CN104270049A - 一种大功率直流伺服驱动器 - Google Patents

Abstract

本发明实施例提供一种大功率直流伺服驱动器，包括控制板、触发板以及功率板；控制板，用于接收触发板发送的电流、转速反馈信号以及外部运动控制卡发送的使能、速度指令信号，并对信号进行处理后，向触发板发出控制指令；触发板，用于将控制信号进行功率放大、相序处理后生成触发脉冲以发送至功率板，并接收测速发电机返回的转速反馈信号和功率板返回的电流反馈信号，经过放大处理后，发送至控制板；功率板，用于在触发脉冲的控制下，利用单向晶闸管组件的通断以及通断的时间，将输入的三相交流电信号转换为可驱动直流伺服电机运行的直流电压信号。本发明降低了运动过程中对无损检测信号的干扰，并提高了无损检测机器人运动的可靠性，平稳性。

Description

一种大功率直流伺服驱动器

技术领域

本发明涉及伺服驱动领域，尤其涉及一种大功率直流伺服驱动器。 

背景技术

在核电站压力容器检测领域，需要对检测机器人的电机进行驱动，以控制检测机器人的运动。但现有的驱动方式驱动功率不足，使得检测机器人的运动不够平稳、可靠，且在驱动过程中会产生电磁信号，从而对无损检测信号造成干扰。 

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种大功率直流伺服驱动器，以降低运动过程中对无损检测信号的干扰，并提高无损检测机器人运动的可靠性，运动的平稳性。 

为实现上述目的，本发明实施例提供一种大功率直流伺服驱动器，包括控制板、触发板以及功率板； 

控制板，用于接收触发板发送的电流反馈信号、转速反馈信号以及外部运动控制卡发送的使能指令信号、速度指令信号，并对信号进行处理后，向触发板发出控制指令； 

触发板，用于将控制板发来的控制信号进行功率放大、相序处理后生成触发脉冲以发送至功率板，并接收测速发电机返回的转速反馈信号和功率板返回的电流反馈信号，经过放大处理后，发送至控制板； 

功率板，用于在触发板发送的触发脉冲的控制下，利用单向晶闸管组件的通断以及通断的时间，将输入的三相交流电信号转换为可驱动直流伺服电机运行的直流电压信号。 

优选的，控制板，还用于显示驱动器的当前运行状态。 

优选的，驱动器包括设于控制板上的控制电路以及主电路，主电路包括设于功率板上的整流电路； 

控制电路，用于根据接收的输入信号生成控制指令并根据控制指令生成触 发脉冲发送至整流电路； 

整流电路，用于在触发脉冲的控制下进行整流； 

控制电路和整流电路组成逻辑无环流双闭环系统。 

优选的，控制电路为转速电流双闭环电路，包括一转速调节器、两个电流调节器及无环流逻辑控制器，整流电路包括均由晶闸管组成的正组整流电路和反组整流电路； 

正组整流电路和反组整流电路共用转速调节器，正组整流电路和反组整流电路分别对应一电流调节器，无环流逻辑控制器用于控制正组整流电路和反组整流电路中只有一组处于整流状态。 

优选的，转速调节器设有加速度最大限幅值和加速度最小限幅值，且转速调节器设置的减速的加速度不大于重力加速度。 

优选的，当正组整流电路和反组整流电路中的一组处于整流状态时，另一组处于逆变状态。 

优选的，主电路还包括依次串联的交流侧保护电路、滤波电路、隔离降压电路和电流反馈电路，以及连接在正组整流电路和反组整流电路之间的直流侧过压保护电路和直流侧电流采样电路； 

交流侧保护电路包括串联于交流侧每两相之间的压敏电阻和串联于交流侧每相上的快速熔断器，用于对驱动器进行保护； 

滤波电路为三相滤波器； 

隔离降压电路为采用D-Y型接法的三相变压器； 

电流反馈电路为采用Y型接法的三相交流互感器； 

直流侧过压保护电路，连接在整流电路的输出端，包括依次连接的压敏电阻和快速熔断器； 

直流侧电流采样电路，用于对直流侧的电流进行采样； 

正组整流电路和反组整流电路反并联，每组整流电路为由6只晶闸管组成三相全控桥式整流电路，且每只晶闸管并联RC吸收回路。 

优选的，控制电路包括两组晶闸管触发电路、转速采样电路、电流采样电路、抱闸电路、两组移相命令输出电路、控制电源电路及DSP核心控制电路； 

两组晶闸管触发电路，分别负责触发正反组三相全控桥式整流电路； 

转速采样电路，包括分压电路、极性鉴别电路、换向电路和线性隔离电路； 分压电路用于对测速发电机输出的电压进行分压后进行A/D转换，极性鉴别电路，用于根据分压转换后的信号判断电压极性并输出至DSP核心控制电路；换向电路，用于根据DSP核心控制电路的指令对线性隔离电路的两个输入信号线进行对换； 

电流采样电路为三相交流互感器，用于获取主变压器副边的电流； 

抱闸电路，用于接收抱闸指令进行隔离，并根据隔离后的抱闸指令对制动器进行控制； 

移相命令输出电路，用于分别给晶闸管触发电路提供脉冲移相控制电压； 

控制电源电路，用于分别给晶闸管触发电路、转速采样电路、电流采样电路、抱闸电路及DSP核心控制电路提供电源； 

DSP核心控制电路，用于完成多路A/D转换，双闭环算法运算及逻辑控制运算。 

优选的，无环流逻辑控制器包括依次相连的电平检测器、逻辑判断器、延时器以及连锁保护电路； 

电平检测器，用于监测转矩极性信号的极性变化和电流过零点，并把检测结果转化为逻辑量，发送至逻辑判断器； 

逻辑判断器，用于根据电平检测器发送的逻辑量，判断需要开启的组脉冲和需要封锁的组脉冲； 

延时器，用于逻辑判断器的判断结果完成需要封锁的组脉冲的封锁延时和需要开启的组脉冲的开启延时； 

连锁保护电路，用于确保正组整流电路和反组整流电路不被同时触发。 

优选的，连锁保护电路包括四个与非门组成两个串联的RS触发器 

根据本发明所提供的技术方案，使用了大功率直流伺服驱动器对四点几进行驱动，避免了电机驱动功率不足的问题，降低了运动过程中对无损检测信号的干扰，并提高了无损检测机器人运动的可靠性。 

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创 造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。 

图1为本发明提供的大功率直流伺服驱动器的结构图； 

图2为本发明提供的大功率直流伺服驱动器的硬件电路； 

图3A为正组整流电路工作状态图； 

图3B为反组整流电路工作状态图； 

图3C为非位能负载下，电机的机械特性图； 

图4A、4B为主电路结构图； 

图5为电流截止负反馈控制下的电机特性； 

图6为晶闸管触发电路结构图； 

图7为连锁保护电路结构图； 

图8为同步相位微调电路结构图； 

图9为触发脉冲生成电路结构图； 

图10为或门电路结构图； 

图11A为功放电路与隔离驱动电路结构图； 

图11B为图11A方框部分的放大图； 

图12是转速采样电路结构图； 

图13为电流采样电路结构图； 

图14为抱闸电路结构图； 

图15为移相命令输出电路结构图； 

图16A-16B为电源电路结构图； 

图17为无环流逻辑控制器的输入输出示意图； 

图18、19分别为A/D中断流程和定时器中断流程图； 

图20为双闭环调速系统原理图。 

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。 

如图1所示，为本发明提供的一种大功率直流伺服驱动器的结构图，包括控制板1、触发板2及功率板3。 

控制板1采用DSP芯片作为控制核心，接受触发板2送来的电流反馈、转速反馈等信号，以及外部运动控制卡发来的使能、速度指令等信号，经过内部处理后，向触发板2发出移相控制、脉冲控制、抱闸控制等指令，并对外显示驱动器的当前运行状态，如是处于运行、故障还是使能等。 

触发板2的作用是将控制板1发来的控制信号进行功率放大、相序处理等，生成触发脉冲，发送至功率板3。并接收测速发电机4返回的速度反馈信号，经过放大处理后，发送至控制板1。 

功率板3在触发板2送来的触发脉冲的控制下，利用单向晶闸管组件的通断以及通断的时间，将输入的三相交流电信号转换为可驱动直流伺服电机运行的直流电压信号。 

本发明的驱动器采用的是两套晶闸管反并联的逻辑无环流直流伺服驱动模式。该驱动器包括硬件电路和对应的驱动程序。接下来对硬件电路进行介绍： 

如图2所示，硬件电路主要包括设于控制板1上的控制电路11和主电路，该主电路包括设于功率板3上的整流电路31。 

整流电路31包括正反两组整流电路，即图2中的正组VF和反组VR两套三相全控桥式整流电路，可控整流器件采用单向晶闸管。控制电路11采用典型的转速电流双闭环结构，其中转速调节器ASR由正组VF和反组VR共用，电流调节器则正反组各有一个，分别是ACR1和ACR2。控制电路还包含了无环流逻辑控制器DLC，它的作用是确保正组VF和反组VR两组整流电路中，同一时间只有一组处于工作状态，而另一组处于可靠封锁状态，从而避免在正反组整流电路之间产生环流。 

上述结构即可用于驱动位能型负载，也可用于驱动非位能型负载，制动方式可为回馈制动或能耗制动。在快速和频繁可逆运行时，可用回馈制动。 

基于上述结构，正向加速和稳定运转时，反组VR可靠封锁，正组VF晶闸管装置处于整流状态，其整流输出电压U_d0F大于电动机的反电动势E，电能转化为机械能带动电机正向运转，如图3A所示。 

正向减速或制动时，正组VF可靠封锁，反组VR晶闸管装置处于逆变状态，逆变电压U_d0R始终小于电动机反电动势E，因而电流反向，产生制动反方向的制 动转矩，如图3B所示。此时机械能转化为电能通过晶闸管装置馈送到电网。 

反向加速及稳定运行、反向减速及制动，其过程与上述正组分析过程类似。 

可见，在非位能负载下，电机的机械特性分布在四个象限，如图3C所示，一三象限为正反向电动，对应晶闸管装置处于整流状态；二四象限为正反向回馈制动，此时本组被封锁，他组处于逆变状态。 

本发明中，在拖动负载时，采用经典的逻辑无环流转速电流双闭环控制，其中转速调节器设置最大限幅值，保证加速上升和减速下降时，电枢电流不超过允许值；同时，转速调节器还设置最小限幅值(电机减速的加速度不大于重力加速度)，确保减速上升时，与位能负载连接的钢索始终处于拉紧状态，设置最小限幅值会使得向下加速的最大加速度略小于重力加速度。 

速度给定值分别为正值和负值时，即拖动上升和下降时，电流调节器的控制特性应相应改变。拖动上升时，电流调节器输出移相角度与电流环指令输入负相关，且在0°-90°之间，使晶闸管装置整流输出；拖动下降时，电流调节器输出移相角度与电流环指令输入的关系也是负相关，但移相范围在90°-180°，使晶闸管装置处于逆变状态。 

在本发明的一个具体实施例中，除正组整流电路315和反组整流电路316外，如图主电路还包括4A、4B所示的交流侧保护电路311、滤波电路312、隔离降压电路313、电流反馈电路314以及连接在正组整流电路315和反组整流电路316之间的直流侧电压保护电路317和直流侧电流采样电路318。 

如图4A所示，交流侧保护电路311包括串接于交流侧每两相之间的压敏电阻和串接于交流侧每相上的快速熔断器。压敏电阻用于对整个驱动器进行过压保护，在任意相电压出现浪涌或电压尖峰时，都将被这三个压敏电阻予以吸收，以免对变压器以及正反组全桥电路中的晶闸管造成损坏。为了防止压敏电阻损坏时发生故障，还在压敏电阻上串接了耐冲击保险丝电阻。 

交流侧串入快速熔断器(简称快熔)，用于对整个驱动器进行过流保护。快熔的额定电压不宜选得过高，这一方面会提高其损耗值，增加发热，另一方面也会使其燃弧电压提高。快熔的额定电流应主要按照流过它的电流最大均方根值进行选择，同时考虑环境温度、冷却条件以及一定的裕量系数。 

在DSP内部，除了进行转速电流双环控制外，还考虑增加电流截止负反馈，使得电机拥有图4C所示的机械特性。当电流大于Ibj时，特性变为陡降，从而 使得电机的堵转电流不会超过Idu，从而实现过流保护；当堵转因素消除，电机又会重新沿陡降曲线逐渐返回，最终回到正常工作特性曲线上。 

另外，当电流采样值大于设定的最大允许值时，DSP中还设置了直接封锁脉冲控制，这时驱动器停机并报出过流故障。 

滤波电路312具体可以为一三相滤波器，目的是减小驱动器和电源间的相互干扰。必要时，可再接入进线电抗器，它除可减小相互干扰外，还能有效抑制来自电网的浪涌电压和浪涌电流。 

隔离降压电路313此处具体为一三相变压器，在这里起到隔离和降压的作用。变压器采用D-Y型接法，有效抑制了晶闸管开关产生的三次谐波对电源的干扰，这就一定程度上隔离了驱动器对电源的干扰，降低了电源滤波器的负担；变压器把电压降到驱动器额定电压附近，可以使移相角的调整范围更大，调整更精细，同时降低了对晶闸管等器件的要求。如果不经降压，由于驱动器额定输出电压比三相380V经0°移相整流平均值大许多，因此晶闸管总是工作在较大的触发角，并且可调节范围下，这就降低了调节精度。而且，直接使用380V高压时，对晶闸管的耐压值，连带其他电容、压敏电阻等的耐压值要求也都响应提高，这在提高成本的同时，降低了系统的可靠性。 

变压器的选择主要是选择其变比和容量，变比需要先计算二次侧电流，容量即视在功率，为一次侧和二次侧视在功率之和。 

其中：A为理想情况下，移相角α＝0°时，整流电压平均值U_d0与U₂之比，即B为移相角为α时的整流电压平均值U_dα与U_d0之比，即比例系数(1-1.2)是考虑各种因素的安全系数。 

在本电路中：A＝2.34[TN86 43 P40]；取ε＝0.9；α考虑10°裕量，则B＝cosα＝0.985[TN86 43 P40]；驱动器输出的额定电压以210V计算，即U_d＝210V。因此， 

$U_2=(1~1.2)\frac{210}{2.34\×0.9\×0.985}=102~122V$

根据市场情况，220V线电压输出的D-Y变压器有现货，其对应相电压为127V，与122V接近，因此可直接选择，即取U₂＝127V，这样，变压器变比为 

$K=\frac{380}{127}=3$

感性负载时，二次相电流有效值I₂为额定电流I_d的0.816倍[TN86 43 P40]，而驱动器额定电流要求为20A，从而有 

I₂＝0.816I_d＝0.816×20A＝16.32A 

考虑除了驱动器带动电机耗电之外，驱动器自身还从次级索取控制电源，以及电流反馈使用了互感器等因素，取1.05作为原边电流系数，则(理想变压器) 

$I_1=1.05\frac{I_2}{K}=1.05\×\frac{16.32}{3}A=5.71A$

一次侧容量为S₁＝m₁U₁I₁，m₁是一次绕组的相数，从而有 

S₁＝m₁U₁I₁＝3×380×5.71VA＝6.51KVA 

二次侧容量为S₂＝m₂U₂I₂，m₂是一次绕组的相数，从而有 

S₂＝m₂U₂I₂＝3×127×16.32VA＝6.22KVA 

变压器效率以0.95计，则其视在功率

电流反馈电路314采用三相交流互感器进行电流采样，该互感器可使用三只单独的互感器连接成Y型，也有集成模块，其内部已经把三个副边线圈接为Y型。电流互感器的二次侧电流与一次侧电流(被测电流)有严格的比例关系，通过二次侧电流即可获知被测电流。本发明中的额定电流较小，仅为20A，因此需要选择变比稍大的互感器，以提高精度和分辨率。 

具体可选用型号为LCTA7DC-100A/50MA的微型精密电流变换器。三相交流的三根线从该模块的三个孔穿过，作为互感器的原边，互感器的副边已经在内部连接为Y型，引出线除了Y型副边的三个接头之外，还引出了Y型连接的公共点，该点需要接地。该互感器的变比为2000，20A电流的对应输出为10mA，使用500Ω采样电阻即可输出0-5V采样电压，将此电压线性隔离后送入DSP进行AD转换，即可得到电流反馈值。 

正组整流电路315和反组整流电路316反并联，每组整流电路由6只晶闸管组成三相全控桥式整流电路，且每只晶闸管并联RC吸收回路，以消除开关过程中的电压尖峰，保证其寿命。如果采用能耗制动，则正组和反组都只有整流状态，而无逆变状态，正组整流时电机正转，反组整流时电机反转。 

本发明中共需12只晶闸管，每6只组成一个全控整流电路，两个全控整流电路反并联，通过无环流逻辑控制实现正转和反转时分别只有一组全桥在工作，而另一组被封锁。 

选择晶闸管时需要注意，其额定电流是允许的最大通态平均电流，因此计算时只能取一周期内导通期间的电流平均值，而不是整个周期内的电流平均值。实际选用时，电流和电压都需留出2-3倍的安全裕量。 

由于主电路为三相全控桥式电路，晶闸管可能承受的最大电压为 

$U_M=\sqrt{6}{U}_2=\sqrt{6}\×127V=311V$

晶闸管的最大通态平均电流(晶闸管额定电流定义为允许的最大通态平均电流)为 

I_T＝20A 

一般安全系数取2~3，这里取3，则晶闸管额定电流和额定电压分别为 

I_Te＝3I_T＝60A 

U_RM＝3U_M＝3×311＝933V 

因此，晶闸管可选型号为德国西门康的SKKT 71/16E，其额定电流70A，额定电压1600V，且为两个晶闸管串联的模块电路。 

直流侧过压保护电路317也采用了压敏电阻，直接并联在整流电路的输出端，对晶闸管开关过程中的电压尖峰以及电机制动时出现的电压尖峰进行吸收。 

除了在直流侧采用压敏电阻进行过压保护外，还在晶闸管两端并接RC阻容吸收电路进行过压保护。 

为了采集更准确的电流值，作为电流截止负反馈的信号来源，从而保证系统的安全性，本发明还设置了直流侧电流采样电路318。 

上述压敏电阻的额定电压可按被保护处正常电压的1.8-2.2倍进行选择，不宜过大，否则起不到保护作用；为延长压敏电阻的使用寿命并为电子线路提供可靠保护，压敏电阻的通流容量应留有充分余地，一般用于操作过电压保护时，压敏电阻的通流容量选择1-5KA，如果用于防雷浪涌保护，可选择2-20KA。 

对于直流侧，其最大电压 

U_MDC≥(1.8～2.2)U_DC＝(1.8～2.2)×170V＝306～374V 

式中，U_DC为驱动器额定输出电压。因此可选MY31-430V-5KA压敏电阻。 

上述RC阻容吸收电路的选型计算根据图4C中的选型经验表进行选定。 

由于I_T＝20A，故选C＝0.15μF，R＝80Ω。电容耐压晶闸管两端电压峰值U_M的1.1-1.5倍，这里取1.5，则电容耐压值 

U_CM＝1.5U_M＝1.5×233V＝350V 

选C为0.15μF的CZJD-2型金属化纸介质电容器，耐压为450V。 

电阻的功率 

$P_R=\mathrm{fc}{U}_C^2\×{10}^{-6}=50\×0.15\×{(\sqrt{2}\×95)}^2\×{10}^{-6}W=0.14W$

选R为80Ω，1W普通金属膜电阻。 

本发明中，为避免在移相角较大时出现断流现象，即保证电流连续，还在功率板3及伺服电机之间设有平波电抗器。在选择其电感量时需要考虑两个因素，其一是保证一个较小的连续电流值，即电流在电机额定电流的5％-10％时，能保证无断流；其二是保证电流的波动不能过大，通常要保证电流脉动系数在5％-10％。 

电流回路中除了平波电抗器外，还有电机的线圈以及变压器的二次绕组这两个电感，为此，在计算出能同时保证最小电流连续以及脉动足够小的电感量后，需要再减去这两个电感的作用，从而得到实际应接入的平波电抗器电感量。 

电机电感量 $L_D=K_d\frac{U_D}{2\mathrm{pn}{I}_D}\×{10}^3=8\×\frac{170}{2\×1\×2500\×20}\mathrm{mH}=0.014\mathrm{mH}$

变压器漏电感量 $L_T=K_T\frac{U_{\mathrm{sh}}{U}_2}{100I_d}=3.9\frac{3\×127}{100\×20}\mathrm{mH}=0.75\mathrm{mH}$

实际电感量 

L_d＝max(L₁,L₂)-(L_D+2L_T)＝132.72-(0.014+2×0.75)mH＝131.21mH 

最终取L_d＝132mH。 

本发明控制电路11具体包括两组晶闸管触发电路、转速采样电路、电流采样电路、抱闸电路、两组移相命令输出电路、控制电源电路及DSP核心控制电路。 

两组晶闸管触发电路，分别负责触发正反组三相全控桥式整流电路，如图6所示，该晶闸管触发电路具体包括同步相位微调电路111、触发脉冲生成电路112、或门通路114、功放电路115、隔离驱动电路116及封锁输入电路113。 

同步相位微调电路是为了取得满意的三相平衡度而设置的；触发脉冲生成电路使用了集成芯片KC04，它内部集成了同步电路、脉冲移相、脉冲形成、脉 冲分选及功率放大电路，使用该集成模块简化了电路设计；或门通路的作用是使得一个脉冲同时触发两个晶闸管(电流通路上的两个)，也就是形成双窄脉冲触发形式。移相脉冲经功率放大后，再经脉冲变压器驱动晶闸管。 

在无环流逻辑控制器的控制下，始终有一组触发脉冲被封锁，KC04模块的13、14两脚都接低电平时，模块无脉冲输出，即被封锁。DSP低电平控制信号经光耦隔离后使得每片KC04的封锁引脚都为低电平，从而封锁整个脉冲输出。 

为了确保正反组脉冲不会被同时触发，还设计了连锁保护电路，如图7所示。该电路使用四个与非门组成两个串联的RS触发器，Blk_F和Blk_R由DSP输出，低电平有效。开放正组时，Blk_F＝0，Blk_R＝1，此时Block_F＝0，Block_R＝1，开放反组时，Block_F＝1，Block_R＝0。容易看出，当Block_F和Block_R中一个为低电平时，另一个一定为高电平，从而确保两套晶闸管装置不会同时被触发。 

图8为同步相位微调电路结构图，调整电阻即可调整电容端压和Usu相电压的相位差，将每相电压的同步点都移相30°，则移相控制电压的最小值正好与自然换相点对应起来，通过调节每相电压对应的滑动变阻器，可以将三相同步电压调整平衡。 

触发脉冲生成电路如图9所示，其核心是KC04芯片，它内部集成了同步电路、脉冲移相电路、脉冲形成电路，脉冲分选及功率放大电路，仅用少数外围器件即组成了脉冲生成电路。 

或门电路如图10所示，主要作用是同时触发需要同时导通的两只晶闸管，即实现双窄脉冲触发方式。 

功放电路与隔离驱动电路如图11A所示，上侧是三极管功放，下侧是脉冲变压器隔离触发，中间的二极管作用是为脉冲变压器提供续流通路。图11B为图11A方框部分的放大图。 

转速信号由测速发电机输出，其电压常数为10V/krpm，额定转速时，电压将是30V，因此需要先经过分压电路取出一部分电压进行AD转换测量。在转向不同时，测速发电机输出电压极性不同，然而，线性光耦隔离只能做到单极性隔离传输，因此需要在极性变换时，将两条输入信号线交换位置。换向开关可以用模拟开关实现，具体的芯片选用CD4051，该芯片内部模拟开关导通电阻最大不超过1.3k，而线性隔离模块的输入电阻超过130k，即开关电阻压降相比之 下不足1％，因此是完全满足系统要求的。 

图12是转速采样电路结构图，包括分压电路117、极性鉴别电路118、换向电路119及线性隔离电路120。当电机转向发生变化以后，原来线性隔离电路120的输入电压极性将发生反转，这时极性鉴别电路118运放同相端电势高于反相端，因此输出高电平，光耦导通，极性信号Vf_Dir由高电平变为低电平，DSP捕获此电平变化之后，控制CD4051内部模拟开关即换向电路119对线性隔离电路120的两个输入信号线进行对换，从而保证可以继续采样极性变化后的信号，根据极性鉴别电路118电平由高变低之前换向电路119即模拟开关的状态，也就是DSP之前对CD4051的控制输出，即可判断电机当前是由正转变到反转，还是由反转变到正转。 

电流采样电路中，反馈电流用三相交流互感器取自变压器副边，取出信号经三相整流桥整流，然后滤波，得到的滤波电压代表驱动器输出电流平均值，且其倍数关系即为互感器的变比，即2000。最后，信号须经线性隔离，再输送到DSP进行AD转换。电流采样电路结构如图13所示，包括整流滤波电路121和线性隔离电路122.。 

抱闸电路如图14所示，它包括抱闸指令隔离输入以及DSP通过抱闸信号打开制动器两部分。输入信号通过光耦隔离是一种可靠而有效的方式，能避免外输入信号对控制芯片引入干扰。制动器回路中串接了一个固态继电器，固态继电器输入信号与被控端子直接已经在内部实现了电气隔离，因此无需再次隔离。可见，使用固态继电器相对机械式继电器而言，不但动作速度快，而且控制也更容易。 

移相命令输出电路共有两组，分别给上述两组晶闸管触发电路提供脉冲移相控制电压，图15所示是其中的一组移相命令输出电路。主要由D/A转换电路126、信号放大电路127以及线性隔离输出电路128组成。DSP通过I²C接口向D/A芯片发送控制电压对应的数据，由于DSP工作电压为3.3V，导致D/A输出的模拟量幅度也为0-3.3V，而触发电路需要的移相控制电压为0-15V，所以需要对信号进行放大，最后经线性隔离输出电路128到晶闸管触发电路控制脉冲的移相角度。 

为了实现电气隔离，电源电路为电流采样电路、转速采样电路、抱闸电路、DSP核心控制电路以及晶闸管触发电路单独提供电源，而不能相互共用。其具体 包括图16A所示的电流采样电路用电源129、转速采样电路用电源132、图16B所示的抱闸电路用电源130、DSP核心控制电路用电源133，以及晶闸管触发电路用电源。 

DSP核心控制电路，本发明中选用TMS320F28335型数字信号处理器，其是TI公司的一款TMS320C28X系列浮点DSP控制器。与以往的定点DSP相比，该器件的精度高，成本低，功耗小，性能高，外设集成度高，数据以及程序存储量大，A/D转换更精确快速等。 

TMS320F28335具有150MHz的高速处理能力，具备32位浮点处理单元，6个DMA通道支持ADC、McBSP和EMIF，有多达18路的PWM输出，其中有6路为TI特有的更高精度的PWM输出(HRPWM)，12位16通道ADC。得益于其浮点运算单元，用户可快速编写控制算法而无需在处理小数操作上耗费过多的时间和精力，与前代DSC相比，平均性能提高50％，并与定点C28x控制器软件兼容，从而简化软件开发，缩短开发周期，降低开发成本。 

本项目中，选用TMS320F28335作为CPU，完成多路AD转换，双闭环算法运算，逻辑控制等。其输入信号分为两类，一类是来自驱动器外部的输入，另一类是来自驱动器内部驱动板的输入。 

TMS320F28335的信号处理电路部分硬件元器件较少，除了AD转换信号引到AD转换功能引脚之外，其他输入输出信号都直接使用了多个普通IO引脚，包括给DA芯片发送数据时，也是用两个普通IO引脚模拟I²C传输数据。其余电路部分主要是DSP最小系统。电源电路使用了专门的电源芯片TPS70302PWP，将5V电源转换成3.3V和1.8V供DSP使用；调试过程中多次刷写芯片可能对DSP造成损伤，为此，专门设计了片外存储器，用于在调试时存放程序，存储芯片使用CY7C1041CV33-20CZ-TSOPII，容量为512KB；另外还有晶振电路，复位电路，JTAG调试接口电路。 

本发明中的程序设计主要涉及无环流逻辑控制和转速电流双闭环控制。以下对其进行具体说明： 

无环流逻辑控制： 

在驱动非位能负载时，电机可能工作在四个象限，这时需要让正反组在工作与封锁之间切换，在保证控制系统性能的同时，使得同一时刻只有一组晶闸管装置处于工作状态，而另一组处于可靠封锁状态，避免在正反组之间产生环 流，这就是无环流逻辑控制器要完成的工作。 

无环流逻辑控制器的输入为电流给定信号和零电流检测信号U_i0，当极性发生变化时，表示希望给出反向转矩，这时应封锁本组，打开他组脉冲，但是，极性变化后不能马上执行这个动作，而应等到电流续流(通过本组逆变实现)结束，接近零值时才能封锁原工作组，开放另一组。 

发出切换指令后，须经封锁延时时间t_dbl才能封锁原导通组脉冲，且t_dbl≈2～3ms。这是因为电流检测器总有一个最小动作电流I₀，并且是电流的平均值，检测的电流小于I₀时，如果实际电流并没有断续，这时就封锁正处于逆变状态的本组，就会造成逆变颠覆。 

封锁延时结束后，还要再经过开放延时时间t_dt≈5～7ms，才能开放另一组触发脉冲。这是因为，在封锁原工作组脉冲时，已被封锁触发脉冲的晶闸管要等到电流过零时才真正关断，而且在关断之后还要过一段时间才能恢复阻断能力。如果在这之前就开放另一组晶闸管，仍可能造成两组晶闸管同时导通，形成环流，使电源短路。 

另外，无论在任何情况下，两组晶闸管绝对不允许同时加触发脉冲，当一组工作时，另一组的触发脉冲必须被封锁。 

根据以上分析，无环流逻辑控制器的结构及其输入、输出信号如图17所示。其具体包括电平检测器41、逻辑判断其42、延时器43及连锁保护电路44。 

其中电平检测器的作用是监测极性的变化，检测U_i0过零点，并把检测结果转化为逻辑量，送给逻辑判断器；逻辑判断器的作用是，根据电平检测器送来的逻辑量，经判断后决定应该开启哪组脉冲而封闭另一组脉冲；延时的作用是完成封锁延时和开放延时两段时间；连锁保护电路的作用是确保两组晶闸管在任何时候不会被同时触发。 

在本驱动器中，无环流逻辑控制器DLC的前三个环节在DSP内部由程序完成，第四个环节——连锁保护电路——则使用外部硬件电路实现，以增强可靠性。连锁保护电路的结构参见图7。 

检测、逻辑判断以及延时三部分在DSP中可以A/D中断和定时器中断来实现。在A/D中断服务程序中检测转矩极性的变化，一旦检测到变化后，开启定时器，将定时器中断频率设置得高一些，然后在定时器中断服务程序中去等待电流减小到零，当检测到零电流之后，再将中断频率设置得非常低，完成相对 较长的封锁延时之后，在定时器的中断服务程序中，直接将DSP对应本组封锁控制的IO引脚设置为1，即可封锁本组，再次完成开放延时操作，同样在定时器中断服务程序中，将DSP对应的他组封锁控制的IO引脚设置为0，即可开放他组脉冲。整个过程只需使用一个定时器即可，定时器中断的频率通过在其中断服务程序中重装载初值来改变。图18、19分别示出了A/D中断流程和定时器中断流程。 

转速电流双闭环控制 

转速电流双闭环直流调速控制方法相对转速单环控制以及带电流截止负反馈的转速单环控制更有优势，它能很好地解决如下两个矛盾： 

A.动态稳定性与静态准确性对系统放大倍数的要求互相矛盾； 

B.起动快速性与防止电流的冲击对电机电流的要求互相矛盾。 

启动过程中外环速度环输出达到饱和限幅，这时只有内环在起作用，让电机在允许的最大过载能力下快速启动或制动，这解决了矛盾B，而稳定工作时，内环电流环和外环速度环共同起作用，由于都加上了PI调节器，系统的无静差，动态稳定性好，这解决了矛盾A。 

转速调节器和电流调节器在双闭环调速系统中的作用，可以归纳如下： 

转速调节器的作用 

1)使转速n跟随给定电压Um*变化，稳态无静差； 

2)对负载变化起抗扰作用； 

3)其输出限幅决定允许的最大电流。 

电流调节器的作用 

1)对电网电压波动起及时抗扰作用； 

2)起动时保证获得允许的最大电流； 

3)在转速调节过程中，使电流跟随起给定电压Ui*变化； 

4)当电动机过载甚至于堵转时，限制电枢电流的最大值，从而起到快速的安全保护最用。如果故障消失，系统能够自动恢复正常。 

双闭环调速系统原理框图如图20所示。 

为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，在系统中设置了两个调节器，分别调节转速和电流，两者之间实行串级连接。把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制晶闸管整流器的触发装置。从闭 环结构上看，电流调节环在里面，叫做内环；转速调节环在外面，叫做外环。这样就形成了转速、电流双闭环调速系统。为了获得良好的动、静态性能，双闭环调速系统的两个调节器一般都采用PI调节器，转速调节器ASR的输出限幅电压是Unmax，它决定了电流调节器给定电压的最大值；电流调节器ACR的输出限幅电压是Uimax，它限制了晶闸管整流器输出电压的最大值。 

双闭环调速系统的电流环和转速环的设计，其根本思想是把调节器设计成典型系统。具体即先设计好电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统的一个环节，再设计转速调节器。对该调速系统的动态性能指标进行分析和校验后，还须研究其静态综合，并对静态性能指标加以改善。 

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。 

Claims (10)

1.一种大功率直流伺服驱动器，其特征在于，所述驱动器包括控制板、触发板以及功率板；

所述控制板，用于接收所述触发板发送的电流反馈信号、转速反馈信号以及外部运动控制卡发送的使能指令信号、速度指令信号，并对所述信号进行处理后，向所述触发板发出控制指令；

所述触发板，用于将所述控制板发来的所述控制信号进行功率放大、相序处理后生成触发脉冲以发送至所述功率板，并接收测速发电机返回的转速反馈信号和所述功率板返回的电流反馈信号，经过放大处理后，发送至所述控制板；

所述功率板，用于在所述触发板发送的所述触发脉冲的控制下，利用单向晶闸管组件的通断以及通断的时间，将输入的三相交流电信号转换为可驱动直流伺服电机运行的直流电压信号。

2.如权利要求1所述的大功率直流伺服驱动器，其特征在于，所述控制板，还用于显示所述驱动器的当前运行状态。

3.如权利要求1所述的大功率直流伺服驱动器，其特征在于，所述驱动器包括设于控制板上的控制电路以及主电路，所述主电路包括设于所述功率板上的整流电路；

所述控制电路，用于根据接收的输入信号生成控制指令并根据所述控制指令生成触发脉冲发送至所述整流电路；

所述整流电路，用于在所述触发脉冲的控制下进行整流；

所述控制电路和所述整流电路组成逻辑无环流双闭环系统。

4.如权利要求3所述的大功率直流伺服驱动器，其特征在于，所述控制电路为转速电流双闭环电路，包括一转速调节器、两个电流调节器及无环流逻辑控制器，所述整流电路包括均由晶闸管组成的正组整流电路和反组整流电路；

所述正组整流电路和反组整流电路共用所述转速调节器，所述正组整流电路和反组整流电路分别对应一所述电流调节器，所述无环流逻辑控制器用于控制所述正组整流电路和所述反组整流电路中只有一组处于整流状态。

5.如权利要求4所述的大功率直流伺服驱动器，其特征在于，所述转速调节器设有加速度最大限幅值和加速度最小限幅值，且所述转速调节器设置的减速的加速度不大于重力加速度。

6.如权利要求5所述的大功率直流伺服驱动器，其特征在于，当所述正组整流电路和反组整流电路中的一组处于整流状态时，另一组处于逆变状态。

7.如权利要求3所述的大功率直流伺服驱动器，其特征在于，所述主电路上还包括依次串联的交流侧保护电路、滤波电路、隔离降压电路和电流反馈电路，以及连接在所述正组整流电路和所述反组整流电路之间的直流侧过压保护电路和直流侧电流采样电路；

所述交流侧保护电路包括串联于交流侧每两相之间的压敏电阻和串联于交流侧每相上的快速熔断器，用于对所述驱动器进行保护；

所述滤波电路为三相滤波器；

所述隔离降压电路为采用D-Y型接法的三相变压器；

所述电流反馈电路为采用Y型接法的三相交流互感器；

所述直流侧过压保护电路，连接在所述整流电路的输出端，包括依次连接的压敏电阻和快速熔断器；

所述直流侧电流采样电路，用于对直流侧的电流进行采样；

所述正组整流电路和所述反组整流电路反并联，每组所述整流电路为由6只晶闸管组成三相全控桥式整流电路，且每只晶闸管并联RC吸收回路。

8.如权利要求3所述的大功率直流伺服驱动器，其特征在于，所述控制电路包括两组晶闸管触发电路、转速采样电路、电流采样电路、抱闸电路、两组移相命令输出电路、控制电源电路及DSP核心控制电路；

两组晶闸管触发电路，分别负责触发正反组三相全控桥式整流电路；

转速采样电路，包括分压电路、极性鉴别电路、换向电路和线性隔离电路；所述分压电路用于对测速发电机输出的电压进行分压后进行A/D转换，所述极性鉴别电路，用于根据所述分压转换后的信号判断电压极性并输出至所述DSP核心控制电路；所述换向电路，用于根据所述DSP核心控制电路的指令对所述线性隔离电路的两个输入信号线进行对换；

所述电流采样电路为三相交流互感器，用于获取主变压器副边的电流；

所述抱闸电路，用于接收抱闸指令进行隔离，并根据隔离后的抱闸指令对制动器进行控制；

移相命令输出电路，用于分别给晶闸管触发电路提供脉冲移相控制电压；

所述控制电源电路，用于分别给晶闸管触发电路、转速采样电路、电流采样电路、抱闸电路及DSP核心控制电路提供电源；

所述DSP核心控制电路，用于完成多路A/D转换，双闭环算法运算及逻辑控制运算。

9.如权利要求8所述的大功率直流伺服驱动器，其特征在于，所述无环流逻辑控制器包括依次相连的电平检测器、逻辑判断器、延时器以及连锁保护电路；

所述电平检测器，用于监测转矩极性信号的极性变化和电流过零点，并把检测结果转化为逻辑量，发送至所述逻辑判断器；

所述逻辑判断器，用于根据所述电平检测器发送的所述逻辑量，判断需要开启的组脉冲和需要封锁的组脉冲；

所述延时器，用于所述逻辑判断器的判断结果完成需要封锁的组脉冲的封锁延时和需要开启的组脉冲的开启延时；

所述连锁保护电路，用于确保所述正组整流电路和所述反组整流电路不被同时触发。

10.如权利要求9所述的大功率直流伺服驱动器，其特征在于，所述连锁保护电路包括四个与非门组成两个串联的RS触发器。