器702接收图2的放大信号252,该序列发生器为解调器700的其余部分提供不同定时信号。序列发生器702基于放大信号252产生这些定时信号。其一个例子示于图18-1的定时图。序列发生器702产生的两个信号是示于图18-3定时图的压控振荡器(VCO)使能信号704与示于定时图18-4的压控振荡器(VC0)启动信号706。VCO使能信号704提供给触发振荡器708产生示于图18-2的乘法时钟信号710。触发振荡器708也从序列发生器702接收VCO启动信号706。VCO使能信号704为高电平,触发振荡器708在VCO启动信号706变高后开始产生乘法时钟信号710。触发振荡器708继续产生乘法时钟信号710直到VCO使能信号704返回低电平。在本发明多数实施例中,乘法时钟信号710是在负与正电平间振荡的方波时钟信号。

通过VCO使能信号704与VCO启动信号706,序列发生器702在伺服区域的各区中再启动时钟信号710。具体而言,在读写头每次进入相位区域、标准位置误差区域和正交位置误差区域时再启动时钟信号710。序列发生器702根据各区的第1组转换产生VCO使能信号704与VCO启动信号706。序列发生器702使用相位区域的第1组转换及与标准位置误差区域与正交位置误差区域的振荡触发部分(例如图9的振荡触发部分414与416)关联的各组转换。因序列发生器702利用径向相干转换以启动触发振荡器708,触发振荡器708产生的时钟信号,在各区域中对放大信号252具有相同起始相位关系,而不管读写头的径向位置。

在本发明中,乘法时钟信号710的频率不必与放大信号252的基频相同。此外,也不必是放大信号252基频的整数倍。

乘法时钟信号710与放大读信号252均提供至乘法器712,后者把该两信号相乘以提供模拟乘积信号714。模拟乘积信号714可分成表示与伺服区的相位区域、标准位置误差区域、正交位置误差区域相应的放大信号252的3部分。

在示于图18-5的定时图的VCO启动信号706与积分器使能信号718的控制下,积分器716把乘积信号714的各部分进行积分。在乘积信号714的各部分起始部分,VCO启动信号706使积分器716复位。积分器使能信号718在乘积信号714的各部分短时间使积分器716能工作。在一个实施例中,使积分器716能工作的期间排除相位区域的起始和末尾转换、标准位置误差区域的零图案部分及正交位置误差区域的零图案部分。在该实施例中,积分期间在乘积信号714的各部分中均相同。从而,与相位区域关联的各部分乘积信号714的积分期间与标准位置误差区域与正交位置误差区域的积分期间相同。

每次积分后,积分器716在其输出端产生被积函数720序列产生的模拟值。被积函数720序列中的第1被积函数是相位区域被积函数,由多路转换器722导至模拟相位区域采样和保持电路724。多路转换器722根据图18-6所示的多路转换器控制信号726把该被积函数导至相位区域采样和保持电路724。在积分器716对相位区域产生被积函数期间多路转换器控制信号726为高电平,在积分器716为标准位置误差区域与正交位置误差区域产生被积函数期间,多路转换器控制信号726为低电平。

相位区域采样和保持电路724从序列发生器702接收相位载入信号728与相位复位信号730。相位载入信号728与相位复位信号730分别示于图18-9与图18-10。相位复位信号730在积分器716刚要产生相位被积函数前使相位区域采样和保持电路724复位。相位载入信号728在积分器716刚产生相位被积函数后,把相位区域采样和保持电路724置于从多路转换器722接收相位被积函数的状态。上述情况示于图18-9与图18-5,其中,就在积分器使能信号718对相位区域变低电平时,相位载入信号728变高电平。一旦相位区域被积函数载入相位区域采样和保持电路724,相位区域采样和保持电路724在其输出端732产生相位被积函数直到其复位。

在相位区被积函数后,积分器716产生标准位置误差区域被积函数。该被积函数由多路转换器722转送至位置误差信号采样和保持电路734。由分别示于图18-7与18-8的PES载入信号736与PES复位信号738控制位置误差信号采样与保持电路734。PES复位信号在标准位置误差区域被积函数刚产生前使PES采样与保持电路734复位。从而使可能保持任何先前值的PES采样和保持电路734清零。PES载入信号736设定PES采样和保持电路734使其接收多路转换器722产生的被积函数。就在积分器使能信号718变低电平时,PES载入信号736对标准位置误差区域变高电平。从而,积分器716一产生标准位置误差区域被积函数,PES载入信号736就变成高电平。位置误差信号采样和保持电路734在其输出端740保持标准位置误差区域被积函数直至由PES复位信号738复位。

向除法电路742提供采样和保持电路724与734的输出732与740,该除法电路进行标准位置误差区域被积函数除以相位区域被积函数的除法运算。在除法电路输出端744上产生第1位置误差信号估值,向模—数转换器746提供以产生第1数字位置误差信号估值。

PES复位信号738在积分器716刚产生正交位置误差区域被积函数前使PES采样和保持电路734复位。然后,PES载入信号736设定PES采样和保持电路734,以便在其输出端740接收正交位置误差区域被积函数并保持该被积函数。除法电路742把正交位置误差区域被积函数除以相位区域被积函数以产生向模—数转换器746提供的第2位置误差信号估值。模—数转换器746把第2位置误差信号估值转换成第2数字位置误差信号估值。在本发明的数字版本中,标准位置误差信号被积函数与正交位置误差信号被积函数除以相位区域被积函数排除了伺服系统引入各被积函数的公共误差。这使本发明可去除AGC电路与锁相环。

图19表示图17的除去电路742的一个实施例。在图19中,向运算放大器750的反相输入端提供位置误差信号采样和保持电路734的输出740。运放750的输出馈送至乘法器752,乘法器也接收相位区域采样和保持电路724的输出732。乘法器752的输出向放大器750的同相输入端提供。

虽然上述模拟解调器700的描述是在位置误差区域被积函数被相位区域被积函数除前,模拟值不转换成数字值,但在其它实施例中被积函数可在积分器716后的任意点转换成数字值。

总之,本发明提供一种根据读取头110经过相位区域404与位置误差区域408、410时由该读取头110产生的伺服信号522,确定所述读取头110在存储媒体106上的位置的方法。该方法包括对与所述相位区域404关联的伺服信号452的一部分456执行一组解调操作542、546、712、716以产生相位区域值732的步骤。该方法还包括对与所述位置误差区域408、410关联的伺服信号452的一部分458、460执行一组解调操作542、546、712、716以产生位置误差区域值并用所述相位区域值除所述位置误差区域值,产生表示读取头在所述存储媒体上位置的位置误差估值744的步骤。

本发明还包括确定表示读取头110在存储媒体106上位置的位置误差信号744的方法。该方法包括读取头110经相位区域404以产生相位区域信号456及产生具有部分相位区域信号456设定的相位的相位区域解调信号710、Rn。读取头110然后经位置误差区域408、410以产生位置误差区域信号456、460。产生具有位置误差区域信号458、460的一部分462、466设定的相位的位置误差区域解调信号710、Rn。解调的相位区域信号710、Rn用于解调相位区域信号456以产生相位区域归一化因子732。解调的位置误差区域信号710、Rn用于解调位置误差区域信号458、460以产生未换算的位置误差信号值。由归一化因子732除未换算的位置误差信号值,产生定标的位置误差值744。

本发明还包含一种用于伺服信号450、452、454以产生位置误差信号值744的解调电路520、700。该解调电路包括:校正电路540、542、708、712,用于校正相位区域信号456、470、490与位置误差区域信息458、460、472、474、492、494,产生经校正的相位区域信号与经校正的位置误差区域信号。该解调电路还包括加法电路546、716,耦联至所述校正电路,可随时间累加所述经校正的相位区域信号以产生归一化因子并可随时间累加所述位置误差区域信号以产生未换算的位置误差区域值。除法电路566、568、742,可接收所述归一化因子732与未换算的位置误差区域值并可用归一化值除未换算的位置误差区域值,产生位置误差信号值744。

虽然对消除锁相环与自动增益控制作了描述,但本领域技术人员理解,本发明可用于保留锁相环与自动增益控制的盘驱动器。

应理解,虽然以上结合本发明各实施例的结构和功能的详述,已说明本发明各实施例的种种特征和优点,但这种揭示仅是为了说明,在本发明的原理及所附权利要求广义表示的范围中,可尤其对部件的结构和配置作出改变。例如,不脱离本发明的精神,取决于具体应用,可顺序用相同电路或通过并行电路进行相位和位置误差的解调。也可作出其它修改。

Claims (10)

1.一种根据读取头经过存储媒体上的相位区域与位置误差区域时由该读取头产生的伺服信号,确定所述读取头在存储装置中的存储媒体上的位置的方法,其特征在于,该方法包括下述步骤:(a)对与所述相位区域关联的部分伺服信号执行一组解调操作以产生相位区域值;(b)对与所述位置误差区域关联的部分伺服信号执行一组解调操作以产生位置误差区域值;(c)用所述相位区域值除所述位置误差区域值,产生表示读取头在所述存储媒体上位置的位置误差估值。
2.如权利要求1所述的方法,其特征在于,所述读取头经过第2位置误差区域,该方法还包括下述步骤:(d)对与所述第2位置误差区域关联的部分伺服信号执行一组解调操作,产生第2位置误差区域值;(e)用所述相位区域值除所述第2位置误差区域值,产生表示所述读取头在所述存储媒体上位置的第2位置误差估值。
3.如权利要求1所述的方法,其特征在于,所述对部分伺服信号执行一组解调操作的步骤包括下述步骤:(a)(1)采样该部分伺服信号产生信号采样序列;(a)(2)把所述信号采样序列与校正值序列相乘,产生经校正值的序列;(a)(3)累加经校正值序列中的经校正值。
4.如权利要求3所述的方法,其特征在于,所述校正值序列至少包含一个零。
5.如权利要求4所述的方法,其特征在于,所述相乘步骤(a)(2)包含把小幅值的信号采样值与零校正值相乘的步骤。
6.如权利要求4所述的方法,其特征在于,所述相乘步骤(a)(2)包含如果信号采样值取自所述伺服信号的低于峰值的肩部则把信号采样值乘零校正值的步骤。
7.如权利要求1所述的方法,其特征在于,所述步骤(a)包含下述步骤:(a)(1)把所述伺服信号部分与校正信号相乘,产生经校正的信号;(a)(2)对所述经校正的信号进行积分。
8.如权利要求7所述的方法,其特征在于,所述位置误差区域值与相位区域值是模拟值,所述用相位区域值除位置误差区域值是模拟操作。
9.一种用于解调数据存储装置中的伺服信号以产生误差信号值的解调电路,该伺服信号包含相位区域信号和位置误差区域信号,其特征在于,该解调电路包括:校正电路,可接收并校正相位区域信号与位置误差区域信号,产生经校正的相位区域信号与经校正的位置误差区域信号;加法电路,耦联至所述校正电路,可随时间累加所述经校正的相位区域信号以产生归一化因子并可随时间累加所述位置误差区域信号以产生未换算的位置误差区域值;除法电路,可接收所述归一化因子与未换算的位置误差区域值并可用归一化因子除未换算的位置误差区域值,产生位置误差信号值。
10.如权利要求9所述的解调电路,其特征在于,所述加法电路包含模拟积分器。
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Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6333202B1 (en) * 1999-08-26 2001-12-25 International Business Machines Corporation Flip FERAM cell and method to form same
US6700728B2 (en) * 2001-06-04 2004-03-02 International Business Machines Corporation Method and disk drive for enhanced performance in the presence of stationary PES outliers
US6710951B1 (en) * 2001-10-31 2004-03-23 Western Digital Technologies, Inc. Phase locked loop employing a fractional frequency synthesizer as a variable oscillator
US7064914B1 (en) 2004-12-22 2006-06-20 Seagate Technology Llc Position error signal quality
US7440224B2 (en) * 2006-01-23 2008-10-21 Toshiba Corporation Disk drive servo
US7721049B2 (en) * 2006-03-27 2010-05-18 Kabuhsiki Kaisha Toshiba Disk drive write method
US7468859B2 (en) * 2006-05-31 2008-12-23 Kabushiki Kaisha Toshiba Voice coil motor effective resistance determination
US20070279788A1 (en) * 2006-05-31 2007-12-06 Toshiba America Information Systems, Inc. Method and apparatus to perform defect scanning
US20070279781A1 (en) * 2006-05-31 2007-12-06 Toshiba America Information Systems, Inc. Channel training method and apparatus
US7453660B2 (en) * 2006-05-31 2008-11-18 Kabushiki Kaisha Toshiba Shock feed forward adaptive filters
US20070279790A1 (en) * 2006-05-31 2007-12-06 Tanner Brian K Adjustable output voltage regulator for disk drive
US7457066B2 (en) * 2006-05-31 2008-11-25 Kabushiki Kiasha Toshiba Method and apparatus for phase-shift null-burst-pattern
US7436616B2 (en) * 2006-05-31 2008-10-14 Toshiba Corporation Current pulsing for unloading
US20070279782A1 (en) * 2006-05-31 2007-12-06 Rydhan Abdul R Method and apparatus for determining offset between read and write transducers in a disk drive
KR100889961B1 (ko) * 2007-04-30 2009-03-24 (주)컨벡스 스텝 모터 위치 오차 보정 방법 및 시스템
US7688538B1 (en) 2007-11-16 2010-03-30 Western Digital Technologies, Inc. Disk drive comprising a disk surface having track addresses of varying width
US7576942B1 (en) * 2008-04-22 2009-08-18 Seagate Technology Llc Servo sector format with large lithographic tolerances
US8339722B1 (en) * 2008-11-17 2012-12-25 Marvell International Ltd. Methods of demodulating a servo positon error signal on patterned media
US9514775B2 (en) * 2008-11-25 2016-12-06 Seagate Technology Llc Reducing effect of frequency acquisition error in a position error signal responsive to split servo burst patterns
US7986488B2 (en) * 2008-12-04 2011-07-26 Hitachi Global Storage Technologies Netherlands B.V. Magnetic recording disk and disk drive with alternating single-polarity position error signal (PES) blocks for read/write head positioning
US7995304B2 (en) * 2009-05-27 2011-08-09 Seagate Technology Llc Circuits that use a postamble signal to determine phase and frequency errors in the acquisition of a preamble signal
JP5162004B2 (ja) * 2011-05-20 2013-03-13 株式会社東芝 位置復調装置、及び位置復調方法
US8625231B1 (en) * 2012-11-08 2014-01-07 HGST Netherlands B.V. Adjusting VGA analog gain for misaligned servo sectors in a disk drive

Family Cites Families (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2039078B (en) 1978-12-27 1982-11-24 Ibm Sampled data servo positioning system
EP0094314B2 (en) 1982-05-10 1993-06-02 Digital Equipment Corporation Continuous-plus-embedded servo data position control system for magnetic disk device
DE3277601D1 (de) 1982-06-18 1987-12-10 Ibm Magnetizable recording disk and disk file employing servo sector head positioning
US4535372A (en) 1983-06-29 1985-08-13 Storage Technology Corporation Position tracking servo control systems and methods
US4679103A (en) 1986-04-29 1987-07-07 International Business Machines Corporation Digital servo control system for a data recording disk file
JPS6443879A (en) 1987-08-06 1989-02-16 Ibm Method and apparatus for control of positioning of head
US5136439A (en) 1989-09-29 1992-08-04 Seagate Technology, Inc. Sectored servo position demodulator system
US5117408A (en) 1989-09-29 1992-05-26 Seagate Technology, Inc. Correlation of sectored servo position information
US5041926A (en) 1989-11-13 1991-08-20 Hewlett-Packard Company Track position syncopation cancellation in a disk drive
US5089757A (en) 1991-03-15 1992-02-18 Maxtor Corporation Synchronous digital detection of position error signal
US5341249A (en) 1992-08-27 1994-08-23 Quantum Corporation Disk drive using PRML class IV sampling data detection with digital adaptive equalization
JPH07192238A (ja) 1993-11-23 1995-07-28 Internatl Business Mach Corp <Ibm> ディスク・ドライブ・サーボ制御装置
US5602692A (en) 1994-10-07 1997-02-11 International Business Machines Corporation Sampled position error signal demodulation system for banded data disk drives
US5576906A (en) 1994-10-11 1996-11-19 Quantum Corporation Synchronous detection of concurrent servo bursts for fine head position in disk drive
US5668678B1 (en) * 1994-11-14 2000-11-28 Cirrus Logic Inc Detecting servo data and servo bursts from discrete time samples of an analog read signal in a sampled amplitude read channel
US5717538A (en) * 1995-01-20 1998-02-10 International Business Machines Corporation Asynchronous position error signal detector employing weighted accumulation for use in servo system
US5818659A (en) 1995-05-02 1998-10-06 International Business Machines Corporation Quadrature servo pattern disk providing asynchronous digital PES
JP3360990B2 (ja) 1995-09-20 2003-01-07 株式会社東芝 ディスク記録再生装置のデータ再生処理装置
US5867341A (en) 1996-01-30 1999-02-02 Seagate Technology, Inc. Disc drive system using multiple pairs of embedded servo bursts
JPH09251735A (ja) * 1996-03-15 1997-09-22 Fujitsu Ltd 情報記憶媒体及び情報記憶装置
US5982721A (en) 1996-03-29 1999-11-09 Cirrus Logic, Inc. Optical disc drive comprising switching gains for forcing phase states to follow a sliding line trajectory in a servo system
US5825579A (en) 1996-04-04 1998-10-20 International Business Machines Corporation Disk drive servo sensing gain normalization and linearization
US6108153A (en) 1996-09-09 2000-08-22 Texas Instruments Incorporated Servo demodulator and method for synchronous servo demodulation

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