CN103326826A - 一种采用广义三维互补码的cdma-mimo系统的信号发送与接收方法 - Google Patents

Abstract

一种采用广义三维互补码的CDMA-MIMO系统的信号发送与接收方法，属于通信领域，为了解决采用目前的CDMA-MIMO系统的信号发送与接收对于不同通信环境的适应能力差，系统资源利用率需求高的问题。该方法首先将K个用户发送的初始数据分别进行基于广义三维互补码的空时编码及扩频；对应于同一个天线、同一个载波的数据流进行叠加、合并，对应于同一个天线同一个载波的数据被调制到同一个载波上合并、发送；然后，采用P根接收天线同时接收信号，每一路合成后信号采用M个载波分别进行载波解调，并进行基于广义三维互补码的解扩及解码，每个用户获得对应于P个接收天线的P组数据；采用最大比合并准则合并、判决后输出。用于信号的发送与接收。

Description

一种采用广义三维互补码的CDMA-MIMO系统的信号发送与接收方法

技术领域

本发明涉及基于广义正交三维互补码的多用户MIMO系统发送与接收方法，属于通信领域。

背景技术

在未来的移动通信体制中，多入多出（Multiple Input Multiple Output，MIMO）技术必将成为主导的无线传输技术。MIMO技术最大的优势在于利用空间分集(SpaceDiversity)使得系统在不需要增加频谱资源与天线发送功率的前提下增加传输速率并降低错误率。空时编码是目前MIMO系统常用来实现空间分集的编码方式，其根本机理在于通过编码使得从不同发送天线发出的数据具有一定的正交性。然而，空时编码最大的缺点是没有考虑到抗干扰的问题，更没有考虑到多址接入的问题。因此，在实际通信系统中，需要加入额外的抗干扰和多址接入技术，与MIMO技术相结合。这不仅提高了系统的复杂度，更使得系统的整体优化更加困难。

互补码（Complementary Codes，CCs）是一类能够真正意义上实现理想的自相关、互相关特性的码资源。近年来，许多基于互补码的码分多址（Code Division MultipleAccess，CDMA）技术被提出，并被证明其在理论上能够实现无干扰的同步和异步通信。

近一年，传统的互补码被扩展为三维互补码，其所提供的理想正交性被引入到了多用户MIMO系统中来，通过巧妙的码设计，同时实现多天线及多址技术，并提供较好的抗干扰特性。然而，目前为止的研究还没有提供有效的、一般化的三维互补码的构造方法，相应的系统设计也还没有展开。

发明内容

本发明目的是为了解决采用目前的CDMA-MIMO系统的信号发送与接收对于不同通信环境的适应能力差，系统资源利用率需求高的问题，提供了一种采用广义三维互补码的CDMA-MIMO系统信号的发送与接收方法。

本发明所述一种采用广义三维互补码的CDMA-MIMO系统的信号发送与接收方法，它的信号发射过程为：

步骤一、将K个用户发送的初始数据分别进行基于广义三维互补码的空时编码及扩频，每个用户获得A*M个数据流；

步骤二、将K个用户对应于同一个天线、同一个载波的数据流进行叠加，合并成A*M个数据流，然后对应于同一个天线同一个载波的数据被调制到同一个载波上，最后同一个天线对应的M个载波的数据合并，并将其合并后的信号发送至无线信道，完成采用广义三维互补码的CDMA-MIMO系统的信号发送；

它的接收过程为：

步骤三、采用P根接收天线同时接收步骤二所发射的合并后的信号，每一路合成后信号采用M个载波分别进行载波解调获得M路并行信号，共获得P*M路信号；

步骤四、将获得的P*M路并行信号进行基于广义三维互补码的解扩及解码，每个用户获得对应于P个接收天线的P组数据；

步骤五、采用最大比合并准则将每一个用户对应于P根接收天线的数据进行合并，最后对合并后的数据进行判决，获得每个用户的原始数据信号的恢复后输出，完成采用广义三维互补码的CDMA-MIMO系统的信号接收。

本发明的优点：本发明提出的一种采用广义三维互补码的CDMA-MIMO系统信号发送与接收方法是一种一般化的基于广义正交三维互补码的CDMA-MIMO系统信号发送与接收方法。该方法采用的三维互补码的正交性及子序列数可以通过扩展矩阵组的不同选取方法来控制，可适应于不同通信环境及系统资源利用率需求。在基于这类正交三维互补码的多用户MIMO系统中，该多天线系统既能够实现空间分集，又能够实现空间复用，且多根发送天线是采用全部分集、全部复用或是一部分分集而另一部分复用可以依据信道环境适应性的调整，以获得最优的系统吞吐量。

附图说明

图1是本发明所述一种采用广义三维互补码的CDMA-MIMO系统的信号发送与接收方法，信号发送端的结构示意图；

图2是具体实施方式二所述的基于三维互补码的空时编码及扩频模块原理框图；

图3是本发明所述一种采用广义三维互补码的CDMA-MIMO系统的信号发送与接收方法，信号接收端的结构示意图；

图4是具体实施方式三所述的基于三维互补码的解扩及解码模块原理框图；

图5是采用本发明构造的广义正交三维互补码实例的归一化相关特性的仿真图，其中，第I类扩展矩阵组获得的具有理想相关特性的三维互补码的仿真图；

图6是采用本发明构造的广义正交三维互补码实例的归一化相关特性的仿真图，其中，第II类扩展矩阵组获得的具有广义正交特性的三维互补码的仿真图，其相应系统需要的载波数最少；

图7是采用本发明构造的广义正交三维互补码实例的归一化相关特性的仿真图，其中，第III类扩展矩阵组获得的具有广义正交特性的三维互补码，具有I和II间折中的特性。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图1及图3说明本实施方式，本实施方式所述一种采用广义三维互补码的CDMA-MIMO系统的信号发送与接收方法，它的信号发射过程为：

步骤一、将K个用户发送的初始数据分别进行基于广义三维互补码的空时编码及扩频，每个用户获得A*M个数据流；

步骤二、将K个用户对应于同一个天线、同一个载波的数据流进行叠加，合并成A*M个数据流，然后对应于同一个天线同一个载波的数据被调制到同一个载波上，最后同一个天线对应的M个载波的数据合并，并将其合并后的信号发送至无线信道，完成采用广义三维互补码的CDMA-MIMO系统的信号发送；

它的接收过程为：

步骤三、采用P根接收天线同时接收步骤二所发射的合并后的信号，每一路合成后信号采用M个载波分别进行载波解调获得M路并行信号，共获得P*M路信号；

步骤四、将获得的P*M路并行信号进行基于广义三维互补码的解扩及解码，每个用户获得对应于P个接收天线的P组数据；

步骤五、采用最大比合并准则将每一个用户对应于P根接收天线的数据进行合并，最后对合并后的数据进行判决，获得每个用户的原始数据信号的恢复后输出，完成采用广义三维互补码的CDMA-MIMO系统的信号接收。

具体实施方式二：下面结合图2说明本实施方式，本实施方式对实施方式一作进一步说明，本实施方式所述的一种采用广义三维互补码的CDMA-MIMO系统的信号发送与接收方法，步骤一所述的将K个用户发送的初始数据分别进行基于广义三维互补码的空时编码及扩频，每个用户获得A*M个数据流；所述基于广义三维互补码的空时编码及扩频，其中对每路数据信号的编码及扩频的方法均相同，该每路数据信号的编码及扩频方法的具体实现过程为：

对于用户k发送的初始数据流b^(k)，b^(k)∈{1,-1}，采用复用/分集控制模块将初始数据流b^(k)依据信道情况、用户所需要的服务质量和系统的性能需求信息，确定用户k的A个天线采用分集和复用的比例，并分流为A组数据流

,具体分流方法为：若采用多天线分集，则执行数据复制，即分集的天线发送相同的数据，若采用多天线复用，则执行数据流的串并转换，即复用的天线发送不同的数据；

对应于用户k天线a的数据b^(k,a)采用用户k的三维互补码的第a个子互补码Q^(k,a)进行互补码扩频，即该数据分别被Q^(k,a)的M个子序列

扩频，其中，k∈{0,1,…,K-1}，a∈{0,1,…,A-1}；采用第m个子序列

的扩频如公式（1）所示，m∈{0,1,…,M-1}：

$s_m^{(k,a)}\left(t\right)=\sqrt{p}\underset{i=0}{\overset{B-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}^{(k,a)}\left(i\right)Q_m^{(k,a)}(t-{\mathrm{iT}}_b)---\left(1\right)$

式中，p为数据的发送功率；B为数据流长度；i表示第i个数据；T_b=NT_c为比特间隔；N为子序列长度；T_c为码片间隔；

为第a个子互补码的第m个子序列

的码片波形，如公式（2）所示：

$Q_m^{(k,a)}\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{q}_{m,n}^{(k,a)}p(t-{\mathrm{nT}}_c),---\left(2\right)$

式中，为

的第n个码片，m∈{0,1,…,M-1}，n∈{0,1,…,N-1}；p(t)为码片波型成形函数的冲击响应；

最终获得每个用户对应于每个天线的M个数据流k∈{0,1,…,K-1}，a∈{0,1,…,A-1}，即每个用户对应于A*M个数据流。

具体实施方式三：下面结合图4说明本实施方式，本实施方式对实施方式一作进一步说明，本实施方式所述步骤四中将获得的P*M路并行信号进行基于广义三维互补码的解扩及解码，每个用户获得对应于P个接收天线的P组数据；所述基于广义三维互补码的解扩及解码，其中对每路数据信号的解扩及解码的方法均相同，该每路数据信号的解扩及解码的具体实现方法为：

第p个天线接收的信号经过载波解调获得的M路数据信号

采用K个用户中的一个用户k的广义三维互补码进行互补码解扩，p∈{1,…,P}：

第一步、匹配滤波：将

复制A份，分别采用用户k的三维互补码所包含的A个子互补码Q^(k,a)进行互补码解扩，a∈{0,1,…,A-1}，即第m个载波解调后的数据采用Q^(k,a)的第m个子序列进行接扩：

$y_{k,m}^{(a,p)}\left(j\right)={\∫}_0^{T_b}{r}_m^{\left(p\right)}(t+{\mathrm{jT}}_b)Q_m^{(k,a)}\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(3\right)$

为经过用户k的第a个发送天线对应的子互补码Q^(k,a)的第m个子序列

对应的码片匹配滤波器的输出，j表示第j个数据；

第二步、对应于子序列的合并：将对应于同一互补码Q^(k,a)的M个匹配滤波器的输出进行合并：

${\hat{b}}_p^{(k,a)}\left(j\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_m{y}_{k,m}^{(a,p)}\left(j\right)---\left(4\right)$

其中，β_m为第m个匹配滤波器的输出所对应的合并系数，依据信道特征按照最小均方误差合并MMSEC、等增益合并EGC、正交恢复合并ORC或最大比合并MRC准则获得；

得到的

为在用户k的接收天线p上检测到的发送天线a发送的数据；

第三步、对应于多天线的合并/解复用：进入“合并/解复用模块”，该模块依据发送端的“复用/分集控制模块”确定的天线分集和复用的比例，恢复其初始数据：若为多组复用数据流，则执行数据流的并串转换；若为多组分集数据流，则采用最大比合并准则合并为一路数据，最终得到

为用户k对应于P根接收天线检测到的P组数据。

具体实施方式四：下面结合图1至4说明本实施方式，本实施方式对实施方式一作进一步说明，本实施方式所述广义三维互补码的构造方法为：

步骤一、任选一族具有理想相关特性的互补码

作为初始互补码，其中K为该族互补码支持的正交码的数量，由构造的三维互补码期望支持的用户数决定，M_c为初始互补码所包含的子序列数，N_c为初始互补码的子序列的码长；

其中， $C^{\left(k\right)}={\left\{c_m^{\left(k\right)}\right\}}_{m=0}^{M_c-1},$ 为第k个互补码， $c_m^{\left(k\right)}=[c_{m,0}^{\left(k\right)},c_{m,1}^{\left(k\right)},...,c_{m,N_c-1}^{\left(k\right)}]$ 为第k个互补码包含的第m个子序列，m∈{0,1,…,M_c-1}；

初始互补码满足下述理想相关特性：

$\mathrm{\ρ}(C^{\left(k\right)},C^{\left(g\right)};\mathrm{\τ})=\underset{m=0}{\overset{M_c-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{N_c-\mathrm{\τ}-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{m,n}^{\left(k\right)}{c}_{m,n+\mathrm{\τ}}^{\left(g\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{M}_c{N}_c,& \mathrm{\τ}=0,k=g\\ 0,& \mathrm{elsewhere}\end{array}\right.,---\left(5\right)$

其中，k,g∈{0,1,…,K-1},0≤τ<N_c为相对码片位移；

步骤二、选取

为一组M_b×N_b的扩展矩阵，

m∈{0,1,…,M_b-1}，n∈{0,1,…,N_b-1}，A由构造的三维互补码期望支持的天线数决定；

步骤三、利用初始互补码族、扩展矩阵组按照克里内克积构造三维互补码

其中，k∈{0,1,…,K-1}，a∈{0,1,…,A-1}，

为克里内克积；□^(k)为分配给用户k的三维互补码，包含A个子互补码，即

Q^(k,a)为用户k的三维互补码的第a个子互补码，作为用户k第a个天线发送数据的扩频码，可以看做一个传统的互补码，即Q^(k,a)包含M个子序列，写作 $Q^{(k,a)}={\left\{q_m^{(k,a)}\right\}}_{m=0}^{M-1},$ $q_m^{\left(k\right)}=[q_{m,0}^{(k,a)},q_{m,1}^{(k,a)},...,q_{m,N-1}^{(k,a)}]$ 为其第m个子序列，m∈{0,1,…,M-1}，n∈{0,1,…,N-1}；

通过推导可以获得所构造的三维互补码各码片的解析表达式，及其参数与初始互补码族、扩展矩阵组的关系：

M=M_cM_b,N=N_cN_b.   (7)

其中，

及<·>分别表示向下取整及取余；

至此，构造出了本发明所采用的广义正交三维互补码

具体实施方式五：下面结合图1至4说明本实施方式，本实施方式对实施方式一及四作进一步说明，本实施方式所述选取

为一组M_b×N_b的扩展矩阵的选取方法为：依据期望构造的三维互补码及相应多用户MIMO系统的特性确定扩展矩阵的选取，分为三类：

第一类、期望构造的三维互补码具有理想的相关特性，相应的多用户MIMO系统能够完全消除多用户干扰，并且能获得天线间的理想正交性，则扩展矩阵组由一族具有理想相关特性的互补码

构造，满足：

$\mathrm{\&rho;}(B^{\left(a_1\right)},B^{\left(a_2\right)};\mathrm{\&tau;})=\underset{m=0}{\overset{M_b-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{n=0}{\overset{N_b-\mathrm{\&tau;}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_{m,n}^{\left(a_1\right)}{b}_{m,n+\mathrm{\&tau;}}^{\left(a_2\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{M}_b{N}_b,& \mathrm{\&tau;}=0,a_1=a_2\\ 0,& \mathrm{elsewhere}\end{array}\right.,,---\left(8\right)$

其中，a₁,a₂∈{0,1,…,A-1},0≤τ<N_b为相对码片位移；

第二类、期望构造的三维互补码具有广义正交性，即其相关特性仅在相对位移0附近区域理想，期望相应的多用户MIMO系统所采用的载波数与用户数相同，而不因天线数增多更增加，则扩展矩阵组

为一组零相关区序列

第三类、期望构造的三维互补码具有更大的零相关区，而相应的多用户MIMO系统所采用的载波数小于支持用户数与天线数的乘积，则扩展矩阵组由一族具有零相关区的广义正交互补码

构造，即满足：M_b≠1，当a₁=a₂,0<τ<W_sN_b，或者，a₁≠a₂，0≤τ<W_sN_b时

$\mathrm{\&rho;}(B^{\left(a_1\right)},B^{\left(a_2\right)};\mathrm{\&tau;})=\underset{m=0}{\overset{M_b-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{N_b-\mathrm{\&tau;}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_{m,n}^{\left(a_1\right)}{b}_{m,n+\mathrm{\&tau;}}^{\left(a_2\right)}=0---\left(9\right)$

其中，a₁,a₂∈{0,1,…,A-1},0≤τ<N_b为相对码片位移，W_s为该零相关区的广义正交互补码的归一化单边零相关区长度。

上述构造的三维互补码的特性由互补非周期相关函数描述，如下：

$\mathrm{\&rho;}(Q^{(k_1,a_1)},Q^{(k_2,a_2)};\mathrm{\&tau;})=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{n=0}{\overset{N-\mathrm{\&tau;}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{q}_{m,n}^{(k_1,a_1)}{q}_{m,n+\mathrm{\&tau;}}^{(k_2,k_2)},---\left(10\right)$

其中，k₁,k₂∈{0,1,…,K-1}，a₁,a₂∈{0,1,…,A-1}，0≤τ<N。

可以证明，依据上述方法构造的三维互补码组具有下述特征：

1)只要初始互补码组具有式（5）定义的理想相关特性，上述方法构造的三维互补码不同用户的子互补码间的互相关特性理想，为零值函数，与扩展矩阵无关，即：

$\mathrm{\&rho;}(Q^{(k_1,a_1)},Q^{(k_2,a_2)};\mathrm{\&tau;})=0,k_1\&NotEqual;k_2,\&ForAll;a_1,a_2,\mathrm{\&tau;}---\left(11\right)$

其中，k₁,k₂∈{0,1,…,K-1}，a₁,a₂∈{0,1,…,A-1}，0≤τ<N。

2)只要初始互补码组具有式（5）定义的理想相关特性，上述方法构造的三维互补码各子互补码的自相关特性及同一用户不同子互补码的互相关特性在延迟τ为非N_c的整数倍时为零，与扩展矩阵无关，即：

$\mathrm{\&rho;}(Q^{(k,a_1)},Q^{(k,a_2)};\mathrm{\&tau;})=0,\mathrm{\&tau;}\&NotEqual;r{N}_c---\left(12\right)$

其中，k∈{0,1,…,K-1}，a₁,a₂∈{0,1,…,A-1}，0≤τ<N，r为非负整数。

因此，无论扩展矩阵组

如何选取，本发明构造的三维互补码皆可以实现多用户干扰的消除。而扩展矩阵组

的选取一方面影响了上述基于三维互补码的多用户MIMO系统所采用的载波的数量，另一方面影响了相应系统的多径干扰的消除能力及多天线间的正交性。可以证明，上述三类扩展矩阵组构造的三维互补码及相应的多用户MIMO系统分别具有下述特征：

第I类：采用第I类扩展矩阵组构造的三维互补码具有理想的正交性，即满足：

$\mathrm{\&rho;}(Q^{(k_1,a_1)},Q^{(k_2,a_2)};\mathrm{\&tau;})=\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{MN},& \mathrm{\&tau;}=0,a_1=a_2,k_1=k_2\\ 0,& \mathrm{elsewhere}\end{array}\right.,---\left(13\right)$

其中，k₁,k₂∈{0,1,…,K-1}，a₁,a₂∈{0,1,…,A-1},0≤τ<N为相对码片位移。采用该类三维互补码的多用户MIMO系统不仅能够完全消除多用户干扰，还可以获得天线间的理想正交性。因此，在多径传输环境下，可以实现无干扰的多址接入，且可以同时支持多天线的分集和复用，可以做到依据信道特征及系统性能要求，合理的分配天线的分集和复用比例。采用该类三维互补码的多用户MIMO系统需要载波数为M=KA，即需要支持的用户数和天线数越多，系统占用的频率资源将越大。

第II类：采用第II类扩展矩阵组构造的三维互补码具有广义的正交性，即其相关特性仅在相对位移0附近区域理想，即满足：当0<τ<W_ccN_b，或者，τ=0且k₁≠k₂及a₁≠a₂之一成立时

$\mathrm{\&rho;}(Q^{\left(k_1{a}_1\right)},Q^{(k_2,a_2)};\mathrm{\&tau;})=0---\left(14\right)$

其中，k₁,k₂∈{0,1,…,K-1}，a₁,a₂∈{0,1,…,A-1},为W_cc为该广义正交互补码的归一化单边零相关区长度。可以证明其满足

即零相关区长度由支持的天线数及扩展矩阵的列数决定。采用该类三维互补码的多用户MIMO系统能够完全消除多用户干扰，当信道的时延扩展小于W_ccT_b时，可以获得天线间的正交性。因此，在满足时延扩展小于W_ccT_b的多径传输环境下，可以实现无干扰的多址接入，且可以同时支持多天线的分集和复用，可以做到依据信道特征及系统性能要求，合理的分配天线的分集和复用成分。采用该类三维互补码的多用户MIMO系统需要载波数为M=K，为三类中最小的，需要支持的用户数越多，系统占用的频率资源将越大，但与天线数无关。

第III类：采用第III类扩展矩阵组构造的三维互补码具有广义正交性，即其相关特性尽在相对位移0附近区域理想，即与第II类相同，但其归一化单边零相关区长度W_cc满足

即零相关区长度由支持的天线数及扩展矩阵的行、列数决定。采用该类三维互补码的多用户MIMO系统能够完全消除多用户干扰，当信道的时延扩展小于W_ccT_b时，可以获得天线间的正交性。因此，在满足时延扩展小于W_ccT_b的多径传输环境下，可以实现无干扰的多址接入，且可以同时支持多天线的分集和复用，可以做到依据信道特征及系统性能要求，合理的分配天线的分集和复用成分。采用该类三维互补码的多用户MIMO系统需要载波数满足K<M<KA，其零相关区长度及占用的频率资源均为前两类间的折中。

图5-7给出了采用本发明构造的广义正交三维互补码的归一化的相关特性的仿真图。图5、6和7分别对应于三类扩展矩阵组，其所呈现的相关特性与上述描述相符。仿真中，第一行为三维互补码中各子互补码的归一化自相关特性第二行为三维互补码中同一用户不同天线对应的互补码的归一化互相关特性

第三行为三维互补码中不同用户相同或不同天线对应的互补码的归一化互相关特性

Claims (5)

1.一种采用广义三维互补码的CDMA-MIMO系统的信号发送与接收方法，其特征在于，它的信号发射过程为：

步骤一、将K个用户发送的初始数据分别进行基于广义三维互补码的空时编码及扩频，每个用户获得A*M个数据流；

步骤二、将K个用户对应于同一个天线、同一个载波的数据流进行叠加，合并成A*M个数据流，然后对应于同一个天线同一个载波的数据被调制到同一个载波上，最后同一个天线对应的M个载波的数据合并，并将其合并后的信号发送至无线信道，完成采用广义三维互补码的CDMA-MIMO系统的信号发送；

它的接收过程为：

步骤三、采用P根接收天线同时接收步骤二所发射的合并后的信号，每一路合成后信号采用M个载波分别进行载波解调获得M路并行信号，共获得P*M路信号；

步骤四、将获得的P*M路并行信号进行基于广义三维互补码的解扩及解码，每个用户获得对应于P个接收天线的P组数据；

步骤五、采用最大比合并准则将每一个用户对应于P根接收天线的数据进行合并，最后对合并后的数据进行判决，获得每个用户的原始数据信号的恢复后输出，完成采用广义三维互补码的CDMA-MIMO系统的信号接收。

2.根据权利要求1所述一种采用广义三维互补码的CDMA-MIMO系统的信号发送与接收方法，其特征在于，步骤一所述的将K个用户发送的初始数据分别进行基于广义三维互补码的空时编码及扩频，每个用户获得A*M个数据流；所述基于广义三维互补码的空时编码及扩频，其中对每路数据信号的编码及扩频的方法均相同，该每路数据信号的编码及扩频方法的具体实现过程为：

对于用户k发送的初始数据流b^(k)，b^(k)∈{1,-1}，采用复用/分集控制模块将初始数据流b^(k)依据信道情况、用户所需要的服务质量和系统的性能需求信息，确定用户k的A个天线采用分集和复用的比例，并分流为A组数据流

具体分流方法为：若采用多天线分集，则执行数据复制，即分集的天线发送相同的数据，若采用多天线复用，则执行数据流的串并转换，即复用的天线发送不同的数据；

对应于用户k天线a的数据b^(k,a)采用用户k的三维互补码的第a个子互补码Q^(k,a)进行互补码扩频，即该数据分别被Q^(k,a)的M个子序列

扩频，其中，k∈{0,1,…,K-1}，a∈{0,1,…,A-1}；采用第m个子序列

的扩频如公式（1）所示，m∈{0,1,…,M-1}：

$S_m^{(k,a)}\left(t\right)=\sqrt{p}\underset{i=0}{\overset{B-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}^{(k,a)}\left(i\right)Q_m^{(k,a)}(t-i{T}_b)---\left(1\right)$

式中，p为数据的发送功率；B为数据流长度；i表示第i个数据；T_b=NT_c为比特间隔；N为子序列长度；T_c为码片间隔；

为第a个子互补码的第m个子序列

的码片波形，如公式（2）所示：

$Q_m^{(k,a)}\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{q}_{m,n}^{(k,a)}p(t-n{T}_c),---\left(2\right)$

式中，

为

的第n个码片，m∈{0,1,…,M-1}，n∈{0,1,…,N-1}；p(t)为码片波型成形函数的冲击响应；

最终获得每个用户对应于每个天线的M个数据流

k∈{0,1,…,K-1}，a∈{0,1,…,A-1}，即每个用户对应于A*M个数据流。

3.根据权利要求1所述一种采用广义三维互补码的CDMA-MIMO系统的信号发送与接收方法，其特征在于，步骤四中将获得的P*M路并行信号进行基于广义三维互补码的解扩及解码，每个用户获得对应于P个接收天线的P组数据；所述基于广义三维互补码的解扩及解码，其中对每路数据信号的解扩及解码的方法均相同，该每路数据信号的解扩及解码的具体实现方法为：

第p个天线接收的信号经过载波解调获得的M路数据信号

采用K个用户中的一个用户k的广义三维互补码进行互补码解扩，p∈{1,…,P}：

第一步、匹配滤波：将

复制A份，分别采用用户k的三维互补码所包含的A个子互补码Q^(k,a)进行互补码解扩，a∈{0,1,…,A-1}，即第m个载波解调后的数据采用Q^(k,a)的第m个子序列进行接扩：

$y_{k,m}^{(a,p)}\left(j\right)={\&Integral;}_0^{T_b}{r}_m^{\left(p\right)}(t+j{T}_b)Q_m^{(k,a)}\left(t\right)\mathrm{dt}---\left(3\right)$

为经过用户k的第a个发送天线对应的子互补码Q^(k,a)的第m个子序列

对应的码片匹配滤波器的输出，j表示第j个数据；

第二步、对应于子序列的合并：将对应于同一互补码Q^(k,a)的M个匹配滤波器的输出进行合并：

${\hat{b}}_p^{(k,a)}\left(j\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&beta;}}_m{y}_{k,m}^{(a,p)}\left(j\right)---\left(4\right)$

其中，β_m为第m个匹配滤波器的输出所对应的合并系数，依据信道特征按照最小均方误差合并MMSEC、等增益合并EGC、正交恢复合并ORC或最大比合并MRC准则获得；

得到的为在用户k的接收天线p上检测到的发送天线a发送的数据；

第三步、对应于多天线的合并/解复用：

进入“合并/解复用模块”，该模块依据发送端的“复用/分集控制模块”确定的天线分集和复用的比例，恢复其初始数据：若为多组复用数据流，则执行数据流的并串转换；若为多组分集数据流，则采用最大比合并准则合并为一路数据，最终得到为用户k对应于P根接收天线检测到的P组数据。

4.根据权利要求1、2、或3所述一种采用广义三维互补码的CDMA-MIMO系统的信号发送与接收方法，其特征在于，所述广义三维互补码的构造方法为：

步骤一、任选一族具有理想相关特性的互补码

作为初始互补码，其中K为该族互补码支持的正交码的数量，由构造的三维互补码期望支持的用户数决定，M_c为初始互补码所包含的子序列数，N_c为初始互补码的子序列的码长；

其中， $C^{\left(k\right)}={\left\{c_m^{\left(k\right)}\right\}}_{m=0}^{M_c-1},$ 为第k个互补码， $c_m^{\left(k\right)}=[c_{m,0}^{\left(k\right)},c_{m,1}^{\left(k\right)},...,c_{m,N_c-1}^{\left(k\right)}]$ 为第k个互补码包含的第m个子序列，m∈{0,1,…,M_c-1}；

初始互补码满足下述理想相关特性：

$\mathrm{\&rho;}(C^{\left(k\right)},C^{\left(g\right)};\mathrm{\&tau;})=\underset{m=0}{\overset{M_c-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{n=0}{\overset{N_c-\mathrm{\&tau;}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_{m,n}^{\left(k\right)}{c}_{m,n+\mathrm{\&tau;}}^{\left(g\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{M}_c{N}_c,& \mathrm{\&tau;}=0,k=g\\ 0,& \mathrm{elsewhere}\end{array}\right.,---\left(5\right)$

其中，k,g∈{0,1,…,K-1},0≤τ<N_c为相对码片位移；

步骤二、选取为一组M_b×N_b的扩展矩阵，m∈{0,1,…,M_b-1}，n∈{0,1,…,N_b-1}，A由构造的三维互补码期望支持的天线数决定；

步骤三、利用初始互补码族、扩展矩阵组按照克里内克积构造三维互补码

其中，k∈{0,1,…,K-1}，a∈{0,1,…,A-1}，

为克里内克积；为分配给用户k的三维互补码，包含A个子互补码，即

Q^(k,a)为用户k的三维互补码的第a个子互补码，作为用户k第a个天线发送数据的扩频码，可以看做一个传统的互补码，即Q^(k,a)包含M个子序列，写作 $Q^{(k,a)}={\left\{q_m^{(k,a)}\right\}}_{m=0}^{M-1},$ $q_m^{\left(k\right)}=[q_{m,0}^{(k,a)},q_{m,1}^{(k,a)},...,q_{m,N-1}^{(k,a)}]$ 为其第m个子序列，m∈{0,1,…,M-1}，n∈{0,1,…,N-1}；

通过推导可以获得所构造的三维互补码各码片的解析表达式，及其参数与初始互补码族、扩展矩阵组的关系：

M=M_cM_b,N=N_cN_b.                          (7)

其中，及<·>分别表示向下取整及取余；

至此，构造出了本发明所采用的广义正交三维互补码

5.根据权利要求4所述一种采用广义三维互补码的CDMA-MIMO系统的信号发送与接收方法，其特征在于，所述选取

为一组M_b×N_b的扩展矩阵的选取方法为：依据期望构造的三维互补码及相应多用户MIMO系统的特性确定扩展矩阵的选取，分为三类：

第一类、期望构造的三维互补码具有理想的相关特性，相应的多用户MIMO系统能够完全消除多用户干扰，并且能获得天线间的理想正交性，则扩展矩阵组由一族具有理想相关特性的互补码 $B(A,M_b,N_b)={\left\{B^{\left(a\right)}\right\}}_{a=0}^{A-1}$ 构造，满足：

$\mathrm{\&rho;}(B^{\left(a_1\right)},B^{\left(a_2\right)};\mathrm{\&tau;})=\underset{m=0}{\overset{M_b-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{n=0}{\overset{N_b-\mathrm{\&tau;}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_{m,n}^{\left(a_1\right)}{b}_{m,n+\mathrm{\&tau;}}^{\left(a_2\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{M}_b{N}_b,& \mathrm{\&tau;}=0,a_1=a_2\\ 0,& \mathrm{elsewhere}\end{array}\right.,---\left(8\right)$

其中，a₁,a₂∈{0,1,…,A-1},0≤τ<N_b为相对码片位移；

第二类、期望构造的三维互补码具有广义正交性，即其相关特性仅在相对位移0附近区域理想，期望相应的多用户MIMO系统所采用的载波数与用户数相同，而不因天线数增多更增加，则扩展矩阵组

为一组零相关区序列

第三类、期望构造的三维互补码具有更大的零相关区，而相应的多用户MIMO系统所采用的载波数小于支持用户数与天线数的乘积，则扩展矩阵组由一族具有零相关区的广义正交互补码

构造，即满足：M_b≠1，当a₁=a₂,0<τ<W_sN_b，或者，a₁≠a₂，0≤τ<W_sN_b时

$\mathrm{\&rho;}(B^{\left(a_1\right)},B^{\left(a_2\right)};\mathrm{\&tau;})=\underset{m=0}{\overset{M_b-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{m=0}{\overset{N_b-\mathrm{\&tau;}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_{m,n}^{\left(a_1\right)}{b}_{m,n+\mathrm{\&tau;}}^{\left(a_2\right)}=0---\left(9\right)$

其中，a₁,a₂∈{0,1,…,A-1},0≤τ<N_b为相对码片位移，W_s为该零相关区的广义正交互补码的归一化单边零相关区长度。

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