CN110381004B

CN110381004B - 一种适用于fso物理层网络编码的信号传输方法

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Publication number: CN110381004B
Application number: CN201910766576.1A
Authority: CN
Inventors: 孙奇福; 李成钢; 展月英; 孙扬
Original assignee: University of Science and Technology Beijing USTB
Current assignee: Hunan Wanban Shangpin Information Technology Co ltd
Priority date: 2019-08-20
Filing date: 2019-08-20
Publication date: 2020-08-04
Anticipated expiration: 2039-08-20
Also published as: CN110381004A

Abstract

本发明涉及激光通信技术领域，更具体的是涉及一种适用于FSO物理层网络编码的信号处理与传输方法。针对现有技术中由于存在着较大整数倍频偏的问题，本发明的技术方案是：利用交错设计的前导序列对A、B两路信号分别求得频偏的估计值，然后对叠加信号补偿两估计值的均值，由于A、B两路残余频偏的存在，两个相邻OFDM符号之间可视为叠加了一个公共相位e^j2πδ，且公共相位的大小与残余频偏大小δ相关，在此基础上，利用块状导频得到信道估计值，结合频偏带来的公共相位值，可进一步计算得到块状导频后的所有数据块序列叠加信号。此方法用于解决FSO系统物理层网络编码频偏估计和信道估计问题。

Description

一种适用于FSO物理层网络编码的信号传输方法

技术领域

本发明涉及激光通信技术领域，更具体的是涉及一种适用于FSO物理层网络编码的信号处理与传输方法。

背景技术

FSO(Free Space Optical Communication，自由光空间通信)系统在传统中继模式下，中继卫星需携带两套相互独立的信号收发设备，才能完成两路信号的接收-存储-转发过程。当网络进一步复杂时，中继卫星需携带的收发设备数量增加，导致功耗和质量将进一步增大，为降低中继卫星载荷，如图1和图2所示，利用OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，正交频分复用)的物理层网络编码技术是解决该矛盾的潜在方案之一。

FSO物理层网络编码系统具有无线通信系统的移动特性，同时兼有光通信系统高带宽和高频偏等特点，由于卫星的移动性导致的多普勒效应和激光器本振光频率和发送端激光频率的不一致造成的频偏会对叠加信号的解调带来干扰，为了应对频偏的影响和复杂的信道状况，需要对频偏和信道进行估计。不同于点对点的通信系统，物理层网络编码中继信号是两路信号的叠加，同时由于在FSO系统中存在着较大整数倍频偏，传统的点对点通信的信号传输方法在FSO物理层网络编码中并不适用。

发明内容

针对现有技术中由于存在着较大整数倍频偏的问题，本发明提供一种适用于FSO物理层网络编码的信号传输方法，由于物理层网络编码的下行阶段基本和点对点通信相同，故而本发明设计将集中关注信号的上行阶段的接收。其目的在于：解决FSO物理层网络编码频偏估计和信道估计的问题，其信号传输方法如图3所示，A、B两路分别在数据块序列之前插入前导序列和块状导频，前导序列可用来进行频偏估计，块状导频可用来进行信道估计。

本发明采用的技术方案如下：

一种适用于FSO物理层网络编码的信号处理与传输方法，包括如下步骤：

[1]设计OFDM频域信号帧结构，分别在A、B两路信号的数据块序列之前插入前导序列和块状导频，前导序列用于进行频偏估计，块状导频用于进行信道估计；

[2]将A、B两路信号由OFDM频域信号转换到时域信号并发送，使得中继处收到A路信道传输的时域信号y_A和经由B路信道传输的时域信号y_B，所述时域信号在中继处形成时域叠加信号y_r＝y_A+y_B；

[3]中继处利用步骤[1]中插入的前导序列对A、B两路信道进行频偏估计，然后对时域叠加信号y_r进行频偏补偿，补偿值为A、B两路频偏的均值，得到补偿后的A、B两路残余频偏δ_A和δ_B，同时得到补偿后的时域叠加信号，将补偿后的时域叠加信号转化到频域，得到频域信号

所述H_A、H_B分别表示A、B两路的信道频率响应，可通过LS信道估计算法估计出来；m_A、m_B表示由残余频偏引入的衰减系数，

其中N表示一个OFDM符号中子载波个数；I表示由残余频偏引入的子载波间干扰，可以将其看作噪声处理；

[4]中继处利用步骤[1]中插入的块状导频对步骤[3]得到的频域信号

进行信道估计，分别得到A、B两路信号的信道估计值

进而得到构成频域信号

的数据块序列中第k个频域叠加信号

利用最大似然检测对Y_rk进行解调映射。

采用该技术方案后，利用交错设计的前导序列对A、B两路信号分别求得频偏的估计值，然后对叠加信号补偿两估计值的均值，由于A、B两路残余频偏的存在，两个相邻OFDM符号之间可视为叠加了一个公共相位e^j2πδ，且公共相位的大小与残余频偏大小δ相关，在此基础上，利用块状导频得到信道估计值，结合频偏带来的公共相位值，可进一步计算得到块状导频后的所有数据块序列叠加信号。通过此方法解决了FSO系统物理层网络编码频偏估计和信道估计问题。

优选的，前导序列由四个OFDM符号组成，A路信号的前导序列的结构为[TS_i，TS_i，0，0]，B路信号的前导序列的结构为[0，0，TS_i，TS_i]，所述TS_i为随机生成的OFDM符号。该优选方案中，这样交错的设计可以保证A、B两路前导序列相互正交、互不干扰。

优选的，前导序列的数量为m个，所述步骤[3]中，频偏估计的方法采用Moose频偏估计算法，每一个前导序列能够得到一个频偏估计值，取平均值即为用于对y_r进行频偏补偿的频偏估计值。该优选方案中，设置多个前导序列，计算出多个频偏估计值，最终采用多个频偏估计值的平均值，从而保证了频偏估计的准确性。

优选的，每个块状导频由两个OFDM符号组成，A路信号的块状导频结构为[BP，0]，B路信号的块状导频结构为[0，BP]。与前导序列类似，为了保证块状导频的正交性，块状导频也采用交错设计。

优选的，A、B两路信号的信道估计值

的计算通过LS信道估计算法进行，计算公式为：

其中m为前导序列的数量，j为虚数单位，

优选的，为了保证信道估计的准确性，块状导频可采用多个，最后取其均值。假如用p个块状导频序列来进行信道估计，以A路为例，则第一个块状导频序列得到的信道估计为

第二个块状导频序列得到的信道估计为

以此类推，第i个块状导频序列得到的信道估计为

从而得到信道的平均估计为

B路同理，第i个块状导频序列得到的信道估计为

从而得到B路信道的平均估计为

所述A、B两路信号的数据块序列数据块序列中，第k个OFDM符号的信道频率响应的计算公式为：

频偏补偿并不彻底，A、B两路仍然存在δ_A、δ_B大小的频偏，以A路信号为例，由于残余频偏δ_A的存在，当时域信号转化到频域信号时，对于每一个OFDM符号都会有一个相位的叠加。A路信号的第一个前导序列中第一个TS₁到达接收端的频域信号为

第一个前导序列中的第二个TS₁到达接收端的频域信号为

以此类推，A路信号的块状导频序列中的BP到达接收端的频域信号为

利用LS信道估计算法，信道估计值

(m表示m个前导序列，H_A是信道真实的频域响应)。同理，

对于FSO系统，在一定的数据长度内各个OFDM符号的信道变化是缓慢的，可以视为不变，所以，数据块序列中第k个OFDM符号的信道频率响应

（1≤k≤n，n为A路和B路的数据块序列中分别包含的OFDM符号的数量）。综上所述，中继处数据块序列中第k个OFDM符号频域叠加信号

最后对Y_rk进行解调。

综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

1.本发明提出的信号传输方法，解决了FSO系统物理层网络编码频偏估计和信道估计问题。

2.本发明提出的信号传输方法，利用块状导频进行信道估计，其块状导频占用了极少的频带，避免了频带资源的浪费，同时该方法对不同调制阶数和载波数的OFDM信号均具有较好适应性。

3.交错的设计可以保证A、B两路前导序列相互正交、互不干扰。与前导序列类似，为了保证块状导频的正交性，块状导频也采用交错设计。

4.设置多个前导序列，计算出多个频偏估计值，最终采用多个频偏估计值的平均值，从而保证了频偏估计的准确性。为了保证信道估计的准确性，块状导频也可用多个。

附图说明

本发明将通过例子并参照附图的方式说明，其中：

图1是基于物理层网络编码的FSO中继系统；

图2是中继端信号处理流程;

图3是A、B两路信号的帧结构图;

图4是中继处叠加信号;

图5是A路信号数据序列（k＝30）；

图6是B路信号数据序列（k＝30）；

图7是实施例中Y_rk处的信道估计（k＝30）；

图8是实施例中Y_rk处的星座图（k＝30）。

具体实施方式

本说明书中公开的所有特征，或公开的所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以以任何方式组合。本说明书中的表述中，用于修饰某个对象的词语“A、B两路”的意义是指“A路的该对象和B路的该对象”。

下面结合图1至图8对本发明作详细说明。

一种适用于FSO物理层网络编码的信号处理与传输方法，其特征在于，包括如下步骤：

[1]如图3所示，设计OFDM频域信号帧结构，分别在A、B两路信号的数据块序列之前插入前导序列和块状导频，前导序列用于进行频偏估计，块状导频用于进行信道估计；其中TS₁...TS_m是表示m个前导序列中随机生成的OFDM符号，BP是块状导频序列中随机生成的OFDM符号，S_A1...S_An，S_B1...S_Bn分别为A路和B路的数据块序列包含的n个OFDM符号。整个频域信号S_A、S_B包含m个前导序列，一个块状导频序列，n个OFDM符号组成的数据块序列，整个帧结构OFDM符号个数为4m+2+n。

进行信道估计，分别得到A、B两路信号的信道估计值

进而得到构成频域信号

的数据块序列中第k个频域叠加信号

利用最大似然检测对Y_rk进行解调映射。

作为一种优选的方式，A路的每个前导序列均由四个OFDM符号组成，结构为[TS_i，TS_i，0，0]，其中TS_i是一个随机生成的OFDM符号(1≤i≤m)。B路的一个前导序列也是四个OFDM符号组成，结构为[0，0，TS_i，TS_i]。这样交错的设计可以保证A、B两路前导序列相互正交、互不干扰，为了保证频偏估计的准确性，前导序列可使用m个(m＞1)；与前导序列类似，为了保证块状导频的正交性，块状导频BP也采用交错设计。A路块状导频由两个OFDM符号组成，结构为[BP，0]；B路块状导频也由两个OFDM符号组成，结构为[0，BP]，为了保证信道估计的准确性，块状导频也可用多个。

步骤[2]中A路时域信号受到信道和频偏影响，到达中继处的A路时域信号为y_A；同理，B路时域信号变为y_B，最终时域叠加信号y_r＝y_A+y_B。为了将A、B两路的频偏估计出来，需要利用S1中的前导序列，因为S1中A路与B路前导序列相互正交，互不干扰，所以通过Moose频偏估计算法可以将A、B两路的频偏单独估计出来，当有m个前导序列时就可以得到m个频偏估计值，最后取其均值。然后对时域叠加信号y_r进行频偏补偿，补偿值为A、B两路频偏的均值，补偿后A、B两路会有残余频偏存在，记为δ_A、δ_B，将补偿后的时域信号转换到频域，得到频域信号

第一个前导序列中的第二个TS₁到达接收端的频域信号为

利用LS信道估计算法，信道估计值

(m表示m个前导序列，H_A是信道真实的频域响应)。同理，

作为另一种优选的方案，为了保证信道估计的准确性，块状导频可采用多个，最后取其均值。假如用p个块状导频序列来进行信道估计，以A路为例，则第一个块状导频序列得到的信道估计为

第二个块状导频序列得到的信道估计为

以此类推，第i个块状导频序列得到的信道估计为

(1≤i≤p)，从而得到信道的平均估计为

B路同理，第i个块状导频序列得到的信道估计为

从而得到B路信道的平均估计为

综上所述，中继处数据块序列中第k个OFDM符号频域叠加信号

最后对Y_rk进行解调。

下面通过具体的实施例对本发明的方法作进一步的说明。

实施例

本实施例的适用于FSO物理层网络编码的信号传输方法，主要应用于采用OFDM调制的FSO物理层网络编码通信系统中，本实施例中光路部分参数由仿真软件VPI得到，整个算法包括如下步骤：

S1：如图3所示，A、B两路信号数据块序列S_A1...S_An，S_B1...S_Bn是由长度为128的OFDM符号组成，本实例中n＝30。前导序列中的TS₁…TS_m是随机生成的长度为128的OFDM符号，本实施例中m＝10。块状导频中的BP也是随机生成的长度为128的OFDM符号。根据图3所示插入前导序列和块状导频序列，形成OFDM频域信号S_A、S_B；对S_A、S_B采用OFDM调制，形成OFDM时域信号；

S2：A、B两路将OFDM时域信号分别以光信号的形式发送到中继端，得到A、B两路的叠加信号y_r(此处光路部分在VPI中模拟，在VPI中人为加入归一化频偏，即A路归一化频偏CFO_A＝0.0078125、B路归一化频偏CFO_B＝0，然后从VPI中采样得到A、B两路的时域叠加信号y_r＝y_A+y_B)。

S3：对S2中时域信号y_r利用频偏估计算法可以求得A、B两路的归一化频偏分别为

然后对时域叠加信号y_r补偿两路信号归一化频偏的均值为

最后残余频偏δ_A＝0.0039、δ_B＝-0.0039，补偿后的时域信号

S4：对S3中补偿之后的时域叠加信号

进行OFDM解调得到频域叠加信号

然后利用LS信道估计算法进行信道估计，得到信道估计值

如图7所示。

S5：利用S4中的信道估计值

以及S3中的δ_A、δ_B，得到叠加的数据块序列

如图8所示，通过最大似然检测对叠加数据块序列Y_rk进行解调和PNC映射。

以上所述实施例仅表达了本申请的具体实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本申请保护范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请技术方案构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。