CN104377965A - 一种dc-dc自激式变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种新型DC-DC自激式变换器。自激式变换器采用反激式电路拓扑结构,变换器输入输出级前后完全隔离。变换器利用变压器T1和开关管V1之间电流和电压的相互转换使变压器T1工作模式处于临界状态;副边整流二极管D5零电流关断;功率开关管V1零电流开通;功率开关管V1的基极对地之间通过稳压管D3将电容C2两端电压钳位在VZ-Vbe,在开关管V1关断时NII绕组将NIII绕组的电压钳位在VO=(VZ-Vbe+UD4)×NIII/NII-UD5,从而实现稳压;由于变压器T1处于完全能量传递模式,产生的噪声相对于不完全能量传递模式要小很多;在结构上是单极点系统,控制方式简单,容易得到快速稳定的响应。

Description

一种DC-DC自激式变换器
 
技术领域
本发明涉及一种变频式开关电源,特别涉及一种自激式反激变换器拓扑的开关电源。
 
背景技术
开关电源的研究领域涉及电力电子,自动控制等很多技术领域。其中自激式反激变换器(即RCC电路),由于其变压器处于临界的工作模式,结构上是单极点系统,电路组成简单,成本低等显著优点,被广泛应用于50W以下的开关电源或对电源品质要求不高的辅助电源中。
目前,民用产业界有多种形式的自激式反激变换器,常用的RCC电路结构框图如图1所示,一般包括:输入滤波电路、反激式拓扑电路、启动电路、误差放大电路、隔离光耦、PFM控制电路及驱动电路。其基本工作原理是:输入端上电后,启动电路工作使得开关管导通,变压器开始存储能量,开关管关断后,变压器副边将能量传递给负载,误差放大电路采集输出电压并与基准信号进行比较后产生一个误差信号,误差信号通过隔离光耦联接PFM控制电路,PFM控制电路通过驱动电路控制开关管的导通和关断,从而形成电压负反馈回路。可见,隔离光耦在整个反馈回路中起着至关重要的作用。在航天等对电源的控制有特殊要求的领域,由于其工作环境的特殊性,隔离光耦可靠性差容易受到外界环境中各种辐射的干扰,使其不能正常工作,进而影响该电路的稳定性,因此采用隔离光耦的RCC电路并不适合应用于航天领域。
中国专利201010124062.5中描述了一种自激式开关电源电路,提供了一种迅速响应一次线圈电流的上升,容易进行恒压控制,而且在无负载或连接轻载时进行间歇震荡动作,抑制电力损失的自激式开关电源电路。中国专利200810027284.8中描述了一种双三机管电流控制型自激震荡反激变换器。
上述几种方法可以通过自激式震荡产生稳定的输出电压,但无一例外的采用了隔离光耦。
发明内容
为了解决航天领域中对元器件使用的特殊性要求的问题,本发明的目的在于提供一种减小开关损耗、结构简单、稳定性好且不使用隔离光耦的自激式开关电源变换器。
为达到上述发明目的,本发明为所采用的技术方案是提供一种DC-DC自激式变换器,包括:三极管和变压器构成的反激式变换器主电路、三极管驱动电路、稳压控制电路,三极管驱动电路与反激式变换器主电路联接,用于驱动主开关管,稳压电路与三极管驱动电路联接,用于调整驱动信号实现反激式变换器输出稳定的电压。
上述三极管和变压器构成的反激式变换器主电路包括:NPN三极管V1,变压器T1,续流二极管D5,输出滤波电容C3,三极管V1的集电极与变压器2脚联接,V1的发射级接功率地,变压器的10脚与二极管D5的阳极联接,电容C3的两端与D5的阴极以及变压器的6脚联接。
上述的三极管驱动电路包括:电阻R1、R2、电容C1、二极管D1、D2,电阻R1两端与变压器1脚以及三极管V1的基极联接,电阻R2两端与二极管D1的阴极以及三极管V1的基极联接,电容C1两端与二极端D1两端联接,二极管D1阳极与变压器4脚联接,二极管D2阳极和阴极分别与三极管V1发射极和基极联接。
上述的稳压控制电路包括:电阻R3、电容C2、二极管D4、稳压管D3,电阻R3的一端与D3、D4的阳极以及C2的负极联接,另一端与C2的正极以及V1的发射极联接,二极管D4的阴极与变压器的4脚联接,稳压管D3的阴极与V1的基极联接。
与现有技术相比,本发明的一种DC-DC自激式变换器由于使用了独特的稳压控制电路,从而避免了航天领域无法使用隔离光耦的弊端,其有益效果主要表现在:稳压控制电路取代了传统的误差放大加隔离光耦的反馈控制方法;由于变压器工作模式处于临界状态,因此副边整流二极管零电流关断、功率开关管零电流开通,降低了整体损耗、提高了变换器效率;由于变压器T1处于完全能量传递模式,产生的噪声相对于不完全能量传递模式要小很多;在结构上是单极点系统,容易得到快速稳定的响应。
本发明通过仿真分析和实际电路测试,达到了如下的性能指标:输入工作电压范围:18V~50V,负载范围:20mA~300mA,输出电压范围:12V~14V,最大频率:320kHz、输出纹波:VPP<100mV、输入纹波VPP<100mV。
 
附图说明
图1 为常用RCC电路结构框图;
图2 为本发明实施的电路原理图;
图3 为本发明变压器示意图;
图4 为本发明三极管V1导通时工作过程示意图;
图5 为本发明三极管V1关断时工作过程示意图;
图6 为本发明负载电流为100mA时开关管实测波形图;
图7 为本发明负载电流为200mA时开关管实测波形图。
具体实施方式
本发明一种DC-DC自激式变换器由于使用了独特的稳压控制电路,从而避免了航天领域无法使用隔离光耦的弊端。下面结合具体实施例对本发明所阐述的DC-DC自激式变换器进一步加以阐述。
图2所示一种DC-DC自激式变换器的原理图,包括:三极管和变压器构成的反激式变换器主电路、三极管驱动电路、稳压控制电路。
上述三极管和变压器构成的反激式变换器主电路包括:NPN三极管V1,变压器T1,续流二极管D5,输出滤波电容C3,三极管V1的集电极与变压器2脚联接,V1的发射级接功率地,变压器的10脚与二极管D5的阳极联接,电容C3的两端与D5的阴极以及变压器的6脚联接。三极管V1为开关管,V1的导通时变压器T1存储能量,当V1关断后变压器将释放能量,通过二极管D5整流以及电容C3滤波后产生直流电压输出,电容C3正端与二极管D5阴极相连接,电容C3负端与输出-连接
上述的三极管驱动电路包括:电阻R1、R2、电容C1、二极管D1、D2。电阻R1两端与变压器1脚以及三极管V1的基极联接,变压器1脚与母线+连接;电阻R2两端与二极管D1的阴极以及三极管V1的基极联接,电容C1两端与二极管D1两端联接,二极管D1阳极与变压器4脚联接,二极管D2阳极与三极管V1发射极连接,三极管V1发射极与母线-连接,二极管D2阴极分别与三极管V1基极联接。电阻R1为启动电阻,电阻R2为驱动限流电阻,二极管D1与电容C1用于加速三极管V1的导通和关断,二极管D2用于钳位三极管V1关断后的基极电压。
上述的稳压控制电路包括:电阻R3、电容C2、二极管D4、稳压管D3,电阻R3的一端与稳压二极管D3和二极管D4的阳极以及C2的负极联接,二极管D4阴极与电容C2的正极以及V1的发射极联接,电容C2负极与母线-连接,二极管D4的阴极与变压器的4脚联接,稳压管D3的阴极与V1的基极联接。
下面进一步对本发明的工作过程进行描述。
开关管开通过程分析。当母线上电后,如图4所示,母线电压Vin通过电阻R1给三极管V1提供基极驱动电流Ib1,此时三极管V1开始导通。V1导通后,母线电压Vin将加在变压器的初级绕组NI及三极管V1上,即Vin=VI+Vce(VI为变压器NI绕组电压,Vce为三极管V1集电极发射极两端电压),同时辅助绕组NII获得感应电动势VII,VII=(NII/NI)VI,于是电流Ib2通过D1和R2注入到V1的基极,加大了V1的集电极电流Ib(Ib=Ib1+Ib2),而Ib的增加会进一步加速V1的导通,形成正反馈过程,即:Ib↗→Vce↘→VI↗→VII↗→Ib↗。
V1彻底导通后,Ib基本保持不变,变压器T1继续存储能量,变压器T1中1号脚与2号脚所形成的绕组NI流过的电流ILP以VI/LN1的斜率增加,且满足如下关系:
                        (1)
                      (2)
其中,Ib为三极管V1基极电流;
      Ic为三极管V1集电极极电流;
      β为三极管V1放大倍数。
随着Ic的进一步增加,当Ic不满足公式2的关系时,三极管V1由饱和区进入线性区,使得Vce增大,而Vce增大引起NI绕组电压下降、NII绕组电压下降,从而导致V1驱动电流减小,由三极管的输出特性曲线可以看出,Ib减小会引起Vce增大,而Vce增大会进加速V1的关断,形成正反馈过程,即:Vce↗→VI↘→VII↘→Ib↘→Vce↗。
开关管关断过程分析。当三极管V1关断后,如图5所示,变压器T1中6号脚和10号脚形成的次级绕组NIII产生反相电动势,使D5导通,并开始释放变压器T1中所存储的能量,绕组NIII中的电流以-(VO+UD5)/LIII的斜率线形下降(VO为变换器输出电压,UD5为二极管D5导通压降,LIII为绕组NIII的电感量)。同时,变压器T1中4号脚和5号脚形成的辅助绕组NII产生感应电动势。电流IC2由5脚经过C2、R3、D4流回4脚,电流IC1由5脚经过D2、R2、C1流回4脚,IC1给C1反向充电,使得C1两端电压变为左正右负。由于D2导通,从而把三极管V1的基极电压钳位在-UD2的电压上(UD2为二极管D2的正向导通压降),使三极管V1保持关断状态。经过某一时间后,变压器T1中的能量通过绕组NIII和二极管D5、电容C3以及负载所形成的工作回路释放完毕,D5关断,NII绕组电压变为0,二极管D2关断,三极管V1不再受到D2钳位从而导通,电容C1放电加速了三极管V1的导通过程,形成Ib↗→Vce↘→VI↗→VII↗→Ib↗的正反馈,从而形成自激震荡过程。
输出电压推导。当三极管V1导通时,稳压管D3反相击穿,D3开始稳压,电容C2两端电压VC2=-(Vbe-VZ)(Vbe为三极管V1的基极开启电压,VZ为稳压管D3的反向击穿电压),方向上负下正。当三极管V1关断后,NII绕组与NIII绕组同时产生反相电压且VII=VIII×NII/NIII。NII绕组电压VII=VC2+UD4,VO=VIII-UD5(UD4、UD5为二极管D4、D5的正向导通压降),从而可以推导出VO=(VZ-Vbe+UD4)×NIII/NII-UD5
本发明电路,其开关频率f由输入电压Vi、占空比D、变压器原边电感LNI和变换器输出功率PO共同决定。在其他条件相同的情况下,输入电压Vi越高,开关频率f越高;原边电感LP越大,f越低;输出功率PO越大,f越低。
    显然,本领域的技术人员可以对本发明一种DC-DC自激式变换器进行各种改动和变形而不脱离本发明的精神和范围。这样,倘若本发明的这些修改和变形属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内,则本发明也意图包含这些改动和变形在内。

Claims (5)

1.一种DC-DC自激式变换器,包括:三极管和变压器构成的反激式变换器主电路,三极管驱动电路,稳压控制电路,其特征在于,所述三极管驱动电路与反激式变换器主电路联接,用于驱动主开关管,稳压控制电路与三极管驱动电路联接,用于调整驱动信号实现反激式变换器输出稳定的电压;
所述反激式变换器主电路包括:NPN三极管V1的集电极与变压器的第2脚联接,NPN三极管V1的发射级接功率地,变压器的第10脚与二极管D5的阳极联接,电容C3的两端分别与二极管D5的阴极以及变压器的6脚联接;
所述三极管驱动电路包括;电阻R1两端分别与变压器1脚以及三极管V1的基极联接,电阻R2两端分别与二极管D1的阴极以及三极管V1的基极联接,电容C1两端分别与二极端D1两端联接,二极管D1阳极与变压器的第4脚联接,二极管D2阳极和阴极分别与三极管V1发射极和基极联接;
所述稳压控制电路包括:电阻R3的一端与二极管D3、二极管D4的阳极以及电容C2的负极联接,另一端与电容C2的正极以及NPN三极管V1的发射极联接,二极管D4的阴极与变压器的第4脚联接,稳压管D3的阴极与NPN三极管V1的基极联接。
2.根据权利要求 1 所述的DC-DC自激式变换器,其特征在于:所述的反激式变换器主电路中,NPN三极管V1的型号为3DK35F,变压器T1磁芯型号为GU22×13A,二极管D5型号为2DK180L,电容C3采用耐压值为20V的贴片钽电容。
3.根据权利要求 1 所述的DC-DC自激式变换器,其特征在于:所述的三极管驱动电路中,电阻R1、R2采用功率为1/4W的贴片电阻,电容C1采用容量为100nF的陶瓷电容,二极管D1、D2的型号为1N4148。
4.根据权利要求 1 所述的DC-DC自激式变换器,其特征在于:所述的稳压控制电路中,电阻R3采用功率为1/4W的贴片电阻,电容C2采用耐压值为20V的贴片钽电容,二极管D4的型号为1N4148,稳压管D3的型号为BWB4V3。
5.根据权利要求 1 所述的DC-DC自激式变换器,其特征在于:磁芯型号为GU22×13A,匝数为NI=58,NII=8,NIII=25。
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