CN111564969B - 一种逆变器共模电磁干扰噪音抑制方法及系统 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种逆变器共模电磁干扰噪音抑制方法及系统,包括:获得负载电流I;将负载电流I与设定电流值I0进行比较;当|I|≤I0时,关断硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件中的碳化硅基MOSFET,采用恒定开关频率的双极性正弦脉宽调制控制硅基IGBT的导通和关断;硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件为硅基IGBT和碳化硅基MOSFET并联的器件;当|I|>I0时,硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件中碳化硅基MOSFET比硅基IGBT先开通后关断,采用变开关频率的单极性正弦脉宽调制控制硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件的导通和关断。本发明在不增加逆变器的损耗及其输出电压/电流谐波的情况下,减少逆变器共模EMI噪音,从而提高逆变器的稳定性和可靠性。

Description

一种逆变器共模电磁干扰噪音抑制方法及系统
技术领域
本发明涉及逆变器技术领域,特别是涉及一种逆变器共模电磁干扰噪音抑制方法及系统。
背景技术
硅基绝缘栅双极型晶体管(Si IGBT)/碳化硅基金属-氧化物半导体场效应晶体管(SiC MOSFET)混并联器件,简称Si/SiC混并联器件,由较低成本的大容量Si IGBT器件和低损耗、高开关速度的小容量SiC MOSFET器件并联组成。已报道的研究表明,相比单个SiIGBT和SiC MOSFET,Si IGBT/SiC MOSFET混并联器件在成本/性能折衷方面具有极大的优势。一般来说,Si/SiC混并联器件需要利用SiC MOSFET高开关速度特性来实现其自身的低损耗运行,因此Si/SiC混并联器件在开通和关断过程中引起的高电压变化率会通过自身的共模电容传输共模电磁干扰EMI(electromagnetic interference)噪音,从而对逆变器中其他的元器件产生噪声干扰,进而严重影响逆变器的稳定性和可靠性。
发明内容
基于此,本发明的目的是提供一种逆变器共模电磁干扰噪音抑制方法及系统,在不增加逆变器的损耗及其输出电压/电流谐波的情况下,减少逆变器共模EMI噪音,从而提高逆变器的稳定性和可靠性。
为实现上述目的,本发明提供了如下方案:
一种逆变器共模电磁干扰噪音抑制方法,所述方法包括:
获得负载电流I;
将所述负载电流I与设定电流值I0进行比较;
当|I|≤I0时,关断硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件中的碳化硅基MOSFET,采用恒定开关频率的双极性正弦脉宽调制控制所述硅基IGBT的导通和关断;所述硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件为硅基IGBT和碳化硅基MOSFET并联的器件;
当|I|>I0时,控制所述硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件中碳化硅基MOSFET比硅基IGBT先开通后关断,采用变开关频率的单极性正弦脉宽调制控制所述硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件的导通和关断。
可选的,所述恒定开关频率为常数。
可选的,所述变开关频率的计算公式为:
其中,
f表示所述变开关频率,m表示调至比,Ksw表示开关损耗常量,ωc表示调制信号角频率,λ表示常数,t表示时间,Udc和L分别为直流侧电压和滤波电感。
可选的,所述硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件封装为分立式结构或模块式结构。
可选的,所述硅基IGBT和所述碳化硅基MOSFET的额定电压相同。
本发明还提供了一种逆变器共模电磁干扰噪音抑制系统,所述系统包括:
负载电流获取模块,用于获得负载电流I;
负载电流比较模块,用于将所述负载电流I与设定电流值I0进行比较;
第一执行模块,用于当|I|≤I0时,关断硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件中的碳化硅基MOSFET,采用恒定开关频率的双极性正弦脉宽调制控制所述硅基IGBT的导通和关断;所述硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件为硅基IGBT和碳化硅基MOSFET并联的器件;
第二执行模块,用于当|I|>I0时,控制所述硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件中碳化硅基MOSFET比硅基IGBT先开通后关断,采用变开关频率的单极性正弦脉宽调制控制所述硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件的导通和关断。
可选的,所述恒定开关频率为常数。
可选的,所述变开关频率的计算公式为:
其中,
f表示所述变开关频率,m表示调至比,Ksw表示开关损耗常量,ωc表示调制信号角频率,λ表示常数,t表示时间,Udc和L分别为直流侧电压和滤波电感。
可选的,所述硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件封装为分立式结构或模块式结构。
可选的,所述硅基IGBT和所述碳化硅基MOSFET的额定电压相同。
根据本发明提供的具体实施例,本发明公开了以下技术效果:
本发明当负载电流|I|≤I0时,利用Si IGBT的低开关速度特性降低Si/SiC混并联器件开关过程中的电压变化率,从而减小共模EMI噪音,同时采用双极性SPWM控制Si/SiC混并联器件的脉冲信号在电流过零点附近具有较大脉冲宽度,即较大占空比,从而减小共模EMI噪音;当负载电流|I|>I0时,利用变开关频率,随负载电流增加使电流谐波减小,从而减小共模EMI噪音,进而提高逆变器的稳定性和可靠性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案,下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍,显而易见地,下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例,对于本领域普通技术人员来讲,在不付出创造性劳动性的前提下,还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例一种逆变器共模电磁干扰噪音抑制方法流程示意图;
图2为本发明实施例Si/SiC混并联器件动作情况第一示意图;
图3为本发明实施例Si/SiC混并联器件动作情况第二示意图;
图4为本发明实施例Si/SiC混并联器件动作情况第三示意图;
图5为本发明实施例Si/SiC混并联器件动作情况第四示意图;
图6为本发明实施例第一驱动信号示意图;
图7为本发明实施例双极性SPWM示意图;
图8为本发明实施例第二驱动信号示意图;
图9为本发明实施例单极性SPWM示意图;
图10为本发明实施例共模EMI噪音抑制原理;
图11为本发明实施例一种逆变器共模电磁干扰噪音抑制系统结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图,对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述,显然,所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例,而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例,本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例,都属于本发明保护的范围。
目前,在逆变器的应用中,大多数研究人员仍然只关注Si/SiC混并联器件的损耗优化、结温平衡、封装研制以提高Si/SiC混并联器件的应用效率、可靠性和容量,但EMI研究的却没有被这些研究人员注意。这意味着针对Si/SiC混并联器件引起的共模EMI噪音抑制的研究还处于空白状态,因此相关研究极其重要。
本发明的目的是提供一种逆变器共模电磁干扰噪音抑制方法及系统,在不增加逆变器的损耗及其输出电压/电流谐波的情况下,减少逆变器共模EMI噪音,从而提高逆变器的稳定性和可靠性。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂,下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
图1为本发明一种逆变器共模电磁干扰噪音抑制方法流程示意图,如图1所示,该方法包括:
步骤101:获得负载电流I。
步骤102:将所述负载电流I与设定电流值I0进行比较。
当|I|≤I0时,执行步骤103:关断硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件中的碳化硅基MOSFET,采用恒定开关频率的双极性正弦脉宽调制控制所述硅基IGBT的导通和关断。
其中,所述恒定开关频率f=kf,kf表示开关频率常数。
所述硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件封装为分立式结构或模块式结构。所述硅基IGBT和所述碳化硅基MOSFET的额定电压相同,额定电流的大小可根据具体应用场合选择,以保证逆变器性能稳定可靠。
当|I|>I0时,执行步骤104:所述硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件中碳化硅基MOSFET比硅基IGBT先开通后关断,采用变开关频率的单极性正弦脉宽调制控制所述硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件的导通和关断。
所述变开关频率f的计算公式为:
其中,
m表示调至比,Ksw表示开关损耗常量,ωc表示调制信号角频率,λ表示常数,t表示时间,Udc和L分别为直流侧电压和滤波电感。
Si/SiC混并联器件为硅基IGBT和碳化硅基MOSFET并联的器件,逆变器为单相逆变器,单相逆变器包括直流电源、H桥式逆变拓扑、LC低通滤波器和负载。其中直流电源为单相逆变器提供稳定的直流,H桥式逆变拓扑实现直流电到交流电的转换,LC低通滤波器采用一阶低通滤波器以消除单相逆变器的高频谐波。
混合器件的开关波形可以间接反映其产生的共模EMI特性。通过研究开关波形傅里叶级数中的傅里叶系数的频谱特性可以间接分析出由混合器件引起的共模EMI噪音特性。将该傅里叶系数展开,可以得到:
式中,V表示开关波形的幅值,fs表示开关频率;fns为谐波频率,即为fns=nfs。进一步可以得到系数Dτ、系数Eu和系数Fp的具体方程如下:
式中ts代表开关周期,tu表示开关波形的上升时间,td表示开关波形的下降时间,τ表示开关波形的脉冲宽度。
由傅里叶系数展开式和系数Dτ、Eu和Fp的具体方程可知,通过改变混合器件的开关波形,就能改变Cn的频谱特性,从而改变Si/SiC混合开关产生的共模EMI噪音,具体内容如下:
情况1:改变开关波形的开关速度。
随着开关速度的降低,即随着tu和tp的增加,Cn的频谱图如所示。由可知,Cn的频谱幅值会降低,这意味着混合器件产生的共模EMI噪声将会降低;反之,混合器件产生的共模EMI噪声将会增加;而如果开关波形的上升速度增加且下降速度降低,或开关波形的上升速度降低且下降速度提高,则需要根据实际的情况分析Cn的频谱幅值来判断共模EMI噪声的变化情况。
情况2:改变开关波形的脉冲宽度,即改变占空比Dτ
在开关频率和开关速度不变的前提下,随着占空比的增加,Cn的频谱幅值会降低,因此混合器件产生的共模EMI噪声将会降低;反之,混合器件产生的共模EMI噪声将会增加。
情况3:改变开关波形的开关周期,即改变开关频率。
在开关速度不变的前提下,随着开关频率的增加,Cn的频谱幅值会增加,因此混合器件产生的共模EMI噪声将会增加;反之,混合器件产生的共模EMI噪声将会降低。
基于以上理论,将开关模式分为开关模式Ⅰ和开关模式Ⅱ。开关模式Ⅰ为只驱动SiIGBT。开关模式Ⅱ为SiC MOSFET先开通后关断。
步骤103和步骤104具体还包括:
当负载电流有0<I<I0时,采用开关模式Ⅰ和双极性SPWM策略,如图2所示,只驱动Si/SiC混并联器件T1中的S1和T4中的S7,以减小共模EMI噪音,同时根据最优开关频率曲线f,可以获得较高的恒定开关频率,以减少电流谐波。
当负载电流有I>I0时,采用开关模式Ⅱ和单极性SPWM策略,如图3所示,驱动Si/SiC混并联器件T1和T4,其中,S2和S8比S1和S7先导通后关断,以减小混合器件的开关损耗,从而单相逆变器总损耗,同时根据最优开关频率曲线f,可以获得随着电流增加而减小的开关频率,以进一步减小单相逆变器总损耗和共模EMI噪音。
当负载电流有-I0<I<0时,采用开关模式Ⅰ和双极性SPWM策略,如图4所示,只驱动Si/SiC混并联器件T2中的S5和T3中的S3,同时根据最优开关频率曲线f,可以获得较高的恒定开关频率。
当负载电流有I<-I0时,采用开关模式Ⅱ和单极性SPWM策略,如图5所示,驱动Si/SiC混并联器件T2和T3,其中,S6和S4比S5和S3先导通后关断,同时根据最优开关频率曲线f,可以获得随着电流增加而减小的开关频率。
由于开关模式I时采用的方法会带来单相逆变器总损耗的增加,I0需要通过多组对比实验获取,I0值的确定是要保证不增加单相逆变器总损耗的前提下,进一步减少Si/SiC混并联器件引起的共模EMI噪音。为了防止损耗的增加,且在抑制共模EMI噪音的前提下,不引起单相逆变器的输出电压/电流谐波增加,需要采用变开关频率策略,即采用开关模式Ⅱ时的策略。
图6和图8中,VGE_IGBT为Si IGBT驱动信号;VGS_MOSFET为SiC MOSFET;Ton_delay为开通延迟时间;Toff_delay为关断延迟时间。图6为采用开关模式Ⅰ时Si IGBT的驱动信号和SiCMOSFET的驱动信号及Ton_delay和Toff_delay。图7为双极性SPWM策略时波形示意图。图8为采用开关模式Ⅱ时Si IGBT的驱动信号和SiC MOSFET的驱动信号及Ton_delay和Toff_delay。图9为单极性SPWM策略时波形示意图。图10中A区间对应的是采用开关模式Ⅱ时只驱动Si/SiC混并联器件且采用双极性SPWM,同时采用相对应的最优开关频率曲线f,B区间对应的是采用开关模式Ⅰ时Si/SiC混并联器件中Si IGBT/SiC MOSFET混并联器件中SiC MOSFET比Si IGBT先开通后关断且采用单极性SPWM,同时采用最优开关频率曲线f
本发明当负载电流|I|≤I0时,利用Si IGBT的低开关速度特性降低Si/SiC混并联器件开关过程中的电压变化率,从而减小共模EMI噪音,同时采用双极性SPWM控制Si/SiC混并联器件的脉冲信号在电流过零点附近具有较大脉冲宽度,即较大占空比,从而减小共模EMI噪音;当负载电流|I|>I0时,利用变开关频率,随负载电流增加使电流谐波减小,从而减小共模EMI噪音;进而使本发明提高逆变器的稳定性和可靠性。
图11为一种逆变器共模电磁干扰噪音抑制系统,如图11所示,该系统包括:
负载电流获取模块201,用于获得负载电流I;
负载电流比较模块202,用于将所述负载电流I与设定电流值I0进行比较;
第一执行模块203,用于当|I|≤I0时,关断硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件中的碳化硅基MOSFET,采用恒定开关频率的双极性正弦脉宽调制控制所述硅基IGBT的导通和关断;所述硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件为硅基IGBT和碳化硅基MOSFET并联的器件;
第二执行模块204,用于当|I|>I0时,所述硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件中碳化硅基MOSFET比硅基IGBT先开通后关断,采用变开关频率的单极性正弦脉宽调制控制所述硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件的导通和关断。
本发明一种逆变器共模电磁干扰噪音抑制系统,在不增加逆变器的损耗及其输出电压/电流谐波的情况下,减少逆变器共模EMI噪音,从而提高逆变器的稳定性和可靠性。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述,每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处,各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述,以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想;同时,对于本领域的一般技术人员,依据本发明的思想,在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述,本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (10)

1.一种逆变器共模电磁干扰噪音抑制方法,其特征在于,所述方法包括:
获得负载电流I;
将所述负载电流I与设定电流值I0进行比较;
当|I|≤I0时,关断硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件中的碳化硅基MOSFET,采用恒定开关频率的双极性正弦脉宽调制控制所述硅基IGBT的导通和关断;所述硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件为硅基IGBT和碳化硅基MOSFET并联的器件;
当|I|>I0时,控制所述硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件中碳化硅基MOSFET比硅基IGBT先开通后关断,采用变开关频率的单极性正弦脉宽调制控制所述硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件的导通和关断。
2.根据权利要求1所述的逆变器共模电磁干扰噪音抑制方法,其特征在于,所述恒定开关频率为常数。
3.根据权利要求1所述的逆变器共模电磁干扰噪音抑制方法,其特征在于,所述变开关频率的计算公式为:
其中,
f表示所述变开关频率,m表示调制比,ωc表示调制信号角频率,t表示时间,Udc和L分别为直流侧电压和滤波电感。
4.根据权利要求1所述的逆变器共模电磁干扰噪音抑制方法,其特征在于,所述硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件封装为分立式结构或模块式结构。
5.根据权利要求1所述的逆变器共模电磁干扰噪音抑制方法,其特征在于,所述硅基IGBT和所述碳化硅基MOSFET的额定电压相同。
6.一种逆变器共模电磁干扰噪音抑制系统,其特征在于,所述系统包括:
负载电流获取模块,用于获得负载电流I;
负载电流比较模块,用于将所述负载电流I与设定电流值I0进行比较;
第一执行模块,用于当|I|≤I0时,关断硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件中的碳化硅基MOSFET,采用恒定开关频率的双极性正弦脉宽调制控制所述硅基IGBT的导通和关断;所述硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件为硅基IGBT和碳化硅基MOSFET并联的器件;
第二执行模块,用于当|I|>I0时,控制所述硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件中碳化硅基MOSFET比硅基IGBT先开通后关断,采用变开关频率的单极性正弦脉宽调制控制所述硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件的导通和关断。
7.根据权利要求6所述的逆变器共模电磁干扰噪音抑制系统,其特征在于,所述恒定开关频率为常数。
8.根据权利要求6所述的逆变器共模电磁干扰噪音抑制系统,其特征在于,所述变开关频率的计算公式为:
其中,
f表示所述变开关频率,m表示调制比,ωc表示调制信号角频率,t表示时间,Udc和L分别为直流侧电压和滤波电感。
9.根据权利要求6所述的逆变器共模电磁干扰噪音抑制系统,其特征在于,所述硅基IGBT/碳化硅基MOSFET混并联器件封装为分立式结构或模块式结构。
10.根据权利要求6所述的逆变器共模电磁干扰噪音抑制系统,其特征在于,所述硅基IGBT和所述碳化硅基MOSFET的额定电压相同。
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