CN113820731A - 一种卫星导航接收机无周期长码信号的捕获方法及系统 - Google Patents

一种卫星导航接收机无周期长码信号的捕获方法及系统 Download PDF

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CN113820731A CN202111407144.5A CN202111407144A CN113820731A CN 113820731 A CN113820731 A CN 113820731A CN 202111407144 A CN202111407144 A CN 202111407144A CN 113820731 A CN113820731 A CN 113820731A
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Abstract

本发明公开了一种卫星导航接收机无周期长码信号的捕获方法及系统。方法包括以下步骤：S1、快速搜索阶段，使用较短的相干积分时间进行分段相关累加，对分段相关值进行快速傅里叶变换、取包络和后积累处理，对频谱包络取最大得到当前码相位下的多普勒频率初始估计值；S2、虚警验证阶段，对快速搜索阶段相位旋转后的多个分段相关值进行累加得到更长相干积分时间的分段相关值，同样进行快速傅里叶变换、取包络和后积累处理，使用频谱包络最大值进行捕获判决，当包络最大值超过捕获门限时，输出当前的码相位和多普勒频率作为信号捕获结果。本发明在保证多普勒搜索范围的情况下，能实现较高的检测性能，在不增加相关器资源的情况下实现两级检测。

Description

一种卫星导航接收机无周期长码信号的捕获方法及系统
技术领域
本发明涉及卫星导航技术领域，更具体地说，特别涉及一种卫星导航接收机无周期长码信号的捕获方法及系统。
背景技术
不同于采用短码的民用公开信号，各卫星导航系统的授权信号均使用无周期长码。通常情况下，卫星导航接收机在接收无周期长码时，需要首先接收民用信号，并从民用信号中解调出具体当前的准确时间，但是在某些情况下民用信号可能无法使用，或者为了防止被欺骗，授权信号接收机会对授权信号进行直接捕获。
对授权信号进行直接捕获时，时间不确定范围通常为
Figure 208279DEST_PATH_IMAGE001
。为了能够在较短的时间内完成如此大范围的码相位搜索，捕获模块必须要在低虚警概率下实现较高的检测概率。
目前导航信号接收机的捕获模块通常采用频域并行的实现架构，具体如图1所示，其中，Tc表示分段积分时间，M表示相干积累的分段数，N表示FFT点数，L表示后积累次数。为了能够在低虚警概率下实现较高的检测概率，就需要提高检测性能。在输入信号载噪比一定和约束总的积累时长的情况下，检测性能主要取决于分段积分时间Tc。增加分段积分时间可提高检测性能，但同时会减小多普勒频率搜索范围。当接收机动态范围较大时，就需要进行多次捕获，这会严重影响捕获时间。因此，在传统的捕获模块实现架构中，检测性能和多普勒搜索范围是难以兼顾的。
发明内容
本发明的目的在于提供一种卫星导航接收机无周期长码信号的捕获方法及系统，以克服现有技术所存在的缺陷。
为了达到上述目的，本发明采用的技术方案如下：
一种卫星导航接收机无周期长码信号的捕获方法，包括以下步骤：
S1、快速搜索阶段，首先使用较短的相干积分时间进行分段相关累加，然后对分段相关值进行快速傅里叶变换、取包络和后积累处理，最后对频谱包络取最大得到当前码相位下的多普勒频率初始估计值，并使用多普勒频率的初始估计值对分段相关值进行相位旋转；
S2、虚警验证阶段，首先对快速搜索阶段相位旋转后的多个分段相关值进行累加得到更长相干积分时间的分段相关值，然后同样进行快速傅里叶变换、取包络和后积累处理，最后使用频谱包络最大值进行捕获判决，当包络最大值超过捕获门限时，输出当前的码相位和多普勒频率作为信号捕获结果，否则继续下一个码相位的搜索。
进一步地，所述步骤S1的搜索阶段具体包括以下步骤：
S10、定义T c1为搜索阶段的分段积分时间，M 1为搜索阶段的相干积累的分段数，将输入的基带复信号
Figure 125419DEST_PATH_IMAGE002
和本地码
Figure 946569DEST_PATH_IMAGE003
进行相关累加，得到第i次后积累第k个分段的相关值，其中每个分段的相关值的表达式为
Figure 341778DEST_PATH_IMAGE004
，
Figure 156150DEST_PATH_IMAGE005
表示当前待验证的码相位偏移量；
S11、对第i次后积累的M 1个分段的相关值
Figure 509771DEST_PATH_IMAGE006
补零后进行N点的快速傅里叶变换，并对快速傅里叶变换结果取包络得到频域包络值
Figure 776805DEST_PATH_IMAGE007
；
S12、重复步骤S10-S11，计算得到第
Figure 975705DEST_PATH_IMAGE008
次的频域包络值
Figure 644583DEST_PATH_IMAGE009
，进行L 1点的后积累，得到积累后的频域包络值
Figure 169106DEST_PATH_IMAGE010
；
S13、对积累后的频域包络值
Figure 923435DEST_PATH_IMAGE011
取最大，设定最大值对应的序号为
Figure 660447DEST_PATH_IMAGE012
，则多普勒频率估计值
Figure 714991DEST_PATH_IMAGE013
为：
Figure 144835DEST_PATH_IMAGE014
；
式中，
Figure 386460DEST_PATH_IMAGE015
；
S14、根据多普勒频率估计值
Figure 661584DEST_PATH_IMAGE013
，对步骤S10中的分段相关值
Figure 836213DEST_PATH_IMAGE016
进行相位旋转，得到相位旋转后的分段相关值
Figure 171380DEST_PATH_IMAGE017
。
进一步地，所述步骤S2具体包括：
S20、将相位旋转后的连续H个分段相关值进行累加，得到第i次后积累以T c2 为分段积分时间的
Figure 900301DEST_PATH_IMAGE018
个分段相关值
Figure 979116DEST_PATH_IMAGE019
；
S21、对第i次后积累的M 2个分段的相关值补零后进行N点的快速傅里叶变换，并对快速傅里叶变换结果取包络得到频域包络值
Figure 8252DEST_PATH_IMAGE020
；
S22、重复步骤S20-S21，计算第
Figure 779899DEST_PATH_IMAGE021
次的频域包络值
Figure 730537DEST_PATH_IMAGE022
，并进行L 2 点的后积累，得到积累后的频域包络值
Figure 613042DEST_PATH_IMAGE023
；
S23、对积累后的频域包络值
Figure 496685DEST_PATH_IMAGE024
取最大得到最大包络值
Figure 439233DEST_PATH_IMAGE025
，对应的序号为
Figure 877168DEST_PATH_IMAGE026
，将最大包络值
Figure 297785DEST_PATH_IMAGE025
与预设的捕获门限
Figure 301513DEST_PATH_IMAGE027
比较，若
Figure 414962DEST_PATH_IMAGE028
则改变
Figure 340193DEST_PATH_IMAGE005
，重复步骤S10~S22，继续下一个相位的搜索，若
Figure 564501DEST_PATH_IMAGE029
则判定捕获到信号，输出捕获结果，所述捕获结果包括码相位
Figure 658621DEST_PATH_IMAGE005
和多普勒频率
Figure 942972DEST_PATH_IMAGE030
，
Figure 355499DEST_PATH_IMAGE031
为虚警验证阶段估计得到残留多普勒频率；
进一步地，所述虚警验证阶段估计得到残留多普勒频率的计算公式为：
Figure 383497DEST_PATH_IMAGE032
。
本发明还提供一种根据上述的卫星导航接收机无周期长码信号的捕获方法的系统，包括：
快速搜索模块，用于首先使用较短的相干积分时间进行分段相关累加，然后对分段相关值进行快速傅里叶变换、取包络和后积累处理，最后对频谱包络取最大得到当前码相位下的多普勒频率初始估计值，并使用多普勒频率的初始估计值对分段相关值进行相位旋转；
虚警验证模块，用于首先对快速搜索阶段相位旋转后的多个分段相关值进行累加得到更长相干积分时间的分段相关值，然后同样进行快速傅里叶变换、取包络和后积累处理，最后使用频谱包络最大值进行捕获判决，当包络最大值超过捕获门限时，输出当前的码相位和多普勒频率作为信号捕获结果，否则继续下一个码相位的搜索。
与现有技术相比，本发明的优点在于：本发明在保证多普勒搜索范围的情况下，能够实现较高的检测性能，并且通过复用相关值，在不增加相关器资源的情况下实现两级检测。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是现有技术的捕获模块通常采用频域并行的实现架构图。
图2是本发明卫星导航接收机无周期长码信号的捕获方法的流程图。
图3是本发明卫星导航接收机无周期长码信号的捕获系统的原理图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的优选实施例进行详细阐述，以使本发明的优点和特征能更易于被本领域技术人员理解，从而对本发明的保护范围做出更为清楚明确的界定。
针对传统捕获模块在进行无周期长码信号的捕获时，难以兼顾检测性能和多普勒搜索范围的问题，本发明通过基于快速搜索和虚警验证两层处理的实现架构，同时为了降低相关值计算所需的硬件资源，通过缓存相关值在两层处理中实现相关值的复用。
本发明将传统的频域并行捕获过程分为快速搜索和虚警验证两个阶段，即：S1、快速搜索阶段，首先使用较短的相干积分时间进行分段相关累加，然后对分段相关值进行快速傅里叶变换、取包络和后积累处理，最后对频谱包络取最大得到当前码相位下的多普勒频率初始估计值；S2、虚警验证阶段，首先使用多普勒频率的初始估计值对快速搜索阶段的分段相关值进行相位旋转，并将相位旋转后的多个分段相关值进行累加得到相干积分时间较长的分段相关值，然后同样进行快速傅里叶变换、取包络和后积累处理，最后使用频谱包络最大值进行捕获判决。当包络最大值超过捕获门限时，输出当前的码相位和多普勒频率作为信号捕获结果，否则继续下一个码相位的搜索。
参阅图2所示，其中，T c1和T c2分别表示快速搜索和虚警验证阶段的分段积分时间，M 1和M 2分别表示快速搜索和虚警验证阶段相干积累的分段数，N表示FFT（快速傅里叶变换）点数，L 1和L 2分别表示快速搜索和虚警验证阶段的后积累次数。
以快速搜索阶段的设计参数为例，T c1决定了多普勒搜索范围为
Figure 96239DEST_PATH_IMAGE033
，N决定了多普勒频率的估计分辨率
Figure 285911DEST_PATH_IMAGE034
，T c1、M 1、N、L 1共同决定了快速搜索阶段的检测性能。这些参数可事先根据捕获模块的设计目标来确定。虚警验证阶段的设计参数T c1、M 1、N、L 1具有类似的作用。
虽然快速搜索和虚警验证两个阶段的设计参数相互间并无约束，但是当T c2=HT c1，M 1=HM 2，L 1= L 2时，两阶段的相关值可以实现最大程度的复用。
本实施例公开了一种卫星导航接收机无周期长码信号的捕获方法，具体包括以下步骤：
步骤S10、定义T c1为搜索阶段的分段积分时间，M 1为搜索阶段的相干积累的分段数，将输入的基带复信号
Figure 185734DEST_PATH_IMAGE002
和本地码
Figure 751845DEST_PATH_IMAGE003
进行相关累加，得到第i次后积累第k个分段的相关值，其中每个分段的相关值的表达式为
Figure 584672DEST_PATH_IMAGE004
，
Figure 945246DEST_PATH_IMAGE005
表示当前待验证的码相位偏移量；
步骤S11、对第i次后积累的M 1个分段的相关值
Figure 332365DEST_PATH_IMAGE006
补零后进行N点的快速傅里叶变换，并对快速傅里叶变换结果取包络得到频域包络值
Figure 702166DEST_PATH_IMAGE007
；
步骤S12、重复步骤S10-S11，计算得到第
Figure 123920DEST_PATH_IMAGE008
次的频域包络值
Figure 920975DEST_PATH_IMAGE009
，进行L 1点的后积累，得到积累后的频域包络值
Figure 529811DEST_PATH_IMAGE010
；
步骤S13、对积累后的频域包络值
Figure 703303DEST_PATH_IMAGE011
取最大，设定最大值对应的序号为
Figure 245143DEST_PATH_IMAGE012
，则多普勒频率估计值
Figure 213099DEST_PATH_IMAGE013
为：
Figure 309231DEST_PATH_IMAGE014
；
式中，
Figure 20835DEST_PATH_IMAGE015
；
步骤S14、根据多普勒频率估计值
Figure 417181DEST_PATH_IMAGE013
，对步骤S10中的分段相关值
Figure 556039DEST_PATH_IMAGE016
进行相位旋转，得到相位旋转后的分段相关值
Figure 139467DEST_PATH_IMAGE017
。
所述的步骤S2具体包括：
步骤S20、将步骤S14中相位旋转后的连续H个分段相关值进行累加，得到第i次后积累以T c2 为分段积分时间的
Figure 389183DEST_PATH_IMAGE018
个分段相关值
Figure 905615DEST_PATH_IMAGE019
；
步骤S21、对第i次后积累的M 2个分段的相关值补零后进行N点的快速傅里叶变换，并对快速傅里叶变换结果取包络得到频域包络值
Figure 215373DEST_PATH_IMAGE020
；
步骤S22、重复步骤S20-S21，计算第
Figure 286097DEST_PATH_IMAGE021
次的频域包络值
Figure 339504DEST_PATH_IMAGE022
，并进行L 2 点的后积累，得到积累后的频域包络值
Figure 710442DEST_PATH_IMAGE023
；
步骤S23、对积累后的频域包络值
Figure 191102DEST_PATH_IMAGE024
取最大得到最大包络值
Figure 483543DEST_PATH_IMAGE025
，对应的序号为
Figure 340641DEST_PATH_IMAGE026
，将最大值
Figure 64621DEST_PATH_IMAGE025
与预设的捕获门限
Figure 716182DEST_PATH_IMAGE027
比较，若
Figure 761499DEST_PATH_IMAGE028
则改变
Figure 156708DEST_PATH_IMAGE005
，重复步骤S10~S22，继续下一个相位的搜索，若
Figure 236659DEST_PATH_IMAGE029
则判定捕获到信号，输出捕获结果，所述捕获结果包括码相位
Figure 324701DEST_PATH_IMAGE005
和多普勒频率
Figure 591734DEST_PATH_IMAGE030
，
Figure 790635DEST_PATH_IMAGE031
为虚警验证阶段估计得到残留多普勒频率。
所述虚警验证阶段估计得到残留多普勒频率的计算公式为：
Figure 725093DEST_PATH_IMAGE032
。
结合图3所示，本发明还提供一种根据上述的卫星导航接收机无周期长码信号的捕获方法的系统，包括：快速搜索模块1，用于首先使用较短的相干积分时间进行分段相关累加，然后对分段相关值进行快速傅里叶变换、取包络和后积累处理，最后对频谱包络取最大得到当前码相位下的多普勒频率初始估计值，并使用多普勒频率的初始估计值对分段相关值进行相位旋转；虚警验证模块2，用于首先对快速搜索阶段相位旋转后的多个分段相关值进行累加得到更长相干积分时间的分段相关值，然后同样进行快速傅里叶变换、取包络和后积累处理，最后使用频谱包络最大值进行捕获判决，当包络最大值超过捕获门限时，输出当前的码相位和多普勒频率作为信号捕获结果，否则继续下一个码相位的搜索。
下面通过具体实验对本发明作进一步说明。
下表1分别是输入信号载噪比32dBHz，FFT点数为32点时，采用传统方法和本发明的方法所对应的检测性能。
表1
Figure 984036DEST_PATH_IMAGE036
由上述仿真结果可见，相比传统方法，当总的积累时长均为80ms，虚警概率为0.02%时，本发明的检测性能为93.5%，远优于传统方法的62.0%。传统方法为了实现与本发明相同的检测性能，所需的总积累时长需由80ms增加至140ms，也就是说本发明在保证多普勒搜索范围的情况下，能够实现较高的检测性能。
虽然结合附图描述了本发明的实施方式，但是专利所有者可以在所附权利要求的范围之内做出各种变形或修改，只要不超过本发明的权利要求所描述的保护范围，都应当在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种卫星导航接收机无周期长码信号的捕获方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、快速搜索阶段，首先使用较短的相干积分时间进行分段相关累加，然后对分段相关值进行快速傅里叶变换、取包络和后积累处理，最后对频谱包络取最大得到当前码相位下的多普勒频率初始估计值，并使用多普勒频率的初始估计值对分段相关值进行相位旋转；
S2、虚警验证阶段，首先对快速搜索阶段相位旋转后的多个分段相关值进行累加得到更长相干积分时间的分段相关值，然后同样进行快速傅里叶变换、取包络和后积累处理，最后使用频谱包络最大值进行捕获判决，当包络最大值超过捕获门限时，输出当前的码相位和多普勒频率作为信号捕获结果，否则继续下一个码相位的搜索。
2.根据权利要求1所述的卫星导航接收机无周期长码信号的捕获方法，其特征在于，所述步骤S1的搜索阶段具体包括以下步骤：
S10、定义T c1为搜索阶段的分段积分时间，M 1为搜索阶段的相干积累的分段数，将输入的基带复信号
Figure DEST_PATH_IMAGE001
和本地码
Figure 3909DEST_PATH_IMAGE002
进行相关累加，得到第i次后积累第k个分段的相关值，其中每个分段的相关值的表达式为
Figure DEST_PATH_IMAGE003
，
Figure 704012DEST_PATH_IMAGE004
表示当前待验证的码相位偏移量；
S11、对第i次后积累的M 1个分段的相关值
Figure DEST_PATH_IMAGE005
补零后进行N点的快速傅里叶变换，并对快速傅里叶变换结果取包络得到频域包络值
Figure 88857DEST_PATH_IMAGE006
；
S12、重复步骤S10-S11，计算得到第
Figure DEST_PATH_IMAGE007
次的频域包络值
Figure 809688DEST_PATH_IMAGE008
，进行L 1点的后积累，得到积累后的频域包络值
Figure DEST_PATH_IMAGE009
；
S13、对积累后的频域包络值
Figure 912774DEST_PATH_IMAGE010
取最大，设定最大值对应的序号为
Figure DEST_PATH_IMAGE011
，则多普勒频率估计值
Figure 118365DEST_PATH_IMAGE012
为：
Figure DEST_PATH_IMAGE013
；
式中，
Figure 357716DEST_PATH_IMAGE014
；
S14、根据多普勒频率估计值
Figure 515028DEST_PATH_IMAGE012
，对步骤S10中的分段相关值
Figure DEST_PATH_IMAGE015
进行相位旋转，得到相位旋转后的分段相关值
Figure 43093DEST_PATH_IMAGE016
。
3.根据权利要求2所述的卫星导航接收机无周期长码信号的捕获方法，其特征在于，所述步骤S2具体包括：
S20、将相位旋转后的连续H个分段相关值进行累加，得到第i次后积累以T c2 为分段积分时间的
Figure DEST_PATH_IMAGE017
个分段相关值
Figure 678473DEST_PATH_IMAGE018
；
S21、对第i次后积累的M 2个分段的相关值补零后进行N点的快速傅里叶变换，并对快速傅里叶变换结果取包络得到频域包络值
Figure DEST_PATH_IMAGE019
；
S22、重复步骤S20-S21，计算第
Figure 37910DEST_PATH_IMAGE020
次的频域包络值
Figure DEST_PATH_IMAGE021
，并进行L 2 点的后积累，得到积累后的频域包络值
Figure 477375DEST_PATH_IMAGE022
；
S23、对积累后的频域包络值
Figure DEST_PATH_IMAGE023
取最大得到最大包络值
Figure 289474DEST_PATH_IMAGE024
，对应的序号为
Figure DEST_PATH_IMAGE025
，将最大包络值
Figure 728545DEST_PATH_IMAGE024
与预设的捕获门限
Figure 411330DEST_PATH_IMAGE026
比较，若
Figure DEST_PATH_IMAGE027
则改变
Figure 644866DEST_PATH_IMAGE028
，重复步骤S10~S22，继续下一个相位的搜索，若
Figure DEST_PATH_IMAGE029
则判定捕获到信号，输出捕获结果，所述捕获结果包括码相位
Figure 944260DEST_PATH_IMAGE028
和多普勒频率
Figure 124706DEST_PATH_IMAGE030
，
Figure DEST_PATH_IMAGE031
为虚警验证阶段估计得到残留多普勒频率。
4.根据权利要求3所述的卫星导航接收机无周期长码信号的捕获方法，其特征在于，所述虚警验证阶段估计得到残留多普勒频率的计算公式为：
Figure 957270DEST_PATH_IMAGE032
。
5.根据权利要求1-4任意一项所述的卫星导航接收机无周期长码信号的捕获方法的系统，其特征在于，包括：
快速搜索模块，用于首先使用较短的相干积分时间进行分段相关累加，然后对分段相关值进行快速傅里叶变换、取包络和后积累处理，最后对频谱包络取最大得到当前码相位下的多普勒频率初始估计值，并使用多普勒频率的初始估计值对分段相关值进行相位旋转；
虚警验证模块，用于首先对快速搜索阶段相位旋转后的多个分段相关值进行累加得到更长相干积分时间的分段相关值，然后同样进行快速傅里叶变换、取包络和后积累处理，最后使用频谱包络最大值进行捕获判决，当包络最大值超过捕获门限时，输出当前的码相位和多普勒频率作为信号捕获结果，否则继续下一个码相位的搜索。
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