CN104166372B - 一种进给系统双位置环反馈的抗扰控制器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种进给系统双位置环反馈的抗扰控制器，主要用于进给系统高速高精控制。此控制器采用电机旋转角位置θ_{M_list}与负载位置x_{L_list}反馈的双位置环反馈；反馈的两环都具有位置控制器和状态观测器；状态观测器在线实时的评估进给系统的总扰动并进行补偿，以获得较高的抗扰能力；在实时补偿总扰动基础上，利用输入信号与反馈测量信号的误差及其微分设计线性反馈率，以获得较高的控制带宽；此外，通过速度与加速度前馈，可进一步提高控制器的控制性能。因此，本发明具有较高的控制带宽、较高的抗干扰能力和较强的鲁棒性，此外，还具有算法简单、控制参数物理意义明确且易调试等特点。

Description

一种进给系统双位置环反馈的抗扰控制器

技术领域

本发明涉及一种进给系统双位置环反馈的抗扰控制器，具体涉及一种主要用于进给系统高速高精控制的双位置环反馈的抗扰控制器。

背景技术

当今社会，精密和超精密加工技术已经成为现代机械制造的重要组成部分。数控机床作为机械制造中的重要工具，它的精度指标是影响工件加工精度的重要因素。而进给系统作为数控机床主要的组成部分，其跟随性能和抗干扰能力严重影响了数控机床的加工精度。

现在大多数进给系统采用的是电机+联轴器+丝杠螺母+工作台的传动方式。联轴器、丝杠螺母和支撑轴承的有限刚度导致了进给系统具有较低的第一阶共振频率。当控制器的参数设置不当或者工作台受到外部干扰时，进给系统会产生不期望的振动，从而影响工件的加工质量。此外，随着对生产效率要求的提高，高速数控机床得到了广泛的应用，但是高速数控机床大幅值、高频宽的驱动力、惯性力、切削力会激励起机械系统显著的振动。

现有机床进给系统控制应用的主要是级联控制：电流环PI控制，速度环PI控制以及位置环P控制。速度环通过电机侧的角度编码器实现速度的反馈，位置环通过角度编码器实现半闭环的位置控制或者通过工作台处的直线光栅尺实现全闭环的位置控制。但是由于级联控制完全不依赖于系统的数学模型，控制带宽受进给系统第一阶共振频率的限制，控制效果较差，不太实用于进给系统的高速高精控制。针对此问题，国内外学者提出了模糊控制、神经网络控制、鲁棒控制和自适应等先进的控制方法用于进给系统的高速高精控制，并且通过实验室实验取得了较好的控制效果；但是这些控制方法算法比较复杂、控制参数调试困难或者依赖于系统的精确模型，因此应用性比较差。

自抗扰控制技术是由中国科学院数学与系统科学研究所系统所的韩京清研究员及其领导的科研小组提出的。自抗扰控制技术既继承和发扬了经典PID控制的思想精髓——基于误差消除误差，同时又吸收了现代控制理论的思想，其核心是将未建模动态和未知外扰总称为对象的总扰动，利用扩张状态观测器进行实时的在线评估与补偿，从而实现动态系统的反馈线性化，在利用非线性配置构成的非线性反馈控制率或者线性反馈控制率来提高闭环系统的控制性能。由于自抗扰控制具有基本不依赖于对象的数学模型、较高的抗扰性、较强的鲁棒性和较好的控制性能等优点，因此本发明利用自抗扰的思想设计了一种进给系统双位置环反馈的抗扰控制器结构，主要用于进给系统高速高精控制。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种进给系统双位置环反馈的抗扰控制器，主要用于进给系统高速高精控制。此控制器具有较高的控制带宽、较高的抗干扰能力和较强的鲁棒性；此外，还具有算法简单、控制参数物理意义明确且易调试等特点。

为了解决现有技术中的问题，本发明提供的技术方案是：

一种进给系统双位置环反馈的抗扰控制器，所述的控制器采用不同于传统进给系统位置环、速度环控制方式的双位置反馈控制架构：内环以电机角位置信号作为反馈信号，以减小微分不准确、噪声放大和滤波延时的影响，而外环通过负载位置的反馈实现整个系统的闭环控制。所述控制器包括负载位置控制器、电机位置控制器、负载位置状态观测器和电机位置状态观测器，所述控制器采用电机旋转角位置θ_{M_list}与负载位置x_{L_list}反馈的双位置环反馈；

所述负载位置控制器利用负载参考位置x_Lr与负载实际位置之间的误差e_L1及其微分误差e_L2设计线性反馈率，得到负载位置的控制量x_L0；

所述负载位置状态观测器利用电机角位置的等效直线位置x_{M_list}和负载的实测位置x_{L_list}评估得到负载位置的评估值Z_L1、负载速度的评估值Z_L2/Z_LR1以及负载位置反馈环的总扰动Z_L3/Z_LR2；

所述电机位置控制器利用电机位置指令信号x_Mr与电机实际位置之间的误差e_M1及其微分误差e_M2设计线性反馈率，得到电机位置的控制量x_M0；

所述电机位置状态观测器利用输入电机控制量u和电机的等效直线位置x_{M_list}评估得到电机等效直线位置的评估值Z_M1、电机等效直线速度的评估值Z_M2/Z_MR1以及电机位置反馈环的总扰动Z_M3/Z_MR2。

对于电机位置反馈的内环，利用输入电机控制量和电机角位置等效直线位置，通过线性扩张状态观测器或者降阶线性扩张状态观测器实时的评估内环的总扰动补偿，以实现内环反馈线性化；再设计相应的线性比例微分控制率，以提高内环的控制性能。

在设计内环线性比例微分控制率时，需要电机位置指令的微分信号。电机位置指令的微分信号既可以利用电机位置指令信号通过微分和低通滤波器获得，又可以利用电机位置指令信号通过跟随微分控制器获得。但当电机位置指令信号为阶跃信号或者坡度较大的斜坡信号时，需要通过跟踪微分控制器安排过渡过程，得到电机位置指令的过渡信号及其微分信号。

对于负载位置反馈的外环，利用电机等效直线位置与负载实际位置，通过线性扩张状态观测器或者降阶线性扩张状态观测器实时的评估外环的总扰动补偿，以实现外环反馈线性化；再设计相应的线性比例微分控制率，以提高外环的控制性能。此外，通过加入速度前馈和加速度前馈，进一步提高整个控制系统的性能。

在设计外环线性比例微分控制率时，需要负载参考位置的微分信号。负载参考位置的微分信号既可以利用负载参考位置信号通过微分和低通滤波器获得，又可以利用负载参考位置信号通过跟随微分控制器获得。但当负载参考位置指令信号为阶跃信号或者坡度较大的斜坡信号时，需要通过跟踪微分控制器安排过渡过程，得到负载参考位置指令的过渡信号及其微分信号。

相对于现有技术中的方案，本发明的优点是：

利用本发明提出的双位置环反馈的抗扰控制器，该控制器采用不同于传统进给系统位置环、速度环控制方式的双位置反馈控制架构：内环以电机角位置信号作为反馈信号，以减小微分不准确、噪声放大和滤波延时的影响，而外环通过负载位置的反馈实现整个系统的闭环控制；反馈的两环都具有位置控制器和状态观测器；状态观测器在线实时的评估进给系统的总扰动并进行补偿，以获得较高的抗扰能力；在实时补偿总扰动基础上，利用输入信号与反馈测量信号的误差及其微分设计线性反馈率，以获得较高的控制带宽；此外，通过速度与加速度前馈，可进一步提高控制器的控制性能；故本发明可以使进给系统具有较高的控制带宽、较高的抗干扰能力和较强的鲁棒性，进而实现进给系统的高速高精控制，而且本控制器基本不依赖于进给系统的数学模型，且控制参数物理意义明确易调整。因此，本抗扰控制器具有比较广泛的应用。

附图说明

下面结合附图及实施例对本发明作进一步描述：

图1是本发明进给系统双位置环反馈的抗扰控制器的第一实施例的控制原理方框图；

图2是本发明进给系统双位置环反馈的抗扰控制器的第二实施例的控制原理方框图；

图3是本发明进给系统双位置环反馈的抗扰控制器的第三实施例的控制原理方框图；

图4是本发明进给系统双位置环反馈的抗扰控制器的第四实施例的控制原理方框图；

图5是本发明进给系统双位置环反馈的抗扰控制器的第五实施例的控制原理方框图；

图6是本发明进给系统双位置环反馈的抗扰控制器的第六实施例的控制原理方框图；

图7a是第一实施例中进行实例仿真所采用的S型加减速的运动轨迹的位移图、速度图以及加速度图；

图7b是第一实施例中进行实例仿真所采用的直线型加减速的运动轨迹的位移图、速度图以及加速度图；

图8是本发明仿真得到有速度前馈时的工作台实际位置与理想位置之间的跟踪误差图；

图9是本发明级联控制与双位置环反馈抗扰控制的闭环Bode图；

图10是本发明在0.75s施加1N.m外部干扰力时工作台实际位置与理想位置之间的跟踪误差图；

图11是本发明级联控制与双位置环反馈抗扰控制的抗干扰性能Bode图。

具体实施方式

以下结合具体实施例对上述方案做进一步说明。应理解，这些实施例是用于说明本发明而不限于限制本发明的范围。实施例中采用的实施条件可以根据具体厂家的条件做进一步调整，未注明的实施条件通常为常规实验中的条件。

实施例

图1首先给出进给系统双位置环反馈的抗扰控制器的大体组成，采用不同于传统进给系统位置环、速度环控制方式的双位置反馈控制架构：内环以电机角位置等效直线位置信号x_{M_list}作为反馈信号，以减小微分不准确、噪声放大和滤波延时的影响，而外环通过负载位置信号x_{L_list}的反馈实现整个系统的闭环控制。此控制器具有负载位置控制器1、电机位置控制器3、负载位置状态观测器2和电机位置状态观测器4，其中：

电机位置状态观测器4通过降阶线性扩张状态观测器RLESO4.1利用输入电机控制量u和电机的等效直线位置x_{M_list}评估得到电机等效直线速度的评估值Z_MR1以及电机位置反馈环的总扰动Z_MR2；其中降阶状态观测器算法如下：

式中，Z₁、Z₂是计算的中间量，b_M0表示电机位置反馈环中被控对象的控制增益，β_MR1,β_MR2为观测器的增益，利用极点配置取β_MR1＝ω_M0,式中ω_M0表示观测器的带宽。

电机位置控制器3利用电机位置指令信号x_Mr经过微分处理3.3和低通滤波器3.2产生电机速度指令信号与降阶线性扩张状态观测器RLESO4.1得到电机等效直线速度的评估值Z_MR1相减得到电机速度误差信号e_M2；利用电机位置指令信号x_Mr减去的实测电机等效位置x_{M_list}得到电机位置误差信号e_M1，进而设计线性反馈率得到电机位置的控制信号x_M0；电机位置的控制信号x_M0减去降阶线性扩张状态观测器RLESO4.1得到电机位置反馈环的总扰动Z_MR2，并经过具有参数化放大系统1/b_M0的比例放大环节得到输入电机的控制量u；其中线性反馈率算法如下：

x_M0＝K_M1e_M1+K_M2e_M2

式中，K_M1,K_M2表示控制器增益，利用极点配置的方法，将控制器的所有极点配置在-ω_Mc，故K_M2＝2ω_Mc，其中ω_Mc表示控制器带宽。

负载位置状态观测器2通过降阶线性扩张状态观测器RLESO2.1利用电机的等效直线位置x_{M_list}和所测量的负载的实际位移x_{L_list}评估得到负载速度的评估值Z_LR1以及负载位置反馈环的总扰动Z_LR2；其中降阶状态观测器算法如下：

式中，Z₁、Z₂是计算的中间量，b_L0表示负载位置反馈环中被控对象的控制增益，β_LR1,β_LR2为观测器的增益，利用极点配置取β_LR1＝ω_L0,

负载位置控制器1利用负载位置指令信号x_Lr经过微分处理1.3和低通滤波器1.2产生负载速度指令信号与降阶线性扩张状态观测器LESO2.1得到的负载速度的评估值Z_LR1相减得到负载速度误差信号e_L2；利用负载位置指令信号x_Lr减去实测负载位置x_{L_list}得到负载位置误差信号e_L1，进而设计线性反馈率得到负载位置的控制信号x_L0；负载位置的控制信号x_L0减去降阶线性扩张状态观测器RLESO2.1得到负载位置反馈环的总扰动Z_LR2，并经过具有参数化放大系统1/b_L0的比例放大环节得到电机位置指令信号x_Mr；其中线性反馈率算法如下：

x_L0＝K_L1e_L1+K_L2e_L2

式中，K_L1,K_L2表示控制器增益，利用极点配置的方法，将控制器的所有极点配置在-ω_Lc，故K_L2＝2ω_Lc，其中ω_Lc表示控制器带宽。

在设计内环线性比例微分控制率时，需要电机位置指令的微分信号。电机位置指令的微分信号既可以利用电机位置指令信号通过微分3.3和低通滤波器3.2获得(参见图1)，又可以利用电机位置指令信号通过跟随微分控制器3.4获得(参见图2)。但当电机位置指令信号为阶跃信号或者坡度较大的斜坡信号时，需要通过跟踪微分控制器3.4安排过渡过程，得到电机位置指令的过渡信号x_M1及其微分信号x_M2(参见图4)；其中跟踪微分控制器的控制算法如下：

其中r_M为跟随速度的速度因子。

在设计外环线性比例微分控制率时，需要负载参考位置的微分信号。负载参考位置的微分信号既可以利用负载参考位置信号通过微分1.3和低通滤波器1.2获得(参见图1)，又可以利用负载参考位置信号通过跟随微分控制器1.4获得(参见图2)。但当负载参考位置指令信号为阶跃信号或者坡度较大的斜坡信号时，需要通过跟踪微分控制器1.4安排过渡过程，得到负载参考位置指令的过渡信号x_L1及其微分信号x_L2(参见图4)；其中跟踪微分控制器的控制算法如下：

其中r_L为跟随速度的速度因子。

对于内环总扰动的评估，除上述的降阶线性扩张状态观测器评估外，还可采用线性扩张状态观测器评估，如图3所示。电机位置状态观测器4通过线性扩张状态观测器LESO4.2利用输入电机控制量u和电机的等效直线位置x_{M_list}评估得到电机等效直线位置的评估值Z_M1、电机等效直线速度的评估值Z_M2以及电机位置反馈环的总扰动Z_M3；电机位置控制器3利用电机速度指令信号与线性扩张状态观测器LESO4.2得到的电机等效直线速度的评估值Z_M2相减得到速度误差信号e_M2；利用电机位置指令信号x_Mr减去线性扩张状态观测器LESO，4.2得到的电机等效直线位置的评估值Z_M1得到电机位置误差信号e_M1，进而设计线性反馈率得到电机位置的控制信号x_M0；电机位置的控制信号x_M0减去线性扩张状态观测器LESO4.2得到电机位置反馈环的总扰动Z_M3，并经过具有参数化放大系统1/b_M0的比例放大环节得到输入电机的控制量u；其中内环线性扩张状态观测器的算法如下：

式中，b_M0表示电机位置反馈环中被控对象的控制增益，β_M1,β_M2,β_M3为观测器的增益，通过合适的选择，使得Z_M1→x_{M_list},Z_M3→f，f为进给系统的总扰动。利用极点配置的方法，把状态观测器的极点都配置在-ω₀处，因此β_M1＝3ω_M0,或者按照ITAE准则，选择观测器增益β_M1＝1.75ω_M0,式中ω_M0表示观测器的带宽。

对于外环总扰动的评估，除上述的降阶线性扩张状态观测器评估外，还可采用线性扩张状态观测器评估，如图3所示。负载位置状态观测器2通过线性扩张状态观测器LESO2.2利用电机的等效直线位置x_{M_list}和所测量的负载的实际位移x_{L_list}评估得到负载实际位置的评估值Z_L1、负载速度的评估值Z_L2以及负载位置反馈环的总扰动Z_L3；负载位置控制器1利用负载速度指令信号与线性扩张状态观测器LESO2.2得到的负载速度的评估值Z_L2相减得到速度误差信号e_L2，利用负载位置指令信号x_Lr减去线性扩张状态观测器LESO2.2得到的负载位置的评估值Z_L1得到负载位置误差信号e_L1，进而设计线性反馈率得到负载位置的控制信号x_L0；负载位置的控制信号x_L0减去线性扩张状态观测器LESO2.2得到负载位置反馈环的总扰动Z_L3，并经过具有参数化放大系统1/b_L0的比例放大环节得到电机位置指令信号x_Mr。其中外环线性扩张状态观测器的算法如下：

式中，b_L0表示负载位置反馈环中被控对象的控制增益，β_L1,β_L2,β_L3为观测器的增益，通过合适的选择，使得Z_L1→x_{L_list}，Z_L3→f，f为负载位置反馈环的总扰动。利用极点配置的方法，把状态观测器的极点都配置在-ω_L0处，因此β_L1＝3ω_L0,或者按照ITAE准则，选择观测器增益β_L1＝1.75ω_L0,式中ω_L0表示负载位置状态观测器的带宽。

此外，本控制器负载位置控制器1利用负载位置指令信号x_Lr经过微分处理1.3、低通滤波器1.2和具有参数化放大系数的比例环节1.5产生负载速度前馈补偿信号，如图5所示，实现控制系统的速度前馈；在此基础上，利用负载位置指令信号x_Lr经过微分处理1.3、微分处理1.6、具有参数化放大系数的比例环节1.7和低通滤波器1.8产生加速度前馈补偿信号，如图6，实现系统的加速度前馈。

以下给出本发明第一实施例的仿真结果：

仿真控制的对象为三轴数控铣床Y轴进给系统，采用安川交流伺服电机。进给系统的主要参数如下表所示：

参数介绍	数值	单位
			电机的转动惯量	20.5e-4	Kg.m2
丝杠的转动惯量	23.52e-4	Kg.m2
			工作台的质量	250	Kg
丝杠的导程	12	mm
			等效扭转刚度	372	Nm/rad
等效扭转阻尼	0.15	Nms/rad

图7a和图7b是实例仿真所采用运动轨迹的位移图、速度图和加速度图，在MatlabSimulink中建立控制框图进行仿真。控制参数选取如下：对于级联控制，位置环比例增益K_P＝75，速度环比例增益K_v＝0.776,K_I＝60；对于抗扰控制，内环ω_Mc＝200·2π,ω_M0＝3ω_Mc，外环ω_Lc＝100·2π,ω_L0＝3ω_Lc。

图8是仿真得到有速度前馈时的工作台实际位置与理想位置之间的误差图，图9是级联控制与双位置环反馈抗扰控制的闭环Bode图。由图8和图9可以看出，无论是直线型加减速还是S型加减速，本发明所提出的控制器相比于传统的级联控制，都具有更高的控制带宽和更小的跟随误差。

图10是在0.75s施加1N.m外部干扰力时工作台实际位置与理想位置之间的误差图，图11是级联控制与双位置环反馈抗扰控制的抗干扰性能Bode图。由图10和图11可以看出，本发明所提出的控制器相比于传统的级联控制，具有更强的抗干扰性能。

综上所述，本专利所述的用于进给系统高速高精控制的双位置环反馈的抗扰控制器，可以大大提高进给系统的控制带宽、抗干扰性能和鲁棒性，而且此控制器还具有算法简单、控制参数物理意义明确且易调试以及基本不依赖于进给系统精确数学模型等优点，因此使用性较强，应用比较广泛，且还可以通过模拟或者数字的形式实现。

上述实例只为说明本发明的技术构思及特点，其目的在于让熟悉此项技术的人是能够了解本发明的内容并据以实施，并不能以此限制本发明的保护范围。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种进给系统双位置环反馈的抗扰控制器，其特征在于，所述控制器采用电机旋转角位置θ_{M_list}与负载位置x_{L_list}反馈的双位置环反馈，包括负载位置控制器(1)、电机位置控制器(3)、负载位置状态观测器(2)和电机位置状态观测器(4)；

所述负载位置控制器(1)利用负载参考位置x_Lr与负载实际位置之间的误差e_L1及其微分误差e_L2设计线性反馈率，得到负载位置的控制量x_L0；

所述负载位置状态观测器(2)利用电机角位置的等效直线位置x_{M_list}和负载的实测位置x_{L_list}评估得到负载位置的评估值Z_L1、负载速度的评估值Z_L2/Z_LR1以及负载位置反馈环的总扰动Z_L3/Z_LR2；

所述电机位置控制器(3)利用电机位置指令信号x_Mr与电机实际位置之间的误差e_M1及其微分误差e_M2设计线性反馈率，得到电机位置的控制量x_M0；

所述电机位置状态观测器(4)利用输入电机控制量u和电机的等效直线位置x_{M_list}评估得到电机等效直线位置的评估值Z_M1、电机等效直线速度的评估值Z_M2/Z_MR1以及电机位置反馈环的总扰动Z_M3/Z_MR2；所述的电机位置状态观测器(4)通过第二线性扩张状态观测器LESO(4.2)利用输入电机控制量u和电机等效直线位置x_{M_list}评估得到电机等效直线位置的评估值Z_M1、电机等效直线速度的评估值Z_M2以及电机位置反馈环的总扰动Z_M3，其算法如下：

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{.}{Z_{M1}}=Z_{M2}+{\mathrm{\β}}_{M1}(x_{M\_list}-Z_{M1})\\ \stackrel{.}{Z_{M2}}=Z_{M3}+{\mathrm{\β}}_{M2}(x_{M\_list}-Z_{M1})+b_{M0}u\\ \stackrel{.}{Z_{M3}}={\mathrm{\β}}_{M3}(x_{M\_list}-Z_{M1})\end{array}\right.$

式中，b_M0表示电机位置反馈环中被控对象的控制增益，β_M1,β_M2,β_M3为观测器的增益，通过合适的选择，使得Z_M1→x_{M_list}，Z_M3→f，f为进给系统的总扰动，利用极点配置的方法，把状态观测器的极点都配置在-ω_M0处，因此β_M1＝3ω_M0,或者按照ITAE准则，选择观测器增益β_M1＝1.75ω_M0,ω_M0表示观测器的带宽。

2.根据权利要求1所述的进给系统双位置环反馈的抗扰控制器，其特征在于，所述的电机位置控制器(3)利用电机位置指令信号x_Mr经过微分处理(3.3)和低通滤波器(3.2)产生电机速度指令信号并与第二线性扩张状态观测器LESO(4.2)得到的电机等效速度的评估值Z_M2相减得到电机速度误差信号e_M2；利用电机位置指令信号x_Mr减去第二线性扩张状态观测器LESO(4.2)得到的电机等效位置的评估值Z_M1得到电机位置误差信号e_M1，进而设计线性反馈率得到电机位置的控制信号x_M0；电机位置的控制信号x_M0减去第二线性扩张状态观测器LESO(4.2)得到电机位置反馈环的总扰动Z_M3，并经过具有参数化放大系统1/b_M0的比例放大环节得到输入电机的控制量u，其中线性反馈率算法如下：

x_M0＝K_M1e_M1+K_M2e_M2

式中，K_M1,K_M2表示控制器增益，利用极点配置的方法，将控制器的所有极点配置在-ω_Mc，故K_M2＝2ω_Mc，其中ω_Mc表示控制器带宽。

3.根据权利要求1所述的进给系统双位置环反馈的抗扰控制器，其特征在于，所述的负载位置状态观测器(2)通过第一线性扩张状态观测器LESO(2.2)利用电机的等效直线位置x_{M_list}和所测量的负载实际位移x_{L_list}评估得到负载实际位置的评估值Z_L1、负载速度的评估值Z_L2以及负载位置反馈环的总扰动Z_L3，其算法如下：

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{.}{Z_{L1}}=Z_{L2}+{\mathrm{\β}}_{L1}(x_{L\_list}-Z_{L1})\\ \stackrel{.}{Z_{L2}}=Z_{L3}+{\mathrm{\β}}_{L2}(x_{L\_list}-Z_{L1})+b_{L0}{x}_{M\_list}\\ \stackrel{.}{Z_{L3}}={\mathrm{\β}}_{L3}(x_{L\_list}-Z_{L1})\end{array}\right.$

式中，b_L0表示负载位置反馈环中被控对象的控制增益，β_L1,β_L2,β_L3为观测器的增益，通过合适的选择，使得Z_L1→x_{L_list}，Z_L3→f，f为负载位置反馈环的总扰动，利用极点配置的方法，把状态观测器的极点都配置在-ω_L0处，因此β_L1＝3ω_L0,或者按照ITAE准则，选择观测器增益β_L1＝1.75ω_L0,式中ω_L0表示负载位置状态观测器的带宽。

4.根据权利要求3所述的进给系统双位置环反馈的抗扰控制器，其特征在于，所述的负载位置控制器(1)利用负载位置指令信号x_Lr经过微分处理(1.3)和低通滤波器(1.2)产生负载速度指令信号并与第一线性扩张状态观测器LESO(2.2)得到的负载速度的评估值Z_L2相减得到负载速度误差信号e_L2；利用负载位置指令信号x_Lr减去第一线性扩张状态观测器LESO(2.2)得到的负载位置的评估值Z_L1得到负载位置误差信号e_L1，进而设计线性反馈率得到负载位置的控制信号x_L0；负载位置的控制信号x_L0减去第一线性扩张状态观测器LESO(2.2)得到负载位置反馈环的总扰动Z_L3，并经过具有参数化放大系统1/b_L0的比例放大环节得到电机位置指令信号x_Mr；其中线性反馈率算法如下：

x_L0＝K_L1e_L1+K_L2e_L2

式中，K_L1,K_L2表示控制器增益，利用极点配置的方法，将控制器的所有极点配置在-ω_Lc，故K_L2＝2ω_Lc，其中ω_Lc表示控制器带宽。

5.根据权利要求4所述的进给系统双位置环反馈的抗扰控制器，其特征在于，所述的负载位置控制器(1)利用负载位置指令信号经过微分处理(1.3)、低通滤波器(1.2)和具有参数化放大系数的比例环节(1.5)产生负载速度指令信号。

6.根据权利要求1所述的进给系统双位置环反馈的抗扰控制器，其特征在于，所述的电机位置状态观测器(4)通过第二降阶线性扩张状态观测器RLESO(4.1)利用输入电机控制量u和电机等效直线位置x_{M_list}评估得到电机等效速度的评估值Z_MR1以及电机位置反馈环的总扰动Z_MR2；电机位置控制器(2)利用电机速度指令信号与第二降阶线性扩张状态观测器RLESO(4.1)得到电机等效速度的评估值Z_MR1相减得到速度误差信号e_M2；利用电机位置指令信号x_Mr减去的实测电机等效位置x_{M_list}得到电机位置误差信号e_M1，进而设计线性反馈率得到电机位置的控制信号x_M0；电机位置的控制信号x_M0减去第二降阶线性扩张状态观测器RLESO(4.1)得到电机位置反馈环的总扰动Z_MR2，并经过具有参数化放大系统1/b_M0的比例放大环节得到输入电机的控制量u；其中降阶状态观测器算法如下：

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{.}{Z_1}=-{\mathrm{\β}}_{MR1}{Z}_1+Z_2+({\mathrm{\β}}_{MR2}-{\mathrm{\β}}_{MR1}{\mathrm{\β}}_{MR2})x_{M\_list}+b_{M0}u\\ \stackrel{.}{Z_2}=-{\mathrm{\β}}_{MR2}{Z}_1-{\mathrm{\β}}_{MR1}{\mathrm{\β}}_{MR2}{x}_{M\_List}\\ Z_{MR1}=Z_1+{\mathrm{\β}}_{MR1}{x}_{M\_list}\\ Z_{MR2}=Z_2+{\mathrm{\β}}_{MR2}{x}_{M\_list}\end{array}\right.$

式中，Z₁、Z₂是计算的中间量，b_M0表示电机位置反馈环中被控对象的控制增益有，β_MR1,β_MR2为观测器的增益，利用极点配置取β_MR1＝ω_M0,

7.根据权利要求1所述的进给系统双位置环反馈的抗扰控制器，其特征在于，所述的负载位置状态观测器(2)通过第一降阶线性扩张状态观测器RLESO(2.1)利用电机的等效直线位置x_{M_list}和所测量的负载的实际位移x_{L_list}评估得到负载速度的评估值Z_LR1以及负载位置反馈环的总扰动Z_LR2；负载速度指令信号与第一降阶线性扩张状态观测器RLESO(2.1)得到的负载速度的评估值Z_LR1相减得到速度误差信号e_L2；利用负载位置指令信号x_Lr减去实测负载位置x_{L_list}得到负载位置误差信号e_L1，进而设计线性反馈率得到负载位置的控制信号x_L0；负载位置的控制信号x_L0减去第一降阶线性扩张状态观测器RLESO(2.1)得到负载位置反馈环的总扰动Z_LR2，并经过具有参数化放大系统1/b_L0的比例放大环节得到电机位置指令信号x_Mr；其中降阶状态观测器算法如下：

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{.}{Z_1}=-{\mathrm{\β}}_{LR1}{Z}_1+Z_2+({\mathrm{\β}}_{LR2}-{\mathrm{\β}}_{LR1}{\mathrm{\β}}_{LR2})x_{L\_list}+b_{L0}{x}_{M\_list}\\ \stackrel{.}{Z_2}=-{\mathrm{\β}}_{LR2}{Z}_1-{\mathrm{\β}}_{LR1}{\mathrm{\β}}_{LR2}{x}_{L\_List}\\ Z_{LR1}=Z_1+{\mathrm{\β}}_{LR1}{x}_{L\_list}\\ Z_{LR2}=Z_2+{\mathrm{\β}}_{LR2}{x}_{L\_list}\end{array}\right.$

式中，Z₁、Z₂是计算的中间量，b_L0表示负载位置反馈环中被控对象的控制增益，β_LR1,β_LR2为观测器的增益，利用极点配置取β_LR1＝ω_L0,

8.根据权利要求1-6任一项所述的进给系统双位置环反馈的抗扰控制器，其特征在于，所述电机位置指令信号x_Mr经过第二跟踪微分控制器TD(3.4)直接得到电机速度指令信号x_M2或者得到电机位置指令跟随信号x_M1及其微分信号x_M2，参与线性反馈控制率设计；其中TD的控制算法如下：

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{.}{x_{M1}}=x_{M2}\\ \stackrel{.}{x_{M2}=-r_M^2{x}_{M1}-2r_M{x}_{M2}+r_M^2{x}_{Mr}}\end{array}\right.$

其中，r_M为跟随速度的速度因子。

9.根据权利要求8所述的进给系统双位置环反馈的抗扰控制器，其特征在于，所述负载位置指令信号x_Lr经过第一跟踪微分控制器TD(1.4)直接得到负载速度指令信号x_L2或者得到负载位置指令跟随信号x_L1及其微分信号x_L2，参与线性反馈控制率设计，其中TD的控制算法如下：

$\left\{\begin{array}{c}\stackrel{.}{x_{L1}}=x_{L2}\\ \stackrel{.}{x_{L2}}=-r_L^2{x}_{L1}-2r_L{x}_{L2}+r_L^2{x}_{Lr}\end{array}\right.$

其中，r_L为跟随速度的速度因子。

10.根据权利要求5所述的进给系统双位置环反馈的抗扰控制器，其特征在于，所述的负载位置控制器(1)利用负载位置指令信号x_Lr经过微分处理(1.3)、微分处理(1.6)、具有参数化放大系数的比例环节(1.7)和低通滤波器(1.8)产生加速度前馈补偿信号，与负载位置的控制信号x_L0相加后减去第一降阶线性扩张状态观测器RLESO(2.1)得到负载位置反馈环的总扰动Z_LR2或者减去第一线性扩张状态观测器LESO(2.2)得到的负载位置反馈环的总扰动Z_L3，并经过具有参数化放大系统1/b_L0的比例放大环节得到电机位置指令信号x_Mr。