CN106208976A - 用于电容声换能器的差分放大器电路和对应的电容声换能器 - Google Patents
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Abstract
公开了一种用于电容声换能器的放大器电路，该电容声换能器定义根据声信号生成感应信号的感应电容器，该放大器电路具有第一输入端子和第二输入端子，其被耦合到感应电容器和虚拟电容器，该虚拟电容器具有与在待工中的感应电容器的相应的电容对应的电容以及被连接到第一输入端子的第一端子；第一缓冲放大器，其在输入处被耦合到第二输入端子并且定义电路的第一差分输出；第二缓冲放大器，其在输入处被耦合到虚拟电容器的第二端子并且定义电路的第二差分输出；以及反馈级，其被耦合在差分输出与第一输入端子之间，以用于将反馈信号反馈到第一输入端子上，该反馈信号具有取决于所述感应信号的幅度并且相对于所述感应信号相位相反。
Description
技术领域
本发明涉及用于电容声换能器的差分放大器电路。
背景技术
众所周知，电容类型的声换能器通常包括感应结构以及电子读取接口，该感应结构被设计为将声压力波转换为电量(特别是电容变化)，该电子读取接口被设计为在所述电量上实施适当的处理操作(其中放大操作)以用于供应电输出信号(例如，电压)。
通常，感应结构包括膜片或薄膜形式的移动电极，其被布置为以短距离(所谓的“空气间隙”)面向固定电极以形成感应电容器的板，其中电容根据待被检测的声压力波而变化。移动电极通常响应于由入射声波施加的压力是自由移动或经受形变的，以该方式致使感应电容器的电容变化。
例如，MEMS(微机电系统)电容声换能器是已知的，其中感应结构是微机械类型的，并且使用半导体工业典型的集成微加工技术而制作。
通过示例，图1示出了已知类型的MEMS声换能器的微机械结构1，其包括例如为硅的半导体材料的结构层或衬底2，在其中腔例如从背面经由化学蚀刻被做出。薄膜或膜片4被耦合至结构层2并且在顶部封闭腔3。薄膜4是柔性的，并且在使用中根据入射声波的压力经受形变。
刚性板5(通常称为“背板”)经由间隔件6(例如，诸如氧化硅之类的绝缘材料的间隔件)的插入而被布置为朝向薄膜4(在该情况下是在其之上)。刚性板5包括具有可变电容的感应电容器的固定电极，其移动电极由薄膜4构成，并且该刚性板5具有多个孔7，被设计用来使得空气能够向着薄膜4自由流通(将刚性板5效果上呈现为声透明)。
微机械结构1进一步包括(以未示出的方式)电薄膜和刚性板触点，用于偏置薄膜4和刚性板5并且获得由于由入射声压力波导致的薄膜4的形变造成的指示电容变化的感应信号。通常，这些电触点被布置在裸片的提供微机械结构的表面部分。
一般地，电容声换能器的感应结构通常经由固定的电荷被电荷偏置。特别地，DC偏置电压通常从电荷泵级被应用(该电压越高，麦克风的灵敏度越大)，并且高阻抗元件(具有在垓欧级，例如在100GΩ与10TΩ之间的阻抗)被插入在电荷泵级与感应结构之间。
例如，高阻抗元件可以由以背靠背配置布置(即，并联连接在一起)的一对二极管提供，使得两个二极管中的一个二极管的阴极端子被连接到另一个的阳极端子，且反之亦然，或者由处于背靠背配置的串联的二极管对提供。针对高于几赫兹的频率，该高阻抗的存在将在感应结构中存储的DC电荷与电荷泵级“绝缘”。
由于电荷的量被固定，冲击感应结构的移动电极的声信号(声压)调制相对于刚性电极的间隙，产生电容变化以及因此产生电压变化。
该电压在电子接口中被电子放大器电路处理，该电子放大器电路需要具有高输入阻抗(以防止在微机械结构中存储的电荷的扰动)，随后被转换至低阻抗信号(被设计为驱动外部负载)。
图2A示出了放大器电路的可能实施例，其由10指示，在该情况下具有所谓的“单端”类型的单输出。
作为整体由11指示的电容声换能器的感应结构通过具有电容CMIC的感应电容器12a示意性地表示，该电容根据检测到的声信号而变化，感应电容器12a串联连接到电压发生器12b，其供应感应电压VSIG(在图2中所示的示例中，通常具有正弦波形)。
通常，考虑到移动电极具有对衬底的高寄生电容(与感应结构的感应电容器的电容可比较)，而刚性电极具有较低的寄生电容，移动电极通常被电连接到第一低阻抗输入端子N1，例如连接到电路的参考接地电压，而刚性电极被电连接到第二输入端子N2，在其上获得指示感应电容器12a的电容变化的感应电压VSIG。
第二输入端子N2进一步通过第一高阻抗绝缘元件13的插入而被电连接到例如电荷泵偏置级(未在此示出)的偏置级以用于接收偏置电压VCP，该第一高阻抗绝缘元件13由以背靠背配置布置的一对二极管构成。
放大器电路10进一步包括去耦电容器14和处于缓冲或电压跟随器单端配置的放大器15(即，使得其反相输入连接到单输出)。例如，放大器15是A类的，或者是AB类的运算放大器。
去耦电容器14(其操作以去耦DC分量并且耦合检测到的信号)在第二输入端子N2与放大器15的非反相输入之间被连接，该非反相输入进一步经由第二高阻抗绝缘元件16的插入而从适当的参考发生器级(未在此示出)接收操作电压VCM，该第二高阻抗绝缘元件16由以背靠背配置布置的二极管的相应对构成。
操作电压VCM是DC偏置电压，其被适当地选择以用于设置放大器15的操作点。该操作电压VCM例如被选择为处于放大器15的供应电压(未示出)与参考接地电压之间的范围中。
在电容声换能器的操作期间，(AC)感应电压VSIG因而被叠加在该DC操作电压VCM上。
放大器15根据由电容声换能器的感应结构11所检测到的感应电压VSIG在该单输出OUT上供应输出电压VOUT。在该示例中，输出电压VOUT具有正弦波性，其在幅度上对应于感应电压VSIG(如在图2A中示意性地表示的)。
图2B示出了已知类型的放大器电路10的另一实施例，在该情况下其也具有单端输出。
放大器电路10在此包括处于源跟随器配置的MOS晶体管17(以PMOS型作为示例)，其使得其栅端子经由去耦电容器14连接到第二输入端子N2，其源端子在单输出OUT上供应输出电压VOUT，并且其漏端子连接到参考接地电压。
MOS晶体管17的源端子进一步从电流发生器18接收偏置电流IB，该电流发生器18被连接到处于供应电压VCC的线组。在该情况下，第二绝缘元件16将MOS晶体管17的栅端子耦合到参考接地。
一般地，单端电路配置呈现了一些缺点，其中对于干扰的任何共模分量的较弱抑制，该干扰例如与时变信号从电源噪声或附近设备的串扰导出。
为了克服这些缺点，已经提出的是利用定义为“假平衡”或“假差分”的配置来取代单端方案，其由图3A和图3B示出。
该方案设想放大器电路10包括虚拟电容器19，其由例如为金属-氧化物-金属(MOM)或金属-绝缘体-金属(MIM)的经典类型的电容器构成，其具有电容CDUM，其标称值基本上等于在待工中(即，没有外部应力)的感应电容器12a的电容CMIC。
在该情况下，放大器电路10具有前面参照图2A和图2B进行描述的电路元件的准确复制(复制的元件在图3A和图3B中以上撇号得以区分并且不再次进行描述)，以用于在另一输出OUT'上生成DC输出电压Vout_DUM，其被设计用来平衡输出电压Vout，因而使能排除共模干扰。基本上，一起创建了两个等效的电路路径。
然而，该方案也并非没有缺点。
特别地，考虑到感应信号的贡献仅在两个电流路径中的一个路径上呈现，该一个路径即从感应电容器12a到输出OUT的那个路径(从而，放大器电路10的“假”差分性质)，在相同的输出OUT上需要更大的电压摆幅，忒恩施具有两倍于全差分方案的值(其中摆幅的一半可能在输出OUT上呈现并且处于相反相位的摆幅的另一半在另一输出OUT'上)。
因而需要供应电压VCC的更高的值，相继增大功率消耗。
为了克服以上关于在放大器的输出上的摆幅的问题，已经提出了如图4所示的进一步的方案设想使用具有四个输入和两个输出的差分放大器25，所谓的DDA(差分差值放大器)具有差分和单位增益架构(在此被Out1和Out2所标记的在差分输出端子之间的电压差与在此被25a和25c所标记的在差分输入端子之间的电压差等效)。
差分放大器25的结构例如在以下文献中进行了具体描述：
“A versatile building block:the CMOS differential differenceamplifier”,E.Sackinger,W.Guggenbuhl,IEEE Journal of Solid-StateCircuits,Vol.22,1987年4月；或者
“A CMOS Fully Balanced Differential Difference Amplifier and ItsApplications”,H.Alzaher,M.Ismail,IEEE TCAS-II:Analog and DigitalSignal Processing,Vol.48,No.6,2001年6月。
特别地，在该情况下第二输入端子N2经由去耦电容器14的插入被连接到差分放大器25的非反相输入25a，该差分放大器25的第一反相输入25b被直接反馈连接到第一差分输出端子Out1。
相同地，虚拟电容器19具有由N1'标记的被连接到接地参考端子的相应的第一端子以及经由相应的去耦电容器14'的插入被连接到差分放大器25的第二反相输入25c的第二端子N2'，该差分放大器25的第二非反相输入25d进一步被直接反馈连接到第二差分输出端子Out2(输出电压Vout在第一与第二差分输出端子Out1、Out2之间呈现)。
虚拟电容器19的相应的第二输入端子N2'通过相应的第一绝缘元件13'进一步接收偏置电压VCP，该第一绝缘元件13'由以背靠背配置布置的一对二极管构成并且接收偏置电压VCP。同样地，第二反相输入25c经由相应的第二高阻抗绝缘元件16'接收操作电压VCM，该第二高阻抗绝缘元件16'在该示例中也由以背靠背配置布置的一对二极管构成(操作电压VCM因而是针对第一非反相输入25a以及针对差分放大器25的第二反相输入25c的共模电压)。
在该情况下，虚拟电容器19使得能够创建针对缓冲输入(即，非反相输入25a和反相输入25c)的大致平衡的路径。
即使其允许干扰抑制，参照图4描述的差分配置也具有一些缺陷。
特别地，以上方案包括两个差分输入级，具有后续噪声上的增大以及电流消耗。由于在差分放大器25的四个输入上存在的不同信号，其具有宽共模输入间隔。每个输入级的晶体管被具有大幅度的差分信号所驱动，即，虚拟接地远离不再适用(如对本领域技术人员已知的)，使得后续针对大幅度的信号的高失真。最终，差分信号仅在差分输出端子Out1、Out2上有效存在，而输入端子并不是全差分的。
通常，因而需要为电容声换能器提供放大器电路，其将使得与已知方案相关的缺点和陷值得以克服，至少部分地得以克服。
发明内容
本发明的目的是满足上述需要，并且特别是为电容声换能器提供全差分类型的放大器电路。
因此，根据本发明，提供了用于电容声换能器的放大器电路以及对应的电容声换能器，如在所附权利要求书中限定的。
附图说明
为了更好地理解本发明，其优选的实施例现在仅通过非限制性的示例以及参照所附的附图进行描述，其中：
图1是已知的MEMS类型的电容声换能器的微机电结构的示意性截面图；
图2A和图2B示出了已知类型的用于电容声换能器的单输出放大器电路的电路图；
图3A和图3B示出了已知类型的用于电容声换能器的假差分放大器电路的电路图；
图4是已知类型的用于电容声换能器的差分放大器电路的电路图；
图5是根据本方案的一个实施例的用于电容声换能器的全差分放大器电路的电路图；以及
图6是根据本方案的另一方面的包含电容声换能器的电子设备的总体框图。
具体实施方式
如图5所示，本方案的一个方面构思了针对全差分(或全平衡)类型的电容声换能器(如前所述获得)提供放大器电路30。
放大器电路30再一次包括：在偏置线31之间连接的高电阻绝缘元件13(例如由以背靠背配置布置的一对二极管构成)，该偏置线31例如从电荷泵级(未在此示出)接收偏置电压VCP，并且在该情况下，第一输入端子N1被设计为耦合到感应电容器12a；以及虚拟电容器19，其在该情况下具有被连接到相同的第一输入端子N1的第一端子N1'和第二端子N2'。
放大器电路30进一步包括处于缓冲或电压跟随器单端配置中的第一放大器34和第二放大器35(即，具有单个输出以及具有连接到单个输出的反相输入，这些放大器随后被称为“缓冲放大器”)。例如，第一和第二缓冲放大器34、35具有单位增益并且处于源跟随器配置中。
缓冲放大器34、35的输出端子定义了放大器电路30的第一和第二输出端子Out1、Out2，在其之间呈现输出电压Vout，其值取决于由电容声换能器的感应结构11响应于声压而生成的感应电压VSIG。
更具体地，被设计为连接到感应电容器12a并且在其上呈现感应电压VSIG的第二输入端子N2被连接到第一缓冲放大器34的非反相输入，并且虚拟电容器19的第二端子N2'被连接到第二缓冲放大器35的非反相输入。
进而，第一和第二缓冲放大器34、35的非反相输入被连接到相应的偏置线32，在此它们经由插入的相应高阻抗绝缘元件16、16'而接收由适当的参考发生器级(未在此示出)供应的操作电压VCM，该高阻抗绝缘元件16、16'由以背靠背配置布置的相应对的二极管构成。如前所述，操作电压VCM是适当的DC偏置电压，其设置缓冲放大器34和35的工作点(即，到相同的缓冲放大器34、35的在输入处的参考电压)。
放大器电路30进一步包括：由第一分压电阻器38a和第二分压电阻器38b形成的电阻分压器38，该第一分压电阻器38a和第二分压电阻器38b在第一和第二输出端子Out1、Out2之间串联连接并且在其之间定义了反馈节点NR；例如为高增益OTA(运算跨导放大器)的反馈放大器40，其使得其反相输入连接到反馈节点NR，其非反相输入也接收操作电压VCM，并且反馈电阻器42在其反相输入与对应的输出之间连接；以及反馈电容器44，其在反馈放大器40的输出与第一输入端子N1之间连接，并且具有比感应电容器12a的和虚拟电容器19的电容CMIC和CDUM之和更高的电容CB。
CB>>CMIC+CDUM。
例如，电容CMIC和CDUM处于1pF的区域，而电容CB处于10-20pF的区域。
特别地，针对将在后文讨论的各种理由，第一分压电阻器38a的电阻R1的值与第二分压电阻器38b的电阻R2的值以及反馈电阻器42的电阻RB的值满足以下关系：
R1＝R2//RB
放大器电路30具有全差分配置，在其具有两个输出和两个输入的限度内既在输入处也在输出处，两个输出在处于相位相反、特别是相对于彼此具有180°相位偏移的输出端子Out1、Out2处，其差异定义了输出电压Vout；两个输入在也处于相位相反、特别是相对与彼此具有180°相位偏移的第一和第二缓冲放大器34、35的非反相输入处。
在操作中，在到反馈放大器40的输入处的虚拟短路和反馈动作致使在反馈节点NR上的电压等于操作电压VCM(叠加在其上的是可忽略值的振荡，因为反馈放大器40的增益被假设为非常高)。
因此，第一和第二输出端子Out1、Out2在相等幅度并且相位相反的电压(考虑到在反馈节点NR上的电压由相同电压的半和给出)。换言之，在反馈节点NR上的电压是在输出端子Out1、Out2之间的共模电压。
特别地，在第一输出端子Out1上的电压等于+VSIG/2，而在第二输出端子Out2上的电压等于-VSIG/2。
进而，可以简单示出的是被连接到反馈放大器40的输出的反馈电容器44的底板被设置在具有-VSIG/2的值的反馈电压VR，并且该电压的正弦变化基本上不变地被反馈到第一输入端子N1上，考虑到感应电容器12a的和虚拟电容器19的反馈电容器44的电容值之间的关系。
换言之，在反馈电容器44的底板上的电压变化，以等于感应电压VSIG的一半的值相变180°，因此移位在第一和第二缓冲放大器34、35的每一个的非反相输入上的电压。
因此，在第一缓冲放大器34的非反相节点上，呈现等于+VSIG/2的电压(由感应电压VSIG与反馈到第一输入端子N1上的电压之间的差给出)，而在第二缓冲放大器35的非反相节点上，呈现等于-VSIG/2的电压。
换言之，纯粹或完全的差分信号既在放大器电路30的输入之间也在放大器电路30的输出之间呈现。
上文针对第一分压电阻器38a的电阻R1的值与第二分压电阻器38b的电阻R2的值以及反馈电阻器42的电阻RB的值的表达式现在进行讨论。
出于该目的，由反馈节点NR流出的电流被标记为IS1，并且在反馈电阻器42中流通的电流被标记为IS2。适用以下表达式：
IS1＝VSIG/2R1-VSIG/2R2
IS2＝VSIG/2RB
然而，IS2＝IS1，那么：
VSIG/2R1-VSIG/2R1＝VSIG/2RB
因此
1/R1-1/R2＝1/RB
1/R1＝1/R2+1/RB
即
R1＝R2//RB
提出的解决方案的优点由前文的描述得以澄清。
在任何情况下，要再次强调的是用于电容声换能器的放大器电路30提供了全差分方案，使得输入和输出信号处于相位相反。
以上方案因而使得已知方案的缺点由于以下原因能够得以克服：在特别是反馈放大器34、35的放大器的输入处的虚拟短路的原理得以遵守；差分信号也在放大器电路30的输入处呈现，而不仅是在输出处；不需要使用复杂的电路结构(例如，参照图4描述的类型的电路结构，其具有两个差分输入级)，因而避免了相关的谐波失真、噪声要求的妥协以及信号衰减。
与传统方案相比，所提出的方案并不构思对制造方法的或对用于制造声换能器(例如MEMS型的声换能器)的技术做出任何修改。
以上特征因而有利地利用在如图6所示意性示出的、特别是便携型的电子设备50中的声换能器。
在图6中，由51指示的是例如为MEMS型的电容声换能器，其在相同的封装52以内可以包括感应结构11和读取接口电路，该感应结构11例如包括适当的微机械结构，该读取接口电路包括供应输出电压Vout的放大器电路30；该读取接口电路可以在与提供微机械结构的裸片相同的或不同的裸片中获得，这在任何情况下均可以被容纳在相同的封装52中。
电子设备50例如是便携移动通信设备，诸如蜂窝电话、PDA(个人数字助理)、便携计算机，也如具有语音录制能力的数字音频播放器、照相机或视频摄像机、用于视频游戏的控制设备等。电子设备50通常能够处理、存储和/或传输及接收信号和信息。
电子设备50进一步包括微处理器54，其接收由声换能器51所检测到的信号(输出电压Vout可能被进一步处理)，以及连接到微处理器54的输入/输出(I/O)接口55，例如以键盘和显示器提供。
进而，电子设备50可以包括扬声器57以用于在音频输出(未示出)上生成声音，以及非易失性内部存储器58。
最终，显然的是，可以对本文已经描述和示出的做出修改和变化，而不会因此脱离本发明如在所附的权利要求书中限定的范围。
特别地，所描述的方案可以针对模拟声换能器以及针对数字声换能器两者均找到有利的应用。
进而，如之前强调的，所描述的方案还可以应用到不同类型的声换能器，例如ECM(驻极体电容传声器)，其以已知方式包括被电容地耦合到固定电极或板的可形变导电膜。
Claims (14)
1.一种用于设置有感应结构(11)的电容声换能器(51)的放大器电路(30)，所述感应结构(11)定义感应电容器(12a)并且被配置为根据声信号生成感应信号(VSIG)；所述放大器电路(30)具有第一输入端子(N1)和第二输入端子(N2)，被设计为电气地耦合到所述感应电容器(12a)的第一端子和第二端子，并且包括：
虚拟电容器(19)，所述虚拟电容器(19)具有与没有所述声信号的在待工中的所述感应电容器(12a)的相应的电容(CMIC)对应的电容(CDUM)，以及连接到所述第一输入端子(N1)的相应的第一端子；
第一缓冲放大器(34)，使得其非反相输入端子被耦合到所述第二输入端子(N2)，并且其反相输入端子被连接到相应的输出端子，所述第一缓冲放大器(34)的所述相应的输出端子定义所述放大器电路(30)的第一差分输出(Out1)；
第二缓冲放大器(35)，使得其非反相输入端子被耦合到所述虚拟电容器(19)的第二端子(N2')，并且其反相输入端子被连接到相应的输出端子，所述第二缓冲放大器(35)的所述相应的输出端子定义所述放大器电路(30)的第二差分输出(Out2)，根据所述感应信号(VSIG)的输出信号(Vout)在使用中呈现在所述第一差分输出(Out1)和所述第二差分输出(Out2)之间；以及
反馈级(38、40、44)，在所述第一差分输出(Out1)和所述第二差分输出(Out2)与所述第一输入端子(N1)之间被耦合，并且被配置为将反馈信号(VR)反馈到所述第一输入端子(N1)，所述反馈信号(VR)具有取决于所述感应信号(VSIG)的幅度并且相对于所述感应信号(VSIG)相位相反。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一缓冲放大器(34)和所述第二缓冲放大器(35)是单位增益电压跟随器。
3.根据权利要求1或2所述的电路，其中所述反馈信号(VR)具有等于所述感应信号(VSIG)的所述幅度的一半的幅度并且相对于所述感应信号(VSIG)被相位偏移180°。
4.根据前述权利要求中任一项所述的电路，其中所述反馈级包括：电阻分压器(38)，所述电阻分压器(38)在所述第一差分输出(Out1)与所述第二差分输出(Out2)之间被连接并且定义反馈节点(NR)；反馈放大器(40)，所述反馈放大器(40)具有连接到所述反馈节点(NR)的第一输入端子、接收参考电压(VCM)的第二输入端子、以及输出端子；以及反馈电容器(44)，所述反馈电容器(44)被连接在所述反馈放大器(40)的所述输出端子与所述第一输入端子(N1)之间。
5.根据权利要求4所述的电路，其中所述参考电压(VCM)是在所述第一差分输出(Out1)与所述第二差分输出(Out2)之间的共模电压。
6.根据权利要求4或5所述的电路，包括在所述第一输入端子与所述反馈放大器(40)的所述输出端子之间连接的反馈电阻器(42)。
7.根据权利要求6所述的电路，其中所述反馈电阻器(42)具有电阻RB；并且其中所述电阻分压器(38)包括第一分压电阻器(38a)和第二分压电阻器(38b)，所述第一分压电阻器(38a)在所述第一差分输出(Out1)与所述反馈节点(NR)之间被连接并且具有电阻R1，所述第二分压电阻器(38b)在所述第二差分输出(Out2)与所述反馈节点(NR)之间被连接并且具有电阻R2；其中：
R1＝R2//RB。
8.根据权利要求4-7中任一项所述的电路，其中所述反馈电容器(44)具有电容CB，所述感应电容器(12a)具有电容CMIC，并且所述虚拟电容器(19)具有电容CDUM；其中：
CB>>CMIC+CDUM。
9.根据权利要求4-8中任一项所述的电路，包括将所述第一输入端子(N1)耦合到设置在偏置电压(VCP)的第一偏置线(31)的第一高阻抗元件(13)；以及第二高阻抗元件(16)和第三高阻抗元件(16')，其分别将所述第二输入端子(N2)和所述虚拟电容器(19)的所述第二端子(N2')耦合到设置在所述参考电压(VCM)的第二偏置线(32)。
10.一种电容声换能器(51)，包括：感应结构(11)，所述感应结构(11)定义感应电容器(12a)并且被配置为根据声信号生成感应信号(VSIG)；以及根据前述权利要求中任一项所述的放大器电路(30)，所述放大器电路(30)被配置为处理所述感应信号(VSIG)并且供应输出信号(VOUT)。
11.一种电子设备(50)，包括根据权利要求10所述的电容声换能器(51)，以及被耦合到所述电容声换能器(51)的所述放大器电路(30)的微处理器单元(54)。
12.根据权利要求11所述的设备，在包括以下组分的组中被选择：蜂窝电话；个人数字助理PDA；便携计算机；具有话音录制能力的数字音频播放器；照相机或视频摄像机；用于视频游戏的控制设备。
13.一种用于电容声换能器(51)的处理方法，所述电容声换能器(51)设置有：感应结构(11)，所述感应结构(11)定义感应电容器(12a)并且被配置为根据声信号生成感应信号(VSIG)；以及放大器电路(30)，所述放大器电路(30)具有第一输入端子(N1)和第二输入端子(N2)，并被设计为电气地耦合到所述感应电容器(12a)的第一端子和第二端子，并且包括：
虚拟电容器(19)，所述虚拟电容器(19)具有与没有所述声信号的在待工中的所述感应电容器(12a)的相应的电容(CMIC)对应的电容(CDUM)，以及连接到所述第一输入端子(N1)的相应的第一端子；
第一缓冲放大器(34)，使得其非反相输入端子被耦合到所述第二输入端子(N2)，并且其反相输入端子被连接到相应的输出端子，所述第一缓冲放大器(34)的所述相应的输出端子定义所述放大器电路(30)的第一差分输出(Out1)；以及
第二缓冲放大器(35)，使得其非反相输入端子被耦合到所述虚拟电容器(19)的第二端子(N2')，并且其反相输入端子被连接到相应的输出端子，所述第二缓冲放大器(35)的所述相应的输出端子定义所述放大器电路(30)的第二差分输出(Out2)，并且取决于所述感应信号(VSIG)的输出信号(Vout)呈现在所述第一差分输出(Out1)与所述第二差分输出(Out2)之间，
包括将反馈信号(VR)反馈到所述第一输入端子(N1)上的步骤，所述反馈信号(VR)具有取决于所述感应信号(VSIG)的幅度并且相对于所述感应信号(VSIG)相位相反，从而实施所述感应信号(VSIG)的全差分的处理。
14.根据权利要求13所述的方法，其中所述反馈信号(VR)具有等于所述感应信号(VSIG)的所述幅度的一半的幅度并且相对于所述感应信号(VSIG)被相位偏移180°。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |