CN104852793B - 一种基于半双工多径协作系统的虚拟全双工中继传输方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于半双工多径协作系统的虚拟全双工中继传输方法，属于无线协作通信技术领域。本发明包括：通过在信源S和信宿D之间加入N个中继节点建立多径中继信道，在所有能够成功解码源信号的中继节点中，通过相应算法选择一个信道条件最好的中继节点对解码后的信号进行转发，同时，信源产生新的信号，并将其传输给剩余的中继节点。这样，在每一个时隙，信源都能够传输一个新信号，而无需等到上一时隙的信号被中继转发，从而实现了虚拟的全双工中继传输。本发明通过对中断性能进行仿真分析，与传统的多径中继信道相比，本发明在保证了分集增益的同时，也提高了多径中继信道的频谱利用率，从而提升了整个系统的性能。

Description

一种基于半双工多径协作系统的虚拟全双工中继传输方法

技术领域

本发明属于无线协作通信技术领域，更具体地，涉及一种基于半双工多径协作系统的虚拟全双工中继传输方法。

背景技术

协作中继传输是一种多天线技术，基于该技术获得的分集增益能够显著提高无线链路的传输可靠性，并且可以有效扩大通信系统的覆盖范围。鉴于此，协作中继传输技术被认为是能够有效地抵抗无线信道衰落特性的方法。

传统的中继信道是在信源S和信宿D之间加入单个中继节点来改善传输质量。为了获取更高的分集增益以进一步提升无线通信系统的可靠性及传输质量，在A.Bletsas,H.Shin,andM.Z.Win,“Cooperativecommunicationswithoutage-optimalopportunisticrelaying,”IEEETrans.WirelessCommun.,vol.6,no.9,pp.3450–3460,Sept.2007.中作者提出了协作多径中继信道(Multi-PathRelayChannels，MPRC)，即多个中继节点被用来协助从信源S到信宿D的数据传输。但是在传统的半双工协作多径中继信道(Half-DuplexMPRC，HD-MPRC)中，每当信源发送完一个信号，都需要等待该信号被中继成功转发给信宿之后，信源才能发送新的信号。因此，一个信号从被信源发出直到被中继转发给信宿需要占用两个时隙。换句话说，信源每两个时隙才能传送一个信号给信宿，从而造成了严重的频谱资源浪费。

发明内容

针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供一种基于半双工多径协作系统的虚拟全双工中继传输方法，在保留分集增益的同时能够显著提高传统半双工多径中继信道的频谱利用率。

本发明提供一种基于半双工多径协作系统的虚拟全双工中继传输方法，包括以下步骤：

步骤1在t＝1时隙，信源产生信号x_S(t)并传输给N个中继节点，中继节点R_i接收信号y_i(t)，其中，i∈Γ＝{1,2,…,N}；

步骤2所述N个中继节点R_i接收到所述信号y_i(t)后尝试解码所述信号x_S(t)，产生两种状态，分别是：H₁＝至少有一个中继节点成功解码所述信号x_S(t)，H₀＝所有的N个中继节点都不能解码所述信号x_S(t)，并将能够解码所述信号x_S(t)的中继节点分类到集合Γ_d；

步骤3在数据传输的下一个时隙t+1，t≥1，如果所述集合则从中选出一个信道条件最好的中继节点R_b，通过所述中继节点R_b将解码后的信号传输给信宿，完成所述信号x_S(t)的传输，同时，所述信源产生一个新信号x_S(t+1)并传输给剩余的N-1个中继节点，所述信宿和所述剩余的中继节点R_i在所述时隙t+1收到的信号分别为y_d(t+1)和y_i(t+1)；如果所述集合则执行步骤5；

步骤4所述信宿和剩余的N-1个中继节点分别对各自接收的信号进行解码；

步骤5所述信源将产生一个新信号x_S(t+1)传输给所述N个中继节点，重复所述步骤2～4，直至所有信号传输完毕。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，具有以下有益效果：

在每一个时隙，信源S都能够产生新的数据传输给信宿D，信源S的数据传输是连续的，不需要等待上一时隙的数据被中继节点转发给信宿D之后才能发送新的数据。如果把所有的中继节点看成一个整体，那么这就构成了一个全双工的多径中继信道，即在每一个时隙信源S都能发送新的数据给信宿D,从而能够更加充分的利用频谱资源。与传统的半双工协作多径中继信道相比，本发明提出的虚拟全双工协作多径中继传输方案既保证了分集增益，同时也提高了频谱利用率。

附图说明

图1为本发明虚拟全双工多径中继信道的系统模型示意图；

图2为本发明基于半双工多径协作系统的虚拟全双工中继传输方法的流程图；

图3为本发明中继解码的状态转移示意图；

图4为本发明成功解码源信号的中继平均个数示意图；

图5为本发明中断性能仿真结果示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

图1所示为本发明虚拟全双工多径中继信道(virtualfull-duplexMPRC，VDF-MPRC)的系统模型示意图。如图1所示，其中S表示信源；R₁,R₂,…,R_N表示N个中继节点；D表示信宿；R_b表示被选择的信道条件最好的中继节点；x_S(t)表示信源S在时隙t产生的信号，并以目标数据速率R₀进行传输。假设信源S到信宿D的距离很远，数据不能通过直接链路进行传输，而必须通过信源S和信宿D之间的N个中继节点(即R₁,R₂,…,R_N)来协助传输。在数据传输的时隙t＝1，信源S产生信号x_S(t)并广播给N个中继节点，在下一个时隙t＝2，选择信道条件最好的中继节点R_b将上一时隙接收到的信号x_S(t-1)转发给信宿D，同时信源S传输一个新的信号给剩余的N-1个中继节点。如图中虚线所示，信道条件最好的中继节点R_b转发信号x_S(t-1)给信宿D的时候，也会将信号传输给其它N-1个中继节点，对其造成产生干扰，因此，中继在解码有用信号时采用连续干扰消除技术来消除干扰。。使用h_s,i,h_i,d,h_i,j分别表示S→R_i,R_i→D,R_i→R_j相应的信道系数，其中i,j∈Γ＝{1,2,…N}并且i≠j。假设所有的节点都是半双工工作模式，并且所有的信道都服从瑞利衰落，那么信道系数其中u∈{s,i},v∈{i,d}并且u≠v，表示信道u->v的平均功率增益，信道功率增益γ_u,v＝|h_u,v|²～exp(δ_u,v)。为了便于分析，假设所有的中继信道彼此之间是相互独立并且是同分布的，即且i≠j。信源S和中继节点R_i的发射功率分别为P_S和P_i，假设所有的中继节点都有相同的功率，即P_i＝P_R，其中P_R表示每个中继的发射功率。加性高斯白噪声为n_r，其中r∈{Γ,d}，其方差恒为σ²。

图2所示为本发明基于半双工多径协作系统的虚拟全双工中继传输方法的流程图，具体包括以下步骤：

步骤1在t＝1时隙，信源传输信号x_S(t)到N个中继节点，中继节点R_i接收到信号为：i∈Γ＝{1,2,…,N}，其中，h_s,i表示信源S到中继节点R_i的信道系数；P_S表示信源S的发射功率；n_i表示中继节点R_i处的加性高斯白噪声。

步骤2N个中继节点R_i试图从接收信号y_i(t)中解码x_S(t)，继而产生了两种状态，分别是：H₁＝至少有一个中继节点成功解码x_S(t)；H₀＝所有的N个中继节点都不能解码x_S(t)。定义π₀和π₁分别为状态H₀和H₁的稳态概率，并将能够解码x_S(t)的中继节点分类到集合Γ_d，并用|Γ_d|表示该集合的基数，这里代表能够成功解码的中继节点个数。

步骤3在数据传输的下一个时隙t+1(这里t≥1)，判断集合Γ_d是否为空集，如果集合则利用倒计时器(CountdownTimer)算法选择一个信道条件最好的中继节点R_b：

$b=\arg \underset{i\∈{\mathrm{\Γ}}_d}{\max }\left\{{\left|h_{i,d}\right|}^2\right\}$

其中，|h_i,d|²表示中继节点R_i到信宿D的信道功率增益。并通过该中继节点R_b将解码后的信号转发给信宿D。在信道条件最好的中继节点R_b转发上一时隙接收到的信号的同时，信源S被允许发送一个新信号x_S(t+1)给剩余的中继节点R_i，其中，i∈Γ\b。因此，信宿D和中继节点R_i在时隙t+1收到的信号分别是：

$y_d(t+1)=h_{b,d}\sqrt{P_R}{x}_S\left(t\right)+n_d(t+1),$

$y_i(t+1)=h_{s,i}\sqrt{P_S}{x}_S(t+1)+h_{b,i}\sqrt{P_R}{x}_S\left(t\right)+n_i(t+1),$

其中，h_b,d表示所选中继节点R_b到信宿D的信道系数，n_d表示信宿D处的加性高斯白噪声，h_b,i表示所选中继节点R_b到中继节点R_i的信道系数，P_R表示中继节点的发射功率。反之，如果集合则执行步骤5。

步骤4此时剩余的N-1个中继节点R_i如果尝试解码x_S(t+1)，很明显会受到中继节点R_b的干扰，因此在时隙t+1的最后，信宿D试图从y_d(t+1)中解码x_S(t)，而中继节点R_i(除了R_b)则利用连续干扰消除技术(SuccessiveInterferenceCancellation，SIC)试图从y_i(t+1)中解码x_S(t+1)。

步骤5如果集合即所有的N个中继都无法解码信源传输的信号x_S(t)，传输中断。与此同时，信源在下一个时隙t+1传输一个新的信号x_S(t+1)，而所有的N个中继节点都尝试解码此信号。此时重复上述步骤2～4，直至所有信号传输完毕。

以下对本发明基于半双工多径协作系统的虚拟全双工中继传输方法的中断性能进行分析，并计算其中断概率的闭合表达式。图3所示为本发明中继解码的状态转移示意图，定义时隙t到时隙t+1的状态转移概率为P₀₀、P₀₁、P₁₀、P₁₁，分别表示状态H₀→H₀、H₀→H₁、H₁→H₀、H₁→H₁的转移概率。下面根据中继在时隙t的解码情况，来计算下一时隙t+1的解码情况：

(1)如果时隙t的解码状态是H₀，即所有的中继节点都不能成功解码x_S(t)：

那么在下一时隙t+1，信源S传输一个新的信号x_S(t+1)，所有的N个中继节点收到信号后尝试对信号进行解码，并且不存在中继间干扰(inter-relayinterference，IRI)。那么在给定的目标数据速率R₀下，可以得到每个中继节点R_i能够成功解码x_S(t+1)的概率为：

$P_{01}^i=\mathrm{Pr}\{C(1+\frac{{\mathrm{\γ}}_{s,i}{P}_S}{{\mathrm{\σ}}^2})\≥R_0\},$

其中，C(·)＝log₂(·)，C(·)表示可达信息速率。如果可达信息速率比目标数据速率小，那么解码失败。反之，中继节点能够成功解码该信号。

这样，可以首先计算出由状态H₀到H₀的转移概率P₀₀为：

$P_{00}=\underset{i\∈\mathrm{\Γ}}{\mathrm{\Π}}(1-P_{01}^i),$

继而得到由状态H₀到H₁的转移概率为：P₀₁＝1-P₀₀；

(2)如果时隙t的解码状态是H₁，即至少有一个中继节点成功解码x_S(t)：

那么在下一时隙t+1，信源传输新的信号x_S(t+1)给剩余的N-1个中继节点。与此同时，由于最优中继节点R_b将解码后的x_S(t)转发给信宿D的同时将信号传输给了其他N-1个中继节点，从而造成中继间干扰。即剩余N-1个中继节点接收到信号中不仅含有x_S(t+1)，还包括干扰信号x_S(t)。考虑每个中继节点R_i(除了R_b)采用连续干扰消除技术来解码x_S(t+1)。那么根据有用信号与干扰信号的强度差异，分为以下两种情况进行解码：

(2.1)当x_S(t+1)的信号强度大于x_S(t)的信号强度时，中继节点R_i尝试首先解码x_S(t+1)，并把x_S(t)当作噪声处理。那么如果下述事件发生，则x_S(t+1)能够被成功解码：

${\mathrm{\ϵ}}_{1,t+1}^i=\{C(1+\frac{{\mathrm{\γ}}_{s,i}{P}_S}{{\mathrm{\γ}}_{b,i}{P}_R{\mathrm{\σ}}^2})\≥R_0\};$

(2.2)当x_S(t+1)的信号强度小于x_S(t)的信号强度时，中继节点R_i尝试首先解码x_S(t)。如果下述事件发生，那么x_S(t)能够被成功解码，恢复并移除：

${\mathrm{\ϵ}}_{1,t}^i=\{C(1+\frac{{\mathrm{\γ}}_{b,i}{P}_R}{{\mathrm{\γ}}_{s,i}{P}_S{\mathrm{\σ}}^2})\≥R_0\};$

继而如果下述事件发生，那么剩余的有用信号x_S(t+1)就能够被成功解码：

${\mathrm{\ϵ}}_{2,t+1}^i=\{C(1+\frac{{\mathrm{\γ}}_{s,i}{P}_S}{{\mathrm{\σ}}^2})\≥R_0\}.$

综合以上事件，在受到中继节点R_b的干扰下，可以得到，其他的中继节点能够成功解码x_S(t+1)的概率为：

同样地，可以先计算出由状态H₁到H₀的转移概率P₁₀为：

$P_{10}=\underset{i\∈\mathrm{\Γ}\backslash b}{\mathrm{\Π}}(1-P_{11}^i),$

那由状态H₁到H₁的转移概率为：P₁₁＝1-P₁₀。

(3)通过得到的四个状态转移概率P₀₀、P₀₁、P₁₀、P₁₁，接下来可以进一步计算系统的中断概率。在任一时隙t，系统只能处于H₀或H₁其中一种状态，对于这两种状态，下面分别分析信宿D的中断性能：

(3.1)系统当前状态为H₀，由于我们设定的场景忽略了S→D的直接链路，因此，当所有的中继节点都不能解码x_S(t)时，时隙t的数据传输即可视为中断，此时的中断概率

(3.2)系统当前状态为H₁，那么上一个时隙的解码状态可能是H₀，也可能是H₁，从图3可以看出，从状态H₀→H₁的转移概率为P₀₁，从状态H₁→H₁的转移概率为P₁₁，因此可以得到处于状态H₁的概率为π₁＝π₀P₀₁+π₁P₁₁。

如果上一时隙的解码状态为H₀，那么当前时隙就不会产生中继间干扰，所有的N个中继节点都试图解码x_S(t)，并且可以选出一个信道条件最好的中继节点R_b来转发解码后的信号，因此可以得到R_b→D的可达速率为：

$R_{b,d}=C(1+\underset{i\∈{\mathrm{\Γ}}_d}{\max }\{{\mathrm{\γ}}_{i,d}\left\}{\mathrm{\η}}_R\right),$

其中，表示中继节点R_b的传输信噪比。

可以得到R_b,d的累积分布函数 $F_{R_{b,d}}\left(y\right)=\underset{l=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Pr}\left\{\right|{\mathrm{\Γ}}_d|=l|H_0\}{F}_{R_{b,d}}\left(y\right|{\mathrm{\Γ}}_d|=l),$ 其中 $F_{R_{b,d}}\left(y\right|\left|{\mathrm{\Γ}}_d\right|=l)=\mathrm{Pr}\{C(1+\underset{i\∈{\mathrm{\Γ}}_d}{\max }\{{\mathrm{\γ}}_{i,d}\left\}{\mathrm{\η}}_R\right)\≤y|\left|{\mathrm{\Γ}}_d\right|=l\},$ 此时的中断概率为 $P_{\mathrm{out}}^{01}=F_{R_{b,d}}\left(R_0\right).$

反之，如果上一时隙的解码状态为H₁，那么就会产生一个最佳中继节点来转发上一时隙的信号x_S(t-1)，而剩余的N-1个中继节点试图解码当前时隙信号x_S(t)，从而产生中继间干扰。同样，在能够解码x_S(t)的节点中选出一个最佳的中继节点来进行下一时隙的数据转发。类似的，可以得到相应的中继到信宿可达速率的累积分布函数：

$F_{R_{b,d}}^{\′}\left(y\right)=\underset{l=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Pr}\left\{\right|{\mathrm{\Γ}}_d|=l|H_1\}{F}_{R_{b,d}}\left(y\right|\left|{\mathrm{\Γ}}_d\right|=l)$

以及条件H₁下的中断概率为

(4)综合以上情况，可以计算出任一时隙端到端(即信源S到信宿D)的平均中断概率为：

$P_{\mathrm{out}}={\mathrm{\π}}_0{P}_{\mathrm{out}}^0+{\mathrm{\π}}_0{P}_{01}{P}_{\mathrm{out}}^{01}+{\mathrm{\π}}_1{P}_{11}{P}_{\mathrm{out}}^{11},$

其中， $\mathrm{\π}=[{\mathrm{\π}}_0,{\mathrm{\π}}_1]=[\frac{P_{10}}{P_{10}+P_{01}},\frac{P_{01}}{P_{10}+P_{01}}].$

最后，对VFD-MPRC进行了性能仿真，并且与现有的HD-MPRC进行了对比。为了便于说明，令信源S和最佳中继节点R_b的传输信噪比SNR为η_S＝η_R＝η₀，目标数据速率R₀＝2bits/slot/Hz，对任意i∈Γ，令 考虑中继节点个数分别为N＝4和N＝6，用Benchmark表示中继间干扰被完全消除的情况。

图4所示为本发明成功解码源信号的中继平均个数示意图，该图描述了协作本发明VDF-MPRC的分集增益。如图4所示，相比于其他三种干扰情况：和在相同的信噪比情况下，Benchmark成功解码源信号的中继个数最多。而是最接近Benchmark的，这是因为当采用连续干扰消除技术的效果较好。随着传输信噪比η₀的增大，即信源S的传输功率增大，能够成功解码源信号的中继个数也随之增加，但是当SNR增加到一定程度，VFD-MPRC能够成功解码源信号的中继个数最多也只能是N-1个，而HD-MPRC可以达到N个，这是因为当干扰被完全消除的情况下，VFD-MPRC选择了一个最佳中继传输。整体而言，在中低SNR区域，与现有的HD-MPRC相比，VFD-MPRC获得了更高的分集增益。另外，通过对比N＝4和N＝6的情况，分集增益是随着中继个数的增多而增加的。

图5所示为本发明中断性能仿真结果示意图，对信宿D的中断性能进行仿真，从图5中可以看出，相比于其他干扰情况，Benchmark的性能是最优的，这说明VDF-MPRC是一个干扰受限的系统。另一方面，在中低SNR区域，本发明VDF-MPRC的中断概率低于现有的HD-MPRC，但是随着传输信噪比η₀的进一步增大，增益效果会降低，即使在Benchmark情况，HD-MPRC的中断性能最终会优于VFD-MPRC，如图4所分析的，这是因为VFD-MPRC的分集阶数最多只能到N-1，而HD-MPRC可以达到满阶N。并且从图中可以看出，系统配置的中继节点个数越多，系统的中断性能会越好，这是因为中继节点个数越多，能够成功解码源信号的中继也会随之增加，如图4所示。即本发明提出的VDF-MPRC在实际系统条件下具有保证分集增益的同时，能够有效提高多径中继信道的频谱利用率。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种基于半双工多径协作系统的虚拟全双工中继传输方法，其特征在于，包括：

步骤1、在t＝1时隙，信源产生信号x_S(t)并传输给N个中继节点，中继节点R_i接收信号y_i(t)，其中，i∈Γ＝{1,2,…,N}；

步骤2、所述N个中继节点R_i接收到所述信号y_i(t)后尝试解码所述信号x_S(t)，产生两种状态，分别是：H₁＝至少有一个中继节点成功解码所述信号x_S(t)，H₀＝所有的N个中继节点都不能解码所述信号x_S(t)，并将能够解码所述信号x_S(t)的中继节点分类到集合Γ_d；

步骤3、在数据传输的下一个时隙t+1，t≥1，如果所述集合则从中选出一个信道条件最好的中继节点R_b，通过所述中继节点R_b将解码后的信号传输给信宿，完成所述信号x_S(t)的传输，同时，所述信源产生一个新信号x_S(t+1)并传输给剩余的N-1个中继节点，所述信宿和所述剩余的中继节点R_i在所述时隙t+1收到的信号分别为y_d(t+1)和y_i(t+1)，并转步骤4；如果所述集合则执行步骤5；

步骤4、所述信宿和剩余的N-1个中继节点分别对各自接收的信号进行解码，直至所有信号传输完毕；

步骤5、所述信源将产生一个新信号x_S(t+1)传输给所述N个中继节点，重复所述步骤2～4，直至所有信号传输完毕。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤1中所述继节点R_i接收到信号为：其中，h_s,i表示所述信源到所述中继节点R_i的信道系数；P_S表示所述信源的发射功率；n_i表示所述中继节点R_i处的加性高斯白噪声。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤3中利用倒计时器算法选出所述信道条件最好的中继节点R_b：

$b=\arg \underset{i\∈{\mathrm{\Γ}}_d}{\max }\left\{\right|h_{i,d}{|}^2\}$

其中，|h_i,d|²表示所述中继节点R_i到所述信宿的信道功率增益。

4.如权利要求1-3中任一项所述的方法，其特征在于，在所述信道条件最好的中继节点R_b转发上一时隙接收到的信号的同时，所述信源被允许发送一个新信号x_S(t+1)给剩余的N-1个中继节点R_i，其中，i∈Γ\b，所述步骤3中所述信宿和所述中继节点R_i在所述时隙t+1收到的信号分别是：

$y_d(t+1)=h_{b,d}\sqrt{P_R}{x}_S\left(t\right)+n_d(t+1),$

$y_i(t+1)=h_{s,i}\sqrt{P_S}{x}_S(t+1)+h_{b,i}\sqrt{P_R}{x}_S\left(t\right)+n_i(t+1),$

其中，h_b,d表示中继节点R_b到所述信宿的信道系数，n_d表示所述信宿处的加性高斯白噪声，h_b,i表示所述中继节点R_b到所述中继节点R_i的信道系数，P_R表示中继节点的发射功率。

5.如权利要求1-3中任一项所述的方法，其特征在于，中继节点解码采用了连续干扰消除技术，当所述步骤4解码过程中当所述信号x_S(t+1)的信号强度大于所述信号x_S(t)的信号强度，则中继节点R_i尝试先解码所述信号x_S(t+1)，并把所述信号x_S(t)当作噪声处理；当所述信号x_S(t+1)的信号强度小于所述信号x_S(t)的信号强度，则中继节点R_i尝试先解码所述信号x_S(t)，再解码所述信号x_S(t+1)。