CN104316834B - 一种具有高精度的电缆故障在线检测定位装置 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种基于SSTDR方法的具有高定位精度的电缆故障在线检测定位装置，包括FPGA模块、DA转换模块、AD转换模块、调理电路、通道选择模块和多个非接触耦合通道，该装置提高了检测信号的中心频率从而减小定位误差；通过采用混沌序列作为扩频码，使得检测序列数量大大增加，能够实现复杂多路电缆的故障检测；采用电感式非接触耦合装置，在不影响系统正常工作的前提下实现高频检测信号的定向耦合。
Description
技术领域
本发明涉及一种具有高定位精度的电缆故障在线检测定位装置，属于电缆故障检测领域。
背景技术
当前，国家的现代化建设快速向前推进，工业化与信息化不断深入，大量的配电网络、电气电子系统在各行各业中发挥着举足轻重的作用，所用的电线电缆亦纵横密布、日趋复杂。由于经常工作在高温、振动、摩擦等恶劣环境下，深埋在结构和底层之中的电线电缆随着使用年龄的增长容易产生裂纹和磨损，逐渐老化损坏。各行各业中因电缆故障所造成事故在不断增多，给国民经济造成了巨大的损失，人身财产安全埋下了极大的隐患。
在这种情形下，各种电缆故障检测与定位方法不断涌现，其中以反射法的应用最为广泛且效果显著。反射法通过向待测电缆中发送检测信号，同时采集故障点处的反射信号，根据反射信号相对于检测信号的变化来判定故障类型并定位故障距离。目前，反射法主要包括TDR(Time Domain Reflectomertry)、FDR(Frequency Domain Reflectometry)、STDR(Sequence Time Domain Reflectometry)、SSTDR以及NDR(Noise DomainReflectometry)。TDR向待测电缆中发送一窄脉冲，FDR向待测电缆中发送频率步长一定的一组正弦波，NDR利用电缆中背景噪声作为检测信号。TDR和FDR技术较成熟，经济可靠，应用广泛，然而由于检测信号对电缆中原有的工作信号会造成影响，它们不能对电缆进行在线检测。STDR向待测电缆中发送PN码，PN码不影响电缆的正常工作，因而能够实现在线检测。SSTDR(Spread Spectrum Time Domain Reflectometry)即扩展频谱时域反射法，其原理框图如图1所示。当开关Sw闭合时，入射信号被送入待测电缆中，入射信号在电缆故障点处会由于阻抗不匹配而发生反射，同时接收反射信号，将入射信号与反射信号按下式进行相关运算。
式中s(t)为入射信号，x(t-τ)为反射信号，r(t)为相关运算结果，T为检测信号周期。从相关运算结果(如图2所示检测曲线)中可以提取电缆故障的类型和距离(故障信息)。
SSTDR采用扩频信号作为检测信号，扩频信号具有优良的相关特性和较宽的频谱，不仅能实现在线检测，且定位精度高，抗干扰能力强。扩频信号由扩频码与正弦载波调制产生，扩频码的随机性能直接决定了扩频信号的随机性能。
目前，在扩频通信中常用扩频码主要包括两大类：伪随机序列和混沌序列，如表1所示。
表1常用扩频码
伪随机序列包含m序列、M序列、Gold序列等，理论研究表明，m序列具有性能最优的自相关特性，是实现单根电缆故障在线诊断的最佳扩频码。
用于扩频的混沌序列主要有三种：Logistic序列、Chebyshev序列、Tent序列。相比于m序列等一般的伪随机序列，混沌序列具有数量极多的优点，如果能够作为电缆故障在线诊断的扩频码，则不受电缆数量的限制，将混沌序列用于复杂电缆系统故障在线诊断的扩频码，能够极大地拓展扩展频谱时域反射法在实际的复杂电缆系统故障诊断中的应用范围。
中国专利申请CN102435916公开了一种基于SOPC技术的电缆故障在线检测与定位装置，采用了SSTDR方法，将m序列与正弦波进行调制后的信号送入被测电缆中，检测信号遇到故障点发生反射，将接收到的反射信号与入射信号进行相关运算，就可以得到被测电缆的故障信息。但该装置仍然存在以下几个方面的问题：
(1)检测误差范围达到±0.5m，检测精度不高
在对故障定位技术的精确性有较高要求的场合，例如航天电源系统中一次母线长度约为5m左右，±0.5m相对来说已经是一个不小的检测误差。
(2)采用m序列作为调制信号，序列数量有限，不利于复杂电缆网络的检测
理论研究表明，在信息传输系统中，不同的信号之间的差异程度越大，则信号不容易混淆，相互之间不易发生干扰，信息的传输效果就越好。扩频通信系统中，传输信息的理想的信号形式是类似于噪声的随机信号，因为任何时间上不同的两段噪声之间的差异性是最大的，用他们代表两种信号，则信号的随机性能是最好的。
扩展频谱时域反射法采用扩频信号作为入射信号，实现了对电缆故障的在线诊断。扩频信号随机性能的好坏，直接决定了电缆故障在线诊断的效果。扩频信号由扩频码与正弦载波调制产生，扩频码的随机性能直接决定了扩频信号的随机性能。
当只需要诊断单根电缆时，不需要考虑扩频码的互相关特性。当需要同时对多根电缆进行在线诊断时，检测信号同时注入多根电缆，为减小电缆之间信号的串扰影响，扩频码需要具备良好的互相关特性。扩频码之间的互相关函数越接近于0，不同电缆诊断之间的串扰就越小，可供选用的扩频码的序列数越多，可同时诊断的电缆数量就越多。如果扩频码的序列数太少，可同时诊断的电缆数会受到序列数的限制，从而限制扩展频谱时域反射法在复杂电缆系统故障诊断中的应用。在上面描述的SSTDR电缆故障在线检测与定位装置设计中，采用了m序列作为扩频码，然而m序列的个数十分有限，不同阶数的m序列的个数如表2所示：
表2不同阶数的m序列个数
为了进一步提高SSTDR方法的性能，国内外学者近两年又提出了一些改进的SSTDR电缆故障在线检测与定位方法。文献[1]引入混沌信号作为检测信号，对电缆故障进行在线检测与定位，混沌信号的引入进一步提高了检测信号的自相关特性，降低了自噪声，提高了测试精度，但混沌信号的硬件实现相对还不是很成熟。
[1]申海霞.基于混沌序列的SSTDR检测方法研究,[硕士学位论文].西安:西安电子科技大学,2011.
(3)故障诊断装置与电缆的导体直接相连，破坏了电缆的原来连接
反射法需要向电缆中发送入射信号，在上面描述的SSTDR电缆故障在线检测与定位装置设计中，故障诊断装置通过引线与电缆的导体直接相连，从而实现信号的注入。这需要断开电缆的原有连接、改变电缆系统的接口端子，无疑会给系统的正常工作造成极大的影响。而且随着次数的增多，会对电缆造成一定的损坏，在对高压电力电缆进行故障诊断时还会带来一些不安全因素。
发明内容
根据前述背景技术中描述，时域脉冲反射法不能用于电缆故障的在线检测并且信号传输损耗较大；基于SOPC技术的电缆故障在线检测与定位装置检测精度不高，检测序列数量有限，并且故障诊断装置与电缆的导体直接相连，破坏了电缆的原来连接等问题。本发明的目的就在于针对现有技术存在的缺陷和不足，提出一种基于SSTDR方法的具有高定位精度的电缆故障在线检测定位装置，提高了检测信号的中心频率从而减小定位误差；通过采用混沌序列作为扩频码，使得检测序列数量大大增加，能够实现复杂多路电缆的故障检测；采用电感式非接触耦合装置，在不影响系统正常工作的前提下实现高频检测信号的定向耦合。
本发明采用了如下技术方案：
一种具有高精度的电缆故障在线检测定位装置，其特征在于所述装置包括：
FPGA模块：提供各模块所需时钟、产生由混沌序列与正弦波调制而成的扩频检测信号、实现数据的同步缓存和处理、对电缆故障进行定位、提取故障信息并与上位机进行通讯；
DA转换模块：对FPGA模块产生的扩频检测信号进行数模转换；
AD转换模块：将电缆中的反射信号进行模数转换后送至FPGA模块处理；
调理电路：一个连接在DA转换模块的输出端，一个连接在AD转换模块的输入端，实现信号的调理；
通道选择模块：连接在调理电路和多个非接触耦合通道之间，实现不同耦合通道的选通；
多个非接触耦合通道，由多个非接触耦合器组成，每个非接触耦合器分别连接一路电缆，用于将模数转换后的扩频检测信号耦合至电缆，同时将电缆中的反射信号耦合至检测定位装置。
本发明技术方案具有如下有益效果：
(1)本发明提高了检测信号中心频率，在检测信号中心频率大于等于62.5MHz条件下，故障检测装置在线检测误差小于±0.2m，从而提高了检测精度。
(2)相比于m序列，采用混沌序列作为SSTDR方法的检测信号，其随机性更优，具有理想的自相关特性和互相关特性。此外，混沌序列还具有保密性极强、数量极多等优点。能够实现对复杂电缆网络硬故障、软故障的在线检测与定位。
(3)利用通道选择模块分时循环向不同电缆中发送检测信号，实现多电缆情况下分时循环检测。
(4)采用非接触电感耦合装置实现检测装置与待测电缆间的信号耦合，克服了电容式非接触耦合装置对高频检测信号衰减大的缺点，保证了检测信号完整性，提高了检测的正确率。
附图说明
图1是SSTDR方法原理框图；
图2是电缆故障相关运算结果曲线；
图3是电缆故障在线检测定位装置整体构架；
图4是FPGA最小系统连接示意图；
图5是通道选择模块连接等效示意图；
图6(a)是非接触的电感耦合方式示意图；
图6(b)是非接触的电感耦合方式等效图；
图7是AD转换模块连接示意图；
图8是FPGA内部功能框图；
图9是电缆故障在线检测与定位软件整体流程图；
图10是FPGA中实现调制比为1:1的BPSK信号的功能框图；
图11是正弦波合成示意图；
图12是logistic序列产生模块示意图；
图13(a)是127位logistic序列波形；
图13(b)是127位logistic序列自相关波形；
图14是BPSK载波调制示意图；
图15是BPSK信号产生仿真波形；
图16是FIFO写入与读出示意图；
图17是频域相关运算框图；
图18是频域相关算法流程图；
图19是故障距离及故障类型判断软件流程图。
具体实施方式
下面结合附图详细介绍本发明在实施过程中的所涉及的细节，以支持权利要求部分。
本发明提供一种基于SSTDR方法的具有高定位精度的电缆故障在线检测定位装置，其整体构架如图3所示。
整个硬件电路主要包括以下几部分：
(1)FPGA最小系统：主要实现检测信号的产生，数据的同步缓存，实时相关运算的实现，故障信息提取，以及与上位机的通讯等功能。
(2)时钟发生模块：为DA/AD芯片提供高频工作时钟；
(3)DA转换模块：主要实现数模转换，将FPGA产生的扩频检测数字信号经过数模转换为模拟信号；
(4)调理模块：对输出的信号进行调理，使其幅值可调；并对接收到的信号进行调理，使得调理后的信号符合AD采样的要求；
(5)通道选择模块：主要实现检测装置对多路电缆分时循环发送信号，实现对多路电缆的故障检测；
(6)非接触耦合器：通过非接触耦合器将检测信号耦合到被测试的电缆中；同时，将故障点反射的信号耦合回故障检测装置中。
(7)AD转换模块：对接收到的反射信号进行模数转换，送入FPGA中进行处理。
(8)存储模块：程序存储，数据存储；
(9)通信接口(UART)模块：与上位机进行故障信息的传输；
扩频检测数字信号在FPGA内部编程产生，数字信号经DA转换为模拟信号，再经低通滤波电路、调理电路、非接触耦合器注入至待测电缆中。同时，通过非接触耦合器采集电缆中的反射信号，经过AD输入调理电路将信号调理至适合AD输入的幅值，经过AD转换模块将模拟量转换成数字量输入给FPGA。在FPGA内部，软件对数字扩频检测数字信号和ADC转换得到的数字反射信号进行相关运算处理和故障信息提取，处理的结果通过通信接口模块传送给上位机。数据处理过程中产生的数据可以保存在存储模块中。
如上述的SSTDR电缆故障在线检测与定位装置设计，其定位误差dc可由下式求出：
其中，vs为检测信号在线缆中的传播速度，一般的vs≈2×108m/s，fs为系统对检测信号的采样频率，fm为扩频检测信号的中心频率，n为一个周期的采样点数。
当故障测距定位要求定位误差小于±0.2m条件时，根据式(1)反推：
得到系统的采样频率fs需要大于等于500MHz，为了保证有效的采样，设定采样频率为中心频率的8倍，即检测信号的中心频率fm需要大于等于62.5MHz。
实施例一
构建的FPGA最小系统主要包括FPGA配置电路、时钟电路、复位电路、以及外扩存储芯片电路，本实施例采用了AS配置模式和JTAG配置模式。连接示意图如图4所示。
由于AD和DA需要工作在500Msps以上的转换速率，其时钟至少需要500MHz。本实施例选择TI公司的CDCE62002RHBR时钟发生器，独立输出两路差分时钟给AD和DA提供时钟源。该芯片输出时钟的频率范围为10.94MHz～1.175GHz，能够满足AD、DA所需的高频时钟要求。
本发明中，通过配置相应控制引脚的电平，实现对DA芯片的控制，输入数据采用无符号数，不使能插值功能和FIFO功能，输出模拟电流幅值为20mA。
由于DA输出的检测信号中心频率为62.5MHz，幅值在-1V—+1V之间。为了能够实现信号幅值可调节的功能，且使得信号的带宽能够包含在运放范围之类，同时为了增大输入阻抗，本设计选用一级跟随加两级反相可调运放电路构成输出信号调理电路。
检测信号经过调理后，为了实现检测系统对多股线缆的分时检测，本发明中加入了多路通道选择模块。本实施例选用模拟开关芯片ADG612YRUZ。ADG612YRUZ内置四个独立的单刀单掷(SPST)开关。ADG612YRUZ开关的接通条件是对应的控制输入为逻辑1。当接通时，输入信号范围可扩展至电源电压范围。控制输入为逻辑0时，开关保持关断状态。控制引脚电平由FPGA的IO口直接控制。通道选择模块连接等效示意图如图5所示。通道选择模块包括模拟开关芯片1(ADG612YRUZ-1)和模拟开关芯片2(ADG612YRUZ-2)。检测信号发送端调理电路同时连接至模拟开关芯片1的四个输入端，模拟开关芯片1的四个输出端分别连接至四路非接触耦合装置。由于非接触耦合装置既要将检测信号耦合至待测线缆，还要接收待测线缆的反射信号，所以在检测信号接收端，四个非接触耦合装置分别连接至模拟开关芯片2的四个输入端，模拟开关芯片2的四个输出端同时连接至接收调理电路。检测装置初始化完成后开始输出检测信号，通过控制FPGA的IO口电平，控制发送和接收端两个模拟开关芯片中对应通道开关的导通，将检测信号注入对应的非接触耦合装置，并接收对应非接触耦合装置耦合到的反射信号。在检测装置工作的任意时刻，两个模拟开关芯片中只有对应的一组开关导通，即任意时刻只对多股线缆的其中一股线缆进行检测，通过轮流控制4组开关的导通即可实现检测信号多股线缆的分时注入。通道选择模块既可以选择模拟开关来实现，也可以采用高频继电器实现，还可以采用用于以太网的多路通道复用芯片来实现。
检测信号经过通道选择模块后，通过非接触耦合装置耦合至待测线缆中，实现非接触有两种方法，一种是采用非接触的电容耦合方式，另外一种是采用非接触的电感耦合方式。无论是采用哪一种，非接触耦合传感器均包括两个模块，一是非接触式耦合模块(电容或电感)，另一个是使检测信号在电缆中实现单一方向流动的阻波器。
本实施例采用电感耦合方式的非接触耦合器，如图6(a)、图6(b)所示。
非接触电感耦合器包含一个磁环、一个铜环和一个绝缘外套，磁环和铜环顺次紧密嵌入在绝缘外套中。磁环、铜环、绝缘外套主体均呈环状圆筒型结构，并且加工成两个半圆型结构，以实现简便、快捷地在线安装应用，使反射法适用于复杂电缆网络系统环境下的应用。
本实施通过磁环与待测电缆构成变压器的原边和副边，该等效变压器既能将检测信号通过磁芯材料耦合至线缆中，又能采集线缆中的反射信号至检测装置。实现反电缆故障检测定位装置中高频检测信号的非接触耦合传输，避免了故障定位装置与待测电缆之间的电气连接。检测定位时，将两个非接触电感式耦合器在绝缘外套夹紧作用下分别无缝套设在待测电缆的信号线与地线上，在电缆故障检测装置信号输出端口设有引线，通过缠绕引线在磁环上的方式，将高频信号耦合进磁路中，实现对高频入射信号的非接触耦合传输及对反射信号的非接触采集。铜环与待测线缆导体部分构成等效电容，该电容相对高频检测信号的阻抗很小，通过信号线与地线间铜环的连接，实现对高频入射信号的低阻抗，防止检测信号向套有铜环的方向流动，控制其耦合传输方向，同时也构成了检测信号在信号线与地线间的流通回路。
采用电感耦合的非接触方法相对于电容耦合方式而言，其机械结构比较复杂，且磁芯等需要经过仔细设计。而且外环需要将电缆完全包围，否则会产生漏磁，对传输的信号产生衰减。该方法的优点：
①在合理选择择磁芯材料，设计磁芯尺寸的前提下，电感式非接触耦合装置对高频检测信号具有良好的耦合效果，不会对检测信号造成衰减；
②是能够进行阻抗匹配，是因为变压器有着调节阻抗的作用。变压器之所以能够实现阻抗匹配，是因为只要适当选择一、二次侧线圈的匝数，即变压器的变比，即可得到恰当的输出阻抗，因此可以与后级的待测电缆特性阻抗匹配。
在发射检测信号的同时，线缆故障检测装置还通过非接触耦合装置接收反射信号，接收到的反射信号过调理电路进行放大或者衰减，使得其能够满足AD芯片输入信号幅度要求。
信号接收调理电路选用与DA输出调理电路相同的架构，一级跟随加两级反相可调运放电路构成AD输入信号调理电路。为了能够快速准确的捕捉故障点的反射信号，以便后续电路的处理，需要对反射的信号进行快速的模数转换。本实施例选用Analog Device公司的高速模数转换器件ADC08D500。
美国国家半导体公司的超高速ADC08D500是一款高性能的模/数转换芯片。它具有双通道结构，每个通道的最大采样率可达到500MHz,并能达到8位的分辨率；ADC08D500芯片除了单通道能实现最高采样达500MSPS的速率外，最大的特点是能够进行双边沿采样(DES)，即在单个时钟周期内对一路通道的信号对进行两次采样，利用芯片内置的两个转换器进行交错操作，能够达到1GSPS的采样率，降低了转换输出的数据率。
针对高速SSTDR板卡的性能要求，模拟检测信号的中心频率为62.5MHz，采样率设置为500MHz，实现对信号单周期8个点的采样。即可以将ADC08D500芯片使用在单通道采样模式，此时芯片参考时钟输入为500MHz，由信号分离器分离后得到两路数据率为250MHz的数据；也可以将ADC08D500芯片使用在交错采样模式，此时芯片参考时钟输入为250MHz，由信号分离器分离后得到四路数据率为125MHz的数据。AD转换模块连接示意图如图7所示。
本发明中，通过配置相应控制引脚的电平，实现对AD芯片的控制，不使能交错采样模式，输入模拟信号范围最大650mVp-p，DCLK下升沿数据同步输出，输出数据差分电压最大510mVp-p。
ADC08D500的输出采用LVDS输出形式，可以减小共模误差，增强信号的抗干扰能力，ADC08D500输出口直接与FPGA的LVDS专用端口相连，实现高数数据的采集与处理。
为了和上位机通讯，并且能够在系统调试时能够通过PC机实时的观察系整个系统的工作情况及系统的运算结果，在本发明中，加入了常用的串口通讯模块：RS232通讯模块和RS422通讯模块。RS232通讯模块选用芯片MAX3232实现FPGA与上位机的通讯，RS422通讯模块选用MAX3077E芯片实现FPGA与上位机的通讯。
整个系统的输入功率为5V/3A，2.5V电平主要给FPGA中模拟供电口供电，该电平对电源的幅值比较敏感，因此在电源管理设计中使用线性器件提供该电平。其余的正向电平即可使用线性器件也可以使用开关型器件供电。-5V电平采用反向电荷泵进行供电。
前文对构建的基于SSTDR方法的电缆故障在线检测与定位硬件平台进行了详细的描述。而其中的FPGA主控模块，是整个SSTDR电缆故障在线检测与定位系统的核心、大脑，该部分的实现是整个电缆故障在线检测与定位装置实现的关键，下文将对FPGA内部主要实现的功能模块进行详细的介绍。
在FPGA内部主要实现了以下几大功能模块：
(1).时钟产生与管理模块，亦即FPGA内部内置的锁相环电路PLL，该电路主要产生系统所需要的时钟信号，如同步动态随机存储器SDRAM的同步时钟、检测信号产生模块的工作时钟、相关运算模块的工作时钟等；
(2).模块工作时序控制，发出控制命令给FPGA内部的各个功能模块，使得它们能够按照正确的时序工作；
(3).通道选择控制，发出控制命令给模拟开关，实现待测的通道循环检测；
(4).检测信号产生模块，该模块的主要功能是产生1:1调制的BPSK信号；
(5).FIFO存储器模块，主要是用来作为外围电路高速AD、DA与互相关运算模块的中间存储器缓存，以匹配各个模块之间的始终不匹配，进行合理的逻辑控制，从而使得数据流能够得到很好的处理；
(6).实时互相关运算模块，实现对反射信号和入射信号的快速实时的互相关运算，从而对电缆故障进行准确的判断和定位。
(7).故障信息提取模块。对互相关运算结果进行处理，确定故障距离及故障类型；
(8).通讯模块。实现与上位机的信息通讯，将故障信息传递给上位机。
FPGA内部各个功能模块实现的总框图如图8所示。
电缆故障在线检测与定位的软件整体流程图如图9。系统上电后，检测装置首先通过FPGA对时钟芯片进行初始化配置，使其能够输出两路500MHz的时钟信号为DA和AD芯片提供工作时钟；时钟芯片配置完毕后，选定需要测量的电缆通道，由时序控制模块向检测信号生成模块发送使能信号使能检测信号产生模块，产生的数字检测信号经过DA芯片转换后发送至待测电缆。同时，检测系统在同一点对反射信号采样，保证发送完一个检测信号周期的同时，能够同时采样到一个检测周期的反射信号；此时，使能FIFO模块，对原始的检测信号和采集到的反射信号进行数据缓存同步；当FIFO完成一个周期的检测信号数据存储后，数据读取模块对FIFO进行读数据操作，并将读取得到的发送信号和反射信号数据进行互相关运算，得到互相关运算的结果序列。然后检测系统对互相关运算的结果序列进行解算，找出互相关运算序列中的故障点位置，并判断其极性，进而判断出故障的类型、确定故障的距离，最后，将检测的结果发送给上位机，从而完成一次检测。
本发明中，采用Verilog语言在FPGA上实现各个软件功能模块的编程，整个编程仿真均在ALTERA公司的EDA集成设计工具的Quartus II9.1上实现。软件部分的设计主要包括以下几个部分：
(1)检测信号的产生
SSTDR方法所需扩频检测信号是由混沌序列与正弦信号按周期1:1调制的BPSK(Binary Phase Shift Keying)信号，即要在FPGA内实现混沌序列和正弦波的1:1的调制信号。BPSK信号实现的原理框图如图10所示。
晶振的输入作为系统全局时钟，作为整个系统工作的时间基准。晶振的外部输入时钟经过PLL锁相模块倍频后作为信号产生模块的基准时钟，利用该时钟基准作为信号产生模块的时钟基准，产生调制需要的载波正弦波。由于数字检测信号的频率需要达到500MHz，本设计中采用两路250MHz调制信号合成的方式来产生该信号。并且，由于产生的检测波形为调制比为1:1的BPSK信号，即要求载波正弦波的频率与调制波混沌序列的片码率相同，最后经过调制模块产生所需要的调制比为1:1的BPSK检测信号。
检测信号产生主要包含三个模块，即为正弦波产生模块、混沌序列模块和调制模块，下面对这三个模块设计进行详细的阐述。
(a)正弦波产生模块
在本发明中，正弦波的产生方式是通过一路三角波和一路方波交错合成产生，三角波与方波的频率均为31.25MHz，则合成的正弦波频率为62.5MHz。由于三角波与方波的一个周期均由4个采样点组成，则合成的正弦波一个周期由8个点组成，从而采样点频率达到500MHz。正弦波合成示意图如图11所示：
为了得到调制比为1:1的BPSK调制信号，在得到正弦波信号后，我们还需得到片码率与正弦波频率相同的混沌序列。
(b)混沌序列产生模块
混沌序列是以状态方程表述的时间离散系统，以Logistic-Map序列为例进行说明，如图12所示：
Logistic映射式定义为
xn+1＝rxn(1-xn)，0<xn<1 (4)
当3.5699…≤r≤4时，系统处于混沌状态，序列没有周期也不收敛，不同的初值，无论多么接近，迭代出的轨迹都不相关。
一般选定r＝4，此时的Logistic映射式为
xn+1＝4xn(1-xn)＝-4(xn-0.5)2+1 (5)
其均值为
Logistic映射的自相关函数为
本发明中采用127位logistic序列与正弦波进行调制，127位logistic序列波形及其自相关波形如图13(a)、13(b)所示。
(c)调制模块
本发明选用二进制移相键控(BPSK)平衡调制载波，本发明中以混沌序列作为调制波，正弦波信号作为载波，调制过程分别对正弦波中的三角波和方波成分进行调制，在混沌序列数值为1时，三角波与方波均保持相位不变，而当在混沌序列数值为0时，三角波与方波均相位翻转180。调制完成后再对两调制波进行合成，得到最终的调制波，调制示意图14图示。
利用verilog语言在Quartus II中编写以上三个模块各自的实现程序，并进行仿真验证，仿真解果如图15所示。
图中，clk——时钟频率；reset——复位信号；sin1_out——三角波信号输出；sin2_out——方波信号输出；sin_out——三角波与方波合成正弦信号输出；shift[7]——m序列输出；dataout——bpsk调制信号输出。仿真结果说明检测信号产生模块设计的正确性。
(2)FIFO数据同步
调用Quartus II9.1中FIFO的IP核实现原始信号数据与反射信号数据的缓存和同步。FPGA提供给DA芯片的调制信号采用两路250MHz数据合成，数据速率达到500MHz以上；而AD芯片的采样速率达到500MSPS，通过AD芯片1:2解复用功能后降为两路数据率为250MHz的输出数据。为了降低FIFO的写入速度，保证数据写入的正确性，本发明中设置FIFO的写速率为250MHz。即同时将两路250MHz调制信号和AD采集得到的两路数据信号，一共4组信号同时写入FIFO。
实现检测信号与反射信号缓存同步与降数据率处理的具体方法如下：
步骤一：
利用两路数据率为250MHz的调制信号合成数据率为500MHz的bpsk信号，设置FIFO写入速率为250MHz，将两路数据率为250MHz的调制信号同时写入FIFO；与此同时，在反射信号采样环节，利用AD芯片内部的1:2解复用模块，在采样速率为500MSPS的条件下，将模拟信号转换成两路数据率为250MHz的数字信号进行FIFO存储。达到了降数据率的目的；
步骤二：
设置FIFO读出速率为50MHz，当FIFO写满，系统以较低速率将存储的4组250MHz信号读出并进行信号合成，分别得到完整的bpsk检测信号数据和反射信号数据；
步骤三：
将合成的bpsk检测信号数据和反射信号数据送入相关运算模块进行数据处理。
由于本发明中采用127位logistic序列与正弦波进行1:1的BPSK调制，logistic序列的产生周期与正弦波周期相同，即127位logistic序列对应127个周期的正弦波，而每个周期采样点数为8，则一个完整的调制信号周期采样点数为1016，因此设置FIFO深度为1024。待FIFO写满后，在后续的数据合成模块中，再将对应的多路数据进行合成得到完整的调制信号和反射信号数据，并送入相关运算模块。FIFO写入与读出示意图如图16所示。
(3)相关运算
相关算法分为时域相关和频域相关，由于频率相关能利用快速傅里叶变换(FFT)进行快速运算而获得了广泛的应用。频域相关的基础是循环相关定理。若R(k)，X(k)，Y(k)分别为r(n)，x(n)和y(n)的FFT，根据循环相关定理有
R(k)＝X(k)Y*(k)
这里，Y*(k)为Y(k)的共扼复根，因此有逆FFT运算(IFFT)
由此可得频域相关运算的框图如图17所示。
在频域相关运算中，由于采用了快速傅里叶变换，其运算速度得到了很大的提高，从而便于硬件系统的实现，对于要求实时性比较高的系统，这是很必要的。
本文采用基于FFT的相关运算，其具体的实现过程如下:
a.先用FFT计算X(n)，Y(n)的N点离散傅立叶变换；
b.将Y(K)的虚部IM[Y(K)]改变符号，求得其共扼
c.组成乘积
d.对R(K)作IFFT，即得相关序列。
显然，整个算法程序的核心是FFT子程序。整个相关算法过程流程如图18所示。
相关运算主要由三个FFT模块构成，其中两个并行执行，另一个单独执行，这过程中还包括取共轭模块和负数乘法模块。本发明中相关运算模块时钟频率设定为50MHz，执行一次相关运算所用的时间约为120us。
(4)故障信息提取
相关运算模块处理结束后，相关运算结果序列用于求解故障距离和故障类型的判断。其求解与判断过程如图19所示：
故障信息提取模块时钟频率设为50MHz，故障距离判定及故障类型确定约为50us。
从上文的描述中可以看出，进行一次电缆故障检测所需的时间大致为信号发送模块、FIFO缓存同步模块、相关运算模块、故障距离确定及故障类型判断模块三大模块的时间决定，完成一次故障检测与定位所需的总时间小于200us。
为了能够对电缆故障进行实时的在线监测，从而能够对间断性的电弧故障进行在线的检测与判断，必须不断的向被测电缆发送检测信号，不断的对被测电缆进行扫描，这就要求检测系统对待测电缆扫描一次得时间极短，本发明进行一次电缆故障检测的时间理论上不超过200us，能够满足间歇性的电弧故障在线检测的需求。
以上实施例仅为进一步说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。
Claims (10)
1.一种具有高精度的电缆故障在线检测定位装置，其特征在于所述装置包括：
FPGA模块：提供各模块所需时钟、产生由混沌序列与正弦波调制而成的扩频检测信号、实现数据的同步缓存和相关运算处理、对电缆故障进行定位、提取故障信息并与上位机进行通讯；
DA转换模块：对FPGA模块产生的扩频检测信号进行数模转换；
AD转换模块：将电缆中的反射信号进行模数转换后送至FPGA模块处理；
调理电路：一个连接在DA转换模块的输出端，一个连接在AD转换模块的输入端，实现信号的调理；
通道选择模块：连接在调理电路和多个非接触耦合通道之间，实现不同耦合通道的选通；
多个非接触耦合通道：由多个非接触耦合器组成，每个非接触耦合器分别连接一路电缆，用于将模数转换后的扩频检测信号耦合至电缆，同时将电缆中的反射信号耦合至检测定位装置。
2.如权利要求1所述的具有高精度的电缆故障在线检测定位装置，其特征在于故障检测装置在线检测误差小于±0.2m，扩频检测信号的中心频率大于等于62.5MHz，对扩频检测信号的采样频率大于等于500MHz。
3.如权利要求1所述的具有高精度的电缆故障在线检测定位装置，其特征在于所述FPGA模块包括检测信号产生模块，检测信号产生模块包括正弦波产生模块、混沌序列产生模块以及将混沌序列与正弦波按周期1:1调制生成BPSK扩频检测信号的调制模块。
4.如权利要求3所述的具有高精度的电缆故障在线检测定位装置，其特征在于所述正弦波产生模块由产生三角波的三角波产生模块和产生方波的方波产生模块组成，正弦波由三角波和方波交错合成，三角波与方波的频率为正弦波频率的一半。
5.如权利要求3所述的具有高精度的电缆故障在线检测定位装置，其特征在于所述调制模块由第一调制模块和第二调制模块组成，第一调制模块用于对三角波和混沌序列进行调制，第二调制模块用于对方波和混沌序列进行调制，调制完成后两调制波合成得到扩频检测信号。
6.如权利要求1所述的具有高精度的电缆故障在线检测定位装置，其特征在于所述FPGA模块包括检测信号产生模块、FIFO存储器模块，检测信号产生模块产生中心频率相等的两路扩频检测信号分别缓存进FIFO存储器模块，两路扩频检测信号合成一路信号后送至DA转换模块进行数模转换。
7.如权利要求1所述的具有高精度的电缆故障在线检测定位装置，其特征在于AD转换模块采集的信号分两路缓存进FPGA模块中的FIFO存储器模块，分信号的频率为总信号频率的一半，所述AD转换模块采用具有1:2解复用模块的AD芯片。
8.如权利要求1所述的具有高精度的电缆故障在线检测定位装置，其特征在于所述FPGA模块包括实时互相关运算模块，用于将FPGA模块接收到的反射信号与其产生的扩频检测信号进行频域相关运算。
9.如权利要求1所述的具有高精度的电缆故障在线检测定位装置，其特征在于所述FPGA模块包括通道选择控制模块，用于发出控制命令给通道选择模块分时选通不同耦合通道，实现对多路电缆的循环检测，所述通道选择模块采用多路模拟开关、高频继电器或用于以太网的多路通道复用芯片来实现。
10.如权利要求1所述的具有高精度的电缆故障在线检测定位装置，其特征在于所述非接触耦合器采用非接触电感耦合器，其包含一个磁环、一个铜环，磁环与待测电缆等效为一个变压器的原边和副边，实现将检测信号通过磁芯材料耦合至线缆中，并采集线缆中的反射信号至检测装置，铜环与待测线缆导体部分构成等效电容，实现对高频入射信号的低阻抗，防止检测信号向套有铜环的方向流动，控制其耦合传输方向。
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| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |