CN106532972A - 一种快速无线反馈结构 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种快速无线反馈结构，包括依次级联的电压或电流采样电路、电压频率转换电路、功率放大电路、原边发射线圈、副边接收线圈、频率信号接收电路、频率电压转换电路。通过电压或者电流采样电路对待测信号进行线性采样，然后通过电压频率转换电路将采样信号转换为周期性信号，该周期性信号的频率和采样信号的幅值成线性比例关系。再通过级联的电路将周期性信号的频率信息以无线的方式从原边传递到副边，输出相同频率的方波电压信号。然后通过频率电压转换电路将方波电压信号转换为直流电平信号，该直流电平信号和原边待测电压或者电流成线性比例关系；整个过程没有系统误差，时间延时小于一个输出信号的周期。

Description

一种快速无线反馈结构

技术领域

本发明涉及一种适用于非接触供电系统的输出信号快速无线传递的结构，属于信号检测和传递领域。

背景技术

非接触供电是基于磁场耦合实现“无线供电”的新型电能传输模式，利用原副边完全分离的非接触变压器，通过高频磁场的耦合传输电能，使得能量传递过程中电能传输侧(简称供电侧)和电能接受侧(简称受电侧)无物理连接。与传统的接触式供电相比，非接触供电使用方便、安全，无火花及触电危险，无积尘和接触损耗，无机械磨损和相应的维护问题，可适应多种恶劣天气和环境，便于实现自动供电。非接触供电技术因其特有的恶劣环境适应性、高安全性、少维护和方便性，在手机、机器人、人体植入设备、电动汽车等移动设备的供电场合，在油田、矿井、水下供电等环境恶劣或者易燃易爆场合均已得到了应用。

在非接触电能传输系统中，供电侧和受电侧一般存在相对运动，会引起系统中的核心部件——非接触变压器的结构参数上的变化，从而导致其耦合系数、漏感、激磁电感等电路参数的变化，参数的变化不仅影响到输出性能，严重时还可能导致系统失控。这就要求非接触变换器需要实时监控输出电压或者电流的变化，使之在可控制的范围内。

目前的应用中，通常会采用两类技术方案，一种是在非接触变换器的后级添加恒压或者恒流的变换器，通过后级的变换器来承受非接触变换器输出电压或者电流的宽范围变化，同时采用无线的反馈方案将输出电压的信息传递到原边，例如P.Si,A.P.Hu,J.W.Hsu，M.Chiang，Y.Wang，S.Malpas and D.Budgerr，“Wireless power supply forimplantable biomedical device based on primary input voltage regulation”，IEEEconference on Industrial Electronics and Application，2007，235-239给出了采用射频方式在供电侧检测受电侧输出电压的结构框图，输出电压信息依次经过受电侧的模数转换芯片和无线电收发器，发出射频信号，在供电侧以无线电收发器接收射频信号，再经由数模转换芯片得到输出电压信息，其它有源检测方案结构类似。此种方式的最大问题是输出电压信息传递到原边的速度较慢，响应时间上达到毫秒量级，如用该种方式直接作为电压反馈，则变换器原边不能实时响应输出电压的变化，整个变换器系统可能会工作不稳定，所以该方式通常用于输出负载变化较缓的场合。

另一种是通过间接的方式来控制输出电压恒定，例如Xiaoyong Ren,QianhongChen,Lingling Cao,Xinbo Ruan,Siu-chung Wong,Chi.K Tse,“Characterization andControl of Self-Oscillating Contactless Resonant Converter with Fixed VoltageGain”，IPEMC，2012提出的通过检测非接触变压器副边电流或者整流桥电流的相位，利用过零比较得到逆变桥开关管的驱动信号，使非接触变换器在变参数条件下自动工作在电压增益恒定的频率点，实现变负载和变气隙条件下输出基本恒定。对于副边电流相位采样，可以采用Kaiqin Yan,Qianhong Chen,Jia Hou,Wenxian Chen,Xiaoyong Ren and Xinbo Ruan“Self-Oscillating Contactless Resonant Converter with Phase DetectionContactless Current Transformer,”IEEE ECCE,2013,pp.2920-2927给出的非接触电流互感器等方法实现。此种方式非接触变换器对负载和气隙的改变拥有较好的动态响应性能，但该模式下的非接触变换器下本质上还是工作在开环状态，输出电压只能跟随输入电压，由于线路阻抗的存在，输出电压的电压精度和负载调整率较差。另外，由于该模式下的相位被约束，所以不能在原边准确调节输出电压。

所以，能否在原边快速、准确的直接检测到副边的电压或者电流信号成为了研究的一个方向。

发明内容

发明目的：针对上述现有技术，提出一种快速无线反馈结构，能够快速准确的检测非接触变换器的输出电压或者电流信号。

技术方案：一种快速无线反馈结构，包括依次级联的电压或电流采样电路、电压频率转换电路、功率放大电路、原边发射线圈、副边接收线圈、频率信号接收电路、频率电压转换电路；其中：

所述电压或电流采样电路用于对被测电压或者电流进行采样，将采样的信号转换为所述电压频率转换电路的输入电压；

所述电压频率转换电路用于将输入电压转换为周期性信号，所述周期性信号的频率与所述输入电压成线性比例关系；

所述功率放大电路用于将所述周期性信号转换为相同频率的电流信号，并传递给所述原边发射线圈；

所述原边发射线圈用于将接收到的所述电流信号转换为磁场信号；

所述副边接收线圈用于接收所述磁场信号，并将所述磁场信号转换为相同频率的交流电压或电流信号；

所述频率信号接收电路用于对所述副边接收电路输出的交流电压或电流信号进行整形后输出第一方波电压信号，所述第一方波电压信号的频率和所述副边接收线圈输出的所述电压或电流信号的频率相同；

所述频率电压转换电路用于将所述第一方波电压信号转换为直流电平信号。

进一步的，所述电压频率转换电路包括压控镜像恒流源和时钟信号发生电路；所述压控镜像恒流源的控制信号为所述电压或电流采样电路的输出电压，所述时钟信号发生电路包括电容组和逻辑电路；所述压控镜像恒流源在所述控制信号控制下对所述电容组进行周期性充电，所述逻辑电路根据所述电容组充电频率输出同频率的周期性信号。

进一步的，所述功率放大电路包括DC/DC变换器，所述DC/DC变换器的电感作为所述原边发射线圈；所述DC/DC变换器工作在强制连续模式并输出空载，所述DC/DC变换器的反馈基准和供电电压成固定比例，所述DC/DC变换器的时钟频率由所述电压频率转换电路输出的周期性信号控制。

进一步的，所述频率电压转换电路包括频率占空比转换电路和RC电路；所述频率占空比转换电路用于将所述第一方波电压信号通过单稳态触发器转换为占空比随所述第一方波电压信号频率变化的第二方波电压信号，所述第二方波电压信号和第一方波电压信号的频率相同，所述第二方波电压信号的占空比和所述第一方波电压信号的频率成线性比例关系；所述RC电路用于对所述第二方波电压信号进行滤波后输出直流平均电压。

进一步的，所述频率电压转换电路包括固定恒流源、电容充电网络、采样保持电路；所述频率信号接收电路输出的第一方波电压信号控制所述固定恒流源对电容充电网络进行充电，所述电容充电网络的充电电压峰值和所述第一方波电压信号的脉宽成正比；所述采样保持电路输出电压幅值等于所述充电电压峰值的电压信号。

进一步的，所述压控镜像恒流源包括第一路电流源和第二路电流源，所述电容组包括电容C1和电容C2，所述逻辑电路包括N型开关管M4和M6、比较器A2和A3、RS触发器A4；所述第一路电流源对所述电容C1充电，所述第二路电流源对所述电容C2充电，所述N型开关管M4并联在所述电容C1两端，所述N型开关管并联在所述电容C2两端，所述比较器A2的正输入端连接所述N型开关管M4的漏极，所述比较器A3连接所述N型开关管M6的漏极，所述比较器A2和A3的负输入端均连接基准电压Vref1，所述比较器A2和A3的输出端分别连接所述RS触发器A4的S端和R端，所述RS触发器的Q端连接所述N型开关管M4的栅极，所述RS触发器A4的Q非端连接所述N型开关管M6的栅极，所述RS触发器的Q端还通过同相缓冲器输出所述周期性信号。

有益效果：本发明的一种快速无线反馈结构，通过电压或者电流采样电路对待测电压或者电流进行线性采样，然后通过电压频率转换电路将采样信号转换为周期性电压或者电流信号，该周期性信号的频率和采样信号的幅值成线性比例关系。再通过功率放大电路、原边发射线圈、副边接收线圈和频率信号接收电路将周期性信号的频率信息以无线的方式从原边传递到副边，输出相同频率的方波电压信号。实施例1中，然后通过频率占空比转换电路，将频率信号接收电路输出的方波电压信号调制为占空比和频率成正比的方波电压信号，最后通过占空比电压转换电路，将该方波电压信号进行调幅和滤波，最终在副边得到和原边待测电压或者电流成线性比例关系的直流电压信号。

上述过程中，电压或者电流采样电路的输入信号和输出信号之间没有时间延时，没有系统误差。电压频率转换电路输出信号的频率随输入信号的幅值实时变化，之间没有系统误差，时间延时小于一个输出信号的周期。用于传递频率信息的功率放大电路、原边发射线圈、副边接收线圈和频率信号接收电路，其输入周期性信号和输出方波电压信号之间的时间延时小于一个输出信号的周期，且没有系统误差。频率占空比转换电路，输入的方波电压信号和输出的方波电压信号的占空没有时间延时，且没有系统误差。占空比电压转换电路，输入的占空比可调的方波电压信号和输出的直流平均电压之间的时间延时为滤波电路时间常数的6倍，占空比和输出直流平均电压之间没有系统误差。通过合理设置电压频率转换电路的输出电压信号的频率和占空比电压转换电路中的滤波电路时间常数，输出电压信号即可快速稳定的跟随待测信号的变化。

实施例2中，频率电压转换电路包括固定恒流源、电容充电网络、采样保持电路；频率信号接收电路输出的第一方波电压信号控制固定恒流源对电容充电网络进行充电，电容充电网络的充电电压峰值和第一方波电压信号的脉宽成正比；采样保持电路输出电压幅值近似等于所述充电电压峰值的电压信号。

附图说明

图1为快速无线反馈结构的整体框图，101为电压或电流采样电路；102为电压频率转换电路；103为功率放大电路；104为原边发射线圈；105为副边接收线圈；106为频率信号接收电路；107为频率电压转换电路。S1为待测信号；V2为采样电路的输出电压；V3为电压频率转换电路的输出的周期性信号；V4为频率信号接收电路的输出方波电压信号；V5为频率电压转换电路的输出的直流电平信号。I1为原边发射线圈的电流；I2为副边接收线圈的电流。

图2为一种电压采样电路，S1_V为待测电压信号；V2为采样电路的输出电压；R1为上分压电阻；R2为下分压电阻。

图3为一种电流采样电路，S1_I为待测电流信号；V2为采样电路的输出电压；R3为电流采样电阻。

图4为一种电压频率转换电路，图中：1021为压控镜像恒流源；1022为时钟信号发生器；Vcc为供电电压；Vref1为基准电压；Vc1和Vc2分别为电容C1和C2上的电压；Vg1和Vg2分别为开关管M4和M6的驱动电压；M1、M2和M5为P型开关管；M3、M4和M6为N型开关管；A1为运算放大器；A2和A3为比较器；A4为RS触发器；Rsen为电流采样电阻。

图5为一种信号发射电路，图中：103为功率放大电路；104为原边发射电路；Vcc为供电电压；Vout为输出电压；Vref2为电压基准；V3为电压频率转换电路的输出的周期性信号；M5为P型开关管；M6为N型开关管；Cin为输入滤波电容；Cout为输出滤波电容；A7为驱动电路；A8为跨导型运算放大器；Vcomp为A8的输出电压；L1为原边发射线圈电感；I1为原边发射线圈电流。

图6为一种信号接收及整形电路，105为副边接收电路；106为频率信号接收电路；L2为副边接收线圈电感；N1和N2分别为电流互感器的原边和副边绕组匝数；R4为电阻；A9和A10为过零比较器；A11为RS触发器；V4为整形后的方波电压信号；I2为副边接收线圈的电流。

图7为实施例1的一种频率占空比转换电路，V4为输入方波电压信号；V5为输出直流电压信号；A12为单稳态触发器，VM为A12的输出电压信号；电阻R5和电容C3构成了一个低通滤波电路。

图8为实施例2的一种频率占空比转换电路2，Vcc为供电电压，Iref为恒流源，VS为电压源，S1、S2和S3为开关，可以由N型或者P型的MOSFET构成；C4为充电电容，C5为采样电容，C6为输出电容；A13为运算放大器，V_C4为C4的电压，V_C5为C5的电压，V5为输出电压。

图9为图4所示电压频率转换电路的波形，图中主要符号名称：Vref1为电压基准；Vc1和Vc2分别为电容C1和C2上的电压；V3为输出周期性方波电压信号；Ton和Toff分别为V3高电平和低电平的时间。

图10为信号接收及整形电路波形，V3为电压频率转换电路输出的周期性方波电压信号；I1为原边发射线圈电流波形；I2为副边接收线圈电流波形；V4为信号接收及整形电路输出方波电压信号；f_v3为V3的频率；IL_pp为I1的电路峰峰值。

图11为图7所示电路的工作波形，V4为信号接收及整形电路输出方波电压信号；VM为单稳触发器的输出方波电压信号；V5为VM信号滤波之后的电压，其幅值为V5＝5*t1*f_v3，其中t1为单稳态触发器的固定脉宽时间，f_v3为V4的频率。

图12为图8所示电路中开关S1、S2和S3的开关时序图，其中高电平为开通，低电平为关断。

图13为图8所示电路中的关键电压波形，V_C4为电容C4上的电压波形，V_C5为电容C5上的电压波形。

图14图7所示电路的仿真结果，V5为频率电压转换电路1的输出信号，S1_V为待测电压信号，VM为单稳态触发器的输出信号。

图15图8所示电路的仿真结果，V(s1)、V(s2)和V(s3)为开关S1、S2和S3的驱动信号，高电平为导通，低电平为关断；V(V_C4)和V(V_C5)为电容C4和C5的电压波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做更进一步的解释。

实施例1：一种快速无线反馈结构，如图1所示，包括依次级联的电压或电流采样电路101、电压频率转换电路102、功率放大电路103、原边发射线圈104、副边接收线圈105、频率信号接收电路106、频率电压转换电路107。其中：

电压或电流采样电路101用于对被测电压或者电流进行采样，将采样的信号转换为电压频率转换电路102的输入电压。

图2中给出了一种电压采样电路，待测电压信号S1_V通过串联的分压电阻R1和R2采样，输入电压S1_V和输出电压V2的关系为：

从式(1)可得，V2和S1_V满足线性比例关系，没有系统误差。

图3中给出了一种电流采样电路，待测电流信号S1_I通过采样电阻R3，输入电流S1_I和采样电阻R3两端的输出电压V2的关系为：

从式(2)可得，V2和S1_I满足线性比例关系，没有系统误差。

电压频率转换电路102用于将输入电压V2转换为周期性信号，该周期性信号的频率与输入电压V2成线性比例关系。本实施例中，电压频率转换电路102包括压控镜像恒流源1021和时钟信号发生电路1022。压控镜像恒流源1021的控制信号为电压频率转换电路102的输出电压V2。时钟信号发生电路1022包括电容组和逻辑电路；压控镜像恒流源1021在控制信号V2控制下对电容组进行周期性充电，逻辑电路根据电容组充电频率输出同频率的周期性信号。

图4给出了一种电压频率转换电路的具体电路，其中，压控镜像恒流源1021包括第一路恒流源和第二路恒流源，电容组包括电容C1和电容C2，逻辑电路包括N型开关管M4和M6、比较器A2和A3、RS触发器A4。第一路恒流源对电容C1充电，第二路恒流源对所述电容C2充电，N型开关管M4并联在电容C1两端，N型开关管并联在电容C2两端，比较器A2的正输入端连接N型开关管M4的漏极，比较器A3连接N型开关管M6的漏极，比较器A2和A3的负输入端均连接基准电压Vref1，比较器A2和A3的输出端分别连接RS触发器的S端和R端，RS触发器的Q端连接N型开关管M4的栅极，RS触发器的和Q非端连接所述N型开关管M6的栅极；RS触发器的Q端通过同相缓冲器输出周期性方波电压信号V3。

压控镜像恒流源1021中，通过调整电流采样电阻Rsen来改变流过开关管M2和M5的电流，其关系为：

时钟信号发生电路1022中，开关管M4和M6互补关断，当M4关断时，恒流源I_M2对C1充电，电容C1两端电压Vc1从0上升到基准电压Vref1的时间即为Ton，同理电容C2两端电压Vc2从0上升到基准电压Vref1的时间即为Toff，所以V3的频率f_v3和I_M2的关系如下：

联立式(3)和(4)可得：

从上式可得，V3的频率f_v3和V2的幅值满足线性比例关系，没有系统误差。图9给出了Vc1、Vc2和V3的波形，结合图4可以看出，当V2发生变化时，I_M2和I_M5会实时响应，Vc1或者Vc2的上升斜率会立刻发生变化，从而改变下个周期的Ton或者Toff，即V3和V2的时间延时小于一个开关周期。

功率放大电路103用于将电压频率转换电路102输出的周期性电压信号V3转换为相同频率的电流信号，并传递给原边发射线圈104。原边发射线圈104用于将接收到的电流信号转换为磁场信号。

本实施例中，功率放大电路103采用DC/DC变换器，DC/DC变换器的电感即作为原边发射线圈104。DC/DC变换器工作在强制连续模式并输出空载，DC/DC变换器的反馈基准和输入电源电压成固定比例，DC/DC变换器的时钟频率由电压频率转换电路102输出的周期性信号控制。

图5给出了DC/DC变换器的具体电路，P型开关管M5的源极连接供电电压Vcc，P型开关管M5的源极还连接输入滤波电容Cin；P型开关管M5的漏极连接电感L1的一端以及N型开关管M6的漏极，电感L1的另一端经输出电容Cout接地；通过分压电阻采集输出电容Cout上的电压并输入到跨导型运算放大器A8的负输入端，跨导型运算放大器A8的输入端接基准电压Vref2；跨导型运算放大器A8的输出端接比较器A6的负输入端，并在跨导型运算放大器A8的输出端设有接地的滤波电容；供电电压Vcc与N型开关管M5的漏极之间的线路上设有电流检测及转换单元，用于采样开关管M5开通时的电流并转换为电压V_Ipk，然后输入比较器A6的正输入端；比较器A6的输出端连接RS触发器A5的R端，RS触发器A5的S端接电压频率转换电路输出的电压信号V3，RS触发器A5的Q端输出接开关管M5、M6驱动电路的控制端，开关管M6的源极接地。该电路中，基准电压Vref2与供电电压Vcc的大小成固定比例关系，所以当电路稳定工作后，该变化器的占空比D1保持恒定。

该功率放大电路为工作在空载连续状态的降压变换器，其开关管M5的开通时刻由周期性电压信号V3的上升沿控制，开关管M5的关断时刻由M5的电流采样信号V_Ipk电压和跨导型运算放大器A8的输出电压Vcomp交截时刻控制。由于工作在空载连续状态，所以原边发射线圈104的电流波形是平均值为0的三角波，其峰峰值IL_pp为：

副边接收线圈105用于接收磁场信号，并将磁场信号转换为相同频率的交流电压或电流信号。频率信号接收电路106用于对副边接收线圈105输出的交流电压或电流信号进行整形，输出波电压信号V4，方波电压信号V4的频率和副边接收线圈105输出的电压或电流信号的频率相同。

副边接收线圈105和频率信号接收电路106共同构成信号接收及整形电路，如图6所示，副边接收线圈105的输出连接电流互感器的原边，电流互感器的副边并联有电阻R4。频率信号接收电路106还包括过零比较器A9和A10、RS触发器A11，过零比较器A10的正负输入端连接电阻R4两端，过零比较器A9的负输入端和过零比较器A10的正输入端连接，过零比较器A9的正输入端接地，过零比较器A9和A10的输出端分别连接RS触发器A11的S端和R端，RS触发器A11的Q端作为频率信号接收电路106的输出端，用于输出方波电压信号V4。

信号接收及整形电路中，原边发射线圈和副边接收线圈的电流I1和I2满足以下关系：

上式中，k₁₂为原边发射线圈和副边接收线圈的耦合系数，其介于0～1之间。

由式(7)可得，电流I2和I1频率相同，I2的幅值会随着耦合系数降低而减小，电流互感器将电流信号转换为电压信号，并适当增加其幅值。然后再通过频率信号接收电路整形后输出方波波形V4，整个过程信号的频率不变，具体波形可参考图10。

频率电压转换电路107用于将方波电压信号V4转换为直流电平信号输出。本实施例中，频率电压转换电路107包括频率占空比转换电路1071和RC低通滤波电路1072。频率占空比转换电路1071用于将方波电压信号V4通过单稳态触发器转换为占空比随第V4频率变化的方波电压信号VM，方波电压信号VM和V4的频率相同，方波电压信号VM的占空比和方波电压信号V4的频率成线性比例关系。RC低通滤波电路1072用于对方波电压信号VM进行滤波后输出直流平均电压V5。

图7中给出了一种频率电压转换电路，其中单稳态触发器A12可以输出固定脉宽的方波信号，每一个V4的上升沿都会触发一个固定脉宽的方波，假设固定脉宽时间为t1，则输出方波电压VM的占空比D2和频率f_v3的关系为：

从上式可得，输出方波电压VM的占空比D2和频率f_v3满足线性比例关系，没有延时，也没有系统误差。

R5和C3构成了低通滤波电路，如果VM的高电平电压为5V，其输出电压V5和VM的占空比D2的关系为：

V5＝5*D2＝5*t1*f_v3 (9)

具体波形图可以参考附图11。

联立式(1)，(2)，(5)，(8)，(9)可得：

即经过一系列变换待测信号S1和输出电压V5满足线性比例关系，没有系统误差。

对于107的滤波电路，其输入电压为斩波后的方波，当方波的占空比发生变化时，输出电压的响应延时时间约为5-6倍的滤波电路RC时间常数。

下面采用实施实例的电路对本发明的无线反馈结构进行仿真验证。

其中待测信号为4～8V，采用电压采样电路，R1＝1900Kohm，R2＝100Kohm；电压频率转换电路中，Rsen＝1Kohm，Vref1＝2.5V，C1＝C2＝100pF；信号发射电路中，Vcc＝5V，Vout＝2.5V，原边发射线圈感量L1＝2.2uH；副边接收线圈感量L2＝2.2uH，原边发射线圈和副边接收线圈耦合系数取k₁₂＝0.2；频率占空比转换电路中取t1＝300ns；占空比电压转换电路中，输出方波高电平为5V，R5＝1Mohm，C3＝10pF。

则V2的幅值范围为0.2～0.4V，根据式(5)可得f_v3＝400K～800KHz，根据式(8)可得，对应的占空比的范围为D2＝t1*f_v3＝0.12～0.24，所以最终的输出电压V5的范围为5*D＝0.6～1.2V。

图14给出了仿真测试结果，图中可以看出，当待测电压S1_V从4V变化到8V时，VM频率从400KHz变化到800KHz，V5平均电压从0.6V变化到1.2V，延迟时间约为60us，为6倍的R5*C3的时间常数，和理论计算的结果相吻合。

实施例2：与实施例1的区别仅在于采用了不同的频率电压转换电路方案，如图8所示。该电路包括固定恒流源、电容充电网络、采样保持电路。恒流源Iref的输入端连接供电电压Vcc，其输出一路通过二极管连接电压源VS的正极，另一路通过开关S1连接充电电容C4的一端；接电压源VS的负极以及充电电容C4的另一端均接地；充电电容C4两端并连开关S2。采样电容C5串联开关S3后并连在充电电容C4两端，采样电容C5的端电压输入运算放大器A13的同相输入端，输出电容C6连接在运算放大器A13的输出端与地之间。

频率信号接收电路106输出的方波电压信号V4控制固定恒流源Iref通过S1对电容C4充电进行充电，C4的电压峰值和第一方波电压信号V4的脉宽成正比，其关系为：

V_C4＝Iref*Ton/C4＝Iref*D1*f_v3/C4 (12)

采样保持电路由开关S3和电容C5构成，当C5的容值远小于C4时，当S3导通时，C5电容电压会近似等于C4电容电压，当S3关断时，C5电容电压保持不变；然后再打开S2，重置C4电压，等待下一个周期。为了提高输出电流的能力，通过一个电压跟随器A13和电容C5可以得到一个稳定的输出电压V5，其幅值等于V_C5。所以V5的幅值等于V_C4的电压峰值，其表达式为：

图12给出了开关S1、S2和S3的开关时序波形，图15给出了电容C4和C5的电压仿真波形。从图15可以看出，V_C4的电压峰值正比于S1的导通时间，时间延时不超过一个开关周期(1/f_v3)，而由之前的分析可知，S1的导通时间即为信号V3的导通时间，其和开关频率f_v3成反比，没有时间延时。由此可得，V_C4的电压和被检测信号成线性比例关系，无系统误差并且时间延时不超过一个开关周期(1/f_v3)。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种快速无线反馈结构，其特征在于：包括依次级联的电压或电流采样电路(101)、电压频率转换电路(102)、功率放大电路(103)、原边发射线圈(104)、副边接收线圈(105)、频率信号接收电路(106)、频率电压转换电路(107)；其中：

所述电压或电流采样电路(101)用于对被测电压或者电流进行采样，将采样的信号转换为所述电压频率转换电路(102)的输入电压；

所述电压频率转换电路(102)用于将输入电压转换为周期性信号，所述周期性信号的频率与所述输入电压成线性比例关系；

所述功率放大电路(103)用于将所述周期性信号转换为相同频率的电流信号，并传递给所述原边发射线圈(104)；

所述原边发射线圈(104)用于将接收到的所述电流信号转换为磁场信号；

所述副边接收线圈(105)用于接收所述磁场信号，并将所述磁场信号转换为相同频率的交流电压或电流信号；

所述频率信号接收电路(106)用于对所述副边接收电路(105)输出的交流电压或电流信号进行整形后输出第一方波电压信号，所述第一方波电压信号的频率和所述副边接收线圈(105)输出的所述电压或电流信号的频率相同；

所述频率电压转换电路(107)用于将所述第一方波电压信号转换为直流电平信号。

2.根据权利要求1所述的一种快速无线反馈结构，其特征在于：所述电压频率转换电路(102)包括压控镜像恒流源(1021)和时钟信号发生电路(1022)；所述压控镜像恒流源(1021)的控制信号为所述电压或电流采样电路(101)的输出电压，所述时钟信号发生电路(1022)包括电容组和逻辑电路；所述压控镜像恒流源(1021)在所述控制信号控制下对所述电容组进行周期性充电，所述逻辑电路根据所述电容组充电频率输出同频率的周期性信号。

3.根据权利要求1或2所述的一种快速无线反馈结构，其特征在于：所述功率放大电路(103)包括DC/DC变换器，所述DC/DC变换器的电感作为所述原边发射线圈(104)；所述DC/DC变换器工作在强制连续模式并输出空载，所述DC/DC变换器的反馈基准和供电电压成固定比例，所述DC/DC变换器的时钟频率由所述电压频率转换电路(102)输出的周期性信号控制。

4.根据权利要求3所述的一种快速无线反馈结构，其特征在于：所述频率电压转换电路(107)包括频率占空比转换电路(1071)和RC电路(1072)；所述频率占空比转换电路(1071)用于将所述第一方波电压信号通过单稳态触发器转换为占空比随所述第一方波电压信号频率变化的第二方波电压信号，所述第二方波电压信号和第一方波电压信号的频率相同，所述第二方波电压信号的占空比和所述第一方波电压信号的频率成线性比例关系；所述RC电路(1072)用于对所述第二方波电压信号进行滤波后输出直流平均电压。

5.根据权利要求3所述的一种快速无线反馈结构，其特征在于：所述频率电压转换电路(107)包括固定恒流源、电容充电网络、采样保持电路；所述频率信号接收电路(106)输出的第一方波电压信号控制所述固定恒流源对电容充电网络进行充电，所述电容充电网络的充电电压峰值和所述第一方波电压信号的脉宽成正比；所述采样保持电路输出电压幅值等于所述充电电压峰值的电压信号。

6.根据权利要求2所述的一种快速无线反馈结构，其特征在于：所述压控镜像恒流源(1021)包括第一路电流源和第二路电流源，所述电容组包括电容C1和电容C2，所述逻辑电路包括N型开关管M4和M6、比较器A2和A3、RS触发器A4；所述第一路电流源对所述电容C1充电，所述第二路电流源对所述电容C2充电，所述N型开关管M4并联在所述电容C1两端，所述N型开关管并联在所述电容C2两端，所述比较器A2的正输入端连接所述N型开关管M4的漏极，所述比较器A3连接所述N型开关管M6的漏极，所述比较器A2和A3的负输入端均连接基准电压Vref1，所述比较器A2和A3的输出端分别连接所述RS触发器A4的S端和R端，所述RS触发器的Q端连接所述N型开关管M4的栅极，所述RS触发器A4的Q非端连接所述N型开关管M6的栅极，所述RS触发器的Q端还通过同相缓冲器输出所述周期性信号。