CN113437982A - 相位/频率跟踪收发器 - Google Patents

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CN113437982A CN202110289204.1A CN202110289204A CN113437982A CN 113437982 A CN113437982 A CN 113437982A CN 202110289204 A CN202110289204 A CN 202110289204A CN 113437982 A CN113437982 A CN 113437982A
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Abstract

一种射频(RF)收发器包括：参考信号源，所述参考信号源用于生成参考信号；本地RF源，所述本地RF源用于生成本地RF信号；以及混合信号相位/频率检测器，所述混合信号相位/频率检测器用于将参考信号与本地RF信号进行比较，并且根据比较来生成差信号，其中，差信号包括调制分量和误差分量。收发器还包括：接收器前端，所述接收器前端用于接收角度调制的RF信号并且将角度调制的RF信号下变频为基带信号；正交调制器，所述正交调制器被配置为用基带信号对参考信号源进行角度调制。

Description

相位/频率跟踪收发器
技术领域
本公开涉及相位/频率跟踪射频收发器，并且特别地，涉及用于恒定包络调制标准的低功率收发器。
背景技术
针对低功耗、成本和复杂性来优化用于无线连接的恒定包络相位/频率调制标准(例如，蓝牙低能耗(BLE)和IEEE 802.15.4ZigBee)，并且所述调制标准已经实现了无线物联网(IoT)技术的部署。IoT芯片组的关键部件是无线电收发器(TRX)，其中功耗严重影响电池寿命。
在接收器(RX)侧上的常规方法使用数字/电压控制振荡器(D/VCO)作为窄带宽模拟锁相环(APLL)中的本地振荡器(LO)，以跟踪所接收的射频(RF)载波的频率。用于D/VCO的产生的控制电压包括与RF载波上的相位调制对应的环路带宽之外的频率，其可以被解调以恢复所接收的数据。然而，该RX拓扑遭受来自强干扰的频率牵引和来自下变频LO相位噪声的较差灵敏度。在发射器(TX)侧上，常规方法使用数字PLL(DPLL)中的D/VCO来将D/VCO锁定到稳定参考振荡器频率的倍数。这种方法需要宽带宽环路来用TX数据调制D/VCO，这增加了相位噪声。另外，在RX与TX模式之间切换时，这些方法不提供如一些应用(例如，蓝牙标准中的高精度距离测量(HADM))所需的相位相干性。
发明内容
本公开描述了相位/频率收发器中的用于恒定包络射频信号的相干接收和发射的示例性装置、系统和方法。
在一个示例中，一种射频(RF)收发器包括：参考信号源，参考信号源被配置为生成参考信号；本地RF源，本地RF源被配置为生成本地RF信号；以及混合信号相位/频率检测器，混合信号相位/频率检测器被配置为将参考信号与本地RF信号进行比较，并且根据比较生成差信号，其中，差信号包括调制分量和误差分量。
在一个示例中，RF收发器还包括：接收器前端，接收器前端被配置为接收角度调制的RF信号并且将角度调制的RF信号下变频为基带信号；以及正交调制器，正交调制器与接收器前端和参考信号源耦合，其中，正交调制器被配置为用基带信号对参考信号源进行角度调制。
在RF收发器的一个示例中，混合信号相位/频率检测器包括被配置为对本地RF信号进行分频的分数N型Δ-Σ相位/频率检测器(ΔΣ-PFD)，其中，差信号是通过将角度调制的参考信号的过零点和分频的本地RF信号的过零点进行比较而得到的，并且其中，调制分量包括数字化基带信号，并且误差分量包括分数控制序列。
在RF收发器的一个示例中，本地RF源包括数字控制振荡器(DCO)，并且RF收发器还包括：与ΔΣ-PFD耦合的加法器，其中加法器被配置为根据分数控制序列与分数控制数之间的差来生成数字频率误差；与加法器耦合的累加器，累加器被配置为根据数字频率误差生成数字相位误差；以及数字环路滤波器(DLF)，DLF被配置为选择数字相位误差，其中，数字相位误差适于将DCO锁相到参考信号。
在一个示例中，RF收发器还包括与ΔΣ-PFD耦合的数字解调器，其中数字解调器被配置为解码数字化基带信号以恢复所接收的数据位的流。
在RF收发器的一个示例中，本地RF源包括被配置为由数字化基带信号进行角度调制的数字控制振荡器(DCO)。
在RF收发器的一个示例中，混合信号相位/频率检测器包括被配置为对角度调制的本地RF信号进行分频的分数N型Δ-Σ相位/频率检测器(ΔΣ-PFD)，其中，差信号是通过将参考信号的过零点与分频的角度调制的本地RF信号的过零点进行比较而得到的，并且其中，调制分量包括数字化基带信号，并且误差分量包括分数控制序列。
在一个示例中，RF收发器还包括：与ΔΣ-PFD耦合的第一加法器，第一加法器被配置为根据分数控制序列与分数控制数之间的差来生成数字频率误差；与第一加法器耦合的累加器，累加器被配置为根据数字频率误差生成数字相位误差；以及数字环路滤波器(DLF)，DLF被配置为选择数字相位误差，其中，数字相位误差适于将DCO锁相到参考信号。
在一个示例中，RF收发器还包括：与第一加法器耦合并且与第二加法器耦合的数字调制器，第二加法器耦合在DLF与DCO之间，其中数字调制器被配置为将发射数据位的序列编码为数字化基带信号，其中，来自ΔΣ-PFD的数字化基带信号在第一加法器中被来自数字调制器的数字化基带信号抵消，并且其中，来自数字调制器的数字化基带信号在第二加法器中被加到数字相位误差信号，以用数字化基带信号调制DCO。
在一个示例中，RF收发器还包括与DCO耦合的功率放大器(PA)，以放大来自数字基带调制的DCO的信号。
在一个示例中，一种在RF收发器中的方法包括：在混合信号相位/频率检测器中将来自参考源的参考信号与本地射频(RF)信号进行比较；根据比较生成差信号，其中差信号包括调制分量和误差分量；以及用误差分量将本地RF信号锁相到参考信号，以执行用于RF接收的角度解调和用于RF发射的角度调制。
在一个示例中，该方法还包括：在接收器前端中接收角度调制的RF信号并且将角度调制的RF信号下变频为基带信号；以及用基带信号对参考源进行角度调制以生成角度调制的参考信号。
在该方法的一个示例中，混合信号相位/频率检测器包括被配置为对本地RF信号进行分频的分数N型Δ-Σ相位/频率检测器(ΔΣ-PFD)，其中，差信号是通过将角度调制的参考信号的过零点与分频的本地RF信号的过零点进行比较而得到的。
在该方法的一个示例中，调制分量包括数字化基带信号，并且误差分量包括分数控制序列。
在该方法的一个示例中，本地RF信号由数字控制振荡器(DCO)生成，并且该方法还包括：根据分数控制序列与分数控制数之间的差生成数字频率误差；累加数字频率误差以生成数字相位误差；以及用数字环路滤波器(DLF)选择数字相位误差，其中，将本地RF信号锁相到参考信号包括用数字相位误差调谐DCO。
在一个示例中，该方法还包括解调数字基带信号以恢复所接收的数据位的流。
在一个示例中，在RF收发器中的方法包括用数字化基带信号对本地RF信号源进行角度调制以生成本地RF信号。
在该方法的一个示例中，混合信号相位/频率检测器包括被配置为对本地RF信号进行分频的分数N型Δ-Σ相位/频率检测器(ΔΣ-PFD)，其中，差信号是通过将参考信号的过零点与分频的角度调制的本地RF信号的过零点进行比较而得到的，并且其中，调制分量包括数字化基带信号，误差分量包括分数控制序列。
在该方法的一个示例中，本地RF信号源包括数字控制振荡器(DCO)，并且该方法还包括：根据分数控制序列与分数控制数之间的差生成数字频率误差；累加数字频率误差以生成数字相位误差；以及用数字环路滤波器(DLF)选择数字相位误差，其中，将本地RF信号锁相到参考信号包括用数字相位误差调谐DCO。
在该方法的一个示例中，对本地RF信号源进行角度调制包括：在数字调制器中对数据位的流进行编码以生成数字化基带信号；在DCO的数字控制输入处将数字化基带信号与数字相位误差组合；以及用数字化基带信号调谐DCO。
在一个示例中，该方法还包括：放大角度调制的本地RF信号；以及发射放大的角度调制的本地RF信号。
在一个示例中，RF收发器系统包括上述示例性RF收发器中的任何一个，其与被配置为发射和接收角度调制的RF信号的天线耦合。
附图说明
为了更完整地理解各种示例，现在结合附图参考以下具体实施方式，在附图中，相似的标识符对应于相似的元件：
图1是示出了根据本公开的示例性收发器的框图；
图2是示出了在接收模式中的图1的示例性收发器的框图；
图3A是示出了在第一发射模式中的图1的示例性收发器的框图；
图3B是示出了在第二发射模式中的图1的示例性收发器的框图；
图4是示出了根据本公开的示例性收发器的框图；
图5是示出了根据本公开的用于实施相位/频率跟踪收发器中的接收器的示例性方法的流程图；并且
图6是示出了根据本公开的用于实施相位/频率跟踪收发器中的发射器的示例性方法的流程图。
具体实施方式
本公开描述了用于使用相位/频率跟踪收发器来对角度调制(即，恒定包络)的射频信号进行相干调制和解调的系统和方法的示例。
图1是示出了根据本公开的示例性相位/频率跟踪收发器100的框图。收发器100耦合到天线101以发射和接收角度调制的RF载波信号(分别为信号102A和信号102B)。天线101连接到在发射与接收模式之间进行选择的第一发射/接收开关(TR1)102。接收链(接收器前端)包括低噪声放大器(LNA)103、数字控制本地振荡器(DCO)104、混频器105和信道选择滤波器(CSF)106。DCO 104的频率被选择和控制以在混频器105的输出处生成零(或低频)中频(IF)基带信号105A。CSF 106被配置为从基带信号中滤除不想要的噪声和干扰。
CSF 106的输出耦合到正交相位调制器，正交相位调制器包括90度移相器107、混频器108和109、0/90度移相器110和加法器111。
在接收模式中，稳定(例如，晶体控制)的参考振荡器112用于经由0/90度移相器110提供参考信号(fref)，参考信号(fref)由正交调制器用基带信号进行调制。作为正交混频的结果，加法器111的输出处的输出Sref(t)在参考振荡器112的频率(fref)处承载原始RF输入信号的角度调制。
加法器111的输出Sref(t)由限制器113限制，以生成与跟踪角度调制的参考振荡器112的相移的过零点对应的恒定幅值脉冲序列。在接收模式中，第二发射/接收开关(TR2)114将限制器113的输出连接到混合信号(例如，混合模拟/数字)相位/频率检测器的一个输入，混合信号相位/频率检测器可以是分数N型Δ-Σ相位/频率检测器(ΔΣ-PFD)115。ΔΣ-PFD 115包括相位频率检测器(PFD)116、电荷泵(CP)117、ΔΣ模数转换器(ΔΣ-ADC)118、加法器119和多模分频器(MMD)120。ΔΣ-PFD 115的第二输入从DCO 104接收本地振荡器信号SLO(t)。
ΔΣ-PFD 115将基带调制的(即，角度调制的)参考振荡器信号的相位与来自MMD120的DCO信号SLO(t)的下分频版本的相位进行比较，并且将DCO 104的频率锁定到(Nint+Nfrac)·fref，其中，Nint(整数值)和Nfrac(分数值)由选定的RF信道的载波频率确定。信号SLO(t)可以在数学上被描述为：
SLO(t)＝ALOcos(2πfLOt+∫2πΔfm(τ)dτ)
其中，fLO是RF载波频率，Δfm＝Nmod fref，其中，Nmod是数字化基带信号，并且ALO是信号包络的幅值。
MMD 120通过Nint+{...、-1、0、1、...}对DCO 104本地振荡器输入执行分数N型分频，其中，{...、-1、0、1、...}反映MMD 120的随时间平均到值Nfrac的长期分数分频控制，并且PFD/CP组合以fref频率脉冲宽度调制(PWM)的电流信号(Icp)的形式产生分频的DCO 104输入与参考振荡器信号fref之间的相位误差。ΔΣ-ADC 118将Icp信号数字化。第L阶ΔΣ-ADC通过闭合ΔΣ-PFD内的环路来实施第(L+1)阶ΔΣ-PFD。
ΔΣ-PFD 115的输出包括数字化基带调制分量Nmod(121)和数字化误差分量，数字化误差分量包括随时间平均到Nfrac的所需值的分数控制序列122。分数控制序列122在加法器119中与Nint组合，并且反馈到MMD 120，以在每个fref时钟周期处设置MMD 120的瞬时分频器值。分数控制序列122也被提供到加法器123，其中，分数控制序列122在每个时钟周期处从Nfrac被减去以生成频率误差Δfe。Δfe的顺序值在累加器124中累加，累加器124将频率误差积分为相位误差。相位误差信号通过数字环路滤波器(DLF)125，DLF 125具有大于相位误差信号的频率的带宽。然而，DLF 125的带宽低于调制Nmod的带宽，使得DCO不受Nmod的影响。相反，Nmod被引导到提取RX位的数字解调器126。
为了清楚起见，图1部分地再现为图2中的系统200，其仅示出了当系统100被配置作为接收器时所使用的部件。如上所述，ΔΣ-PFD 115包括为模拟部件的PFD 116和CP117。PFD 116生成电压脉冲，该电压脉冲具有的宽度对应于来自限制器113的基带调制的参考振荡器信号与由MMD 120提供的来自DCO 104的本地振荡器信号的下分频版本之间的相位差。电荷泵117将电压脉冲转换为脉冲宽度调制(PWM)的电流脉冲Icp以驱动ΔΣ-ADC118。ΔΣ-ADC 118将电流脉冲数字化为数字化基带信号121(调制分量)和与Nint结合控制MMD 120的分数控制序列122(误差分量)。因此，ΔΣ-PFD 115被实施为混合模数频率/相位检测器。
图1部分地再现为图3A中的系统300，其仅示出了当需要发射/接收相位相干性时系统100被配置为发射器时所使用的部件。特别地，LNA 103、混频器105和CDF 106不用于在发射模式中，并且可以被禁用以减小功耗。在图3A中，要被发射的数据(TX位)被数字调制器127转换为数字化基带信号Nmod。来自数字调制器127的Nmod通过发射增益控制器128和加法器129耦合到DCO 104，其中，来自数字调制器127的Nmod调制DCO 104。来自DCO 104的调制信号SLO(t)作为一个输入被提供到ΔΣ-PFD 115。来自数字调制器127的Nmod也耦合到加法器123，其中来自数字调制器127的Nmod被来自ΔΣ-PFD 115的数字化基带信号Nmod 121抵消。
在具有相位相干性的TX模式中，如图3A所示，参考振荡器112仍然连接到正交调制器(如在RX模式中)。然而，由于没有来自接收器前端的基带信号，所以正交调制器的输出仅仅是来自参考振荡器112的信号fref。该信号由限制器113限制，并且经由发射/接收开关TR2(未示出)直接到ΔΣ-PFD 115的PFD 114。这种操作模式允许收发器从接收模式切换到发射模式，而不切换提供相位相干性的参考振荡器的连接。
如上所述，来自DCO 104的信号SLO(t)被提供到MMD 120。如在接收模式操作的情况下，PFD 116将由参考振荡器112提供的参考振荡器信号fref与来自DCO 104的调制信号进行比较，来自DCO 104的调制信号在频率上由MMD 120下分频。PFD 116和CP 117基于参考振荡器信号(fref)与如上所述由Nmod调制的下分频的DCO信号之间的相位差来产生脉冲宽度调制(PWM)的电流脉冲Icp的序列。因此，ΔΣ-ADC 118的数字化输出包括分数控制序列122和数字调制Nmod 121两者，分数控制序列122表示Nint与Nfrac之间的差。分数控制序列122在加法器119中与Nint组合，以用参考振荡器112的每个时钟周期来调整MMD 120的瞬时分频比。
数字化基带调制数据Nmod 121和来自ΔΣ-ADC 118的分数控制序列122耦合到加法器123。如上所述，来自ΔΣ-PFD 115和数字调制器127的数字基带信号(Nmod)抵消，但是分数控制序列122在逐个时钟周期的基础上与Nfrac差分，并且分数控制序列122与分数控制数Nfrac之间的差呈现为数字频率误差信号Δfe。如上关于操作的接收模式的描述，数字频率误差信号Δfe由累加器124积分为累加的数字相位误差Δφe。对应于Nfrac与分数控制序列122之间的误差的数字相位误差Δφe通过窄带数字环路滤波器125，其中数字相位误差Δφe在加法器129中与来自宽带TX增益控制器128的增益调整的数字Nmod信号组合，以将DCO104驱动为与参考振荡器112锁相，并且用数字化发射数据Nmod调制DCO 104。这种使用窄带环路来控制信号源(DCO 104)的中心RF频率并且使用环路外部的宽带路径来调制信号源的方法被称为两点调制。然后，调制的DCO信号通过TR开关102耦合到功率放大器(PA)130，并且放大的信号由天线101发射。
图1部分地再现为图3B中的系统350，其仅示出了当不需要发射/接收相位相干性时系统100被配置为发射器时所使用的部件。如图3B所示，参考振荡器112的连接从正交调制器切换到与ΔΣ-PFD 115的直接连接。这允许正交调制器的部件被断电以减小总功耗。
如图3A的系统300的情况，要被发射的数据(TX位)通过数字调制器127转换为数字化基带信号Nmod。来自数字调制器127的Nmod通过发射增益控制器128和加法器129耦合到DCO104，其中来自数字调制器127的Nmod调制DCO 104。来自DCO 104的调制信号SLO(t)作为一个输入被提供到ΔΣ-PFD 115。来自数字调制器127的Nmod也耦合到加法器123，其中，来自数字调制器127的Nmod被来自ΔΣ-PFD 115的数字化基带信号Nmod121抵消。
如上所述，来自DCO 104的信号SLO(t)被提供到MMD 120。PFD 116将由参考振荡器112提供的参考振荡器信号fref与来自DCO 104的调制信号进行比较，来自DCO 104的调制信号在频率上由MMD 120下分频。PFD 116和CP 117基于参考振荡器信号(fref)与如上所述由Nmod调制的下分频的DCO信号之间的相位差来产生脉冲宽度调制(PWM)的电流脉冲Icp的序列。因此，ΔΣ-ADC 118的数字化输出包括分数控制序列122和数字调制Nmod 121两者，分数控制序列122表示Nint与Nfrac之间的差。分数控制序列122在加法器119中与Nint组合，以用参考振荡器112的每个时钟周期来调整MMD 120的瞬时分频比。
数字化基带调制数据Nmod 121和分数控制序列122耦合到加法器123。如上所述，来自ΔΣ-PFD 115和数字调制器127的数字基带信号(Nmod)抵消，但是分数控制序列122在逐个时钟周期的基础上(在参考振荡器112的频率fref处)与Nfrac差分，并且分数控制序列122与分数控制数Nfrac之间的差呈现为数字频率误差信号Δfe。如上所述，数字频率误差信号Δfe由累加器124积分为累加的数字相位误差Δφe。对应于Nfrac与分数控制序列122之间的误差的数字相位误差Δφe通过窄带数字环路滤波器125，其中数字相位误差Δφe在加法器129中与来自宽带TX增益控制器128的增益调整的数字Nmod信号组合，以将DCO 104驱动为与参考振荡器112锁相，并且用数字化发射数据Nmod调制DCO 104。然后，调制的DCO信号通过TR开关102(未示出)耦合到功率放大器(PA)130，并且放大的信号由天线101发射。
虽然本文描述的闭环操作用于驱动数字频率误差Δfe趋向于零，但是由于导致残余Δfe的工艺、电压和温度(PVT)变化，DCO的数字增益(以赫兹/最低有效位为单位的KDCO)存在变化。后者用作误差信号，以自适应地跟踪DCO增益，有效地消除其工艺-电压-温度(PVT)变化，并且最大化不能由环路的常规操作直接校正的发射路径带宽。因此，任何残余的数字频率误差Δfe由校准模块(CAL)131处理，以用TX增益模块128针对这种变化来校正发射增益。
图4是示出了根据本公开的另一示例性相位/频率跟踪收发器400的框图。系统400在大多数方面类似于系统100，如系统100和系统400中的相似的附图标记所指示的。图4中示出的收发器分别用正交混频器132和复合CSF 133代替系统100的单信道混频器105和CSF106，从而消除了对于用于次级混频操作的90度移相器107的需要。
图5是示出了根据本公开的用于在相位/频率跟踪收发器中接收角度调制的射频信号的示例性方法500的流程图。参考图2，方法500在操作502处开始，在接收器前端(例如，天线101、LNA 103和混频器105)中接收角度调制的射频(RF)信号(例如，102B)并且将角度调制的RF信号下变频为基带信号(例如，105A)。方法500在操作504处继续，用基带信号对参考源(例如，参考源112)进行角度调制以生成角度调制的参考信号。(例如Sref(t))。接下来，方法500在操作506处继续，在分数N型Δ-Σ相位/频率检测器中将角度调制的参考信号的过零点与分频的本地RF信号(例如SLO(t))的过零点进行比较，以生成包括调制分量(例如，数字化基带信号Nmod 121)和误差分量(例如，分数控制序列122)的差信号。在一个示例中，方法500在操作508处继续：根据分数控制序列(例如122)与分数控制数(例如Nfrac)之间的差生成数字频率误差(例如Δfe)；在操作510处：累加数字频率误差(例如，在累加器124中)以生成数字相位误差信号Δφe；在操作512处：用数字环路滤波器(例如，DLF 125)选择数字相位误差(例如，Δφe)；在操作514处：通过用数字相位误差调谐数字控制振荡器(例如，DCO 104)来将本地RF信号锁相到参考信号(例如，fref)；以及在操作516处：在数字解调器(例如，解调器126)中解调数字基带信号以恢复所接收(RX)的数据位的流。
图6是示出了根据本公开的用于在相位/频率跟踪收发器中发射角度调制的RF信号的示例性方法600的流程图。参考图3，方法600在操作602处开始，用数字化基带信号(例如，Nmod)对数字控制振荡器(例如，DCO104)进行角度调制。方法600在操作604处继续，在分数N型Δ-Σ相位/频率检测器中将参考信号的过零点和分频的角度调制的本地RF信号的过零点进行比较，以生成包括调制分量(例如，数字化基带信号Nmod 121)和误差分量(例如，分数控制序列122)的差信号。接下来，方法600在操作606处继续，根据分数控制序列与分数控制数(例如，Nfrac)之间的差(例如，在加法器123中)生成数字频率误差(例如，Δfe)。方法600在操作608处继续：累加数字频率误差(例如，在累加器124中)以生成数字相位误差Δφe；在操作610处：用数字环路滤波器(例如，DLF 125)选择数字相位误差；在操作612处：其中，本地RF源是数字控制振荡器(DCO)，通过用数字相位误差调谐DCO来将本地RF信号锁相到参考信号；并且在操作614处：在数字调制器(例如，127)中对发射(TX)数据位的流进行编码，以生成数字基带信号(例如，Nmod)。
前面的描述阐述了许多具体细节，例如具体系统、部件、方法等的示例，以便提供对本公开中的若干示例的透彻理解。然而，对于本领域技术人员来说显而易见的是，可以在没有这些具体细节的情况下实践本公开的至少一些示例。在其他实例中，为了避免不必要地使本公开难以理解，没有详细描述公知的部件或方法，或者以简单的框图形式呈现公知的部件或方法。因此，所阐述的具体细节仅仅是示例性的。特定示例可以与这些示例性细节不同，并且仍然被认为在本公开的范围内。
在整个本说明书中对“一个示例”或“示例”的任何引用意味着结合示例描述的特定特征、结构或特性被包括在至少一个示例中。因此，在整个本说明书中的各个地方出现的短语“在一个示例中”或“在示例中”不一定全部指代相同的示例。
尽管以特定顺序示出和描述了本文中的方法的操作，但是可以改变每种方法的操作顺序，使得可以以相反的顺序执行某些操作，或者使得某些操作可以至少部分地与其他操作同时执行。不同操作的指令或子操作可以以间歇或交替的方式执行。
本发明的所示示例的以上描述(包括摘要中所描述的内容)不是旨在穷举或将本发明限制为所公开的精确形式。虽然为了说明的目的，本文描述了本发明的具体实施方式和示例，但是如相关领域的技术人员将认识到的，在本发明的范围内各种等同修改是可能的。词语“示例”或“示例性”在本文中用于意味着用作示例、实例或说明。本文描述为“示例”或“示例性”的任何方面或设计不一定将解释为比其他方面或设计优选或有利。相反，词语“示例”或“示例性”的使用旨在以具体的方式呈现构思。如本申请中所使用的，术语“或”旨在意味着包括性的“或”而不是排他性的“或”。也就是说，除非另外指定，或者从上下文中清楚，否则“X包括A或B”旨在意味着任何自然的包括性排列。也就是说，如果X包括A；X包括B；或者X包括A和B两者，则“X包括A或B”在任何前述情况下都满足。另外，除非针对单数形式另外指定或从上下文中清楚，否则本申请和所附权利要求中使用的冠词“一”通常应当被解释为意味着“一个或多个”。如在本申请中所使用的，在连接的部件或系统的上下文中，术语“耦合到”或“与…耦合”包括直接耦合的部件或系统以及通过其他部件、接口系统间接耦合的部件或系统两者。

Claims (24)

1.一种射频(RF)收发器，包括：
参考信号源，所述参考信号源被配置为生成参考信号；
本地RF源，所述本地RF源被配置为生成本地RF信号；以及
混合信号相位/频率检测器，所述混合信号相位/频率检测器被配置为将所述参考信号与所述本地RF信号进行比较，并且根据所述比较生成差信号，其中，所述差信号包括调制分量和误差分量。
2.根据权利要求1所述的RF收发器，还包括：
接收器前端，所述接收器前端被配置为接收角度调制的RF信号并且将所述角度调制的RF信号下变频为基带信号；
正交调制器，所述正交调制器与所述接收器前端和所述参考信号源耦合，其中，所述正交调制器被配置为用所述基带信号对所述参考信号源进行角度调制；以及
限制器，所述限制器与所述正交调制器耦合以限制角度调制的参考信号。
3.根据权利要求2所述的RF收发器，
其中，所述混合信号相位/频率检测器包括被配置为对所述本地RF信号进行分频的分数N型Δ-Σ相位/频率检测器(ΔΣ-PFD)，其中，所述差信号是通过将所述角度调制的参考信号的过零点和经分频的本地RF信号的过零点进行比较而得到的，并且
其中，所述调制分量包括数字化基带信号，并且所述误差分量包括分数控制序列。
4.根据权利要求3所述的RF收发器，其中，所述本地RF源包括数字控制振荡器(DCO)，所述RF收发器还包括：
加法器，所述加法器与所述ΔΣ-PFD耦合，所述加法器被配置为根据所述分数控制序列与分数控制数之间的差来生成数字频率误差；
累加器，所述累加器与所述加法器耦合，所述累加器被配置为根据所述数字频率误差生成数字相位误差；以及
数字环路滤波器(DLF)，所述数字环路滤波器(DLF)被配置为选择所述数字相位误差，其中，所述数字相位误差适于将所述DCO锁相到所述参考信号。
5.根据权利要求4所述的RF收发器，还包括与所述ΔΣ-PFD耦合的数字解调器，所述数字解调器被配置为解码所述数字化基带信号以恢复接收的数据位的流。
6.根据权利要求1所述的RF收发器，还包括：
正交调制器，所述正交调制器无调制输入，所述正交调制器与所述参考信号源耦合，其中，所述参考信号在无调制的情况下通过所述正交调制器，并且
其中，所述本地RF源包括被配置为由数字化基带信号进行角度调制的数字控制振荡器(DCO)。
7.根据权利要求6所述的RF收发器，
其中，所述混合信号相位/频率检测器包括被配置为对角度调制的本地RF信号进行分频的分数N型Δ-Σ相位/频率检测器(ΔΣ-PFD)，其中，所述差信号是通过将所述参考信号的过零点与经分频的角度调制的本地RF信号的过零点进行比较而得到的，并且
其中，所述调制分量包括所述数字化基带信号，并且所述误差分量包括分数控制序列。
8.根据权利要求7所述的RF收发器，还包括：
第一加法器，所述第一加法器与所述ΔΣ-PFD耦合，所述第一加法器被配置为根据所述分数控制序列与分数控制数之间的差来生成数字频率误差；
累加器，所述累加器与所述第一加法器耦合，所述累加器被配置为根据所述数字频率误差生成数字相位误差；以及
数字环路滤波器(DLF)，所述数字环路滤波器(DLF)被配置为选择所述数字相位误差，其中，所述数字相位误差适于将所述DCO锁相到所述参考信号。
9.根据权利要求8所述的RF收发器，还包括与所述第一加法器耦合并且与第二加法器耦合的数字调制器，所述第二加法器耦合在所述DLF与所述DCO之间，所述数字调制器被配置为将发射数据位的序列编码为所述数字化基带信号，
其中，来自所述ΔΣ-PFD的所述数字化基带信号在所述第一加法器中被来自所述数字调制器的所述数字化基带信号抵消，并且
其中，来自所述数字调制器的所述数字化基带信号在所述第二加法器中被加到所述数字相位误差信号，以用所述数字化基带信号调制所述DCO。
10.根据权利要求9所述的RF收发器，还包括与所述DCO耦合的功率放大器(PA)，以放大来自经数字基带调制的DCO的信号。
11.一种在射频收发器中的方法，包括：
在混合信号相位/频率检测器中将来自参考源的参考信号与本地射频(RF)信号进行比较；
根据所述比较生成差信号，所述差信号包括调制分量和误差分量；以及
用所述误差分量将所述本地RF信号锁相到所述参考信号，以执行用于RF接收的角度解调和用于RF发射的角度调制。
12.根据权利要求11所述的方法，还包括：
在接收器前端中接收角度调制的RF信号并且将所述角度调制的RF信号下变频为基带信号；以及
用所述基带信号对所述参考源进行角度调制以生成角度调制的参考信号。
13.根据权利要求12所述的方法，其中，所述混合信号相位/频率检测器包括被配置为对所述本地RF信号进行分频的分数N型Δ-Σ相位/频率检测器(ΔΣ-PFD)，其中，所述差信号是通过将所述角度调制的参考信号的过零点和经分频的本地RF信号的过零点进行比较而得到的。
14.根据权利要求13所述的方法，其中，所述调制分量包括数字化基带信号，并且所述误差分量包括分数控制序列。
15.根据权利要求14所述的方法，其中，所述本地RF信号由数字控制振荡器(DCO)生成，所述方法还包括：
根据所述分数控制序列与分数控制数之间的差来生成数字频率误差；
累加所述数字频率误差以生成数字相位误差；以及
用数字环路滤波器(DLF)选择所述数字相位误差，其中，将所述本地RF信号锁相到所述参考信号包括用所述数字相位误差调谐所述DCO。
16.根据权利要求15所述的方法，还包括解调所述数字基带信号以恢复接收的数据位的流。
17.根据权利要求11所述的方法，还包括用数字化基带信号对本地RF信号源进行角度调制以生成所述本地RF信号。
18.根据权利要求17所述的方法，
其中，所述混合信号相位/频率检测器包括被配置为对所述本地RF信号进行分频的分数N型Δ-Σ相位/频率检测器(ΔΣ-PFD)，其中，所述差信号是通过将所述参考信号的过零点与经分频的本地RF信号的过零点进行比较而得到的，并且
其中，所述调制分量包括所述数字化基带信号，并且所述误差分量包括分数控制序列。
19.根据权利要求18所述的方法，其中，所述本地RF信号源包括数字控制振荡器(DCO)，所述方法还包括：
根据所述分数控制序列与分数控制数之间的差生成数字频率误差；
累加所述数字频率误差以生成数字相位误差；以及
用数字环路滤波器(DLF)选择所述数字相位误差，其中，将所述本地RF信号锁相到所述参考信号包括用所述数字相位误差调谐所述DCO。
20.根据权利要求19所述的方法，其中，对所述本地RF信号源进行角度调制包括：
在数字调制器中对数据位的流进行编码以生成所述数字化基带信号；
在所述DCO的数字控制输入处将所述数字化基带信号与所述数字相位误差组合；以及
用所述数字化基带信号调谐所述DCO。
21.根据权利要求20所述的方法，还包括：
放大经角度调制的本地RF信号；以及
发射经放大的角度调制的本地RF信号。
22.一种系统，包括：
射频(RF)收发器，包括：
参考信号源，所述参考信号源被配置为生成参考信号；
本地RF源，所述本地RF源被配置为生成本地RF信号；以及
混合信号相位/频率检测器，所述混合信号相位/频率检测器被配置为将所述参考信号与所述本地RF信号进行比较，并且根据所述比较生成差信号，其中，所述差信号包括调制分量和误差分量；以及
天线，所述天线与所述RF收发器耦合，以发射和接收角度调制的RF信号。
23.根据权利要求22所述的系统，还包括：
接收器前端，所述接收器前端被配置为接收角度调制的RF信号并且将所述角度调制的RF信号下变频为基带信号；以及
正交调制器，所述正交调制器与所述接收器前端和所述参考信号源耦合，其中，所述正交调制器被配置为用所述基带信号对所述参考信号源进行角度调制。
24.根据权利要求23所述的系统，
其中，所述混合信号相位/频率检测器包括被配置为对所述调制的本地RF信号进行分频的分数N型Δ-Σ相位/频率检测器(ΔΣ-PFD)，其中，所述差信号是通过将所述参考信号的过零点和经分频的本地RF信号的过零点进行比较而得到的，并且
其中，所述调制分量包括数字化基带信号，并且所述误差分量包括分数控制序列。
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