CN113506985B - 一种毫米波基片集成波导喇叭一维立体布局扫描相控阵 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种毫米波基片集成波导喇叭一维立体布局扫描相控阵。本发明包括包括n个基片集成波导子阵列和n+1块金属隔板；一个基片集成波导子阵列包括k个H面喇叭单元天线和一个k路基片集成波导功率分配器，其中，k路基片集成波导功率分配器作为k个H面喇叭单元天线的馈电网络，k路基片集成波导功率分配器的k个输出端口分别与k个H面喇叭单元天线相连接。本发明在扫描方向上的单元间距可以做到小于0.4λ0(f0＝29.5GHz)，并且大扫描角度范围内保持较低的副瓣电平。本发明的馈电网络易于实现，并且由于其非等功率分配的特性既能够实现高增益的k×1基片集成波导子阵列，也能够实现非扫描平面方向图较低的副瓣电平。
Description
技术领域
本发明属于天线技术领域，具体涉及一种毫米波基片集成波导喇叭一维立体布局扫描相控阵。
背景技术
随着社会对数据传输速率越来越高的需求，毫米波频谱逐渐得到开发利用，毫米波天线受到众多研究人员的关注。毫米波相控阵天线既有阵列天线的高增益的特点，又可以实现灵活的波束指向，这些优点可用于应对毫米波传播时较高的路径损耗以及实现单个天线更大的覆盖范围。通常相控阵天线的阵元需要满足在扫描面具有较宽的半功率波束宽度，以及相邻阵元间的间距足够小，以此保证在大扫描角时相控阵天线的辐射方向图增益下降较小以及不出现栅瓣。此外，阵列中各个阵元间的耦合应该尽可能小，以保证相控阵天线良好的总体扫描性能。
在传统相控阵天线的设计中，多采用在一个平面上均匀布阵的方式，并且采取措施抑制或者减小单元间的耦合，常见的措施有：在单元间加入隔板、增加单元间距或者针对性地在单元间设计去耦结构。虽然这些技术可以在一定程度上增加阵中各个单元间的隔离度，但是也会对相控阵天线的辐射性能产生负面影响，而且会增大天线的复杂程度和设计工作量。除此之外，相控阵天线的布阵方式也可以是同一平面上非均匀的形式。非均匀布阵只适用于大规模阵列中，并且由于阵元的数目较多，只能采用全局优化算法确定每个阵元的位置，才可能获得最佳的阵列中各个单元的布局，但是这种阵列设计方法计算量巨大，设计周期长。又因为数量众多的单元之间的耦合的计算难度大，通常在设计中常常被忽略，并不能保证非均布平面阵列实物具备满足实际应用需求的辐射性能。
综上所述，毫米波通信技术快速发展，带来对高性能毫米波相控阵天线的强烈需求，这使得结构简单、扫描性能优异的毫米波相控阵天线的研究意义重大。
现有技术存在以下缺点：
1)一种小体积宽角覆盖模块化频扫相控阵天线(孙浩,王燕,鲁加国,刘小为,李莉,孙伟,张崎,门国捷.一种小体积宽角覆盖模块化频扫相控阵天线[P].安徽省：CN213304350U,2021-05-28.)中提出的相控阵天线尽管其扫描覆盖角度范围大于120°范围，并且能够保持低于-28dB的天线副瓣电平，但是在扫描覆盖角度范围内其增益变化起伏超过了3dB，不利于在毫米波频段应用。此外，该方案的阵元数目多、采用焊接的工艺进行加工，毫米波天线由于其电尺寸小，对天线尺寸变化敏感，焊接工艺难以保证天线的可靠性。
2)一种扇形波束扫描反射阵列天线(黄晓东,樊志凡,金秀华.一种扇形波束扫描反射阵列天线[P].江苏：CN109066061A,2018-12-21.)中提出的毫米波相控阵天线采用10个波导构建扫描阵列，采用机械调相的方式，不仅增加了机械复杂程度，而且不能实现连续的扫描覆盖角度范围。此外，该方案只有7％的工作带宽，扫描覆盖角度范围不宽，无法满足毫米波扫描天线的覆盖范围要求。
发明内容
为了克服现有技术存在的缺点与不足，本发明提供一种基于非平面布局的毫米波基片集成波导喇叭一维立体布局扫描相控阵天线，该相控阵天线结构相对简单，并且具有高增益、高隔离、宽扫描范围的特性，可用于毫米波通信系统中。
本发明的目的至少通过如下技术方案之一实现。
一种毫米波基片集成波导喇叭一维立体布局扫描相控阵，包括n个基片集成波导子阵列和n+1块金属隔板；
一个基片集成波导子阵列包括k个H面喇叭单元天线和一个k路基片集成波导功率分配器，其中，k路基片集成波导功率分配器作为k个H面喇叭单元天线的馈电网络，k路基片集成波导功率分配器的k个输出端口分别与k个H面喇叭单元天线相连接。
进一步地，n个基片集成波导子阵列的排列方式为非平面的立体布局，即相邻的基片集成波导子阵列的高度不同，辐射口径不在同一平面，基片集成波导子阵列从阵列中心位置往两边，辐射口径平面逐渐降低。在相邻基片集成波导子阵列间加入改善相控阵单元间耦合度的金属隔板。
进一步地，提高相控阵单元间隔离度的金属隔板采用长方体结构以及弯折90°的长方体结构两种形式，容易加工实现；n+1块金属隔板采用与n个基片集成波导子阵列的相同的布局方式，也表现为中间位置的金属隔板高，而两边的金属隔板逐渐降低，既能增大基片集成波导子阵列间的隔离度，也可以降低金属隔板对相控阵扫描方向图的影响，达到更大的扫描覆盖角度范围；金属隔板与相邻的基片集成波导子阵列的高度相差h，h的取值范围为0～4mm；金属隔板也起着支撑固定整个相控阵天线的作用。
进一步地，一个基片集成波导子阵列的k个H面喇叭单元天线和一个k路基片集成波导功率分配器具有相同的厚度，采用单层或者多层高频介质板工艺实现。
进一步地，一个基片集成波导子阵列的k个H面喇叭单元天线均在喇叭口径内部添加若干个调谐匹配金属化过孔，以实现基片集成波导子阵列的良好宽带匹配性能；调谐匹配金属化过孔具体设置的位置与个数与H面喇叭单元天线的张口大小有关。
进一步地，k路基片集成波导功率分配器的k个输出端口采用非等功率分配方式，中心位置的输出端口的功率分配比例比两边的输出端口的功率分配比例更高，以保证相控阵天线在增加单个H面喇叭单元天线沿磁场方向的辐射口径的尺寸获得高增益的同时，非扫描面的方向图依然保持较好的低副瓣特性。
进一步地，非等功率分配的k路基片集成波导功率分配器由若干个等功率分配的H-T结型的2路基片集成波导功率分配器组成；
非等功率分配的k路基片集成波导功率分配器的各个输出端口的不同功率分配比例通过设置从输入端口到输出端口信号路径上H-T结型的2路基片集成波导功率分配器的数量实现。
进一步地，非等功率分配的k路基片集成波导功率分配器的各个输出端口的不同功率分配比例的输出端口由于功率分配方式造成的相位差采用弯折延时线进行补偿，保证各个输出端口相位一致性。
进一步地，k为偶数，k个H面喇叭单元天线的辐射口径设置在同一个平面上，组成k×1的一维线性阵列。
进一步地，采用若干个螺钉实现基片集成波导子阵列和金属隔板的组装。
与现有技术相比，本发明的优点包括：
本发明在扫描方向上的单元间距可以做到小于0.4λ0(f0＝29.5GHz)，可以大扫描角度范围内保持较低的副瓣电平。
本发明采用调整金属隔板高度的方法在24.25-29.5GHz频率范围内实现较高的单元间隔离度，该方法具有简单有效、实现难度小的特点。
本发明的馈电网络易于实现，并且由于其非等功率分配的特性既能够实现高增益的k×1基片集成波导子阵列，也能够实现非扫描平面方向图较低的副瓣电平。
本发明可以采用较少的子阵列数目，在24.25-29.5GHz频率范围内实现超过±60°的天线起伏增益低于3dB的扫描角覆盖范围。
本发明基于基片集成波导技术设计喇叭天线及其对应的功率分配网络，并且采用形状较为简单的金属隔板提高相控阵的扫描性能，加工相对容易、加工成本低。
附图说明
图1a是本发明实施例相控阵天线的一个H面喇叭单元天线的主视图；
图1b是本发明实施例相控阵天线的一个H面喇叭单元天线的左视图；
图2是本发明实施例相控阵天线的基片集成波导子阵列的馈电网络，即6路基片集成波导功率分配器的主视图；
图3a是本发明实施例毫米波基片集成波导喇叭一维立体布局扫描相控阵结构的主视图；
图3b是本发明实施例毫米波基片集成波导一维立体布局扫描相控阵结构的左视图；
图4是本发明实施例相控阵天线各个单元的端口反射系数；
图5是本发明实施例相控阵天线各个单元间的耦合系数；
图6是本发明实施例相控阵天线在24.25-29.5GHz频带内波束指向0度时(等幅同相馈电)的辐射增益(仿真)；
图7是本发明实施例相控阵天线在24.25-29.5GHz频带内波束指向0度时(等幅同相馈电)的天线效率(仿真)；
图8是本发明实施例相控阵天线在26.75GHz一维扫描0°-70°(以10°为间隔)时的E面辐射方向图。
图9是本发明实施例相控阵天线在24-30GHz波束指向0°以及60°的方向图增益；
图10是本发明实施例相控阵天线在24-30GHz波束指向0°以及60°的方向图副瓣电平。
具体实施方式
下面结合实施例及附图，对本发明作进一步的详细说明，但本发明的实施方式不限于此。
实施例：
本实施例中，一种毫米波基片集成波导喇叭一维立体布局扫描相控阵采用6×4阵列形式，并且在扫描面上的各个基片集成波导子阵列的排列方式为非平面立体布局形式，可以实现沿E面的波束扫描，如图3a和图3b所示，包括4个基片集成波导子阵列和5块金属隔板；
如图3b所示，4个基片集成波导子阵列中的第一子阵列6与第四子阵列12相同，第二子阵列8与第三子阵列10相同。
本实施例中，扫描面上的各个基片集成波导子阵列的非平面立体布局形式，特征为第一子阵列6和第四子阵列12的辐射口径平面比第二子阵列8和第三子阵列10的辐射口径平面低3mm，通过这样的布局，第一子阵列6和第四子阵列12的辐射波束主瓣指向更大地偏离辐射口径平面的法向，从而可以令相控阵实现更大的扫描角度覆盖范围。
本实施例中，5块金属隔板的设置方式与4个基片集成波导子阵列的设置方式相互配合。位于阵列中间的第三金属隔板9具有最高的高度，往两边金属隔板的高度逐渐下降，其中第一金属隔板5和第五金属隔板13与第一子阵列6的高度相同；第二金属隔板7和第四金属隔板11比第一子阵列6和第二子阵列8分别高3.83mm和0.83mm；第三金属隔板9比第二子阵列8和第三子阵列高2.1mm。在本实施例中，第二金属隔板7、第三金属隔板9和第四金属隔板11的厚度均为1.5mm。值得指出的是，第一金属隔板5和第五金属隔板13位于整个相控阵的两侧，采用了弯折90°的金属薄板设计，两者的厚度均为1mm，可以在一定程度上减小相控阵天线的后向辐射。
采用本发明中的金属隔板实施方式，可以极大地增强毫米波基片集成波导喇叭一维立体布局扫描相控阵的各个基片集成波导子阵列间的隔离度。
本实施例中，采用若干个螺钉实现基片集成波导子阵列和金属隔板的组装，装配的螺钉孔14如图3a所示。
本实施例中，设置在相控阵天线的E面上实现波束扫描，因为在该方向上，相控阵天线的基片集成波导子阵列和金属隔板的物理尺小，阵列单元间距小于0.4λ0(29.5GHz)，因而可以在扫描范围内使方向图的扫描面保持较低的副瓣电平。
本实施例中，基片集成波导子阵列包括6个H面喇叭单元天线和一个6路基片集成波导功率分配器，分别如图1和图2所示，其中6路基片集成波导功率分配器的6个输出端口分别与6个H面喇叭单元天线相连，如图3a所示，构成一个6×1基片集成波导子阵列，从而获得较强的方向性。采用金属化过孔4组成基片集成波导子阵列的波导壁，如图3a所示。
本实施例中，单个H面喇叭单元天线的结构如图1a和图1b所示，6个H面喇叭单元天线口径内部均添加2个调谐匹配金属化过孔1，2个调谐匹配金属化过孔1对称分布于H面喇叭单元天线的E面的两侧，采用金属孔2构成H面喇叭单元天线的基片集成波导的金属壁。本实施例中，引入调谐匹配金属化过孔1，可以实现整个相控阵天线完整覆盖24.25-29.5GHz的匹配带宽。
本实施例中，基片集成波导子阵列采用6路基片集成波导功率分配器作为6个H面喇叭单元天线的馈电网络，如图2所示。
本实施例中，6路基片集成波导功率分配器采用了5个等功率分配的H-T结型的2路基片集成波导功率分配器，6个端口的功率分配比例为1：1：2：2：1：1。位于6路基片集成波导功率分配器中心位置的两个输出端口的功率分配比例为其他位置的输出端口的功率分配比例的2倍。为了实现这样的功率分配比例，从输入端口到中心位置的两个输出端口的信号路径只经过2个等功率分配的H-T结型的2路基片集成波导功率分配器，而其余的则会经过3个个等功率分配的H-T结型的2路基片集成波导功率分配器。
本实施例中，为了保证6路基片集成波导功率分配器不同端口的相位一致性，在中心位置的输出端口前引入弯折延时线3，如图2所示。弯折延时线3能够在24.25-29.5GHz频带范围内保持不同输出端口间的相位误差小于11°。
本实施例中，组成基片集成波导子阵列的6个H面喇叭单元天线的H面尺寸较大，因而采用等功率分配的功率分配器作为馈电网络时，会在方向图的非扫描面形成较高的副瓣电平，影响方向图主瓣的辐射增益特性。采用1：1：2：2：1：1的功率分配比的6路基片集成波导功率分配器，能够保证相控阵天线在增加H面喇叭单元天线沿磁场方向的辐射口径的尺寸获得高增益的同时，非扫描面的方向图依然保持较好的低副瓣特性。
本实施例中，一个基片集成波导子阵列采用双层Rogers 4003基板实现，其相对介电常数为3.55，电损耗角正切为0.0027，两层Rogers 4003基板的厚度分别为0.813mm以及1.524mm。为了避免毫米波频段半固化片可能带来的较大损耗，使用螺钉实现各层Rogers4003基板的装配。
利用电磁仿真软件对本发明实施例毫米波基片集成波导喇叭一维立体布局扫描相控阵天线进行仿真，获得回波损耗、天线单元耦合、天线效率以及天线的扫描辐射方向图等结果。
图4和图5分别给出本发明中所述相控阵天线的端口的回波损耗和端口耦合度的S参数随频率变化的结果。从图4可以看出，在24.25-29.5GHz频带范围内，相控阵天线的各个阵元的端口的回波损耗均低于-10dB，实现了较低的端口反射性能。图5则显示了在24.25-29.5GHz频带范围内，相控阵天线各个阵元间的端口耦合低于-18dB，可见阵元间的隔离度较高。
图6给出对整个相控阵天线的各个端口施加等幅同相激励(幅度为1，相位为0)情况下，相控阵天线在端射方向(θ＝0°,φ＝0°)的增益随频率变化的结果。由图中可以看到在24.25-29.5GHz频带范围内，相控阵天线的辐射增益大于17dBi。
图7给出对整个相控阵天线的各个端口施加等幅同相激励(幅度为1，相位为0)情况下，相控阵天线的天线效率随频率变化的结果。由图中可以看到在24.25-29.5GHz频带范围内，相控阵天线的天线效率高于0.73。
图8给出本发明实施例相控阵天线在26.75GHz时，扫描E面0°、10°、20°、30°、40°、50°、60°、70°时的辐射方向图。从图中可以见，本实施例的相控阵天线具有较好的扫描特性。
图9给出本发明实施例辐射波束指向0°以及60°时的辐射增益在24-30GHz频带范围内的结果。由图中可以看到，在24-30GHz频带范围内，波束指向60°时，本实施例的相控阵天线的增益高于15dBi，增益特性较好。此外，该图还显示出在24-30GHz频带范围内本实施例的相控阵天线的3dB增益下降扫描范围超过120°。
图10给出本发明实施例辐射波束指向0°以及60°时的副瓣电平在24-30GHz频带范围内的结果。由图中可以看到，在24-30GHz频带范围内，本实施例的相控阵天线辐射波束指向0°时扫描面具有较低的副瓣电平，并且辐射波束指向60°时，扫描面的副瓣电平仍然低于-6dB，方向性依然良好。
以上所述实施例仅表达了本发明的具体实施方式，其描述较为具体和详细，但不能理解为对本发明范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。
Claims (10)
1.一种毫米波基片集成波导喇叭一维立体布局扫描相控阵，其特征在于：包括n个基片集成波导子阵列和n+1块金属隔板；相邻的基片集成波导子阵列的高度不同；
一个基片集成波导子阵列包括k个H面喇叭单元天线和一个非等功率分配的k路基片集成波导功率分配器，其中，k路基片集成波导功率分配器作为k个H面喇叭单元天线的馈电网络，k路基片集成波导功率分配器的k个输出端口分别与k个H面喇叭单元天线相连接。
2.根据权利要求1所述的一种毫米波基片集成波导喇叭一维立体布局扫描相控阵，其特征在于：n个基片集成波导子阵列的排列方式为非平面的立体布局，即相邻的基片集成波导子阵列的高度不同，辐射口径不在同一平面，中间位置的基片集成波导子阵列高，两边的基片集成波导子阵列的高度逐渐降低；
在相邻基片集成波导子阵列间加入改善相控阵单元间耦合度的金属隔板。
3.根据权利要求2所述的一种毫米波基片集成波导喇叭一维立体布局扫描相控阵，其特征在于：金属隔板采用长方体结构以及弯折90°的长方体结构两种形式；n+1块金属隔板采用与n个基片集成波导子阵列的相同的布局方式，即中间位置的金属隔板高，而两边的金属隔板的高度逐渐降低；
金属隔板与相邻的基片集成波导子阵列的高度相差h，h的取值范围为0～4mm。
4.根据权利要求1所述的一种毫米波基片集成波导喇叭一维立体布局扫描相控阵，其特征在于：一个基片集成波导子阵列的k个H面喇叭单元天线和一个k路基片集成波导功率分配器具有相同的厚度，采用单层或者多层高频介质板工艺实现。
5.根据权利要求1所述的一种毫米波基片集成波导喇叭一维立体布局扫描相控阵，其特征在于：一个基片集成波导子阵列的k个H面喇叭单元天线均在喇叭口径内部添加若干个调谐匹配金属化过孔。
6.根据权利要求1所述的一种毫米波基片集成波导喇叭一维立体布局扫描相控阵，其特征在于：非等功率分配的k路基片集成波导功率分配器的k个输出端口采用非等功率分配方式，中心位置的输出端口的功率分配比例比两边的输出端口的功率分配比例更高。
7.根据权利要求6所述的一种毫米波基片集成波导喇叭一维立体布局扫描相控阵，其特征在于：非等功率分配的k路基片集成波导功率分配器由若干个等功率分配的H-T结型的2路基片集成波导功率分配器组成；
非等功率分配的k路基片集成波导功率分配器的各个输出端口的不同功率分配比例通过设置从输入端口到输出端口信号路径上H-T结型的2路基片集成波导功率分配器的数量实现。
8.根据权利要求7所述的一种毫米波基片集成波导喇叭一维立体布局扫描相控阵，其特征在于：非等功率分配的k路基片集成波导功率分配器的各个输出端口的不同功率分配比例的输出端口由于功率分配方式造成的相位差采用弯折延时线进行补偿。
9.根据权利要求1所述的一种毫米波基片集成波导喇叭一维立体布局扫描相控阵，其特征在于：k为偶数，k个H面喇叭单元天线的辐射口径设置在同一个平面上，组成k×1的一维线性阵列。
10.根据权利要求1～9任一项所述的一种毫米波基片集成波导喇叭一维立体布局扫描相控阵，其特征在于：采用若干个螺钉实现基片集成波导子阵列和金属隔板的组装。
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