CN107786480B - 雷达通信一体化信号生成方法及装置 - Google Patents
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Abstract
本发明提出一种雷达通信一体化信号生成方法及装置，其中，该方法包括：通过将待处理的通信符号序列进行三段式设计，并将获取的三段式的通信符号序列进行连续相位调制，以生成连续相位调制CPM信号，并将CPM信号加载到chirp信号上，以生成雷达通信一体化信号，由此，实现了雷达通信一体化信号的三段式设计，从而将雷达通信一体化信号限制在chirp信号的带宽范围内，避免了功放的带外衰减和带外干扰、噪声的影响，满足了雷达通信一体化需求，既保持雷达原有工作距离、探测跟踪性能同时实现高速数据传输的需求。
Description
技术领域
本发明涉及雷达和通信技术领域，特别涉及一种基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成方法及装置。
背景技术
雷达和通信两个系统在现代信息网络中具有关键的作用。在军事应用方面，随着“陆海空天一体化”战场信息网的逐步形成，要求各武器平台协同工作，具备战场侦查、监控、识别、通信、信息融合处理等功能。在民用方面，随着智能交通系统的发展，车辆需要同时完成对周边环境的探测并通过动态组网实现高速数据传输。一直以来，雷达和通信系统的独立研制和装备，造成设备的数量不断增多，体积、能耗巨大；且设备间的干扰越发严重，甚至无法同时工作。
雷达和通信系统的一体化设计便为解决上述问题而展开的。从工作原理、系统结构、工作频段等方面来看，雷达系统与通信系统具有许多相似之处。通过对数字信号处理模块进行添加改进，单个设备有可能同时实现通信与探测跟踪两方面的功能。另外，雷达设备的大功率、大带宽有利于提升通信系统的数据传输速率、传输距离和抗干扰能力；而通信系统的加入也有助于雷达系统进行深度信息融合，增强系统的综合信息处理能力。
雷达通信一体化的体制主要有两类，分别是共享硬件和一体化波形。其中，共享硬件的体制例如分时、分频、分波束等，但是这些体制下，雷达系统和通信系统需要进行资源划分，且仍然存在互相干扰的问题。一体化波形设计能够在单一设备、通过单一脉冲信号、同时实现通信与雷达探测的功能。其中，一体化波形设计主要有基于正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)的一体化波形设计和基于线性调频信号(chirp)的一体化波形设计两类。
OFDM信号在通信中已经被广泛而深入的研究，其具有频谱效率高、信道均衡简单等优点，能够实现较高的传输速率。同时，经过FFT/IFFT变换后的时域信号相关性良好，具备单一峰值，可以用于对目标的探测跟踪。然而，OFDM信号的峰均比较高，对功放的线性提出了较高的要求。由于战场、室外交通网等应用场景下，电磁环境十分复杂，雷达探测和跟踪信号的功率通常很高，功放通常工作在饱和区，这将造成OFDM信号严重的非线性失真严重。
一体化波形的设计思路是从在雷达中广泛应用的线性调频(chirp)信号出发，将通信符号加载在chirp信号上，加以适当的限制调整，构建一体化波形。基于chirp信号构建一体化信号能够充分利用雷达信号处理已有的技术方案，在目标探测、跟踪、识别等方面达到良好的性能。然而，以chirp信号为载波加载通信信号之后，其一体化信号的频谱将展宽，超出雷达原本限定的工作带宽范围。一方面，雷达的功放的有效工作带宽有限，在带外衰减严重；另一方面，随着频谱资源越发紧张，带外的频段有可能已经分配给了其他用户使用，也有可能被敌方恶意施加干扰。因此，如果任由一体化信号的频谱展宽，很容易由于带外的强干扰影响而无法正常进行探测和通信任务。因此，如何将一体化信号的带宽限定在原有chirp的带宽之内是目前亟需解决的技术问题。
发明内容
本发明旨在至少在一定程度上解决上述技术问题。
为此，本发明的第一个目的在于提出一种基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成方法，实现了雷达通信一体化信号的三段式设计，从而将雷达通信一体化信号限制在chirp信号的带宽范围内，避免了功放的带外衰减和带外干扰、噪声的影响，满足了雷达通信一体化需求，既保持雷达原有工作距离、探测跟踪性能同时实现高速数据传输的需求。
本发明的第二个目的在于提出一种基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成装置。
本发明的第三个目的在于提出一种基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成装置。
本发明的第四个目的在于提出一种计算机可读存储介质。
本发明的第五个目的在于提出一种计算机程序产品。
为达上述目的，根据本发明第一方面实施例提出了一种基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成方法，包括：接收用户针对连续相位调制CPM方式设置的调制阶数和调制指数，并确定所使用的chirp信号的脉冲宽度和带宽以及单个chirp脉冲上承载的通信符号数N；根据单个chirp脉冲上承载的通信符号数N，获取待处理的通信符号序列；根据所述调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N获取与分段所述通信符号有关的参数k的取值k0；根据所述单个chirp脉冲上承载的通信符号数N、关联长度L和所述参数k的取值k0将所述通信符号序列分为三段，其中，第一段为第1个通信符号至第k0-L+1个通信符号，第二段为第k0-L+2个通信符号至第N-k0+L-1个通信符号，第三段为第N-k0+L通信符号至第N个通信符号，其中，所述第一数值k0为正整数；对所述通信符号序列的所述第一段中的通信符号所对应的信息比特序列每隔(log2M-1)个信息比特插入固定比特1，并对所述第三段中的通信符号所对应的信息比特序列每隔(log2M-1)个信息比特插入固定比特0，以获取调整后的通信符号序列；对调整后的通信符号序列进行连续相位调制，以生成连续相位调制CPM信号；将所述CPM信号加载到chirp信号上，以生成雷达通信一体化信号。
本发明实施例的基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成方法，通过将待处理的通信符号序列进行三段式设计，并将获取的三段式的通信符号序列进行连续相位调制，以生成连续相位调制CPM信号，并将CPM信号加载到chirp信号上，以生成雷达通信一体化信号，由此，实现了雷达通信一体化信号的三段式设计，从而将雷达通信一体化信号限制在chirp信号的带宽范围内，避免了功放的带外衰减和带外干扰、噪声的影响，既保持雷达原有工作距离、探测跟踪性能同时实现高速数据传输的需求。
本发明第二方面实施例提出了一种基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成装置，包括：确定模块，用于接收用户针对连续相位调制CPM方式设置的调制阶数和调制指数，并确定所使用的chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N；第一获取模块，用于根据单个chirp脉冲上承载的通信符号数N，获取待处理的通信符号序列；第二获取模块，用于根据所述调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N获取与分段所述通信符号有关的参数k的取值k0；分段模块，用于根据所述单个chirp脉冲上承载的通信符号数N、所述关联长度L和所述参数k的取值k0将所述通信符号序列分为三段，其中，第一段为第1个通信符号至第k0-L+1个通信符号，第二段为第k0-L+2个通信符号至第N-k0+L-1个通信符号，第三段为第N-k0+L通信符号至第N个通信符号，其中，所述第一数值k0为正整数；第一处理模块，用于对所述通信符号序列的所述第一段中的通信符号所对应的信息比特序列每隔(log2M-1)个信息比特插入固定比特1，并对所述第三段中的通信符号所对应的信息比特序列每隔(log2M-1)个信息比特插入固定比特0，以获取调整后的通信符号序列；连续相位调制模块，用于对调整后的通信符号序列进行连续相位调制，以生成连续相位调制CPM信号；第一生成模块，用于将所述CPM信号加载到chirp信号上，以生成雷达通信一体化信号。
本发明实施例的基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成装置，通过将待处理的通信符号序列进行三段式设计，并将获取的三段式的通信符号序列进行连续相位调制，以生成连续相位调制CPM信号，并将CPM信号加载到chirp信号上，以生成雷达通信一体化信号，由此，实现了雷达通信一体化信号的三段式设计，从而将雷达通信一体化信号限制在chirp信号的带宽范围内，避免了功放的带外衰减和带外干扰、噪声的影响，既保持雷达原有工作距离、探测跟踪性能同时实现高速数据传输的需求。
本发明第三方面实施例提出了一种基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成装置，包括：处理器；用于存储处理器可执行指令的存储器；其中，所述处理器被配置为执行本发明第一方面实施例的基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成方法。
本发明第四方面实施例提出了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述程序被处理器执行时实现如本发明第一方面实施例的基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成方法。
本发明第五方面实施例提出了一种计算机程序产品，当所述计算机程序产品中的指令处理器执行时，执行本发明第一方面实施例的基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成方法。
本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1为根据本发明一个实施例的基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成方法的流程图；
图2为通信符号序列与码本映射之间的对应关系的示例图；
图3为根据本发明另一个实施例的基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成方法的流程图；
图4为包括样本chirp信号、样本雷达通信一体化信号和三段式样本雷达通信一体化信号的频谱的示意图；
图5为根据本发明一个实施例的基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成装置的结构示意图；
图6为根据本发明一个实施例的基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成装置的结构示意图；
图7为基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成装置生成雷达通信一体化信号的示意图；
图8为通信接收机接收雷达通信一体化信号的示意图；
图9为实现探测跟踪功能的接收机的信号处理的示意图；
图10a为包含雷达通信一体化信号k-chirp-CPM和chirp信号的速度模糊函数的仿真结果的示例图；
图10b为包含雷达通信一体化信号k-chirp-CPM和chirp信号的距离模糊函的仿真结果的示例图；
图11为雷达通信一体化信号k-chirp-CPM在不同情况下的误码率曲线的示例图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“多个”指两个或两个以上；术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
下面参考附图描述根据本发明实施例的基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成方法及装置。
图1为根据本发明一个实施例的基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成方法的流程图。
如图1所示，根据本发明实施例的基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成方法包括以下步骤。
S11，接收用户针对连续相位调制CPM方式设置的调制阶数和调制指数，并确定所使用的chirp信号的脉冲宽度和带宽以及单个chirp脉冲上承载的通信符号数N。
本实施例提供的基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成方法的执行主体为在生成雷达通信一体化信号的装置(为了方便描述，下面简称为装置)中。
其中，需要说明的是，连续相位调制(CPM)信号自从上世纪80年代被提出，在通信领域有了广泛的研究与应用，其恒模、连续相位、带外频谱快速滚降等特征天然的适用于一体化信号设计。同时，CPM信号具有记忆性、可以采用维特比等方法进行迭代解码，也使其具有良好的通信性能。因此。基于连续相位调制(CPM)信号设计雷达通信一体化信号是一个很好的波形设计方法。为此，在使用该装置的过程中，用户可选择连续相位调制CPM方式，并在选择连续相位调制CPM方式后，用户可根据需求调整该调制方式的调制阶数和调制指数。由此，使得用户可根据需求灵活调整调制阶数和调制指数，满足了用户灵活调整调制阶数和调制指数的需求。
为了获得雷达通信一体化信号，用户还可以根据通信需求在该装置中指定所使用的chirp信号的脉冲宽度和带宽，并应指定单个chirp脉冲上承载的通信符号数N。
S12，根据单个chirp脉冲上承载的通信符号数N，获取待处理的通信符号序列。
其中，需要说明的是，该实施例中的待处理的通信符号序列的通信符号数也是N个，即，待处理的通信符号序列的通信符号数与单个chirp脉冲上承载的通信符号数相同，并且，该实施例中的待处理通信符号序列的关联长度为L。其中，N为大于零的整数，L为等于或者大于零的整数。
其中，需要说明的是，该实施例中的该装置支持连续相位调制CPM，即，该装置的调制方式包括连续相位调制CPM方式。
需要理解的是，该实施例中的该装置除了支持连续相位调制CPM方式之外，还可以支持其他调制方式，该实施例对该装置所支持的调制方式不作限定。
S13，根据调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N获取与分段通信符号有关的参数k的取值k0。
其中，参数k的取值与chirp信号的脉冲宽度和带宽以及单个chirp脉冲上承载的通信符号数N有关。
在本发明的一个实施例中，根据调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N获取与分段通信符号有关的参数k的取值k0有很多，可以根据实际应用需要进行选择，本实施例对此不作限制，为了更加清楚的说明获取与分段通信符号有关的参数k的取值k0过程，举例说明如下：
方式一根据预先保存的调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N与参数k的取值的对应关系，获取与调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N对应的参数k的取值k0。
也就是说，该装置中预先保存调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N与参数k的取值的对应关系，在确定出该装置当前所使用的调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N后，根据该对应关系即可确定出与调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N对应的参数k的取值。
方式二基于用于计算参数k的取值的公式，根据调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N计算出参数k的取值k0。
其中，用于计算第一数值k0的公式为：
其中，B表示chirp信号的带宽，T表示chirp信号的脉冲宽度，h表示调制指数，M表示调制阶数，N表示单个chirp脉冲上承载的通信符号数，表示对的取值向上取整。
方式三，在确定调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽后，可将调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N输入预设模型中，并通过该预设模型确定与调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N对应的参数k的取值k0。
其中，需要说明的是，预设模型是根据调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N确定出参数k的取值的模型，该预设模型可以是该装置中预先设置的。
S14，根据单个chirp脉冲上承载的通信符号数N、关联长度L和参数k的取值k0将通信符号序列分为三段。
其中，第一段为第1个通信符号至第k0-L+1个通信符号，第二段为第k0-L+2个通信符号至第N-k0+L-1个通信符号，第三段为第N-k0+L通信符号至第N个通信符号，其中，第一数值k0为正整数。
也就是说，该实施例将通信符号序列分为三段，通过上述描述可以看出，通信符号序列中第一段与第三段的通信符号长度均为k0-L+1，即，第一段和第三段中均包括k0-L+1个通信符号。
S15，对通信符号序列的第一段中的通信符号所对应的信息比特序列每隔(log2M-1)个信息比特插入固定比特1，并对第三段中的通信符号所对应的信息比特序列每隔(log2M-1)个信息比特插入固定比特0，以获取调整后的通信符号序列。
其中，需要说明的是，该实施例通过通信符号序列的第一段中的通信符号所对应的信息比特序列每隔(log2M-1)个信息比特插入固定比特1，可以实现将第一段对应的通信符号映射限制在了码本正半段。通过将第三段中的通信符号所对应的信息比特序列每隔(log2M-1)个信息比特插入固定比特0，可以实现第三段中的通信符号映射限制在了码本负半段。
举例而言，假设连续相位调制CPM方式的调制阶数为M。对应的码本ai∈{-(M-1),-(M-3),...,(M-3),(M-1)}，对于通信符号为N的通信符号序列，其第一段和第三段的符号长度均为k0-L+1时，对应的通信符号序列与码本映射之间的对应关系，如图2所示。
S16，对调整后的通信符号序列进行连续相位调制，以生成连续相位调制CPM信号。
S17，将CPM信号加载到chirp信号上，以生成雷达通信一体化信号。
其中，需要说明的是，该实施例的雷达通信一体化信号能够在单一设备上通过单一脉冲信号同时实现对目标的探测跟踪和高速数据通信，能够应用在战场一体化信息网络、智能交通系统等领域和场景。
本发明实施例的基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成方法，通过将待处理的通信符号序列进行三段式设计，并将获取的三段式的通信符号序列进行连续相位调制，以生成连续相位调制CPM信号，并将CPM信号加载到chirp信号上，以生成雷达通信一体化信号，由此，实现了雷达通信一体化信号的三段式设计，从而将雷达通信一体化信号限制在chirp信号的带宽范围内，避免了功放的带外衰减和带外干扰、噪声的影响，既保持雷达原有工作距离、探测跟踪性能同时实现高速数据传输的需求。
基于上述实施例的基础上，为了可以根据调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N获取与分段通信符号有关的参数k的取值k0，在本发明的一个实施例中，如图3所示，在获取用于传递信息的通信符号序列之前，方法还包括以下步骤：
S31，获取样本CPM信号。
其中，样本CPM信号的调制阶数为M，调制指数为h。
其中，连续相位调制(CPM)在通信中广泛应用。它可以分解为一个有记忆的编码和一个无记忆的相位调制。记用于传递信息的符号序列为a＝[a0,a1,a2,…,aN-1]，其中ai∈{-(M-1),-(M-3),...,(M-3),(M-1)}为双极性调幅序列，M称为调制阶数。那么假设样本CPM信号为SCPM(t,a)＝A·exp(j2πfct+jφ(t,a))，其中，N为样本CPM信号的符号总数。
需要说明的是，样本CMP信号的符号总数与样本chirp信号中单个样本chirp脉冲上承载的通信符号数相同。
为了后续的讨论方便，取A＝1。即为连续的相位编码。Ts为一个通信符号的周期，即Ts＝T/N。q(t)由脉冲成型函数g(t)的积分决定，g(t)常用的有矩形脉冲LREC、升余弦脉冲LRC、特殊升余弦脉冲LSRC等。其中L为关联长度，表示脉冲g(t)的长度为L个符号周期。以矩形脉冲LREC为例，此时，对于(k-1)Ts≤t≤kTs，其相位编码应为，
S32，将样本CPM信号加载到样本chirp信号上，以生成样本雷达通信一体化信号。
其中，样本chirp信号的脉冲宽度为T，样本chirp信号的带宽为B，样本chirp信号中单个样本chirp脉冲上承载的通信符号数N。
线性调频的chirp信号是常用的雷达探测信号。假设该实施例中所使用的样本chirp信号为：同样为了后续的讨论方便，这里取A＝1。对于持续时间为T的脉冲，定义其带宽B＝μT，时延带宽积D＝BT。
从而，以样本chirp信号作为载波，将携带通信信息的样本CPM信号加载到样本chirp信号上，所得到的样本雷达通信一体化信号，可以表达为下述形式：
其中，N表示一个脉冲内通信符号的数目。Ts表示一个通信符号的周期。因此一个一体化脉冲的长度T＝NTs。
S33，对样本雷达通信一体化信号进行频域变换，以获取样本雷达通信一体化信号的频谱信息。
其中，在单个脉冲通信符号数N＝1024；脉冲数N_frame＝1000；chirp信号的时延带宽积BT＝1024；CPM调制阶数M＝4；调制指数h＝1/4；关联长度L＝4时，所获得的样本chirp信号和样本雷达通信一体化信号的频谱示意图，如图4所示，通过图4可以看出，可见样本雷达通信一体化信号的频谱有明显的扩展，超出雷达原本限定的工作带宽范围。一方面，雷达的功放的有效工作带宽有限，在带外衰减严重；另一方面，随着频谱资源越发紧张，带外的频段有可能已经分配给了其他用户使用，也有可能被敌方恶意施加干扰。因此，如果任由一体化信号的频谱展宽，很容易由于带外的强干扰影响而无法正常进行探测和通信任务。对此，需要将一体化波形的通信信号部分进行设计，从而将一体化信号的带宽限定在原有chirp的带宽之内。
为此，作为一种示例性的实施方式，对样本雷达通信一体化信号进行短时傅里叶变换，其中，gw(t)为短时傅里叶变换的窗函数，通常取为对称的实函数。在推导过程中，这里取gw(t)为高斯函数，经过推导可以得到：
其中，
从而得到样本雷达通信一体化信号的谱图，
注意到对于某个t，只有一个k值使得不为0，因此上式可以简化写作，
可见，样本雷达通信一体化信号的谱图是以为中心的负平方指数分布。即，大部分的能量集中在f0(t)附近。因此，这里可以以f0(t)作为样本雷达通信一体化信号的主要频率成分来研究。
S34，获取样本chirp信号的有效工作频率范围[fc,fc+B]，其中，fc表示样本chirp信号的起始频率。
S35，根据样本chirp信号的起始频率fc和样本雷达通信一体化信号的频谱信息确定出在样本CPM信号中的通信符号均为-(M-1)，且样本雷达通信一体化信号在一个符号周期内其频率不低于样本chirp信号的频率fc时所对应的参数k的取值。
在这里，为了将样本雷达通信一体化信号的频谱限制在[fc,fc+B]内，所以，首先需要限制序列的任何一个符号周期内其频率不低于fc。此时，要求恒成立。当ai∈{1,3,...,(M-3),(M-1)}时，上式显然成立(假设μ>0，若μ<0则可以得到对称的结论)。但由于通信符号是随机的，考虑最坏的情况，也就是全为-(M-1)的情况，要求即记 表示对x向上取整。即当k≥k0时，能够保f0(t)≥fc恒成立。而当k<k0时，ai只能取ai∈{1,3,...,(M-3),(M-1)}，即符号映射的码本规模减半。同理，可以得到，当k≤N-1-k0时，能够保证f0(t)≤fc+B恒成立。而当k≥N-k0时，ai只能取ai∈{-(M-1),-(M-3),...,-1}，即符号映射的码本规模减半。这样，可得到了一个三段式的样本雷达通信一体化信号k-chirp-CPM。其频谱的主要成分限制在原来的样本chirp信号之内。
进一步，由于CPM调制的记忆性，如果波形的参数符合一定的条件，那么中间段长度可以进一步扩展，即存在k1＝k0-L+1，当k1≤k≤N-1-k1时，通信符号的可以取整个码本ai∈{-(M-1),-(M-3),...,(M-3),(M-1)}，而在k≤k1-1和k≥N-k1时，分别取码本的正半段和负半段。
其中，需要说明的是，中间段的长度最多只能扩展到k1。若扩展的长度大于k1，那么第k0-1个符号的谱图表达式中，ai将全部为随机的通信符号组成。在最坏情况下，ai全为-(M-1)，此时f0(t)<fc，即越出了下界。
下面推导能够扩展到k1的条件。此时需要保证第k0-x(1≤x≤L-1)个符号周期内，f0(t)均不越界。与之相关的通信符号，有x个是在k1之前(第一段)，取值为码本的正半段，故取最坏情况为+1；L-x个在第二段，取值随机，故取最坏情况-(M-1)。即，对1≤x≤L-1恒成立。解出，通常N与BT的数量级相当，可以取几十到几百，而h通常为几分之一，L通常为几，因而上述条件很容易满足。
S36，保存所获取的参数k的取值与调制阶数M、调制指数h、脉冲宽度T、带宽B、单个样本chirp脉冲上承载的通信符号数N的对应关系。
其中，在对样本CPM信号进行三段式设计，并将三段式设计后的样本CPM信号加载在样本chirp信号上，所得到的三段式的样本雷达通信一体化信号的频谱示意图，如图4所示，通过图4可以看出，三段式的样本雷达通信一体化信号的频谱范围被限制在样本chirp信号的频谱范围内。
为了实现上述实施例，本发明还提出一种基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成装置。
图5为根据本发明一个实施例的基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成装置的结构示意图。
如图5所示，根据本发明实施例的基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成装置包括确定模块110、第一获取模块120、、第二获取模块130、分段模块140、第一处理模块150、连续相位调制模块160和第一生成模块170，其中：
确定模块110用于接收用户针对连续相位调制CPM方式设置的调制阶数和调制指数，并确定所使用的chirp信号的脉冲宽度和带宽，确定单个chirp脉冲上承载的通信符号数N。
第一获取模块120用于根据单个chirp脉冲上承载的通信符号数N，获取待处理的通信符号序列。
第二获取模块130用于根据调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N获取与分段通信符号有关的参数k的取值k0。
分段模块140用于根据单个chirp脉冲上承载的通信符号数N、关联长度L和参数k的取值k0将通信符号序列分为三段。
其中，第一段为第1个通信符号至第k0-L+1个通信符号，第二段为第k0-L+2个通信符号至第N-k0+L-1个通信符号，第三段为第N-k0+L通信符号至第N个通信符号，其中，第一数值k0为正整数。
第一处理模块150用于对通信符号序列的第一段中的通信符号所对应的信息比特序列每隔(log2M-1)个信息比特插入固定比特1，并对第三段中的通信符号所对应的信息比特序列每隔(log2M-1)个信息比特插入固定比特0，然后进行从信息比特到通信符号的映射，以获取调整后的通信符号序列。
连续相位调制模块160用于对调整后的通信符号序列进行连续相位调制，以生成连续相位调制CPM信号。
第一生成模块170用于将CPM信号加载到chirp信号上，以生成雷达通信一体化信号。
在本发明的一个实施例中，第二获取模块120具体用于：根据预先保存的调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N与参数k的取值的对应关系，获取与调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽对应的参数k的取值k0。
在本发明的另一个实施例中，第二获取模块120具体用于：基于用于计算参数k的取值的公式，根据调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N计算出参数k的取值k0。
其中，在本发明的一个实施例中，用于计算第一数值k0的公式为：
其中，B表示chirp信号的带宽，T表示chirp信号的脉冲宽度，h表示调制指数，M表示调制阶数，表示对的取值向上取整。
在本发明的一个实施例中，为了可以根据调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽获取与分段通信符号有关的参数k的取值k0，在图5所示的基础上，如图6所示，该装置还可以包括第三获取模块180、第二生成模块190、频域处理模块210、第三获取模块220、第二处理模块230和保存模块240，其中：
第三获取模块180用于获取样本CPM信号。
其中，样本CPM信号的调制阶数为M，调制指数为h。
第二生成模块190用于将样本CPM信号加载到样本chirp信号上，以生成样本雷达通信一体化信号.
其中，样本chirp信号的脉冲宽度为T，样本chirp信号的带宽为B，样本chirp信号中单个样本chirp脉冲上承载的通信符号数N。
频域处理模块210用于对样本雷达通信一体化信号进行频域变换，以获取样本雷达通信一体化信号的频谱信息。
第三获取模块220用于获取样本chirp信号的有效工作频率范围[fc,fc+B]，其中，fc表示样本chirp信号的起始频率。
第二处理模块230用于根据样本chirp信号的频率fc和样本雷达通信一体化信号的频谱信息确定出在样本CPM信号中的通信符号均为-(M-1)，且样本雷达通信一体化信号在一个符号周期内其频率不低于样本chirp信号的频率fc时所对应的参数k的取值。
保存模块240用于保存所获取的参数k的取值与调制阶数M、调制指数h、脉冲宽度T，带宽B，单个样本chirp脉冲上承载的通信符号数N的对应关系。
其中，需要说明的是，前述对基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成方法的解释说明也适用于该实施例的基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成装置，此处不再赘述。
其中，基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成装置生成雷达通信一体化信号的示意图，如图7所示，通过图7可以看出，该通过雷达通信一体化信号生成装置生成雷达通信一体化信号后，将雷达通信一体化信号发送至通信接收机。其中，通信接收机接收雷达通信一体化信号的示意图，如图8所示。通过8可以看出，通信接收机接收雷达通信一体化信号的过程与传统的猝发通信的接收机类似，首先要完成帧捕获、同步等处理。随后，乘以chirp载波信号的共轭，得到基带的CPM信号，再进行CPM解调、固定比特删除、信道解码等处理。为获得更好的误码率性能，可以先进行软信息的迭代解码，再进行判决。
其中，需要说明的是，该实施例所生成的不仅可以发送给通信接收机，还可以通过雷达通信一体化信号进行目标探测跟踪。在通过雷达通信一体化信号进行目标探测跟踪时，由于信号的收发同端(即，基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成装置即是信号的生成端，也是信号的接收端)，因此可以采用传统的雷达信号处理的技术方案，只是匹配滤波器的系数为时变的即可，其中，实现探测跟踪功能的接收机的信号处理的示意图，如图9所示。
举例而言，假设单个脉冲通信符号数N＝1024；脉冲数N_frame＝1000；chirp信号的时延带宽积BT＝1024；CPM调制阶数M＝4；调制指数h＝1/4；关联长度L＝4，对雷达通信一体化信号而言，速度模糊函数表达式为，
由于通信符号采用了恒模调制，因此雷达通信一体化信号的速度模糊函数与chirp信号相同，其中，包含雷达通信一体化信号k-chirp-CPM和chirp信号的速度模糊函数的仿真结果的示例图，如图10a所示，通过图10a可以看出，雷达通信一体化信号的速度模糊函数与chirp信号相同；
对雷达通信一体化信号而言，距离模糊函数的表达式为
其中包含了通信信号Sc的自相关。其中，包含雷达通信一体化信号和chirp信号的距离模糊函的仿真结果的示例图，如图10b所示。雷达通信一体化信号的距离模糊函数仍然保持了单一峰值的基本特征，主瓣略有展宽，旁瓣略有升高和起伏，能够基本保持原有的对目标的探测跟踪性能。同时，还可以采用失配滤波器等方法进行进一步的信号处理，提升其对目标的探测跟踪的性能。
又例如，假设雷达原有的工作带宽记为B0，功放模型为：有效工作带宽1.2B0；带外衰减40dB/B0；带外干扰信号的带宽[0.01B0,0.5B0]均匀分布，起始频率(基带)[0.55B0,1.55B0]U[-1.55B0,-0.55B0]均匀分布。信道：AWGN。波形参数：CPM调制阶数M＝4；chirp信号的时延带宽积B0Tp＝1024；k-chirp-CPM单个脉冲符号数N＝1024；
para1:h＝1/4；L＝4；矩形脉冲；k＝381
para2:h＝1/5；L＝3；升余弦脉冲；k＝305
para3:h＝2/9；L＝5；高斯脉冲；k＝338
误码率曲线如图11所示。从图11中可见，未经修正的简单chirp-CPM信号的误码率曲线随着信噪比的升高出现误码平台，而本发明的k-chirp-CPM信号的误码率在考虑功放的带外衰减和带外的随机干扰时与无干扰和衰减时几乎重合，这说明本发明的k-chirp-CPM信号有效避免了由于带外衰减和干扰造成的误码率损失，能够在实际中保证数据传输的性能。仿真曲线共有三组(对应para1、para2、para3)，其CPM调制的成型脉冲分别采用矩形脉冲、升余弦脉冲、高斯脉冲，均体现出上述的性质。这说明本发明的一体化设计方法虽然是由矩形脉冲的表达式推导而出的，其结论对于广泛的CPM的各种成型脉冲均适用。
本发明实施例的基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成装置，通过将待处理的通信符号序列进行三段式设计，并将获取的三段式的通信符号序列进行连续相位调制，以生成连续相位调制CPM信号，并将CPM信号加载到chirp信号上，以生成雷达通信一体化信号，由此，实现了雷达通信一体化信号的三段式设计，从而将雷达通信一体化信号限制在chirp信号的带宽范围内，避免了功放的带外衰减和带外干扰、噪声的影响，既保持雷达原有工作距离、探测跟踪性能同时实现高速数据传输的需求。
为实现上述实施例，本发明还提出了一种基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成装置，该基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成装置包括：处理器；用于存储处理器可执行指令的存储器；其中，处理器被配置为执行上述实施例的基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成方法。
为实现上述实施例，本发明还提出了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，程序被处理器执行时实现上述实施例的基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成方法。
为实现上述实施例，本发明还提出了一种计算机程序产品，当计算机程序产品中的指令处理器执行时，执行上述实施例的基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成方法。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
流程图中或在此以其他方式描述的任何过程或方法描述可以被理解为，表示包括一个或更多个用于实现特定逻辑功能或过程的步骤的可执行指令的代码的模块、片段或部分，并且本发明的优选实施方式的范围包括另外的实现，其中可以不按所示出或讨论的顺序，包括根据所涉及的功能按基本同时的方式或按相反的顺序，来执行功能，这应被本发明的实施例所属技术领域的技术人员所理解。
在流程图中表示或在此以其他方式描述的逻辑和/或步骤，例如，可以被认为是用于实现逻辑功能的可执行指令的定序列表，可以具体实现在任何计算机可读介质中，以供指令执行系统、装置或设备(如基于计算机的系统、包括处理器的系统或其他可以从指令执行系统、装置或设备取指令并执行指令的系统)使用，或结合这些指令执行系统、装置或设备而使用。就本说明书而言，"计算机可读介质"可以是任何可以包含、存储、通信、传播或传输程序以供指令执行系统、装置或设备或结合这些指令执行系统、装置或设备而使用的装置。计算机可读介质的更具体的示例(非穷尽性列表)包括以下：具有一个或多个布线的电连接部(电子装置)，便携式计算机盘盒(磁装置)，随机存取存储器(RAM)，只读存储器(ROM)，可擦除可编辑只读存储器(EPROM或闪速存储器)，光纤装置，以及便携式光盘只读存储器(CDROM)。另外，计算机可读介质甚至可以是可在其上打印所述程序的纸或其他合适的介质，因为可以例如通过对纸或其他介质进行光学扫描，接着进行编辑、解译或必要时以其他合适方式进行处理来以电子方式获得所述程序，然后将其存储在计算机存储器中。
应当理解，本发明的各部分可以用硬件、软件、固件或它们的组合来实现。在上述实施方式中，多个步骤或方法可以用存储在存储器中且由合适的指令执行系统执行的软件或固件来实现。例如，如果用硬件来实现，和在另一实施方式中一样，可用本领域公知的下列技术中的任一项或他们的组合来实现：具有用于对数据信号实现逻辑功能的逻辑门电路的离散逻辑电路，具有合适的组合逻辑门电路的专用集成电路，可编程门阵列(PGA)，现场可编程门阵列(FPGA)等。
本技术领域的普通技术人员可以理解实现上述实施例方法携带的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，该程序在执行时，包括方法实施例的步骤之一或其组合。
此外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理模块中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个模块中。上述集成的模块既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。所述集成的模块如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。
上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。
Claims (8)
1.一种基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成方法，其特征在于，包括以下步骤：
接收用户针对连续相位调制CPM方式设置的调制阶数和调制指数，确定所使用的chirp信号的脉冲宽度和带宽以及单个chirp脉冲上承载的通信符号数N；
根据单个chirp脉冲上承载的通信符号数N，获取待处理的通信符号序列；
根据所述调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽获取与分段所述通信符号有关的参数k的取值k0；
根据所述单个chirp脉冲上承载的通信符号数N、关联长度L和所述参数k的取值k0将所述通信符号序列分为三段，其中，第一段为第1个通信符号至第k0-L+1个通信符号，第二段为第k0-L+2个通信符号至第N-k0+L-1个通信符号，第三段为第N-k0+L通信符号至第N个通信符号，其中，所述k0为正整数；
对所述通信符号序列的所述第一段中的通信符号所对应的信息比特序列每隔(log2M-1)个信息比特插入固定比特1，并对所述第三段中的通信符号所对应的信息比特序列每隔(log2M-1)个信息比特插入固定比特0，以获取调整后的通信符号序列，所述M表示所述连续相位调制CPM方式的调制阶数；
对调整后的通信符号序列进行连续相位调制，以生成连续相位调制CPM信号；
将所述CPM信号加载到chirp信号上，以生成雷达通信一体化信号；
所述根据所述调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N获取与分段所述通信符号有关的参数k的取值k0，包括：
根据预先保存的调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N与参数k的取值的对应关系，获取与所述调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N对应的参数k的取值k0。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述获取用于传递信息的通信符号序列之前，所述方法还包括：
获取样本CPM信号，其中，所述样本CPM信号的调制阶数为M，调制指数为h；
将所述样本CPM信号加载到样本chirp信号上，以生成样本雷达通信一体化信号，其中，所述样本chirp信号的脉冲宽度为T，所述样本chirp信号的带宽为B，所述样本chirp信号中单个样本chirp脉冲上承载的通信符号数N；
对所述样本雷达通信一体化信号进行频域变换，以获取所述样本雷达通信一体化信号的频谱信息；
获取所述样本chirp信号的有效工作频率范围[fc,fc+B]，其中，所述fc表示所述样本chirp信号的起始频率；
根据所述样本chirp信号的起始频率fc和所述样本雷达通信一体化信号的频谱信息确定出在所述样本CPM信号中的通信符号均为-(M-1)，且所述样本雷达通信一体化信号在一个符号周期内其频率不低于所述样本chirp信号的起始频率fc时所对应的参数k的取值；
保存所获取的参数k的取值与调制阶数M、调制指数h、脉冲宽度T，带宽B、单个样本chirp脉冲上承载的通信符号数N的对应关系。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N获取与分段所述通信符号有关的参数k的取值k0，包括：
基于用于计算参数k的取值的公式，根据所述调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N计算出所述参数k的取值k0。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述用于计算所述参数k的取值k0的公式为：
其中，B表示所述chirp信号的带宽，T表示所述chirp信号的脉冲宽度，h表示所述调制指数，M表示所述调制阶数，表示对的取值向上取整。
5.一种基于chirp信号的雷达通信一体化信号生成装置，其特征在于，包括：
确定模块，用于接收用户针对连续相位调制CPM方式设置的调制阶数和调制指数，并确定所使用的chirp信号的脉冲宽度和带宽，以及确定单个chirp脉冲上承载的通信符号数N；
第一获取模块，用于根据单个chirp脉冲上承载的通信符号数N，获取待处理的通信符号序列；
第二获取模块，用于根据所述调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N获取与分段所述通信符号有关的参数k的取值k0；
分段模块，用于根据所述单个chirp脉冲上承载的通信符号数N、关联长度L和所述参数k的取值k0将所述通信符号序列分为三段，其中，第一段为第1个通信符号至第k0-L+1个通信符号，第二段为第k0-L+2个通信符号至第N-k0+L-1个通信符号，第三段为第N-k0+L通信符号至第N个通信符号，其中，所述k0为正整数；
第一处理模块，用于对所述通信符号序列的所述第一段中的通信符号所对应的信息比特序列每隔(log2M-1)个信息比特插入固定比特1，并对所述第三段中的通信符号所对应的信息比特序列每隔(log2M-1)个信息比特插入固定比特0，以获取调整后的通信符号序列，所述M表示所述连续相位调制CPM方式的调制阶数；
连续相位调制模块，用于对调整后的通信符号序列进行连续相位调制，以生成连续相位调制CPM信号；
第一生成模块，用于将所述CPM信号加载到chirp信号上，以生成雷达通信一体化信号；
所述第二获取模块，具体用于：
根据预先保存的调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N与参数k的取值的对应关系，获取与所述调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N对应的参数k的取值k0。
6.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：
第三获取模块，用于获取样本CPM信号，其中，所述样本CPM信号的调制阶数为M，调制指数为h；
第二生成模块，用于将所述样本CPM信号加载到样本chirp信号上，以生成样本雷达通信一体化信号，其中，所述样本chirp信号的脉冲宽度为T，所述样本chirp信号的带宽为B，所述样本chirp信号中单个样本chirp脉冲上承载的通信符号数N；
频域处理模块，用于对所述样本雷达通信一体化信号进行频域变换，以获取所述样本雷达通信一体化信号的频谱信息；
第三获取模块，用于获取所述样本chirp信号的有效工作频率范围[fc,fc+B]，其中，所述fc表示所述样本chirp信号的频率；
第二处理模块，用于根据所述样本chirp信号的频率fc和所述样本雷达通信一体化信号的频谱信息确定出在所述样本CPM信号中的通信符号均为-(M-1)，且所述样本雷达通信一体化信号在一个符号周期内其频率不低于所述样本chirp信号的频率fc时所对应的参数k的取值；
保存模块，用于保存所获取的参数k的取值与调制阶数M、调制指数h、脉冲宽度T、带宽B、单个样本chirp脉冲上承载的通信符号数N的对应关系。
7.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述第二获取模块，具体用于：
基于用于计算参数k的取值的公式，根据所述调制阶数、调制指数、chirp信号的脉冲宽度和带宽、单个chirp脉冲上承载的通信符号数N计算出所述参数k的取值k0。
8.如权利要求7所述的装置，其特征在于，所述用于计算所述参数k的取值k0的公式为：
其中，B表示所述chirp信号的带宽，T表示所述chirp信号的脉冲宽度，h表示所述调制指数，M表示所述调制阶数，单个chirp脉冲上承载的通信符号数N，表示对的取值向上取整。
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| CN115184888A (zh) * | 2021-04-02 | 2022-10-14 | 华为技术有限公司 | 一种目标检测方法及装置 |
| CN113740833B (zh) * | 2021-06-16 | 2024-08-20 | 清华大学 | 一种微波光子雷达通信一体化系统及方法 |
| CN115550920A (zh) * | 2021-06-30 | 2022-12-30 | 中国移动通信有限公司研究院 | 目标识别方法、节点及计算机可读存储介质 |
| CN113965441B (zh) * | 2021-10-20 | 2023-10-27 | 江苏科技大学 | 基于随机步进频ofdm的雷达通信一体化信号生成和接收方法 |
| CN114338329B (zh) * | 2021-12-31 | 2024-02-23 | 清华大学 | 探测通信一体化波形的实现方法、装置、设备及介质 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7965249B1 (en) * | 2008-04-25 | 2011-06-21 | Rockwell Collins, Inc. | Reconfigurable radio frequency (RF) surface with optical bias for RF antenna and RF circuit applications |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4178795B2 (ja) * | 2002-01-23 | 2008-11-12 | ソニー株式会社 | 変調装置および方法、ｄｓｖ制御ビット生成方法、記録媒体、並びにプログラム |
| CN101453800B (zh) * | 2007-11-30 | 2012-08-08 | 株式会社Ntt都科摩 | 多跳接力系统中的双向数据传输处理方法及通信中间装置 |
| CN105991266B (zh) * | 2015-01-30 | 2019-12-13 | 上海数字电视国家工程研究中心有限公司 | 前导符号的生成方法、接收方法、生成装置及接收装置 |
| CN105743542B (zh) * | 2014-12-09 | 2018-06-15 | 北京科技大学 | 一种基于chirp波形的雷达—通信一体化信号设计方法及装置 |
| EP3165940B1 (en) * | 2015-11-04 | 2022-04-20 | Nxp B.V. | Embedded communication authentication |
-
2017
- 2017-09-28 CN CN201710898102.3A patent/CN107786480B/zh active Active
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7965249B1 (en) * | 2008-04-25 | 2011-06-21 | Rockwell Collins, Inc. | Reconfigurable radio frequency (RF) surface with optical bias for RF antenna and RF circuit applications |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN107786480A (zh) | 2018-03-09 |
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