CN107078699B - 硅光子调制器驱动器 - Google Patents

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Abstract

实施例总地涉及转换布置、驱动器布置、以及制造用于驱动调制器器件的互补式互补金属氧化物半导体(CMOS)输出信号的方法。转换布置包括差分放大器和至少两个互阻放大器(TIA)，该差分放大器被配置为基于差分输入信号来制造第一放大信号，该至少两个互阻放大器(TIA)与该差分放大器的相应输出耦接并且被配置为基于第一放大信号产生第二放大信号。TIA的相应偏置电压基于第一放大信号。转换布置还包括共模反馈布置，该共模反馈布置与TIA的输出耦接并且被配置为基于第二放大信号来控制第一放大信号，由此控制偏置电压，其中互补式CMOS输出信号基于第二放大信号。

Description

硅光子调制器驱动器
技术领域
在本公开中所呈现的实施例通常涉及光学调制，尤其涉及用于光学调制器器件的驱动器布置。
背景技术
许多电-光器件采用自由载流子色散效应(free carrier dispersion effect)来改变折射率的实部和虚部。这种应用的采用是由于未变形的纯晶体硅未表现出线性的电-光(普克尔斯(Pockels))效应，并且由Franz-Keldysh效应和Kerr效应引起折射率的改变是非常弱的。光学器件(诸如Mach-Zehnder调制器、基于全内反射(TIR)的结构、十字开关、Y型开关、环形谐振器、以及Fabry-Perot谐振器)的特定区域中的相位调制可以被用于调制输出强度。
电-光器件中的自由载流子浓度可以通过载流子的注入、累加、消耗、或反转而被改变。现今为止所调查的大多数器件表现了一些共同的特性，诸如要求长的相互交互长度(例如，5-10mm)以及大于1kA/cm3的注入电流密度，从而获得显著的调制深度。
附图说明
以使得能够详细地理解本公开的上述特征的方式，可通过参考实施例(其中的一些实施例被示出在附图中)来获得对上面简述的公开的更具体描述。然而，要注意的是，附图仅示出了本公开的典型实施例并因此不被视为限制其范围，因为此公开可允许其他同等有效的实施例。
图1根据本文所描述的实施例示出了绝缘体上硅(SOI)电-光调制器器件的截面图。
图2根据本文所描述的实施例示出了多段的电-光调制器器件。
图3A和3B根据本文所描述的实施例示出了示例性调制器器件的框图。
图4是根据本文所描述的实施例的调制器驱动器的示例性转换级的框图。
图5是根据本文所描述的实施例的调制器驱动器的示例性转换级的示意图。
图6A是根据本文所描述的实施例的调制器驱动器的示例性数据多路复用级的示意图。
图6B是根据本文所描述的实施例的调制器驱动器的示例性输出放大级的示意图。
图7是根据本文所描述的实施例的与示例性调制器驱动器的输出耦接的调制器区段的示意图。
图8是根据本文所描述的实施例的产生用于驱动调制器器件的互补式互补金属氧化物半导体(CMOS)输出信号的方法。
为了辅助理解，在可能的地方，相同的参考标号已经被用于指定图中共用的同等元件。应当想到，在一个实施例中所公开的元件可以在其他实施例中有利地被使用，而无需特别说明。
具体实施方式
概述
本公开中的一个实施例是用于将差分输入信号转换到互补式互补金属氧化物半导体(CMOS)输出信号的转换布置。转换布置包括被配置为基于差分输入信号产生第一放大信号的差分放大器，以及与差分放大器的相应的差分输出耦接并且被配置为基于第一放大信号来产生第二放大信号的至少两个互阻放大器(TIA)。TIA的相应偏置电压基于第一放大信号。转换布置还包括共模反馈布置，该共模反馈布置与TIA的输出耦接并且被配置为基于第二放大信号来控制第一放大信号，由此控制偏置电压。互补式CMOS输出信号基于第二放大信号。
另一个实施例是被配置为接收差分输入信号并且产生用于驱动调制器器件的互补式互补金属氧化物半导体(CMOS)输出信号的驱动器布置。驱动器布置包括被配置来进行以下操作的转换布置：在差分放大级处放大差分输入信号用于产生第一放大信号，以及使用与差分放大级的相应的差分输出耦接的至少两个互阻放大器(TIA)放大第一放大信号来产生第二放大信号。TIA的相应偏置电压基于第一放大信号。转换布置还被配置来基于第二放大信号并且使用与差分放大级耦接的反馈布置来产生用于差分放大级的控制信号。控制信号到差分放大级的应用操作以控制TIA的偏置电压。
另一个实施例是产生用于驱动调制器器件的互补式互补金属氧化物半导体(CMOS)输出信号的方法。方法包括：接收差分输入信号，用差分放大器放大差分输入信号来产生第一放大信号，以及用与差分放大器的相应输出耦接的互阻放大器(TIA)放大第一放大信号来产生第二放大信号。TIA的相应偏置电压基于第一放大信号。方法还包括基于第二放大信号以及用耦接差分放大器的反馈布置，产生用于差分放大器的控制信号，以及向差分放大器应用控制信号，由此控制TIA的偏置电压。互补式CMOS输出信号基于第二放大信号。
示例的实施例
本公开所示出的实施例通常涉及光学调制，尤其涉及用于光学调制器器件的驱动器布置。许多小的和低功率的电子器件使用基于电流模式逻辑(CML)或其他差分信号技术的标准进行通信。这些标准的一些通用的示例包括RS-232、RS-422、RS-485、双绞线上的以太网、串行总线(PCI Express)、显示端口(DisplayPort)、HDMI、USB等等。为了用由差分信号所传输的数据驱动调制电路，数据信号通常要求放大以满足调制器的输入要求。
分布式放大器拓扑提供了一个放大方案，但是可能出于一些原因并不是理想的。分布式放大器的电路要求大量的面积。当与其他拓扑对比时，分布式放大器的单端输出仅仅提供有限的电压摆幅。对于分布式放大器的网络进行建模并且将它与调制器电路匹配，可以是相对复杂的。分布式放大器还消耗大量的功率：晶体管经常被偏置于A类模式并且要求显著的动态余量(headroom)来保持晶体管在线性模式中操作。
另一方面，CML放大器拓扑可以提供大约两倍的单端放大器的电压摆幅。然而，CML放大器也被偏置于A类模式(要求巨大的偏置电流)，以及输出的电压摆幅仍旧仅仅是电源电压的一部分。功率消耗也受到支持高速调制所需的其他电流参数的影响。例如，为了用具有2皮法(pF)量级的电容的Mach-Zender干涉仪(MZI)调制器来驱动高速数据，CML放大器的负载电阻一定要非常小来提供适当小的时间常数。然而，选择如此小的电阻导致针对特定电压值要求大量的电流。因此，CML放大器拓扑的功率损耗也是相当大的。
根据本文所公开的各种实施例，基于CMOS的反相放大器(inverter amplifier)被使用在调制器驱动器布置中。当与分布式放大器或CML放大器拓扑相比较时，CMOS反相放大器拓扑提供一些优势，诸如非常小的功率损耗、高增益的带宽、以及轨到轨驱动性能。这些性质使得基于CMOS的反相放大器尤其好地适用来驱动MOS电容器光学调制器，它的紧凑尺寸和高效率允许调制器精确地被塑造为集总元件。在一些实施例中，驱动器布置的差分前端被用来保护所期望的小信号增益/带宽优势，而驱动布置内的后续反相器(例如，互阻型放大器)被偏置于它们的跳变点处(即，阈值电压Vth处)来保护所期望的大信号驱动性能。在一些实施例中，对于反相器偏置的控制是用共模反馈布置实现的，该共模反馈布置与反相器的输出耦接并且与差分前端的电流源负载耦接。
图1根据本文所描述的实施例示出了绝缘体上硅(SOI)电-光调制器件的截面视图。调制器件100包括表层101、隐埋绝缘层102(也被称为隐埋氧化物(BOX)层)，以及半导体衬底103。尽管本文的实施例是指表层101和衬底103作为硅，本公开并不局限于这样。例如，其他的半导体或光学投射的材料可以被用来形成本文所示出的调制器件100的结构。此外，表层101和衬底103可以由相同的材料组成，但是在其他实施例中，这些层101和103可以由不同的材料组成。
表层101的厚度可以从小于100纳米到大于1微米的范围变化。更具体地，表层101可以在100-300纳米厚度之间。绝缘层102的厚度可依据期望的应用而变化。绝缘层102的厚度可以直接取决于耦接到调制器件100的模式大小和所期望的效率。如此，绝缘层102的厚度可以从小于1微米到10微米的范围变化。衬底103的厚度可以根据调制器件100的具体应用而大范围地变化。例如，衬底103可以是典型的半导体晶片的厚度(例如100-700微米)或可以是被变薄并安装在另一个衬底上。
对于光学应用，硅表层101和绝缘层102(例如，二氧化硅、氮化硅等等)可以提供对比的折射率，这将光信号垂直约束在表层101的波导中。在之后的处理步骤中，调制器器件100的表层101可以被蚀刻以形成一个或多个硅波导。因为相比绝缘体(例如二氧化硅)，硅具有高折射率，当光信号穿过表层传播时，它主要保留在波导中。
调制器件100可以包括掺杂第一导通类型(例如，类型P)的上层硅区域105，栅极电介质层150将该上层硅区域105与掺杂第二不同的导通类型(例如，类型N)的下层硅区域110隔开。上层区域105、栅极电介质层150、以及下层区域110的布置形成硅-绝缘体-硅电容器(也被称为SISCAP)指导，该电容器指导提供经过调制器件100的光信号的高效的、高速的光学调制。具体地，图1表示了SISCAP结构的横截面，其中光信号在投射进页面里或投射出页面的方向中传播。图1示出了由绝缘层102和围绕区域105和110的电介质材料135(例如，二氧化硅或氮化硅)对光信号的光模160的约束。另外，区域105和110的厚度和宽度可以被选择用来辅助对光模的约束。例如，当接近光模的中心165时，该光模的强度160通常可以增加。通过选择区域105和110的特性，可以形成或更好地定义光模的较高强度的部分来允许对光信号的更有效的调制。
栅极电介质层150建立由虚线框所示出的电荷调制区域(或电荷累积区域)155，在该区域中自由载流子(例如电子和空穴)流进和流出P-掺杂和n-掺杂区域105和110。这样做生成有源区(由Wactive所定义)，其中与调制器件100相关联的开关功能(例如，以1Gb/或更高的开关速度，诸如10Gb/s、28Gb/s、40Gb/s等等)可以由跨越栅极电介质层150所施加的电势所控制。在一个实施例中，电势被用于改变通过例如在Mach-Zehnder干涉仪(MZI)中的调制器传播的光信号的相位。然而，本文所描述的调制器还被用在其他类型的器件中，例如环形谐振器、Fabry-Perot空腔等等。
栅极电介质层150可以被称为“栅极电介质”或“栅极氧化物”，其中应当理解，氧化物仅仅是可被用在调制器器件中的电介质的示例形式。栅极电介质层150可以包括允许自由载流子的快速充电/放电(例如，实现1Gb/s或更高的开关速度)的任何材料。适合的材料的非限制列表包括二氧化铪、氮氧化物、三氧化二铋、氮化硅、二氧化硅、以及这些材料的组合。此外，用高介电常数(高K)介电材料作为栅极电介质提供了比具有更低的介电常数的电介质更高的电容和更大的电荷密度(假设相同的厚度和电势)。例如，二氧化铪和氮化硅(高K介电材料)具有比二氧化硅更高的介电常数，因此与二氧化硅相比能够使得更大的电荷密度经过栅极介电层。用更高的电势可以增加调制效率，即：相对于所施加的电压量，光信号被相移的量。
尽管本文所描述的这些图示出了将栅极介电层放置在相反掺杂的波导之间，但这不是必须的。对于本文所描述的所有实施例，如果栅极介电层150被省略并且两个波导直接接触形成P-N连接，调制器仍旧可以执行光学调制。在这个示例中，P-N结建立电荷调制区域，自由载流子在该区域中流入和流出波导。然而，栅极介电层150的包括可以改善光学调制的效率。
如示出的，上层区域105掺杂P型，下层区域掺杂N型。然而，对于掺杂类型被指定的所有实施例，掺杂类型可以相反：例如上层区域105可以是N型掺杂而下层区域110是P型掺杂。此外，用作调制器件100的电容结构的电极的区域105和110可以是硅基的。例如，区域105、110的材料可以包括应变硅(strained silicon)、SixGe1-x、基本单晶硅(即，晶体硅)、多晶硅、非晶硅、锗、III-V化合物(例如氮化硼、砷化镓、砷化铟等等)、以及它们的组合。在一个实施例中，下层区域110可以包括晶体硅，而上层区域105可以包括多晶硅。然而，在其他实施例中，区域105和110两者可以由晶体硅或多晶硅组成。
区域105、110的宽度可以被选择来保持电接触125，该电接触可以是金属的或由硅化物形成，并且过孔被放置为远离光模160。因为导电材料可对光学调制具有不利影响，所以区域105、110可以被设计使得任何导电接触大体上在光模160的边界的外部。此外，如图1所示出的，与区域105、110中光学调制所发生的部分(即，硅部分120、145)相比，区域105，110中被放置为邻近接触125的部分(即硅部分115、140)被更重地掺杂。这种布置可以改善在基于硅的区域105、110和接触125之间的电连接，因此减少了与调制器件110相关联的电阻和相关的RC时间常数。此外，邻近到外部电压源的电连接放置的波导的逐渐加重的掺杂部分可以被用于本文所描述的任何实施例。此外，随着离光模160的距离的增加，区域105、110中掺杂物的浓度可以增加。因为掺杂物具有对光信号的不利影响，所以在光模所位于的区域105、110中的掺杂物浓度可以是轻掺杂。随着离光模的距离增加，掺杂物浓度可以地逐步或以基本连续的方式增加。这么做改善了区域105、110的导电性并且缓解了掺杂物对光信号的负面影响。此外，在一个实施例中，电接触125被省略并且过孔130与重掺杂硅区域115、140直接接触。
在一个实施例中，有源区的宽度(即，对应于栅极介电层150的宽度)小于1微米，并且更具体地小于0.5微米。区域105、110的厚度可以在50-200纳米之间变化。在一个实施例中，为将光模中最大的光强度集中在电荷调制区域中，区域105、110的相应的厚度相同。栅极介电层150的厚度可以从20纳米到1或2纳米。
尽管图1中示出了调制器件100的一个简单的示例，其他实施例可以包括提供调制器件100的所期望的性能的各种其他的几何结构。例如，其他实施例可以将区域105、110中的一个大体地整体放置在区域105、110中的另一个之上(即，垂直布置)。其他实施例还可以包括在区域105，110的一个或多个上的凸起部分，该部分可以帮助进一步约束光模160以及改善调制器件100的效率。
图2根据本文所描述的实施例示出多段电-光调制器件。具体地，图2示出了MZI类型的调制器件200，该调制器件200包括接收光信号(例如，持续的波信号)的输入205以及传输基于用于驱动光学调制器段2201-N、2251-N的电信号而被调制的光信号的输出235。输入205包括Y分配器210，该Y分配器210将进入的连续波分流到分支2151、2152中的每一个中。经分流的光信号各自经过如上文所描述的各种调制段2201-N、2251-N。每一个分支215的调制段220、225可以被组合进对230，使得对2301对应调制段2201、2251，对2302对应调制段2202、2252等等。在一个实施例中，至少一个对230被用于调制器件200的热偏置。例如，通过对(一个或多个的)热偏置对提供适合的信号来加热调制器件200，调制器件200可以被直流偏置在它的正交点处。尽管对每个分支2151、2151示出了N段，但是每个分支中也可能具有不同数量的调制段。之后，来自分支215的每一个的经调制的光信号用Y分配器被重新结合以在输出245处形成经调制的输出光信号。此外，在调制器件200中示出的结构可以结合本文公开的任何调制器和特性而使用。调制器件200可以被用来提供任何适合的多级调制技术，诸如PAM-4、PAM-8、PAM-16、QPSK、QAM等等。
图3A和3B是根据本文所描述的实施例的示例性调制器驱动器的框图。通常，驱动器布置300示出调制器驱动器的示例的高级功能，并且驱动器布置350示出了驱动器布置300的一个示例的实现方式。尽管驱动器布置300的功能被示出作为多个功能级的序列，但是其他的实施例可以提供不同的序列和/或不同的功能级。例如，功能级(或级的部分)可以以不同的顺序被执行，可以包括附加级或者省略某些级，和/或可以同时执行某些功能级。此外，各种功能级可以作为单独的集成电路，或者功能级的一些或全部被包括在共同的集成电路内。
如所示的，驱动器布置300接收差分输入信号302。通常，差分信令是使用在两个成对的线路或路径(称为差分对)上所发送的两个互补的信号来以电的形式传输信息的方法。因为外部信号干扰(例如噪声)倾向于以相似的方式影响两条线路，并且因为所传输的信息被包含在互补信号的差别中，所以当与单端信号信令进行比较时，差分信令通常提供对电磁噪声的改善的抗干扰性。通常，单端信令用与未经配对的参考电压(例如，接地电压)相关的一个信号来传输信息。差分信令的噪声抗干扰性可以有利于低电压的、高速的电子系统(例如现代通信系统)。差分输入信号302可以模拟信号或数字信号。差分输入信号302可以对应特定的通信标准，该标准的一些示例包括RS-232、RS-422、RS-485、双绞线上的以太网、串行总线(PCI Express)、显示端口(DisplayPort)、HDMI、以及USB。
在许多情况下，调制器可以在它的输入处要求特定的信号特性，该特性不匹配差分输入信号302中所包括的数据的特性(例如，可由通信标准指示)。在一些实施例中，调制器的调制效率取决于由驱动器布置的电路所提供的电压输出范围。例如，SISCAP器件的某一配置可以针对大于1伏(V)的电压显现出调制效率方面的巨大改进。用更高的电压来驱动SISCAP器件可以增加器件的净电容，这提升了对用于调制目的的RC带宽的控制。因此，当被配置用来输出高于1V的电压(例如，在1.2V-2.2V之间)而非在0到1V之间的电压时，产生电压摆幅为1V的驱动器布置可以更好地适用于驱动SISCAP器件。
在转换级304，差分输入信号302由驱动器电路所转换来产生互补CMOS信号。除了其他功能之外，转换可以包括差分输入信号的各级放大。在一个实施例中，转换级304提供轨到轨互补CMOS输出信号。在互补CMOS信号中所包括的信息可以在处理级306中被进一步处理，并且生成的信号可以在放大级308中被放大以生成适用于驱动调制器的互补CMOS输出信号310。放大级308可以包括多级放大器电路，它们共同地将输出信号推升至用于操作调制器的期望电压范围中。在一些实施例中，在输出放大级308之前执行处理级306允许处理级电路的尺寸显著小于如果对输出信号310执行相同的处理功能时所需的尺寸。
驱动器布置350提供驱动器布置300的一个示例。电流模式逻辑(CML)输入信号352在驱动器布置350的CML至CMOS转换级354处被接收。CML是差分数字逻辑族群中的一种类型，通常被配置来以最高40Gb/s的速率甚至通过用印刷电路板的更高速率来传输数据。由于相对小的输出电压摆幅以及相对快的电流切换，CML通常被用于高速电子系统的设计中。像其他逻辑器家族一样，CML可以指定附加的要求，例如终端电路(如将在下文所讨论的)。在一个实施例中，CML至CMOS转换级354包括差分放大器，它的输出被耦接至少一个互阻放大器(TIA)。在一个实施例中，CML至CMOS转换级354包括跟随(一个或多个)TIA的一个或多个放大级，来将信号推升至适用于驱动基于CMOS的调制器的轨到轨互补CMOS输出信号。
来自CML至CMOS转换级的输出信号在被放大至用于调制器的期望输出电平之前可具有附加的处理要执行。如同所示，数据多路复用级356允许在操作期间改变输出信号数据。例如，数据多路复用级356可以允许测试信号或其他所期望的信号被选择用于输出到调制器。跟随数据多路复用级356，信号在输出放大级358处被放大至输出信号360，该输出信号360具有适用于驱动基于CMOS的调制器的输出范围。
图4是根据本文所描述的实施例的调制器驱动器的示例性转换级的框图。转换级400通常对应CML至CMOS转换级354。
CML输入信号352在差分输入402A、402B处被接收。对应CML输入信号352的差分信号405P、405N在差分放大级415处被接收之前经过终端电路410。例如，根据CML要求，终端电路410可以包括50欧姆的电阻器用于每个差分输入402，以及对于参考电压(例如VDD)的上拉。当然，对于其它类型的差分输入信号，终端电路的其他配置可以是可能的。
差分信号405P、405N在差分放大级415处被接收并被放大。来自差分放大级415的输出信号420P、420N被提供给第一反相器放大级425。在一个实施例中，反相器放大级425包括一个或多个TIA。在一个实施例中，反相器放大级425包括应用于每个输入信号420P、420N的一个TIA。第一反相器放大级425的输出是信号430A和430B。信号430A、430B中的每一者被提供给共模反馈级435并且提供给第二反相器放大级445。基于信号430A、430B，共模反馈级435输出控制信号440到差分放大级415。控制信号440被用于通过修改输出信号420P、420N的属性来控制反相器放大级425的偏置。
第二反相器放大级445包括一级或多级的反相器，它们中的一些可以包括交叉耦合反相器。来自第二反相器放大级445的输出信号450A、450B被提供给输出452A、452B，并且共同被视作输出信号460。在一个实施例中，来自转换级400的输出信号460是轨到轨互补CMOS信号，该信号具有适用于驱动基于CMOS的调制器的输出范围。
图5是根据本文所述的实施例的调制器驱动器的示例性转换级的示意视图。通常，转换布置500对应转换级400的一种可能的实现方式。
差分输入信号(例如CML输入信号352)在差分输入402A、402B处被接收。输入402A、402B是导电接触，例如线路、焊盘、或路径。如上文所描述的，差分信号405P、405N可以在差分放大路径415处被接收之前经过终端电路410。
差分放大路径415包括差分放大器501，该差分放大器501包括具有第一导通类型(即，n-沟道)的第一对MOS器件(即，晶体管510A、510B)，第一对MOS器件中的每一个被配置来接收差分输入信号中的一个差分信号。通常，第一对MOS器件还可以被称为差分对。差分对通常提供一些噪声抗干扰特性和共模抑制，这产生了适用于小输入信号的提高的输入灵敏度。差分放大器501还包括具有不同导通类型(即，p-沟道)的第二对MOS器件(即，晶体管515A、515B)。第二对MOS器件中的每一个通常充当第一对相应的MOS器件的电流源负载。例如，晶体管515A耦接晶体管510A，并且515B耦接510B。差分放大器501还包括与晶体管510A、510B的源极耦接的另一个MOS器件(即，晶体管520)，并且该另一个MOS器件可以充当电流源。晶体管520的操作可以用在输入502处施加的偏置信号505来进行控制，该输入502与晶体管520的栅极耦合。差分放大器501的输出是信号420P、420N，这些信号表示差分对的共模输出并且在晶体管510A、510B的相应漏极处被提供。
输出信号420P、420N在第一反相器放大级425处被接收。如所示的，第一反相器放大级425包括与差分放大器501的一个输出耦接的互阻放大器(TIA)525A，以及与差分放大器501的另一输出耦接的TIA525B。每一个TIA 525A、525B包括相应的反相器530和反馈电阻器531。第一反相器放大级425通常被配置来产生基于第一放大信号(即，信号420N、420P)的第二放大信号(即，信号430A、430B)。因为每一个TIA 525的输入和输出经过相应的反馈电阻器531被耦合，TIA的输入和共模输出可以被控制以具有接近反相器530的跳变点(trippoint)的电压值。
如果差分对的输出与CMOS反相器(例如，在(一个或多个)第二反相器放大级445中所包括的那些反相器)直接耦接而未先经过第一反相器放大级425中的TIA 525，工艺相关的电压偏移将在差分对共模输出(在信号420N、420P中反映)与CMOS反相器的跳变点之间出现。电压偏移将限制在第一CMOS反相器处可用的增益，并且这种不期望的影响可以沿着依次的反相器链被放大。电压偏移的效果可以显著地影响调制器的操作，或在一些情况下可以完全地破坏调制器驱动器的输出。
在一些实施例中，通过测量在TIA 525的输出(即，信号430A、430B)处的共模，并且通过将共模与反相放大器跳变点相比较，电压偏置被减轻。基于差值的反馈或控制信号(例如，可以可选地被滤波)可以被提供给差分放大器501的电流源负载(即，晶体管515A、515B)来调整差分对的共模输出。由控制信号对于差分对共模输出做出的调整被传播到TIA 525的输入，进而调整TIA的偏置以跟随反相器530的跳变点。在一些实施例中，TIA的共模输出被选择以具有接近序列中的后续反相器(例如放大级4451的反相器545A、545B)的跳变点的电压值，这导致可在后续反相器处具有大增益，其中由后续反相器产生几乎完全轨到轨的CMOS输出电平。
如图所示，共模反馈级435包括电阻器535A、535B，这些电阻器各自与对应的TIA525的输出耦合，并且与反相器536的输入耦合。控制信号可以包括用于过滤或调节控制信号的一个或多个组件。反相器536的输出可以具有与电压源VDD连接的电容器537，使得执行频率补偿。
在一个实施例中，(已调节的)控制信号与p-沟道晶体管515A、515B的栅极耦合。在一个实施例中，电阻器535A、535B和/或反相器536的特性被选择以提供所期望的控制信号。在一个实施例中，控制信号被选择为使得：在静态条件下，经过晶体管515A、515B中的每一个的电流与经过相应的晶体管510A、510B的电流相等。换言之，没有电流流入TIA525，这将导致跨越TIA没有电压降，并且反相器530的跳变点不被干扰。
信号430A、430B还被提供至第二反相器放大级4451、4452，如所示，它们包括交叉耦合反相器546、557、以及551、552。来自第二反相器放大级445的输出信号450A、450B被提供给输出452A、452B并且共同被视作输出信号460。在一个实施例中，来自转换级400的输出信号460是轨到轨互补CMOS信号，该信号具有适用于驱动基于CMOS的调制器的输出范围。
在这个配置中，不论输入信号的共模电平如何，并且不管工艺、电源电压、或温度(PVT)中的任何变化，差分放大器501和TIA 525的共模输出可以被保持处于相同电平。此外，在一些实施例中，所有的反相器被匹配使得作为大信号驱动器操作的后续反相器(例如，反相器545A、545B、550A、550B)也被偏置于靠近它们的跳变点。这个配置提供比具有阻性负载或电流源负载的传统差分级的电路更大的共模抑制。相应地，更大的共模抑制允许驱动器布置来跨越PVT工艺角生成更对称的光学眼(optical eye)。
因为TIA 525的输入阻抗相对小，发生在差分对的输出处的任何电压偏离也相当小。相应地，在由沟道长度调制(其是输入信号幅度的函数)所引起的经过晶体管510A、510B、515A、515B的电流的变化也相对小。反相器的偏置点还大体上不受电压偏离的影响。此外，相对低的输入阻抗对应于由驱动器布置所支持的更大带宽。相反，某些CML至CMOS转换器对于相同的功率消耗量提供小得多的带宽，并且更小的带宽通常引起在所传输的光学数据中的更多的符号间干扰(ISI)。放大链中的连续的反相器可以以轨到轨的方式被驱动，由此最小化维持最小动态余量所需的任何过多的功率(例如，其他放大器设计)。
图6A是根据本文所描述的实施例的调制器驱动器的示例性数据多路复用级的示意视图。具体地，布置600提供驱动器布置350的数据多路复用级356的一个可能的实现方式。在一个实施例中，数据多路复用级被配置来接收驱动器布置的前一级的输出信号。
布置600包括若干输入602A、602B、612A以及612B。输入602A、602B是被配置来与来自前一级的输出耦合的导电接触。在一个实施例中，输入602A、602B与输出452A、452B(见图5)耦合，使得在输出452A、452B处产生的输出信号450A、450B与输入信号605A、605B相同。输入612A、612B是被配置来由其他信号615A、615B所驱动的导电接触。在一些实施例中，其他信号615包括用于调制器的测试信号。
布置600包括多个开关6201-6，这些开关选择性地将输入602、612中的一者与输出632中的一者耦合。例如，在第一操作模式中，开关6202和6205被激活来将输入602A、602B与输出632A、632B耦合。在第二操作模式中，开关6203和6204被激活来反转输出的极性，使得输入602A、602B与相应的输出632B、632A耦合。在第三操作模式中，开关6201和6206被激活以将输入612A、612B与输出632A、632B耦合。当然，其他类型的多路复用是可能的。
在一些实施例中，可以优选的是：在执行输出放大级358之前包括数据多路复用级356。例如，对预放大的信号的操作允许布置600的组件尺寸显著地小于如果对完全放大的输出信号执行相同功能时的尺寸。
图6B是根据本文所描述的实施例的调制器驱动器的示例性输出放大级的示意视图。具体地，布置640提供驱动布置350的输出放大级358的一个可能的实现方式。在一个实施例中，输出放大级被配置来接收驱动器布置的前一级(例如，转换级或数据多路复用级)的输出信号。
布置640包括被配置来接收输入信号650A、650B的输入652A、652B。该布置包括多个放大级6601-6605，它们中的每一个包括一对反相器665A、665B。相应地，一些放大级(即，6601、6602)包括具有交叉耦合反相器675A、675的部分6701、6702，而其他放大级不包括这些部分。交叉耦合反相器可以被提供来确保(基于输入信号650A、650B)被放大的中间信号彼此追踪到所期望的程度。在一些放大级之后，输出信号680A、680B被提供给输出682A、682B，这在一些情形中代表驱动器布置350的最终输出信号(即，输出信号360)。
图7是根据本文所描述的实施例，与示例性调制器驱动器的输出耦接的调制器段的示意视图。具体地，视图700代表SISCAP调制器器件的调制器段220、225的对230的等效电路模型。
每个调制器段220、225包括电阻RP和电阻RN，该电阻RP代表SISCAP器件的P型区域(例如，图1的区域105)的电阻，该电阻RN代表N型区域(例如，区域110)的电阻。每个调制器段的电阻RP，RN经过电容C相耦接，该电容C通常代表跨越SISCAP器件的栅氧化层、栅极介电层、或P-N结的电容。
在调制器的操作中，调制器的不同部分可以以不同的电压被驱动。在一个示例中，在每个调制器段的P型区域上的电接触可以用相同的电压(由连接710所表示)驱动，而N型区域的电接触用数字信号驱动。在一个实施例中，电压源715被用于连接710。在一个实施例中，电压源715向连接710提供DC电压，例如大约2.2V。
如所示的，N型区域的电接触与输入702A、702B耦接。与每个输入702相对应的信号705A、705B通常代表由驱动器布置(例如，驱动器布置350)所驱动的经放大的输出信号。这样，信号705A、705B通常代表完全轨到轨的数据信号和它的互补信号。即，如果信号705A对应于由驱动器布置所驱动的数据信号(DATA)，则信号705B对应于数据的逻辑互补(NOTDATA、DATA*等等)。在一个实施例中，信号705A、705B中的每一个被在0-1V之间的轨到轨电压所驱动。在一个实施例中，当信号705A、705B用于输出702A、702B的时候，跨越调制器段220、225的电压在1.2V(即，2.2V-1V)和2.2V(即，2.2V-0)之间变化，该电压对应于SISCAP调制器器件的增加的调制效率的范围。当然，配置可以基于调制器器件的具体特性而改变，例如，电压源715以及来自驱动器布置的输出电压的不同的值。
图8是根据本文所描述的实施例的产生用于驱动调制器器件的互补CMOS输出信号的方法。方法800可以由驱动器布置的各种组件(例如上文所描述的那些组件)执行。
方法800在块805处开始，其中，驱动器布置接收差分输入信号。在一个实施例中，差分输入信号可以根据具体的通信标准(例如CML)而提供。
在块815处，用差分放大器放大差分输入信号来产生第一放大信号。在一个实施例中，使用MOS器件的差分对来放大差分输入信号。在一个实施例中，第一放大信号代表差分放大器的共模输出。
在块825处，用第一放大布置放大第一放大信号来产生第二放大信号。在一个实施例中，第一放大布置包括与差分放大器的输出耦接的至少第一互阻放大器(TIA)。在一个实施例中，相应的TIA与差分放大器的每个输出耦接。在一个实施例中，用于第一TIA的偏置电压基于第一放大信号。
在块835处，基于第二放大信号产生用于差分放大器的控制信号。在一个实施例中，控制信号是通过使用与(一个或多个)TIA的输出所耦接的共模反馈布置生成的。在一个实施例中，共模反馈布置包括与(一个或多个)TIA的每个输出耦接并且与反相器的输入耦接的电阻。在一个实施例中，共模反馈布置包括用于滤波和/或调节控制信号的一个或多个组件。
在块845处，控制信号被应用于差分放大器，由此控制第一反相器放大布置的偏置。在一个实施例中，控制信号被提供用于与差分对耦接的MOS器件(例如具有不同导通类型的电流负载)的栅极。例如，如果差分对包括n沟道的MOS器件，电流负载可以是p沟道MOS器件。由控制信号对于差分对共模输出所做出的调整被传播到TIA的输入处，进而调整TIA的偏置以跟随相关联的反相器的跳变点。
在块855处，使用反相器放大布置来可选地放大第二放大信号。在一个实施例中，块855与块835和845同时发生。在一个实施例中，第二反相器放大布置被包括在驱动器布置的转换级中，并且包括一个或多个放大级，它们中的一些级可以包括交叉耦合反相器。在一个实施例中，轨到轨互补CMOS输出信号是自转换级中产生的。
在块865处，对互补CMOS输出信号可选地执行数据多路复用。数据多路复用可包括改变信号的极性或包括测试信号或其他别的信号。
在块875处，对互补CMOS输出信号可选地执行输出放大。输出放大可以被执行以将中间输出信号推升到优选的电压范围中用于驱动相关联的调制器。
在上文中，对本公开中呈现的实施例进行了提及。然而本公开的范围不局限于具体所描述的实施例。而是，所描述的特性以及元件的任何组合无论是否与不同的实施例相关，都被考虑用来实现和实施预期的实施例。此外，尽管本文所公开的实施例可以实现优于其他可能的方案或优于现有技术的优点，特定优点是否是由给定实施例实现的并不限制本公开的范围。因此，以上的方面、特性、实施例、以及优点仅仅是阐述性的，并且不被视作所附权利要求的要素或限制，除非在(一个或多个)权利要求中特别地指出。
在附图中的流程图和框图根据各种实施例示出了系统或方法的可能的实施方式的架构、功能、和操作。应当注意，在一些替代的实施方式中，在框中所指出的功能可以按照未在图中所指出的顺序发生。例如，根据所涉及的功能，连续示出的两个块可以事实上几乎同时被执行，或这些块可以有时以相反的顺序执行。
考虑前述内容，本公开的范围由下述的权利要求书所确定。

Claims (19)

1.一种用于将差分输入信号转换为互补式互补金属氧化物半导体(CMOS)输出信号的转换装置，所述转换装置包括：
差分放大器，该差分放大器被配置为基于所述差分输入信号来产生第一放大信号；
至少两个互阻放大器(TIA)，该至少两个TIA与所述差分放大器的相应的差分输出耦接并且被配置为基于所述第一放大信号来产生第二放大信号，其中所述TIA的相应偏置电压基于所述第一放大信号；以及
共模反馈装置，该共模反馈装置与所述TIA的输出耦接并且被配置为基于所述第二放大信号来控制所述第一放大信号，由此控制所述偏置电压，
其中，该互补式CMOS输出信号基于所述第二放大信号；
其中，所述差分放大器包括：
第一对具有第一导通类型的MOS器件，该第一对中的每个MOS器件被配置为接收所述差分输入信号的一个差分输入；以及
第二对具有第二导通类型的MOS器件，该第二对中的每个MOS器件作为所述第一对中的相应MOS器件的电流源负载而进行操作，
其中所述共模反馈装置与所述第二对中的每个MOS器件的栅极耦接以控制所述第一放大信号。
2.根据权利要求1所述的转换装置，其中，所述至少两个TIA中的每一个TIA包括相应的反相器。
3.根据权利要求2所述的转换装置，其中，所述偏置电压中的每一个偏置电压被控制为等于所述相应的反相器的跳变点。
4.根据权利要求1所述的转换装置，还包括反相器放大装置，该反相器放大装置与所述TIA的输出耦接并且被配置为基于所述第二放大信号来产生轨到轨互补式CMOS输出信号。
5.根据权利要求4所述的转换装置，其中，所述反相器放大装置包括一个或多个交叉耦合反相器级。
6.根据权利要求1所述的转换装置，其中，所述差分输入信号是电流模式逻辑(CML)信号。
7.一种驱动器，该驱动器被配置为接收差分输入信号并且产生用于驱动调制器器件的互补式互补金属氧化物半导体(CMOS)输出信号，所述驱动器包括：
被配置来进行以下操作的转换装置：
在差分放大级处放大所述差分输入信号来产生第一放大信号；
使用与所述差分放大级的相应的差分输出耦接的至少两个互阻放大器(TIA)放大所述第一放大信号来产生第二放大信号，其中这些TIA的相应偏置电压基于所述第一放大信号；以及
基于所述第二放大信号并且使用与所述差分放大级耦接的反馈装置来产生用于所述差分放大级的控制信号，
其中，所述控制信号到所述差分放大级的应用操作以控制所述TIA的偏置电压；
其中，所述差分放大级包括：
第一对具有第一导通类型的MOS器件，该第一对中的每个MOS器件被配置为接收所述差分输入信号的一个差分输入；以及
第二对具有第二导通类型的MOS器件，该第二对中的每个MOS器件作为所述第一对中的相应MOS器件的电流源负载而进行操作，
其中所述反馈装置与所述第二对中的每个MOS器件的栅极耦接以控制所述第一放大信号。
8.根据权利要求7所述的驱动器，
其中所述至少两个TIA中的每一个TIA包括相应的反相器，并且
其中所述偏置电压中的每一个偏置电压被控制为等于所述相应的反相器的跳变点。
9.根据权利要求7所述的驱动器，其中，所述转换装置还被配置为：在与所述TIA的输出耦接的第二反相器放大级处基于所述第二放大信号产生轨到轨互补式CMOS输出信号。
10.根据权利要求7所述的驱动器，还包括与所述转换装置的输出耦接的数据多路复用装置。
11.根据权利要求7所述的驱动器，还包括与所述转换装置的输出耦接的输出放大级。
12.根据权利要求7所述的驱动器，其中，所述差分输入信号是电流模式逻辑(CML)信号。
13.根据权利要求7所述的驱动器，其中，所述调制器器件是硅-绝缘层-硅电容器(SISCAP)器件。
14.一种产生用于驱动调制器器件的互补式互补金属氧化物半导体(CMOS)输出信号的方法，所述方法包括：
接收差分输入信号；
使用差分放大器放大所述差分输入信号来产生第一放大信号；
使用与所述差分放大器的相应的输出耦接的互阻放大器(TIA)放大所述第一放大信号来产生第二放大信号，其中，这些TIA的相应偏置电压基于所述第一放大信号；
基于所述第二放大信号并且使用与所述差分放大器耦接的反馈装置来产生用于所述差分放大器的控制信号；以及
对所述差分放大器应用所述控制信号，由此控制所述TIA的偏置电压，
其中所述互补式CMOS输出信号基于所述第二放大信号；
其中，所述差分放大器包括：
第一对具有第一导通类型的MOS器件，该第一对中的每个MOS器件被配置为接收所述差分输入信号的一个差分输入；以及
第二对具有第二导通类型的MOS器件，该第二对中的每个MOS器件作为所述第一对中的相应MOS器件的电流源负载而进行操作，
其中所述反馈装置与所述第二对中的每个MOS器件的栅极耦接以控制所述第一放大信号。
15.根据权利要求14所述的方法，其中，所述TIA中的每一个TIA包括相应的反相器，并且
其中，所述偏置电压中的每一个偏置电压被控制为等于所述相应的反相器的跳变点。
16.根据权利要求14所述的方法，还包括：
使用与所述TIA的输出耦接的反相器放大装置来放大所述第二放大信号，来产生轨到轨互补式CMOS输出信号。
17.根据权利要求16所述的方法，其中，使用所述差分放大器、所述TIA、以及所述反相器放大装置的放大是在转换级中被执行来产生轨到轨互补式CMOS输出信号，所述方法还包括在一个或多个分离的级中进行以下各项中的一项或多项：
对所述轨到轨互补式CMOS输出信号执行数据多路复用；以及
执行所述轨到轨互补式CMOS输出信号的输出放大。
18.根据权利要求14所述的方法，其中，所述差分输入信号是电流模式逻辑(CML)信号。
19.根据权利要求14所述的方法，其中所述调制器器件是硅-绝缘层-硅电容器(SISCAP)器件。
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