CN110320539B - 一种应用于卫星定位系统的比特同步方法以及相关装置 - Google Patents

一种应用于卫星定位系统的比特同步方法以及相关装置 Download PDF

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Abstract

本申请实施例公开了一种应用于卫星定位系统的比特同步方法以及相关装置，用于提升比特同步的成功率。本申请实施例方法包括：根据第一卫星信号得到基带信号；对所述基带信号进行离散傅里叶变换DFT频率变换，得到多个DFT频率点分别对应的支路信号，所述支路信号包括实部I路信号和虚部Q路信号；对各DFT频率点对应的I路信号和Q路信号进行能量累加，以根据能量累加的结果计算所述各DFT频率点的比特边界能量；根据所述各DFT频率点的比特边界能量确定目标比特边界位置。

Description

一种应用于卫星定位系统的比特同步方法以及相关装置
技术领域
本申请涉及全球卫星定位与导航技术领域，尤其涉及一种应用于卫星定位系统的比特同步方法以及相关装置。
背景技术
全球卫星导航系统(global navigation satellite system，GNSS)具有全天候、连续性、高精度等特点，广泛应用于各种场景，如航空航天、渔业农业等。对于GNSS接收机而言，接收机需要接收到卫星发射的信号后，对4颗及以上的卫星信号进行捕获、跟踪，以及位置、速度和时间(position velocity and time，PVT)解算后实现定位，以确定GNSS接收机所在地球上的经纬度位置信息。其中，GNSS接收机中可包含射频(radio，RF)前端信号处理、信号捕获、信号跟踪和导航定位等模块。在GNSS接收相关技术中，GNSS基带信号的捕获与跟踪均其核心技术，信号捕获和信号跟踪的速度以及灵敏度直接决定了GNSS接收机的性能。其中，比特同步在信号跟踪模块是非常重要的一个部分，只有完成了比特边界同步后，才能进行正常的信号处理及定位解算。
现有技术中，较常用的比特同步及相应的跟踪方案包括以下几个步骤：1、捕获模块对卫星进行搜索，当成功捕获到卫星信号后，转入跟踪状态；2、当卫星进入跟踪状态后，同时进行比特同步及闭环载波跟踪；3、若比特同步成功则转入跟踪，若比特同步失败，则重新捕获。
然而，现有技术中，比特同步与闭环跟踪环路同时进行，当捕获转跟踪的初始频率偏差较大时，超出比特同步可容忍的频率范围，或者超出频率鉴别器的鉴频范围及弱信号下频率鉴别器的波动，都很容易降低比特同步的相干、非相干能量累加增益，进而降低了比特同步的灵敏度。
发明内容
本申请实施例提供了一种应用于卫星定位系统的比特同步方法和相关装置，用于提升比特同步的成功率。
本申请实施例的第一方面提供了一种应用于卫星定位系统的比特同步方法，包括：根据第一卫星信号得到基带信号，并对生成的基带信号进行离散傅里叶变换DFT频率变换，得到多个DFT频率点分别对应的支路信号，其中该支路信号包括实部I路信号和虚部Q路信号；进而对每个DFT频率点对应的I路信号和Q路信号分别进行能量累加，得到能量累加的结果，再由能量累加的结果计算每个DFT频率点的比特边界能量。在得到每个DFT频率点的比特边界能量后，根据该每个DFT频率点的比特边界能量确定目标比特边界位置，来实现比特同步。本申请实施例中，采用DFT频率变换的方式提供多支路的比特同步，以克服不同的频率偏差，使得在捕获转跟踪的初始频率偏差大、信号弱时，提升比特同步的正确率,且在多个DFT频率点进行能量累加，能提升比特同步的成功率。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第一方面的第一种实现方式中，所述根据第一卫星信号得到基带信号包括：对第一卫星信号行两次下变频处理，包括，对所述第一卫星信号进行第一次下变频处理，得到中频信号；并对得到的中频信号再进行第二次下变频处理，进而得到所述基带信号。本实现方式中，通过两次下变频处理将第一卫星信号转换成基带信号，使得本申请实施例更加具有可操作性。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第一方面的第二种实现方式中，所述根据所述各DFT频率点的比特边界能量确定目标比特边界位置包括：在所述各DFT频率点的比特边界能量中分别确定所述各DFT频率点对应的最大比特边界能量；根据所述各DFT频率点对应的最大比特边界能量计算所述各DFT频率点的检测率；当所述各DFT频率点的检测率中的最大检测率大于预设门限值时，确定所述最大检测率所对应的目标DFT频率点，所述目标DFT频率点的最大比特边界能量对应的比特边界位置为所述目标比特边界位置。本实现方式中，细化了如何根据每个DFT频率点的比特边界能量确定目标比特边界位置，可克服比特同步中不同的频率偏差。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第一方面的第三种实现方式中，所述对所述各DFT频率点对应的I路信号和Q路信号进行能量累加，以根据能量累加的结果计算所述DFT频率点的比特边界能量包括：对DFT频率点i对应的I路信号和Q路信号分别从比特边界位置j进行相干累加，得到I路相干累加结果和Q路相干累加结果，所述DFT频率点i为所述各DFT频率点中的任一频率点，所述比特边界位置j为所述DFT频率点i对应的多个比特边界位置中的任一位置；根据所述I路相干累加结果和所述Q路相干累加结果进行非相干累加，得到所述频率点i在所述比特边界位置j的比特边界能量。本实现方式中，在多个DFT频率点上采用相干和非相干能量累加，相对于现有技术的只在一个点进行能量累加，本实现方式得到的能力累加结果更加可靠准确。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第一方面的第四种实现方式中，所述根据所述I路相干累加结果和所述Q路相干累加结果进行非相干累加，得到所述频率点i在所述比特边界位置j的比特边界能量包括：按照如下方式计算所述各DFT频率点的比特边界能量：
所述DFTi,j表示所述DFT频率点i在比特边界位置j的比特边界能量，所述i∈[0,d)，所述d表示所述DFT频率点的个数，所述j∈[0,b)，所述b为比特数据长度的值；所述Ii,k表示所述DFT频率点i在比特边界位置k的I路信号，所述k∈[0,b)；所述表示对DFT频率点i对应的I路信号从所述比特边界位置k进行相干累加的结果，所述相干累加的相干积分时长为b ms；所述Qi,k表示所述DFT频率点i在所述比特边界位置k的Q路信号；所述/>表示对DFT频率点i对应的Q路信号从所述比特边界位置k进行相干累加的结果，所述相干累加的相干积分时长为b ms；所述m∈[1,N]，所述N表示非相干累加的次数。本实现方式中，提供了当卫星信号不使用NH码进行调制时，计算每个DFT频率点的比特边界能力的具体方式，使得本申请实施例的可实施性更强。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第一方面的第五种实现方式中，所述根据所述各DFT频率点对应的最大比特边界能量计算所述各DFT频率点的检测率包括：按照如下方式计算所述各DFT频率点的检测率：
所述det_ratei表示所述DFT频率点i的检测率；所述Pi表示所述DFT频率点i的宽带信号能量累加；所述DFTi,max_idx表示所述DFT频率点i对应的最大比特边界能量；所述max_idx表示所述最大比特边界能量在所述b个位置中的位置索引；所述Ii,max_idx表示所述DFT频率点i在所述max_idx索引的位置的I路信号；所述Qi,max_idx表示所述DFT频率点i在所述max_idx索引的位置的Q路信号。本实现方式中，提供了计算每个DFT频率点的检测率的具体方式，该方式可应用于不使用NH码进行调制的卫星信号，能有效提升边界查找的正确率。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第一方面的第六种实现方式中，所述对所述各DFT频率点对应的I路信号和Q路信号进行能量累加，以根据能量累加的结果计算所述各DFT频率点的比特边界能量包括：按照如下方式计算所述各DFT频率点的比特边界能量：
所述DFTi,j表示DFT频率点i在比特边界位置j的比特边界能量，所述i∈[0,d)，所述d表示所述DFT频率点的个数，所述j∈[0,b)，所述b为比特数据长度的值；所述Ii,k表示DFT频率点i在比特边界位置k的I路信号，所述k∈[0,b)；所述表示对所述I路信号从所述比特边界位置k进行相干累加的结果，所述相干累加的相干积分时长为b/N ms，所述N为能被所述b整除的正整数；所述Qj,k表示DFT频率点i在比特边界位置k的Q路信号；所述表示对所述Q路信号从所述比特边界位置k进行相干累加的结果，所述相干累加的相干积分时长为b/N ms；所述M·N表示非相干累加的次数。本实现方式中，提供了当卫星信号使用NH码进行调制时，计算每个DFT频率点的比特边界能量的方式，使得本申请实施例能针对不同卫星提供不同的比特同步的方式，更加具有针对性。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第一方面的第七种实现方式中，所述根据所述各DFT频率点对应的最大比特边界能量计算所述各DFT频率点的检测率包括：按照如下方式计算所述各DFT频率点的检测率：
DFTi,max_idx＝max(DFTi,j)
所述det_ratei表示所述DFT频率点i的检测率；所述DFTi,max_idx表示所述DFT频率点i对应的最大比特边界能量；所述max_idx表示所述最大比特边界能量在所述b个位置中的位置索引。本实现方式中，可应用于使用NH码进行调制的卫星信号，在该应用场景下，提供了计算每个DFT频率点的检测率的具体方式，有效提升了边界查找的正确率。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第一方面的第八种实现方式中，所述方法还包括：当所述目标DFT频率点对应的支路信号的频率与所述第二次下变频处理中使用的本振信号的频率不一致时，对所述目标DFT频率点对应的支路信号进行频率补偿。本实现方式中，当目标DFT频率点对应的支路信号的频率与本振信号的频率不一致时，则说明频率误差较大，需要对目标DFT频率点对应的支路信号进行频率补偿，使得转入跟踪状态的初始频率更加精确。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第一方面的第九种实现方式中，所述对所述目标DFT频率点对应的支路信号进行频率补偿包括：按照如下方式对所述目标DFT频率点对应的支路信号进行频率补偿：所述fo为补偿频率；所述i表示所述目标DFT频率点对应的DFT索引，所述i∈[0,d)；所述floor函数表示向下取整；所述Δf表示所述DFT频率变换的频率间隔。本实现方式中提供了当目标DFT频率点对应的支路信号的频率与本振信号的频率不一致时，如何对目标DFT频率点对应的支路信号进行频率补偿的方式，增加了本申请实施例的可实现方式。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第一方面的第十种实现方式中，所述方法还包括：根据所述补偿频率确定所述目标DFT频率点对应的支路信号，转入跟踪状态时的初始频率。本实现方式中，在对目标DFT频率点对应的支路信号进行频率补偿后，根据补偿频率计算转入跟踪状态时的初始频率，以开始闭环跟踪环路即以完全开环的方式对信号进行处理，跟踪环路不做频率鉴别或者反馈调整，能减少不必要的频率鉴别波动，在弱信号场景下表现更加突出。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第一方面的第十一种实现方式中，所述根据所述补偿频率确定所述目标DFT频率点对应的支路信号，转入跟踪状态时的初始频率包括：按照如下方式确定所述初始频率：fto_trk＝fd+fe+fo；所述fto_trk表示所述初始频率；所述fd表示真实多普勒偏移量；所述fe表示所述卫星信号的多普勒频率偏差；所述fo表示所述补偿频率。本实现方式中，提供了具体计算初始频率的方式，使得信号从捕获状态转跟踪时，减小频率误差。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第一方面的第十二种实现方式中，当所述目标DFT频率点对应的支路信号的频率与所述本振信号的频率一致时，所述方法还包括：将所述目标DFT频率点对应的支路信号转入跟踪状态。本实现方式中，当目标DFT频率点对应的支路信号的频率与本振信号的频率一致时，可认为目标DFT频率点对应的支路信号的频率误差较为精确，则可以直接将该信号转入至跟踪状态。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第一方面的第十三种实现方式中，当所述各DFT频率点的检测率中的最大检测率小于所述预设门限值时，所述方法还包括：将发送所述第一卫星信号的卫星退回到捕获状态。本实现方式中，当所有DFT频率点的检测率都小于预设门限值时，说明比特同步失败，则将发送该第一卫星信号的卫星退回到捕获状态，确保了比特同步的正确率。
本申请实施例的第二方面提供了一种GNSS接收机，包括：射频电路、以及耦合到该射频电路的处理器；所述射频电路用于从天线获取第一卫星信号，并根据所述第一卫星信号得到基带信号；所述处理器用于对所述基带信号进行离散傅里叶变换DFT频率变换，得到多个DFT频率点分别对应的支路信号，所述支路信号包括实部I路信号和虚部Q路信号；对各DFT频率点对应的I路信号和Q路信号进行能量累加，以根据能量累加的结果计算所述各DFT频率点的比特边界能量；根据所述各DFT频率点的比特边界能量确定目标比特边界位置。本申请实施例中，采用DFT频率变换的方式提供多支路的比特同步，以克服不同的频率偏差，使得在捕获转跟踪的初始频率偏差大、信号弱时，提升比特同步的正确率,且在多个DFT频率点进行能量累加，能提升比特同步的成功率。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第二方面的第一种实现方式中，所述射频电路具体用于：对所述第一卫星信号进行第一次下变频处理，得到中频信号；对所述中频信号进行第二次下变频处理，得到所述基带信号。本实现方式中，通过两次下变频处理将第一卫星信号转换成基带信号，使得本申请实施例更加具有可操作性。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第二方面的第二种实现方式中，所述处理器具体用于：在所述各DFT频率点的比特边界能量中分别确定所述各DFT频率点对应的最大比特边界能量；根据所述各DFT频率点对应的最大比特边界能量计算所述各DFT频率点的检测率；当所述各DFT频率点的检测率中的最大检测率大于预设门限值时，确定所述最大检测率所对应的目标DFT频率点，所述目标DFT频率点的最大比特边界能量对应的比特边界位置为所述目标比特边界位置。本实现方式中，细化了如何根据每个DFT频率点的比特边界能量确定目标比特边界位置，可克服比特同步中不同的频率偏差。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第二方面的第三种实现方式中，所述处理器具体用于：对DFT频率点i对应的I路信号和Q路信号分别从比特边界位置j进行相干累加，得到I路相干累加结果和Q路相干累加结果，所述DFT频率点i为所述各DFT频率点中的任一频率点，所述比特边界位置j为所述DFT频率点i对应的多个比特边界位置中的任一位置；根据所述I路相干累加结果和所述Q路相干累加结果进行非相干累加，得到所述频率点i在所述比特边界位置j的比特边界能量。本实现方式中，在多个DFT频率点上采用相干和非相干能量累加，相对于现有技术的只在一个点进行能量累加，本实现方式得到的能力累加结果更加可靠准确。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第二方面的第四种实现方式中，所述处理器具体用于：
按照如下方式计算所述各DFT频率点的比特边界能量：
所述DFTi,j表示所述DFT频率点i在比特边界位置j的比特边界能量，所述i∈[0,d)，所述d表示所述DFT频率点的个数，所述j∈[0,b)，所述b为比特数据长度的值；所述Ii,k表示所述DFT频率点i在比特边界位置k的I路信号，所述k∈[0,b)；所述表示对DFT频率点i对应的I路信号从所述比特边界位置k进行相干累加的结果，所述相干累加的相干积分时长为b ms；所述Qi,k表示所述DFT频率点i在所述比特边界位置k的Q路信号；所述/>表示对DFT频率点i对应的Q路信号从所述比特边界位置k进行相干累加的结果，所述相干累加的相干积分时长为b ms；所述m∈[1,N]，所述N表示非相干累加的次数。本实现方式中，提供了当卫星信号不使用NH码进行调制时，计算每个DFT频率点的比特边界能力的具体方式，使得本申请实施例的可实施性更强。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第二方面的第五种实现方式中，所述处理器具体用于：
按照如下方式计算所述各DFT频率点的检测率：
所述det_ratei表示所述DFT频率点i的检测率；所述Pi表示所述DFT频率点i的宽带信号能量累加；所述DFTi,max_idx表示所述DFT频率点i对应的最大比特边界能量；所述max_idx表示所述最大比特边界能量在所述b个位置中的位置索引；所述Ii,max_idx表示所述DFT频率点i在所述max_idx索引的位置的I路信号；所述Qi,max_idx表示所述DFT频率点i在所述max_idx索引的位置的Q路信号。本实现方式中，提供了计算每个DFT频率点的检测率的具体方式，该方式可应用于不使用NH码进行调制的卫星信号，能有效提升边界查找的正确率。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第二方面的第六种实现方式中，所述处理器具体用于：
按照如下方式计算所述各DFT频率点的比特边界能量：
所述DFTi,j表示DFT频率点i在比特边界位置j的比特边界能量，所述i∈[0,d)，所述d表示所述DFT频率点的个数，所述j∈[0,b)，所述b为比特数据长度的值；所述Ii,k表示DFT频率点i在比特边界位置k的I路信号，所述k∈[0,b)；所述表示对所述I路信号从所述比特边界位置k进行相干累加的结果，所述相干累加的相干积分时长为b/N ms，所述N为能被所述b整除的正整数；所述Qj,k表示DFT频率点i在比特边界位置k的Q路信号；所述表示对所述Q路信号从所述比特边界位置k进行相干累加的结果，所述相干累加的相干积分时长为b/N ms；所述M·N表示非相干累加的次数。本实现方式中，提供了当卫星信号使用NH码进行调制时，计算每个DFT频率点的比特边界能量的方式，使得本申请实施例能针对不同卫星提供不同的比特同步的方式，更加具有针对性。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第二方面的第七种实现方式中，所述处理器具体用于：
按照如下方式计算所述各DFT频率点的检测率：
DFTi,max_idx＝max(DFTi,j)
所述det_ratei表示所述DFT频率点i的检测率；所述DFTi,max_idx表示所述DFT频率点i对应的最大比特边界能量；所述max_idx表示所述最大比特边界能量在所述b个位置中的位置索引。本实现方式中，可应用于使用NH码进行调制的卫星信号，在该应用场景下，提供了计算每个DFT频率点的检测率的具体方式，有效提升了边界查找的正确率。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第二方面的第八种实现方式中，所述处理器处理器具体用于：当所述目标DFT频率点对应的支路信号的频率与所述第二次下变频处理中使用的本振信号的频率不一致时，对所述目标DFT频率点对应的支路信号进行频率补偿。本实现方式中，当目标DFT频率点对应的支路信号的频率与本振信号的频率不一致时，则说明频率误差较大，需要对目标DFT频率点对应的支路信号进行频率补偿，使得转入跟踪状态的初始频率更加精确。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第二方面的第九种实现方式中，所述处理器具体用于：
按照如下方式对所述目标DFT频率点对应的支路信号进行频率补偿：
所述fo为补偿频率；所述i表示所述目标DFT频率点对应的DFT索引，所述i∈[0,d)；所述floor函数表示向下取整；所述Δf表示所述DFT频率变换的频率间隔。本实现方式中提供了当目标DFT频率点对应的支路信号的频率与本振信号的频率不一致时，如何对目标频点支路的信号进行频率补偿的方式，增加了本申请实施例的可实现方式。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第二方面的第十种实现方式中，所述处理器还用于：根据所述补偿频率确定，所述目标DFT频率点对应的支路信号转入跟踪状态时的初始频率。本实现方式中，在对目标DFT频率点对应的支路信号进行频率补偿后，根据补偿频率计算转入跟踪状态时的初始频率，以开始闭环跟踪环路即以完全开环的方式对信号进行处理，跟踪环路不做频率鉴别或者反馈调整，能减少不必要的频率鉴别波动，在弱信号场景下表现更加突出。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第二方面的第十一种实现方式中，所述处理器具体用于：
按照如下方式确定所述初始频率：
fto_trk＝fd+fe+fo；
所述fto_trk表示所述初始频率；所述fd表示真实多普勒偏移量；所述fe表示所述卫星信号的多普勒频率偏差；所述fo表示所述补偿频率。本实现方式中，提供了具体计算初始频率的方式，使得信号从捕获状态转跟踪时，减小频率误差。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第二方面的第十二种实现方式中，当所述目标DFT频率点对应的支路信号的频率与所述本振信号的频率一致时，所述处理器还用于：将所述目标DFT频率点对应的支路信号转入跟踪状态。本实现方式中，当目标DFT频率点对应的支路信号的频率与本振信号的频率一致时，可认为目标DFT频率点对应的支路信号的频率误差较为精确，则可以直接将该信号转入至跟踪状态。
在一种可能的设计中，在本申请实施例第二方面的第十三种实现方式中，当所述各DFT频率点的检测率中的最大检测率小于所述预设门限值时，所述处理器还用于：将发送所述第一卫星信号的卫星退回到捕获状态。本实现方式中，当所有DFT频率点的检测率都小于预设门限值时，说明比特同步失败，则将发送该第一卫星信号的卫星退回到捕获状态，确保了比特同步的正确率。
本申请实施例的第三方面提供了一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质中存储有指令，当其在计算机上运行时，使得计算机执行上述各方面所述的方法。
本申请的第四方面提供了一种包含指令的计算机程序产品，当其在计算机上运行时，使得计算机执行上述各方面所述的方法。
从以上技术方案可以看出，本申请实施例具有以下优点：根据第一卫星信号得到基带信号；对所述基带信号进行离散傅里叶变换DFT频率变换，得到多个DFT频率点分别对应的支路信号，所述支路信号包括实部I路信号和虚部Q路信号；对各DFT频率点对应的I路信号和Q路信号进行能量累加，以根据能量累加的结果计算所述各DFT频率点的比特边界能量；根据所述各DFT频率点的比特边界能量确定目标比特边界位置。本申请实施例中，采用DFT频率变换的方式提供多支路的比特同步，以克服不同的频率偏差，使得在捕获转跟踪的初始频率偏差大、信号弱时，提升比特同步的正确率,且在多个DFT频率点进行能量累加，能提升比特同步的成功率。
附图说明
图1为本申请实施例提供的一种可能的GNSS系统框图；
图2为本申请实施例提供的一种可能的载波跟踪环路结构图；
图3a为本申请实施例提供的一种可能的应用于卫星定位系统的比特同步方法的流程示意图；
图3b为本申请实施例提供的一种可能的DFT频率变换结构图；
图3c为本申请实施例提供的一种可能的相干-非相干积分结合的结构示意图；
图4为本申请实施例提供的另一可能的应用于卫星定位系统的比特同步方法的流程示意图；
图5为本申请实施例提供的一种可能的GNSS接收机的实施例示意图；
图6为本申请实施例提供的一种可能的GNSS接收机的结构示意图；
图7为本申请实施例提供的另一可能的GNSS接收机的结构示意图。
具体实施方式
本申请实施例提供了一种应用于卫星定位系统的比特同步方法以及相关装置，用于提升比特同步的成功率。
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。
如图1所示，为一种可能的GNSS系统框图，其中，天线接收到卫星信号后，经过射频前端信号处理模块，输入信号的幅值被适度放大，并经下变频变为中频信号，模数转换器(analog to digital converter，ADC)将该中频信号数字化得到数字中频信号。信号捕获模块再通过处理射频前端所输出的数字中频信号，判断并且确定接收到的卫星信号的粗约的载波频率和粗测距(C/A)码相位，产生与接收到的卫星信号相一致的本地载波和本地C/A码。信号跟踪模块用于精确载波频率和码相位，并且当载波频率和码相位出现一定变化时，能够使本地载波的频率和本地C/A码相位跟踪上这种变化，从而实现对卫星信号的捕获与跟踪。可以理解的是，由于在无线信道中，收发信机之间存在相对运动，因此不可避免的会产生多普勒效应，使得接收信号频率不等于发送信号频率，出现了频率偏移，因此通过信号捕获模块需要对所搜索的卫星完成多普勒频移的粗略估算，当成功捕获到该卫星后，转入到信号跟踪模块，其中信号跟踪模块用于通过频率鉴别器及相应的滤波器来精确估算多普勒偏移值，从而实现对卫星的精确跟踪，为后续PVT定位解算提供精确的测量值。为便于理解，如图2所示，为一种可能的载波跟踪环路结构图，主要包括三个部分：频率鉴别器，滤波器和数字控制振荡器(numerically controlled oscillator，NCO)。其中频率鉴别器主要用于估算输入信号与反馈信号的频率偏差Δfe，滤波器用于对频率偏差进行滤波，NCO用于按反馈要求产生本振多普勒频率。
此外，在卫星被捕获后，转入到跟踪的同时，还需要对所处理的卫星信号进行比特同步，以实现对卫星所播发的导航电文进行解算。其中，卫星信号是以比特的形式进行导航电文的播发，而每个比特都有固定时间长度，以传统的全球定位系统(global positioningsystem，GPS)L1C/A为例，每个比特的时间长度是20ms，当卫星捕获转入跟踪后，由于不知道卫星信号的比特边界，所以不能进行长为20ms的相干能量累加，也不能进行导航电文的解算，其中导航电文为卫星以二进制码的形式发送的导航定位的数据；只有完成了比特边界同步后，才能进行正常的信号处理及导航定位。
需要说明的是，当卫星信号捕获转入跟踪后，比特同步的成功与否一般受两方面因素影响：1、当捕获转跟踪的粗略频率偏差较大时，超出比特同步能承受的频率范围或者超出跟踪频率鉴别器的范围，较容易造成比特同步失败；2、在弱信号时，即便是频率偏差比较小，在跟踪模块的频率鉴别器又很容易出现较大的波动甚至错误，影响多普勒频率的精确估算，进而影响比特同步的性能。现有技术中，比特同步与闭环跟踪环路同时进行，当捕获转跟踪的初始频率偏差较大，且超出比特同步可容忍的频率范围，或者超出频率鉴别器的鉴频范围及弱信号下频率鉴别器的波动时，都很容易降低比特同步的相干、非相干能量累加增益，进而降低了比特同步的灵敏度，使得卫星信号转入跟踪的频率的精确度降低。
有鉴于此，本申请提供了一种应用于卫星定位系统的比特同步方法，用于在捕获转跟踪的初始频率偏差大、信号弱时，卫星可以正确比特同步、信号转入跟踪的频率足够精确。其中，本申请实施例可以基于采用不同调制方式的卫星信号来进行说明，包括：
场景A：不使用NH码对信号进行调制的卫星信号，如传统GPS L1C/A卫星信号；
场景B：使用NH码对信号进行调制的卫星信号，如北斗2号/3号B1I信号。
具体请参阅图3a，为本申请实施例在场景A时，提供的一种可能的应用于卫星定位系统的比特同步方法的流程图，包括：
301、根据第一卫星信号得到基带信号。
当第一卫星信号被成功捕获后，可通过两次下变频处理，将第一卫星信号转换为基带信号，包括：对第一卫星信号进行第一次下变频处理得到中频信号，并由NCO按反馈要求产生本振信号，其中，本振信号可以理解为本机产生的固定频率的振荡信号。
其中，中频信号可以表示为如下式所示：
而本振信号可以表示为：
其中，P表示第一卫星信号的能量，d(·)表示导航电文比特，C(·)表示CA码，fd表示真实多普勒偏移量，表示捕获所估算的码相位延迟，/>表示捕获所估算的粗略多普勒频率，Ip代表本振信号实部，Qp代表本振信号虚部。
需要说明的是，对于发送该第一卫星信号的卫星，其多普勒频移值可以通过如下公式计算：
再使用该本振信号对中频信号进行第二次下变频处理，即将中频信号和本振信号混频，通过滤波器滤除得到基带信号。为便于理解，假设中频信号的频率为900Hz，本振信号的频率为1365Hz，混频后可以产生频率为2265Hz的信号，或者频率为465Hz的信号，通过滤波器将该频率为2265Hz的信号滤除，则频率为465Hz的信号作为基带信号。
需要说明的是，本申请实施例中，除了对第一卫星信号进行两次下变频处理得到基带信号，也可以对第一卫星信号进行一次下变频处理就得到基带信号，具体此处不做限定。
302、对基带信号进行DFT频率变换，得到多个DFT频率点分别对应的支路信号。
获得基带信号后，将该基带信号作为DFT模块的输入，进行DFT频率变换，为便于理解，本实施例中以上下对称的4个DFT频率点为例进行说明，如图3b所示，为本申请实施例提供的一种可能的DFT频率变换结构图，prompt为步骤302中获得的本振信号S(t)'，Δf为DFT频率变换的频率间隔，故将基带信号进行DFT变换后，得到4个DFT频率点(DFT0～DFT3)分别对应的支路信号，其中支路信号包括I路信号和Q路信号。
需要说明的是，本申请实施例中，为便于描述，可假设每个DFT频率点对应一条支路，DFT频率点对应的支路信号即为DFT频率点所在支路上的信号，且各支路上的信号的频率互不相同，例如若信号A和信号B的频率相同，即信号A所在支路和信号B所在支路一致；若信号A和信号B的频率不同，即信号A所在支路和信号B所在支路不一致。
各DFT频率点所在支路的信号可分别表示为：
DFT0频率点所在支路的I路信号和Q路信号可表示为：
I0＝Ipcos(2πΔft)-Qpsin(2πΔft)
Q0＝Qpcos(2πΔft)+Ipsin(2πΔft)；
DFT1频率点所在支路的I路信号和Q路信号可表示为：
I1＝Ipcos(-2πΔft)-Qpsin(-2πΔft)＝Ipcos(2πΔft)+Qpsin(2πΔft)
Q1＝Qpcos(-2πΔft)+Ipsin(-2πΔft)＝Qpcos(2πΔft)-Ipsin(2πΔft)；
DFT2频率点所在支路的I路信号和Q路信号可表示为：
I2＝Ipcos(4πΔft)-Qpsin(4πΔft)
Q2＝Qpcos(4πΔft)+Ipsin(4πΔft)；
DFT3频率点所在支路的I路信号和Q路信号可表示为：
I3＝Ipcos(-4πΔft)-Qpsin(-4πΔft)＝Ipcos(4πΔft)+Qpsin(4πΔft)
Q3＝Qpcos(-4πΔft)+Ipsin(-4πΔft)＝Qpcos(4πΔft)-Ipsin(4πΔft)；
其中，Ip表示本振信号S(t)'的实部，Qp表示本振信号S(t)'的虚部。
需要说明的是，本申请实施例中，DFT频率点的个数可以根据实际需求来确定，例如6个或者8个等，具体此处不做限定。
同时，实际应用中，DFT频率变换的频率间隔Δf可以根据信号捕获模块所使用的相干积分时间或者多普勒频率搜索步长来确定，具体地，相干积分时间越长，Δf越小；相干积分时间越短，Δf越大。或者，将多普勒频率搜索步长作为Δf。因此，Δf的值的确定方式具体本申请不做限定。
303、对各DFT频率点对应的I路信号和Q路信号进行能量累加，以根据能量累加的结果计算各DFT频率点的比特边界能量。
需要说明的是，信号能量的衰减是GNSS接收机所面临的主要问题之一，例如，GPS系统L1频段的信号到GNSS接收机后只有-160dBw左右。而实际应用中，一般可以将大于45dB.Hz的信号视为强信号，把小于28dB.Hz的信号视为弱信号，为避免信号能量的衰减，可采用对信号能量进行累加的方式，提高信号的信噪比，从而增加信号捕获与跟踪的灵敏度。本实施例中，可采用相干-非相干积分结合的方式，继得到各DFT频率点所在支路的I路信号和Q路信号后，在每个DFT频率点所在的支路上分别进行相干、非相干积分的能量累加，并通过能量累加的结果来计算得到每个DFT频率点的比特边界能量。
为便于理解，将对相干-非相干积分结合的方式进行简要说明。虽然相干积分时间越长，相干增益越大，但相干积分长度也并非无限度的，相干积分长度会收到多普勒频移、导航数据比特宽度和计算量等的限制。例如，GPS L1C/A的20ms的导航数据长度，使相干积分时间不超过20ms。由于相干积分的幅值是关于fsTcoh的sinc函数，其中fs是由于卫星以及接收机晶体震动频率偏移所引起的频率偏差，Tcoh是相干积分时间长度，故在相干积分幅值一定时，为了容忍较大的频率偏差，相干积分时间应该较短。然而，为了捕获微弱的卫星信号，必须有较大的处理增益，因此还要通过其他的方法来提高接收机的灵敏度。非相干积分由于对频率偏差不敏感，可以用于在相干积分后进一步提高信噪比。为便于理解，请参阅图3c，为本申请实施例提供的一种可能的相干-非相干积分结合的方法，其中，r(tn)可以为下变频后的数字中频信号，I和Q为相干积分后的结果，V为非相干积分后的结果，左侧虚线框内为相干积分模块，右侧实线框内为非相干积分模块。
因此，在本申请实施例中，可按照如下方式在每个DFT频率点所在的支路上分别进行相干、非相干积分的能量累加，包括：
对每个DFT频率点所在支路的I路信号和Q路信号进行相干积分，得到和其中Ii,k表示DFT频率点i在比特边界位置k的I路信号，i∈[0,d)，d表示DFT频率点的个数；Qi,k表示DFT频率点i在比特边界位置k的Q路信号；j为比特边界位置索引，且j∈[0,b)，b为比特数据长度的值，如以GPSL1ca为例，b＝20，则有20个可能的比特边界位置；表示对DFT频率点i所在支路的I路信号从比特边界位置k进行相干累加的结果，该相干累加的相干积分时长为b ms；对应的，/>表示对DFT频率点i所在支路的Q路信号从比特边界位置k进行相干累加的结果，该相干累加的相干积分时长为b ms。
在相干积分的能量累加后，再进行非相干积分的能量累加，并将能量累加的结果作为DFT频率点i的比特边界能量，可按照如下计算方式进行计算：
其中，DFTi,j表示DFT频率点i在比特边界位置j的比特边界能量，m∈[1,N]，N表示非相干累加的次数。
304、在各DFT频率点的比特边界能量中确定各DFT频率点对应的最大比特边界能量。
305、根据各DFT频率点对应的最大比特边界能量计算各DFT频率点的检测率。
通过步骤304，得到了各DFT频率点在不同的比特边界位置的比特边界能量，针对每个DFT频率点，找出该DFT频率点对应的最大比特边界能量，为便于描述，本申请实施例中，DFTi,max_idx表示DFT频率点i对应的最大比特边界能量，其中max_idx表示该最大比特边界能量在b个位置中的位置索引。
确定了每个DFT频率点对应的最大比特边界能量后，根据各DFT频率点对应的最大比特边界能量计算各DFT频率点的检测率(detect rate)，具体地，可按照如下方式计算各DFT频率点的检测率，包括：
其中，det_ratei表示DFT频率点i的检测率；Pi表示DFT频率点i的宽带信号能量累加；DFTi,max_idx表示DFT频率点i对应的最大比特边界能量；max_idx表示最大比特边界能量在b个位置中的位置索引；Ii,max_idx表示DFT频率点i在max_idx索引的位置的I路信号；Qi,max_idx表示DFT频率点i在max_idx索引的位置的Q路信号。
306、判断各DFT频率点的检测率中的最大检测率是否大于预设门限值，若否，则执行步骤307；若是，则执行步骤308。
在计算出所有的DFT频率点的检测率后，在所有的DFT频率点的检测率中，找出最大检测率，并将该最大检测率与预设门限值进行对比。若该最大检测率小于预设门限值，则执行步骤307；反之，若该最大检测率大于预设门限值，则执行步骤308。
307、将发送第一卫星信号的卫星退回到捕获状态。
若在所有DFT频率点的检测率中，最大检测率小于预设门限值，则将发送第一卫星信号的卫星退回到捕获状态。
308、确定最大检测率所对应的目标DFT频率点。
若在所有DFT频率点的检测率中，最大检测率大于预设门限值，则确定该最大检测率所对应的目标DFT频率点，可以理解为，确定该最大检测率对应的DFT频率点索引i_max，该DFT频率点i_max即为目标DFT频率点。
需要说明的是，确定目标DFT频率点后，目标DFT频率点上的max_idx即为目标比特边界位置，即目标DFT频率点的最大比特边界能量对应的比特边界位置，就是目标比特边界位置。
需要注意的是，本申请实施例中，通过步骤306至步骤308，在找出最大检测率后，先确定最大检测率是否大于预设门限值，若是，进而再确定该最大检测率对应的目标DFT频率点；若否，则将卫星退回到捕获状态。实际应用中，也可在找出最大检测率后，先确定该最大检测率对应的DFT频率点，进而再判断该最大检测率是否大于预设门限值，若是，则该最大检测率对应的DFT频率点即为目标DFT频率点；若否，则将卫星退回到捕获状态。或者，还可以同时执行，即确定最大检测率对应的DFT频率点的步骤和判断该最大检测率是否大于预设门限值的步骤同时执行。
309、将目标DFT频率点所在的支路确定为目标频点支路。
需要说明的是，通过步骤305计算得到每个DFT频率点的检测率后，检测率大于预设门限值的DFT频率点即为成功比特。实际应用中，可能会存在多个DFT频率点的检测率大于预设门限值，则取最大检测率对应的DFT频率点所在的支路，即目标DFT频率点所在的支路为目标频点支路。
可选的，还可直接将目标DFT频率点所在的支路确定为目标频点支路。
310、判断目标频点支路与本振信号所在支路是否一致，若是，则执行步骤311；若否，则执行步骤312。
确定了目标频点支路后，判断该目标频点支路与本振信号所在支路是否为同一条支路，若目标频点支路与本振信号所在支路为同一条支路，则执行步骤312；若目标频点支路与本振信号所在支路不是同一条支路，则执行步骤313。
311、将目标频点支路的信号转入跟踪状态。
若目标频点支路与本振信号所在支路为同一条支路，则可认为频率误差小于预设数值，即频率误差较为精确，则可将目标频点支路的信号直接转入跟踪状态。
312、对目标频点支路的信号进行频率补偿。
若目标频点支路与本振信号所在支路不是同一条支路，则可认为频率误差大于预设数值，即频率误差不够精确，需要对目标频点支路的信号进行频率补偿，以为后续跟踪模块提供较为精确的多普勒频率值。
具体地，可按照如下方式对目标频点支路的信号进行频率补偿：
其中，fo为补偿频率；i表示目标频点支路对应的DFT索引，i∈[0,d)；floor函数表示向下取整，例如9/5＝1.8，向下取整即为1；Δf表示DFT频率变换的频率间隔。
313、根据补偿频率确定目标频点支路的信号转入跟踪状态时的初始频率。
获得补偿频率后，将目标频点支路的信号转入跟踪状态，并将跟踪环路闭环以进行正常工作，而目标频点支路的信号转入跟踪状态的初始频率可以根据补偿频率确定，具体地，可按照如下方式计算目标频点支路的信号转入跟踪状态的初始频率：
fto_trk＝fd+fe+fo；
fto_trk表示该初始频率；fd表示真实多普勒偏移量；fe表示卫星信号的多普勒频率偏差；fo表示补偿频率。
需要说明的是，本申请实施例中，在比特同步成功后即确定了目标频点支路的信号转入跟踪状态时的初始频率后，跟踪环路才开始闭环工作，即跟踪环路的输出信号需要反馈回跟踪环路的输入端，在比特同步成功前，跟踪环路处于开环状态，即跟踪环路的输入信号不受输出信号的影响。
综上，本申请实施例中，当第一卫星信号被成功捕获后，会首先进入跟踪模块，但此时跟踪环路处于开环状态，即以完全开环的方式对第一卫星信号进行处理，跟踪环路不做频率鉴别，不做反馈调整，以减少不必要的频率鉴别波动，弱信号下表现较为突出；再对根据第一卫星信号获得的目标中频信号进行DFT频率变换，DFT频率变换的频率间隔可以根据捕获模块所使用的相干积分时间或者多普勒频率搜索步长来进行确认，以此来覆盖相应有效的频率范围，以克服不同的频率偏差；对频率变换后的多个DFT频率点上分别进行比特同步运算，主要进行相干和非相干积分的能量累加，以提升比特同步的成功率；在比特边界查找时，需要对这些多个DFT频率点上的比特边界分别进行确认，可有效提升边界查找的正确率；比特同步成功后，查看目标比特边界位置所在的目标DFT频率点位置，对目标频点支路进行适当的频率补偿，以此来给后续跟踪模块较为精确的多普勒频率值；以上步骤完成后，将跟踪环路闭闭环，以进行正常处理。因此，本申请实施例通过提供一种比特同步方法，该比特同步方法基于DFT频率变化，开闭合跟踪环路相结合的技术，可有效抑制捕获转跟踪频率偏差过大、弱信号频率鉴别器波动，信号无法正确转入跟踪、无法正确找到比特边界的问题。通过对捕获转跟踪的基带信号的频率进行DFT变换扩展，使用多个通道，在多个DFT频率点上进行比特同步的技术来抑制过大的频率偏差，且使用检测率方法来进行比特边界的确认，有效提升其成功率和正确率；通过开环来避免弱信号下，频率鉴别器不稳定的输出引起的跟踪环路的震荡；因此以上方法的结合可有效提升接收机捕获转跟踪的成功率及灵敏度。
上图3a对在场景A时本申请所提供的应用于卫星定位系统的比特同步方法进行了说明，而对于包括北斗卫星但不限于北斗模式，使用NH码对信号进行调制的卫星信号，由于NH码特殊的调制结构，本申请将在图4的基础上进行说明，具体请参阅图4，为本申请实施例在场景B时，提供的另一种可能的应用于卫星定位系统的比特同步方法的流程图，包括：
401、根据第一卫星信号得到基带信号。
402、对基带信号进行DFT频率变换，得到各DFT频率点分别对应的支路信号。
本申请实施例中，步骤401至步骤402与图3a所示的步骤301至步骤302类似，具体此处不再赘述。
403、对各DFT频率点对应的I路信号和Q路信号进行能量累加，以根据能量累加的结果计算各DFT频率点的比特边界能量。
本申请实施例中，可采用与图3a所示的步骤304中类似的相干-非相干积分结合的方式在每个DFT频率点所在的支路上分别进行相干、非相干积分的能量累加，包括：
对每个DFT频率点所在支路的I路信号和Q路信号进行相干积分，得到和其中Ii,k表示DFT频率点i在比特边界位置k的I路信号，i∈[0,d)，d表示DFT频率点的个数；Qi,k表示DFT频率点i在比特边界位置k的Q路信号；j为比特边界位置索引，且j∈[0,b)，b为比特数据长度的值，例如北斗B1中，b＝20，则有20个可能的比特边界位置；/>表示对I路信号从比特边界位置k进行相干累加的结果，相干累加的相干积分时长为b/Nms，其中N为能被所述b整除的正整数，如N的取值可为4,5,10等，N的取值可根据实际需求灵活配置；/>表示对Q路信号从比特边界位置k进行相干累加的结果，相干累加的相干积分时长为b/N ms。
在相干积分的能量累加后，再进行非相干积分的能量累加，并将能量累加的结果作为DFT频率点i的比特边界能量，可按照如下计算方式进行计算：
其中，DFTi,j表示DFT频率点i在比特边界位置j的比特边界能量；M﹒N表示非相干累加的次数，M为取值可以与GNSS接收机的灵敏度相关，例如接收机的灵敏度较大，M的取值可以偏小。
404、在各DFT频率点的比特边界能量中确定各DFT频率点对应的最大比特边界能量。
本申请实施例中，步骤404与图3a所示的步骤304类似，具体此处不再赘述。
405、根据各DFT频率点对应的最大比特边界能量计算各DFT频率点的检测率。
确定了每个DFT频率点对应的最大比特边界能量后，根据各DFT频率点对应的最大比特边界能量计算各DFT频率点的检测率，具体地，可按照如下方式计算各DFT频率点的检测率，包括：
按照如下方式计算所述各DFT频率点的检测率：
DFTi,max_idx＝max(DFTi,j)
其中，det_ratei表示DFT频率点i的检测率；DFTi,max_idx表示DFT频率点i对应的最大比特边界能量；max_idx表示最大比特边界能量在b个位置中的位置索引。
406、判断各DFT频率点的检测率中的最大检测率是否大于预设门限值，若否，则执行步骤407；若是，则执行步骤408。
407、将发送第一卫星信号的卫星退回到捕获状态。
408、确定最大检测率所对应的目标DFT频率点。
409、将目标DFT频率点所在的支路确定为目标频点支路。
410、判断目标频点支路与本振信号所在支路是否一致，若是，则执行步骤411；若否，则执行步骤412。
411、将目标频点支路的信号转入跟踪状态。
412、对目标频点支路的信号进行频率补偿。
413、根据补偿频率确定目标频点支路的信号转入跟踪状态时的初始频率。
本申请实施例中，步骤406至步骤413与图3a所示的步骤306至步骤313类似，具体此处不再赘述。
本申请实施例中，对于使用NH码调制的卫星信号，通过本申请实施例的所提供的算法进行比特边界位置的确认，能有效提升比特边界位置查找的正确率。
另外，本申请实施例中提供的检测率的算法，还可以应用到其他场景，包括需要检测信号或者极值点确认的场景中，例如，在卫星进行星历解算前，需要进行帧同步，其中，帧同步算法的基本原理可以如下：利用接收信号中帧头序列的相关特性进行能量累加，当检测到相关器产生的能量值大于门限阈值时，可以认为检测到数据分组，然后将搜索门限阈值内的最大能量值作为检测到的符号临界点。而其中的能量累加过程即可以采用本申请实施例提供的算法来进行帧同步。
需要说明的是，图3a和图4分别基于场景A和场景B描述了本申请实施例所提供的比特同步的方法，实际应用中，图3a所涉及的算法也可以应用到场景B中，图4所涉及的算法也可以应用到场景A中，具体本申请不做限定。
上面对本申请实施例中应用于卫星定位系统的比特同步方法进行了描述，下面对本申请实施例中的GNSS接收机进行描述，请参阅图5，本申请实施例中GNSS接收机的一个实施例，包括：
转换单元501，用于根据第一卫星信号得到基带信号；
DFT变换单元502，用于对所述基带信号进行离散傅里叶变换DFT频率变换，得到多个DFT频率点分别对应的支路信号，所述支路信号包括实部I路信号和虚部Q路信号；
能量累加单元503，用于对各DFT频率点对应的I路信号和Q路信号进行能量累加，以根据能量累加的结果计算所述各DFT频率点的比特边界能量；
位置确定单元504，用于根据所述各DFT频率点的比特边界能量确定目标比特边界位置。
可选的，所述转换单元501具体用于：
对所述第一卫星信号进行第一次下变频处理，得到中频信号；对所述中频信号进行第二次下变频处理，得到所述基带信号。
可选的，所述位置确定单元504具体包括：
确定模块5041，用于在所述各DFT频率点的比特边界能量中分别确定所述各DFT频率点对应的最大比特边界能量；
计算模块5042，用于根据所述各DFT频率点对应的最大比特边界能量计算所述各DFT频率点的检测率；
确定模块5043，用于当所述各DFT频率点的检测率中的最大检测率大于预设门限值时，确定所述最大检测率所对应的目标DFT频率点，所述目标DFT频率点的最大比特边界能量对应的比特边界位置为所述目标比特边界位置。
可选的，能量累加单元503具体包括：
累加模块5031，用于对DFT频率点i对应的I路信号和Q路信号分别从比特边界位置j进行相干累加，得到I路相干累加结果和Q路相干累加结果，所述DFT频率点i为所述各DFT频率点中的任一频率点，所述比特边界位置j为所述DFT频率点i对应的多个比特边界位置中的任一位置；用于根据所述I路相干累加结果和所述Q路相干累加结果进行非相干累加，得到所述频率点i在所述比特边界位置j的比特边界能量。
可选的，所述累加模块5031具体用于：
按照如下方式计算所述各DFT频率点的比特边界能量：
所述DFTi,j表示DFT频率点i在比特边界位置j的比特边界能量，所述i∈[0,d)，所述d表示所述DFT频率点的个数，所述j∈[0,b)，所述b为比特数据长度的值；所述Ii,k表示所述DFT频率点i在比特边界位置k的I路信号，所述k∈[0,b)；所述表示对DFT频率点i对应的I路信号从所述比特边界位置k进行相干累加的结果，所述相干累加的相干积分时长为b ms；所述Qi,k表示所述DFT频率点i在所述比特边界位置k的Q路信号；所述/>表示对DFT频率点i对应的Q路信号从所述比特边界位置k进行相干累加的结果，所述相干累加的相干积分时长为b ms；所述m∈[1,N]，所述N表示非相干累加的次数。
可选的，计算模块5042具体用于：
按照如下方式计算所述各DFT频率点的检测率：
所述det_ratei表示所述DFT频率点i的检测率；所述Pi表示所述DFT频率点i的宽带信号能量累加；所述DFTi,max_idx表示所述DFT频率点i对应的最大比特边界能量；所述max_idx表示所述最大比特边界能量在所述b个位置中的位置索引；所述Ii,max_idx表示所述DFT频率点i在所述max_idx索引的位置的I路信号；所述Qi,max_idx表示所述DFT频率点i在所述max_idx索引的位置的Q路信号。
可选的，累加模块5031具体用于：按照如下方式计算所述各DFT频率点的比特边界能量：
所述DFTi,j表示DFT频率点i在比特边界位置j的比特边界能量，所述i∈[0,d)，所述d表示所述DFT频率点的个数，所述j∈[0,b)，所述b为比特数据长度的值；所述Ii,k表示DFT频率点i在比特边界位置k的I路信号，所述k∈[0,b)；所述表示对所述I路信号从所述比特边界位置k进行相干累加的结果，所述相干累加的相干积分时长为b/N ms，所述N为能被所述b整除的正整数；所述Qj,k表示DFT频率点i在比特边界位置k的Q路信号；所述表示对所述Q路信号从所述比特边界位置k进行相干累加的结果，所述相干累加的相干积分时长为b/N ms；所述M·N表示非相干累加的次数。
可选的，计算模块5042具体用于：
按照如下方式计算所述各DFT频率点的检测率：
DFTi,max_idx＝max(DFTi,j)
所述det_ratei表示所述DFT频率点i的检测率；所述DFTi,max_idx表示所述DFT频率点i对应的最大比特边界能量；所述max_idx表示所述最大比特边界能量在所述b个位置中的位置索引。
可选的，GNSS接收机还包括：
补偿单元506，用于当所述目标DFT频率点对应的支路信号的频率与所述第二次下变频处理中使用的本振信号的频率不一致时，对所述目标DFT频率点对应的支路信号进行频率补偿。
可选的，补偿单元506具体用于：
按照如下方式对所述目标DFT频率点对应的支路信号进行频率补偿：
所述fo为补偿频率；所述i表示所述目标DFT频率点对应的DFT索引，所述i∈[0,d)；
所述floor函数表示向下取整；所述Δf表示所述DFT频率变换的频率间隔。
可选的，GNSS接收机还包括：
频率确定单元507，用于根据所述补偿频率确定所述目标DFT频率点对应的支路信号，转入跟踪状态时的初始频率。
可选的，频率确定单元507具体用于：按照如下方式确定所述初始频率：
fto_trk＝fd+fe+fo；
所述fto_trk表示所述初始频率；所述fd表示真实多普勒偏移量；所述fe表示所述卫星信号的多普勒频率偏差；所述fo表示所述补偿频率。
可选的，GNSS接收机还包括：
转入单元508，用于将所述目标DFT频率点对应的支路信号转入跟踪状态。
可选的，当所述各DFT频率点的检测率中的最大检测率小于所述预设门限值时，GNSS接收机还包括：
退回单元509，用于将发送所述第一卫星信号的卫星退回到捕获状态。
上面图5从模块化功能实体的角度分别对本申请实施例中的GNSS接收机进行详细描述，下面从硬件处理的角度对本申请实施例中的GNSS接收机进行详细描述。
请参阅图6，为本申请实施例提供的一种可能的GNSS机的结构框架图，包括天线单元601、射频电路602和基带单元603，天线单元601可包括天线6011和前置放大器6012，射频电路602包括下变频器6021、自动增益控制(automatic gain control，AGC)器6022和模数转换器(analog to digital convert，A/D)6023，基带单元603可以包括数字接收机通道6031、处理器6032、导航处理器6033、基准振荡器6034、频率合成器6035、电源6036和用户接口6037等。
其中，天线6011用于接收卫星信号，经前置放大器6012放大，得到放大后的射频信号。放大后的射频信号与本振信号作为下变频器6021的输入来进行混频，得到中频信号，其中，本振信号是根据GNSS接收机的频率设计，由基准振荡器6034经频率合成器6035产生。每一级下变频器6021都需要一个本振信号，下变频可采用两级下变频形式、一级下变频形式，或者直接在L频段做数字采样。本振信号在混频过程中会同时产生上边带和下边带信号，在混频器之后，采用带通滤波器选择下边带信号，而滤去上边带信号，获得下变频到中频的信号，A/D转换器6023和AGC器6022功能均在中频上。将通过A/D转换器6023实现数字化的数字中频信号输入到N个数字接收机通道6031，这些数字接收机通道6031可以用一个或者几个专用集成电路(application specific integrated circuit，ASIC)来组成，完成环路鉴相和滤波、数据解调、测量、锁相和批示等功能。处理器6032是一个高速微处理器，用来接收来自数字接收机通道6031输出的导航电文，从中提取出导航数据，并对导航数据进行相应的处理后进行计算，以提供导航或者其他服务，处理器6032可用于完成接收机基带控制与处理、导航控制和用户接口等功能。导航处理器6033可以完成PVT计算和相关联的导航功能。实际应用中，处理器6032和导航处理器6033也可以功能整合为一个处理器，本申请不做限定。
电源6036可以是整装的、外接的或者两者的结合。在整装或自备实现方式中，可以用碱性电池或锂电池。在集成应用方式中，可以用已有的电源，如机载、车载和船载GNSS设备可用平台的电源。可选的，平台的电源有内置的电源变换器(交流变直流或直流变交流)、调节器以及内置电池。内置电池的作用是在平台断电的情况下维持随机存取存储器(random access memory，RAM)中的数据和运行内置时钟。
用户接口6037是GNSS接收机和用户之间的接口，可以有两种基本类型：整装的和外置的。用户接口6037可以是一个控制显示单元(control display unit，CDU)，或者将用户接口6037集成在已有的仪器或者控制面板上。
本申请实施例中，射频电路602用于从天线6011获取第一卫星信号，并根据第一卫星信号得到基带信号；处理器6032用于对基带信号进行离散傅里叶变换DFT频率变换，得到多个DFT频率点分别对应的支路信号，所述支路信号包括实部I路信号和虚部Q路信号；对各DFT频率点对应的I路信号和Q路信号进行能量累加，以根据能量累加的结果计算各DFT频率点的比特边界能量；根据各DFT频率点的比特边界能量确定目标比特边界位置。
本申请实施例中，采用DFT频率变换的方式提供多支路的比特同步，以克服不同的频率偏差，使得在捕获转跟踪的初始频率偏差大、信号弱时，提升比特同步的正确率,且在多个DFT频率点进行能量累加，能提升比特同步的成功率。
参照图7所示，对本申请实施例提供的一种GNSS接收机进行示例性介绍，该GNSS接收机700包括：处理器701、存储器702、收发器703，所述处理器701、所述存储器702以及所述收发器703通过总线704连接，收发器703可以包括发送器与接收器，所述存储器702存储有计算机指令，所述处理器701通过执行所述计算机指令用于实现图3a、及图4实施例中GNSS接收机所执行的步骤。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统，装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统，装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本申请各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。
所述集成的单元如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本申请的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的全部或部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本申请各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(Read-Only Memory，ROM)、随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

Claims (28)

1.一种应用于卫星定位系统的比特同步方法，其特征在于，包括：
根据第一卫星信号得到基带信号；
对所述基带信号进行离散傅里叶变换DFT频率变换，得到多个DFT频率点分别对应的支路信号，所述支路信号包括实部I路信号和虚部Q路信号；
对各DFT频率点对应的I路信号和Q路信号进行能量累加，以根据能量累加的结果计算所述各DFT频率点的比特边界能量，在所述各DFT频率点的比特边界能量中分别确定所述各DFT频率点对应的最大比特边界能量，根据所述各DFT频率点对应的最大比特边界能量计算所述各DFT频率点的检测率；
当所述各DFT频率点的检测率中的最大检测率大于预设门限值时，确定所述最大检测率所对应的目标DFT频率点；根据所述目标DFT频率点的最大比特边界能量对应的比特边界位置为目标比特边界位置。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据第一卫星信号得到基带信号包括：
对所述第一卫星信号进行第一次下变频处理，得到中频信号；
对所述中频信号进行第二次下变频处理，得到所述基带信号。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对所述各DFT频率点对应的I路信号和Q路信号进行能量累加，以根据能量累加的结果计算所述DFT频率点的比特边界能量包括：
对DFT频率点i对应的I路信号和Q路信号分别从比特边界位置j进行相干累加，得到I路相干累加结果和Q路相干累加结果，所述DFT频率点i为所述各DFT频率点中的任一频率点，所述比特边界位置j为所述DFT频率点i对应的多个比特边界位置中的任一位置；
根据所述I路相干累加结果和所述Q路相干累加结果进行非相干累加，得到所述频率点i在所述比特边界位置j的比特边界能量。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述根据所述I路相干累加结果和所述Q路相干累加结果进行非相干累加，得到所述频率点i在所述比特边界位置j的比特边界能量包括：
按照如下方式计算所述各DFT频率点的比特边界能量：
所述DFTi,j表示所述DFT频率点i在比特边界位置j的比特边界能量，所述i∈[0,d)，所述d表示所述DFT频率点的个数，所述j∈[0,b)，所述b为比特数据长度的值；
所述Ii,k表示所述DFT频率点i在比特边界位置k的I路信号，所述k∈[0,b)；
所述表示对DFT频率点i对应的I路信号从所述比特边界位置k进行相干累加的结果，所述相干累加的相干积分时长为b ms；
所述Qi,k表示所述DFT频率点i在所述比特边界位置k的Q路信号；
所述表示对DFT频率点i对应的Q路信号从所述比特边界位置k进行相干累加的结果，所述相干累加的相干积分时长为b ms；
所述m∈[1,N]，所述N表示非相干累加的次数。
5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述根据所述各DFT频率点对应的最大比特边界能量计算所述各DFT频率点的检测率包括：
按照如下方式计算所述各DFT频率点的检测率：
所述det_ratei表示所述DFT频率点i的检测率；
所述Pi表示所述DFT频率点i的宽带信号能量累加；
所述DFTi,max_idx表示所述DFT频率点i对应的最大比特边界能量；
所述max_idx表示所述最大比特边界能量在b个位置中的位置索引，所述b为所述比特数据长度的值；
所述Ii,max_idx表示所述DFT频率点i在所述max_idx索引的位置的I路信号；
所述Qi,max_idx表示所述DFT频率点i在所述max_idx索引的位置的Q路信号。
6.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述对所述各DFT频率点对应的I路信号和Q路信号进行能量累加，以根据能量累加的结果计算所述各DFT频率点的比特边界能量包括：
按照如下方式计算所述各DFT频率点的比特边界能量：
所述DFTi,j表示DFT频率点i在比特边界位置j的比特边界能量，所述i∈[0,d)，所述d表示所述DFT频率点的个数，所述j∈[0,b)，所述b为比特数据长度的值；
所述Ii,k表示DFT频率点i在比特边界位置k的I路信号，所述k∈[0,b)；
所述表示对所述I路信号从所述比特边界位置k进行相干累加的结果，所述相干累加的相干积分时长为b/N ms，所述N为能被所述b整除的正整数；
所述Qj,k表示DFT频率点i在比特边界位置k的Q路信号；
所述表示对所述Q路信号从所述比特边界位置k进行相干累加的结果，所述相干累加的相干积分时长为b/N ms；
所述M·N表示非相干累加的次数。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述根据所述各DFT频率点对应的最大比特边界能量计算所述各DFT频率点的检测率包括：
按照如下方式计算所述各DFT频率点的检测率：
所述det_ratei表示所述DFT频率点i的检测率；
所述DFTi,max_idx表示所述DFT频率点i对应的最大比特边界能量；
所述max_idx表示所述最大比特边界能量在b个位置中的位置索引，所述b为所述比特数据长度的值。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
当所述目标DFT频率点对应的支路信号的频率与第二次下变频处理中使用的本振信号的频率不一致时，对所述目标DFT频率点对应的支路信号进行频率补偿。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述对所述目标DFT频率点对应的支路信号进行频率补偿包括：
按照如下方式对所述目标DFT频率点对应的支路信号进行频率补偿：
所述fo为补偿频率；
所述i表示所述目标DFT频率点对应的DFT索引，所述i∈[0,d)；
所述floor函数表示向下取整；
所述Δf表示所述DFT频率变换的频率间隔。
10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
根据所述补偿频率确定，所述目标DFT频率点对应的支路信号转入跟踪状态时的初始频率。
11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，所述根据所述补偿频率确定所述目标DFT频率点对应的支路信号，转入跟踪状态时的初始频率包括：
按照如下方式确定所述初始频率：
fto_trk＝fd+fe+fo；
所述fto_trk表示所述初始频率；
所述fd表示真实多普勒偏移量；
所述fe表示所述卫星信号的多普勒频率偏差；
所述fo表示所述补偿频率。
12.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，当所述目标DFT频率点对应的支路信号的频率与所述本振信号的频率一致时，所述方法还包括：
将所述目标DFT频率点对应的支路信号转入跟踪状态。
13.根据权利要求1至7中任一项所述的方法，其特征在于，当所述各DFT频率点的检测率中的最大检测率小于所述预设门限值时，所述方法还包括：
将发送所述第一卫星信号的卫星退回到捕获状态。
14.一种全球导航卫星系统GNSS接收机，其特征在于，包括：
射频电路、以及耦合到所述射频电路的处理器；
所述射频电路用于从天线获取第一卫星信号，并根据所述第一卫星信号得到基带信号；
所述处理器用于对所述基带信号进行离散傅里叶变换DFT频率变换，得到多个DFT频率点分别对应的支路信号，所述支路信号包括实部I路信号和虚部Q路信号；对各DFT频率点对应的I路信号和Q路信号进行能量累加，以根据能量累加的结果计算所述各DFT频率点的比特边界能量；
在所述各DFT频率点的比特边界能量中分别确定所述各DFT频率点对应的最大比特边界能量，根据所述各DFT频率点对应的最大比特边界能量计算所述各DFT频率点的检测率；
当所述各DFT频率点的检测率中的最大检测率大于预设门限值时，确定所述最大检测率所对应的目标DFT频率点；根据所述目标DFT频率点的最大比特边界能量对应的比特边界位置为目标比特边界位置。
15.根据权利要求14所述的GNSS接收机，其特征在于，所述射频电路具体用于：
对所述第一卫星信号进行第一次下变频处理，得到中频信号；
对所述中频信号进行第二次下变频处理，得到所述基带信号。
16.根据权利要求15所述的GNSS接收机，其特征在于，所述处理器具体用于：
对DFT频率点i对应的I路信号和Q路信号分别从比特边界位置j进行相干累加，得到I路相干累加结果和Q路相干累加结果，所述DFT频率点i为所述各DFT频率点中的任一频率点，所述比特边界位置j为所述DFT频率点i对应的多个比特边界位置中的任一位置；根据所述I路相干累加结果和所述Q路相干累加结果进行非相干累加，得到所述频率点i在所述比特边界位置j的比特边界能量。
17.根据权利要求16所述的GNSS接收机，其特征在于，所述处理器具体用于：
按照如下方式计算所述各DFT频率点的比特边界能量：
所述DFTi,j表示所述DFT频率点i在比特边界位置j的比特边界能量，所述i∈[0,d)，所述d表示所述DFT频率点的个数，所述j∈[0,b)，所述b为比特数据长度的值；所述Ii,k表示所述DFT频率点i在比特边界位置k的I路信号，所述k∈[0,b)；所述表示对DFT频率点i对应的I路信号从所述比特边界位置k进行相干累加的结果，所述相干累加的相干积分时长为b ms；所述Qi,k表示所述DFT频率点i在所述比特边界位置k的Q路信号；所述/>表示对DFT频率点i对应的Q路信号从所述比特边界位置k进行相干累加的结果，所述相干累加的相干积分时长为b ms；所述m∈[1,N]，所述N表示非相干累加的次数。
18.根据权利要求17所述的GNSS接收机，其特征在于，所述处理器具体用于：
按照如下方式计算所述各DFT频率点的检测率：
所述det_ratei表示所述DFT频率点i的检测率；所述Pi表示所述DFT频率点i的宽带信号能量累加；所述DFTi,max_idx表示所述DFT频率点i对应的最大比特边界能量；所述max_idx表示所述最大比特边界能量在b个位置中的位置索引，所述b为所述比特数据长度的值；所述Ii,max_idx表示所述DFT频率点i在所述max_idx索引的位置的I路信号；所述Qi,max_idx表示所述DFT频率点i在所述max_idx索引的位置的Q路信号。
19.根据权利要求16所述的GNSS接收机，其特征在于，所述处理器具体用于：
按照如下方式计算所述各DFT频率点的比特边界能量：
所述DFTi,j表示DFT频率点i在比特边界位置j的比特边界能量，所述i∈[0,d)，所述d表示所述DFT频率点的个数，所述j∈[0,b)，所述b为比特数据长度的值；所述Ii,k表示DFT频率点i在比特边界位置k的I路信号，所述k∈[0,b)；所述表示对所述I路信号从所述比特边界位置k进行相干累加的结果，所述相干累加的相干积分时长为b/N ms，所述N为能被所述b整除的正整数；所述Qj,k表示DFT频率点i在比特边界位置k的Q路信号；所述/>表示对所述Q路信号从所述比特边界位置k进行相干累加的结果，所述相干累加的相干积分时长为b/N ms；所述M·N表示非相干累加的次数。
20.根据权利要求19所述的GNSS接收机，其特征在于，所述处理器具体用于：
按照如下方式计算所述各DFT频率点的检测率：
所述det_ratei表示所述DFT频率点i的检测率；所述DFTi,max_idx表示所述DFT频率点i对应的最大比特边界能量；所述max_idx表示所述最大比特边界能量在b个位置中的位置索引，所述b为所述比特数据长度的值。
21.根据权利要求14至20中任一项所述的GNSS接收机，其特征在于，所述处理器具体用于：
当所述目标DFT频率点对应的支路信号的频率与第二次下变频处理中使用的本振信号的频率不一致时，对所述目标DFT频率点对应的支路信号进行频率补偿。
22.根据权利要求21所述的GNSS接收机，其特征在于，所述处理器具体用于：
按照如下方式对所述目标DFT频率点对应的支路信号进行频率补偿：
所述fo为补偿频率；所述i表示所述目标DFT频率点对应的DFT索引，所述i∈[0,d)；
所述floor函数表示向下取整；所述Δf表示所述DFT频率变换的频率间隔。
23.根据权利要求22所述的GNSS接收机，其特征在于，所述处理器还用于：
根据所述补偿频率确定，所述DFT频率点对应的支路信号转入跟踪状态时的初始频率。
24.根据权利要求23所述的GNSS接收机，其特征在于，所述处理器具体用于：
按照如下方式确定所述初始频率：
fto_trk＝fd+fe+fo；
所述fto_trk表示所述初始频率；所述fd表示真实多普勒偏移量；所述fe表示所述卫星信号的多普勒频率偏差；所述fo表示所述补偿频率。
25.根据权利要求21所述的GNSS接收机，其特征在于，当所述目标DFT频率点对应的支路信号的频率与所述本振信号的频率一致时，所述处理器还用于：
将所述目标DFT频率点对应的支路信号转入跟踪状态。
26.根据权利要求14至20中任一项所述的GNSS接收机，其特征在于，当所述各DFT频率点的检测率中的最大检测率小于所述预设门限值时，所述处理器还用于：
将发送所述第一卫星信号的卫星退回到捕获状态。
27.一种计算机可读存储介质，包括指令，当其在计算机上运行时，使得计算机执行如权利要求1-13任意一项所述的方法。
28.一种包含指令的计算机程序产品，当其在计算机上运行时，使得计算机执行如权利要求1-13任意一项所述的方法。
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