CN103308183A

CN103308183A - 一种用于传感器的读出电路

Info

Publication number: CN103308183A
Application number: CN2013102117706A
Authority: CN
Inventors: 陈铖颖; 黑勇; 范军; 胡晓宇; 刘海南
Original assignee: Institute of Microelectronics of CAS
Current assignee: China Core Microelectronics Technology Chengdu Co ltd
Priority date: 2013-05-31
Filing date: 2013-05-31
Publication date: 2013-09-18
Anticipated expiration: 2033-05-31
Also published as: CN103308183B

Abstract

本发明涉及一种高可靠的传感器读出电路，包括两级运算放大器、斩波器、缓冲器和2阶3bit量化Sigma-Delta模数转换器；其中两级运算放大器在闭环工作状态下，通过电阻比将传感器输出的微弱电压信号放大；输入、输出斩波器用于降低运算放大器的直流失调电压和低频1/f噪声；缓冲器对运算放大器输出信号进行隔离保护，同时提供一定的电压驱动能力；2阶3bit量化Sigma-Delta模数转换器将放大后的传感器电压信号转换为数字码，输出至DSP进行处理。

Description

一种用于传感器的读出电路

技术领域

本发明涉及CMOS模拟集成电路设计领域，特别涉及一种传感器的读出电路。

背景技术

在自然界中，任何温度高于绝对零度的物体都会产生红外辐射，测定它的强度并将其转换为其他形式的能量以便应用，就是红外探测器的主要任务。热电堆作为最重要的红外探测器之一，目前已经广泛应用到红外成像、红外预警、红外检测等领域。随着微电子技术的快速发展，半导体材料作为热电堆基体的方案日趋成熟，目前已成功发展了利用微机械工艺制造的硅基热电堆。

热电堆红外传感器可以通过与标准硅基工艺集成，进一步降低芯片的制作成本和提高整个探测系统性能。而在整个单片集成红外传感系统中，信号读出电路是一个很重要的方面，对最终的系统性能有很重要的影响。在相关的集成热电堆红外传感器设计中，在电路方面的设计还比较少，国外比较成功的是利用斩波技术对红外传感器产生的低频信号进行低噪声处理，提高系统的性能。一般传统的热电堆红外传感器读出电路增益级都采用开环的运算放大器结构，增益容易随工艺、温度和设计而发生变化，可靠性较低。

图1示出了目前已有的热电堆红外传感器读出电路结构图。参照附图1所示，该结构采用两级开环运算放大器的系统架构，通过斩波技术消除运放的失调电压和1/f噪声，从而实现了传感器微弱信号的放大。但该方案有以下三点不足：(1)由于采用开环运算放大器的系统架构，整体系统增益易受工艺、温度等条件的变化而变化，导致增益与温度呈非线性变化，温度检测精度有限；(2)系统中引入带通滤波器对残余失调电压进行消除，在提高一定检测精度的同时，增益了电路复杂性，使系统的可靠性降低；(3)该方案中没有集成模数转换器，在系统实现时还需要在系统电路板中加入模数转换器电路进行量化，规模较大，增加了系统应用的难度。

发明内容

(一)要解决的技术问题

本发明的主要目的是提供一种高精度、高可靠、单片集成的热电堆红外传感器读出电路。解决的技术问题主要有以下三个方面：

(1)针对原读出电路方案采用开环结构，导致增益与温度呈非线性变化的缺点，本发明采用闭环运放与斩波技术结合的增益结构，使系统增益只由闭环结构中的电阻比值决定，增益几乎与检测温度无关；同时斩波技术能有效的运放的失调电压和1/f噪声，提高了检测精度。

(2)在系统中去除了带通滤波器电路，将残余失调电压消除交由Sigma-Delta模数转换器电路中数字滤波器完成。由数字电路实现的滤波器可靠性远大于模拟滤波器，降低了电路复杂性，在降低电路功耗的同时提高了电路可靠性。

(3)在读出电路中加入片上集成Sigma-Delta模数转换器，对传感器检测电压信号直接进行量化、编码，降低了系统应用难度，实现高集成度的传感器读出电路。

(二)技术方案

为了达到上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种高可靠的传感器读出电路，其包括：两级运算放大器(100)、输入斩波器(110)、输出斩波器(111)、缓冲器(120、121)和2阶多位量化Sigma-Delta模数转换器(130)；其中，所述两级运算放大器用于在闭环工作状态下，通过电阻比将传感器输出的微弱电压信号放大；输入、输出斩波器分别接在所述两级运算放大器的输入端和输出端，用于降低所述两级运算放大器的直流失调电压和低频1/f噪声；缓冲器对所述两级运算放大器的输出信号进行隔离保护；2阶多位量化Sigma-Delta模数转换器将放大后的传感器电压信号转换为数字码，并输出至DSP进行处理。

(三)有益效果

本发明提供的高可靠用于传感器的读出电路，采用闭环运算放大器增益结合斩波技术，以及2阶多位量化Sigma-Delta模数转换器单芯片全集成的方式，通过闭环运算放大器中的电阻比将传感器输出的微弱电压信号放大，解决开环运放增益结构造成的温度与增益非线性变化的问题，提高了增益的稳定性和可靠性；通过采用斩波技术，有效降低了读出电路的失调电压和1/f噪声；通过采用无带通滤波器的结构，将残余失调电压消除交由Sigma-Delta模数转换器电路中数字滤波器完成，解决了电路复杂度问题，提高了系统可靠性；通过采用2阶3bit量化Sigma-Delta模数转换器与读出电路单片集成的方式，在避免高阶调制器造成电路稳定性问题的同时、节约了功耗，实现了高的输出信噪比，提高了电路的可靠性。该读出电路具有检测精度高，可靠性强、功耗低、集成度高的优点。

附图说明

图1为现有方案中传感器读出电路的结构示意图；

图2为本发明中用于传感器的读出电路的结构示意图；

图3为本发明中读出电路中两级运算放大器的电路结构图；

图4为本发明中读出电路中斩波器的电路结构图；

图5为本发明中读出电路中缓冲器的电路结构图；

图6为本发明中读出电路中二阶多位量化Sigma-Delta模数转换器的电路结构图；

图7为本发明读出电路中多位量化Sigma-Delta模数转换器中所述多位量化器的电路结构图；

图8为本发明中所述多位量化器中使用的比较器的电路结构图；

图9为本发明优选实施例中输出斩波器的输出波形图；

图10本发明优选实施例中读出电路输出的频谱分析结果示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明作进一步的详细说明。

图2为根据本发明提出的一种用于传感器的读出电路装置的结构示意图。如图2所示，该读出电路装置包括：两级运算放大器100、输入斩波器110、输出斩波器111、第一缓冲器120、第二缓冲器121和二阶多位量化Sigma-Delta模数转换器130。

两级运算放大器100，用于在闭环工作状态下，通过电阻比将传感器输出的微弱电压信号放大，其输入端接输入斩波器110，其输出端接输出斩波器111。所述闭环结构为：第一输入电阻Rin1和第二输入电阻Rin2的一端分别连接于第一斩波器110的两个输入端，其另一端分别接传感器的两端；第一反馈电阻Rfb1和第二反馈电阻Rfb2跨接在输入斩波器110的两个输入端和输出斩波器111的两个输出端，同时这两个电阻与两级运算放大器100和两个斩波器110和111形成闭环结构。

输入斩波器110和输出斩波器111，用于降低运算放大器的直流失调电压和低频1/f噪声；所述输出斩波器111的两个输出端分别接第一缓冲器120和第二缓冲器121。

第一缓冲器120和第二缓冲器121，用于对运算放大器的输出信号进行隔离保护，同时提供一定的电压驱动能力；所述第一、第二缓冲器120、121的输出端分别接二阶多位量化Sigma-Delta模数转换器130。

二阶多位量化Sigma-Delta模数转换器130，其用于将放大后的传感器电压信号转换为数字信号，并输出至DSP进行处理。

所述读出电路装置的输入端即所述第一输入电阻Rin1和第二输入电阻Rin2接外部热电堆红外传感器的输出端。所述读出电路装置首先采集热电堆红外传感器输出的全差分电压信号。在读出电路装置输入端口配置有隔直流信号电容C1和C2，以消除所述热电堆红外传感器输出的直流共模电压分量对读出电路装置的影响。同时，外加直流共模电压分量vem分别通过第一输入电阻R1和第二输入电阻R2后进入到所述读出电路装置中的输入斩波器110；全差分两级运算放大器100置于输入斩波器110与输出斩波器111之间；第一反馈电阻Rfb1和第二反馈电阻Rfb2分别跨接在输入斩波器110的输入端与输出斩波器111的输出端。第一输入电阻Rin1连接在电容C1和节点斩波通路1101a之间，第一反馈电阻Rfb1连接在节点斩波通路1101a和节点斩波通路1101b之间，第一输入电阻Rin1和第一反馈电阻Rfb1共同形成第一差分通路；第二输入电阻Rin2连接在电容C2和节点斩波通路1102a之间，第二反馈电阻Rfb2连接在节点斩波通路1102a和节点斩波通路1102b之间，第二输入电阻Rin2和第二反馈电阻Rfb2共同形成第二差分通路；第一缓冲器120和第二缓冲器121分别连接在输出斩波器的两个输出端，并最终接入多位量化Sigma-Delta模数转换器的输入端，多位量化Sigma-Delta模数转换器输出至外部的DSP。

图3示出了本发明中所述读出电路装置的两级运算放大器的电路结构图。如图3所示，所述运算放大器采用两级密勒补偿结构，包括第一增益级电路、第二增益级电路和共模负反馈电路。所述第一增益级电路提供约50dB的增益，其将所述红外传感器输出的直流共模电压放大后输出至第二增益级。所述第二增益级电路再提供20dB增益的同时，增加电路输出的所述直流共模电压的摆幅。所述共模负反馈电路采用与所述第一增益级电路和第二增益级电路共用电流镜及输出负载的结构，用于提取所述运放差分输出端口voutn和voutp的直流共模电压的误差，负反馈作用于第一增益级的尾电流源，稳定输出端口voutn和voutp的直流共模电压。其中vbias为PMOS晶体管PM0栅级的偏置电压。其中运放的差分输入端vin和vip接输入斩波器110的输出端，运放的差分输出端voutn和voutp接输出斩波器111的输入端。

所述第一增益级电路包括：第一PMOS管PM0、第二PMOS管PM1、第三PMOS管PM2、第一NMOS管NM1和第二NMOS管NM2；所述第一、第二NMOS管NM1、NM2的源极接地，栅极与共模反馈控制信号相连，漏极分别与所述第二、第三PMOS管PM1、PM2的漏极相连；而所述第二、第三PMOS管PM1、PM2的栅极分别接差分输入信号vin、vip，其中差分输入信号vin、vip来自于输入斩波器110的差分输出，源极都与第一PMOS管PM0的漏极相连，所述第一PMOS管PM0的栅极接偏置电压Vbias，源极接电源，其中所述偏置电压由芯片内部电路产生。

第二增益级电路包括：第四、第五PMOS管PM3、PM4和第三、第四NMOS管NM3、NM4。其中，第三、第四NMOS管NM3、NM4的源极接地，栅极分别与所述第一、第二NMOS管NM1、NM2的漏极相连，漏极分别与第四、第五PMOS管PM3、PM4的漏极相连；第四、第五PMOS管PM3、PM4的栅极接偏置电压vbias，源极接电源。

所述第一增益级电路和第二增益级电路之间采用第一、第二电阻Rm1、Rm2，第一、第二电容Cm1、Cm2组成密勒补偿电路，使所述两级运算放大器具有60度以上的相位裕度。其中，第一电阻Rm1与第一电容Cm1串联连接在第一增益级电路中第一NMOS管NM1和第二增益级电路中第三NMOS管NM3的漏极之间；而第二电阻Rm2与第三电容Cm2串联连接在第一增益级电路中第二NMOS管NM2和第二增益级电路中第四NMOS管NM4的漏极之间；

共模负反馈电路包括：第六、第七、第八、第九PMOS管PM5、PM6、PM7、PM8、第五NMOS管NM5、第三、第四电阻Rm3、Rm4和第三、第四电容Cm3、Cm4，其采用与主运放共用电流镜及输出负载的结构。其中，所述第三电阻Rm3与第三电容Cm3并联接在运放输出信号voutp和PM8栅极之间，而第四电阻Rm4与第四电容Cm4并联接在运放输出信号voutn和PM8的栅极之间；第五NMOS管NM5源极接地，栅极与漏极相连并输出共模反馈控制信号；第九PMOS管PM8漏极与第五NMOS管NM5漏极相连，源极接第六PMOS管PM5漏极以及第七PMOS管PM6、第八PMOS管PM7源极；第六PMOS管PM5源极接电源，栅极接偏置电压Vbias，第七PMOS管PM6和第八PMOS管PM7源极接第六PMOS管PM5漏极，栅极接图2中的外加直流共模电压分量vcm，漏极分别接第一增益级电路的差分输出信号voutn1、voutp1。其中voutn1、voutp1分别是第一增益级电路的差分输出信号；voutn、voutp分别是第二增益级的差分输出信号，也是两级运放100的的差分输出信号。

共模负反馈电路采用与第一增益级相同的结构，即保证共模负反馈电路与第一增益级具有相同的晶体管尺寸，同时各晶体管的连接关系和输入信号都与第一增益级相同，第七PMOS管PM6以及第八PMOS管PM7的栅极连接至输入共模直流电压vcm，漏极连接至第一增益级电路的差分输出信号voutn1、voutp1。第二增益级电路差分输出信号voutn、voutp中的直流电压信号通过并联的Cm3/Rm3，Cm4/Rm4电路连接至第九PMOS晶体管PM8的栅极。这样，一方面降低了功耗；另一方面保证共模负反馈电路与由第一和第二增益级组成的主运放在交流特性上保持完全一致，因为共模负反馈电路的输出级与主运放的输出级可以完全共用，电容补偿电路也完全一样。只要主运放频率特性是稳定的，则共模负反馈也是稳定的。这种共模负反馈电路使得全差分运算放大器可以像单端输出的运算放大器一样设计，而不用考虑共模负反馈电路对全差分运算放大器的影响，增强了运算放大器在闭环工作时的稳定性，提高了整体电路的可靠性。

由于热电堆红外传感器输出信号幅度一般小于1mV，容易受到电路失调电压和电路噪声的影响。又因为传感器信号频率较低，只有几十到几百赫兹，所以更容易受到电路低频1/f噪声的影响，降低信号质量，因此需要在传感器读出电路中采用斩波技术用以减小电路的失调电压和1/f噪声。

图4示出了本发明中所述读出电路装置中的斩波器的电路结构图。

所述输入斩波器110和输出斩波器111的结构相同，如图4所示，其包括两个横向NMOS管M1、M2和两个纵向NMOS管M1b、M2b，且横向NMOS管M1、M2由时钟信号clk控制，而纵向NMOS管M1b、M2b由clkb控制，且时钟信号clk与clkb为两个反向非交叠时钟信号，即频率相同，相位差180度。其中，in+和in-分别为斩波器的差分输入端，两端口输入信号幅度相同，相位相差180度，所述外部热电堆红外传感器输出的差分传感器信号通过第一输入电阻Rin1和第二输入电阻Rin2分别接所述输入斩波器110的差分输入端in+和in-，所述两级运算放大器100的两个差分输出分别接所述输出斩波器111的差分输入端in+和in-。第一横向NMOS管M1源极接输入信号in+，漏极接输出信号out+，栅极接时钟信号clk；第二横向NMOS管M2源极接输入信号in-，漏极接输出信号out-，栅极接时钟信号clk；第一纵向NMOS管Mlb源极接输出信号out-，漏极接输入信号in+，栅极接时钟信号clkb(clkb与clk频率相同，相位差180度)；第二纵向NMOS管M2b源极接输入信号in-，漏极接输出信号out+，栅极接时钟信号clkb。

其中，横向NMOS管M1、M2和纵向NMOS管M1b、M2b类型以及尺寸完全相同，并在时钟信号的控制下交替导通，将时钟信号即斩波信号与输入信号相乘。斩波器在功能上与乘法器相同，在时域实现斩波信号与输入信号的乘法，频域相加的运算，即完成将输入信号调制到斩波信号的功能。斩波信号通常为10倍于输入信号频率的时钟信号。具体为当clk为高电平，clkb为低电平时，所述横向NMOS管M1、M2导通，纵向NMOS管M1b、M2b截止，输出为将输入信号in+和in-直接输出；当clk为低电平，clkb为高电平时，所述纵向NMOS管M1b、M2b导通，所述横向NMOS管M1、M2截止，输出为将输入信号in+和in-反向180度后输出；在功能上等同于将时钟信号即斩波信号与输入信号相乘。

所述输入斩波器，在满足斩波频率大于两倍信号带宽条件下，将输入信号调制至斩波频率上。具体为，实现输入信号与斩波信号的时域相乘，频域相加的运算，得到频率为f_chopper1＝f_in+f_chopper的新信号。其中f_in为输入信号频率，f_chopper为斩波器频率，f_chopper1为经过输入斩波器调制后的信号频率。

所述输出斩波器，将信号解调回基带。具体为，实现输入信号与输出斩波信号的时域相乘，频域相减的运算，最终得到与输入斩波器前相同的频率为f_chopper2＝f_chopper1-f_chopper＝f_in+f_chopper-f_chopper＝f_in的信号。而运放的失调电压和1/f噪声仅经过输出斩波器的一次调制，即f′_offest＝f_offset+f_chopper，其中f′_offest为调制后失调电压和1/f噪声等效信号的频率，f_offset为调制前失调电压和1/f噪声等效信号的频率。由于采用差分结构，调制后在斩波频率偶次谐波上的信号相互抵消，失调电压和1/f噪声仅出现在斩波频率的奇次谐波上，从而降低了整体电路的失调电压和1/f噪声。

本发明采用两级运算放大器、输入斩波器、输出斩波器与输入电阻(Rin1、Rin2)、反馈电阻(Rfb1、Rfb2)构成闭环增益级结构。由于闭环增益结构的增益仅由反馈电阻和输入电阻的比值决定，对工艺和温度特性不敏感，在很大程度上稳定了系统增益，增加了运算放大器对传感器微弱信号放大增益的稳定性和可靠性，避免了传统开环增益级读出电路因为增益漂移、开环稳定性较差带来的电路可靠性问题。

图5示出了本发明所述的读出电路装置中缓冲器的电路结构示意图。如图5所示，缓冲器采用单级5管运放单元结构，其包括PMOS PMb0、PMb1、PMb2和NMOS NMb1、NMb2。其中NMb1、NMb2源极接地，NMb1、NMb2栅极与NMb1的漏极相连，漏极分别与PMb1、PMb2的漏极相连；PMb1、PMb2漏极分别与NMb1、NMb2漏极相连，PMb1栅极输入信号in，PM2栅极与漏极相连，并作为输出端，PMb1、PMb2源极都与PMb0漏极相连。PMb0漏极与PMb1、PMb2源极相连，栅极接偏置电压Vbbias，源极接电源。

该缓冲器采用5管运放单元结构，晶体管数目少，结构简单；且晶体管都工作在饱和区，可靠性强。由于后级的Sigma-Delta模数转换器为开关电容结构，输入电容较大，且时钟控制的开关周期性开断易造成前级输出信号抖动，降低检测精度，因此需要采用缓冲器对运算放大器输出信号进行隔离保护，同时提供一定的电压驱动能力，保证Sigma-Delta模数转换器输入信号的质量。

图6示出了本发明所述的读出电路装置的二阶多位量化Sigma-Delta模数转换器的电路结构图。

所述二阶多位量化Sigma-Delta模数转换器将运算放大器放大后的传感器信号转换为数字信号，并输出至DSP进行处理。如图6所示，所述多位量化Sigma-Delta模数转换器的输入Vin和Vip分别连接至缓冲器1和缓冲器2的输出，输出out[2∶0]至DSP进行处理。多位量化Sigma-Delta模数转换器主要由二阶调制器(图中虚框所示)、多位量化器、编码器和数据加权平均电路构成。其中编码器将多位量化器输出的互补温度计码转换为多位二进制码输出。数据加权平均电路用以消除多位量化器带来的非线性影响。

其中，所述二阶调制器由两个一阶积分器串联而成，所述第一一阶积分器由运放1、采样开关和电容构成。其用于将输入信号转换为脉冲宽度调制信号。以连接缓冲器输出的单边Vin+输入电路为例，所述一阶积分器具体为：7个采样开关Sw_ckldlp-Sw_ckld7p，其左半端连接至输入信号Vin+，右半端分别连接至7个采样电容Csp1-Csp7的左半端。7个采样电容Csp1-Csp7的右半端分别连接至共模电压输入开关Sw_ck1和积分开关Sw_ck2，所述共模电压输入开关Sw_ck1另一端接所述外加直流共模电压分量Vcm，所述积分开关Sw_ck2的另一端连接至运放1的负输入端。积分电容C1p跨接在所述运放1的负输入端和正输出端。参考电压ref+和ref-分别通过反馈信号A1-A7、B1-B7控制的开关连接至7个采样开关Sw_ckldlp-Sw_ckld7p和7个采样电容Cspl-Csp7之间。差分电路的另一边输入Vin-的单边电路与Vin+基本相同，区别仅在参考电压ref-和ref+分别通过反馈信号A1-A7、B1-B7控制的开关连接至7个采样开关Sw_ckldln-Sw_ckld7n和7个采样电容Csn1-Csn7的左半端。第二一阶积分器连接关系与第一积分器完全相同。所述一阶积分器由两相不交叠的时钟ck1、ck2控制，其对输入信号进行采样并完成积分操作。其中所述第一一阶积分器用于接收所述缓冲器的输出，并对所述缓冲器的输出信号进行采样并完成积分操作，所述第二一阶积分器用于接收第一一阶积分器的输出，并对其进行采样并完成积分操作。两阶一阶积分器组成调制器，用于将输入信号转换为脉冲宽度调制信号。在采样时，即ck1为高电平，ck2为低电平时，所述共模输入电压开关Sw_ck1和采样开关Sw_ckldlp-Sw_ckld7p和Sw_ckldln-Sw_ckld7n闭合，积分开关Sw_ck2断开，对输入信号Vin+、Vin-和共模电压信号Vcm分别采样至采样电容Csp1-Csp7和Csn1-Csn7的左半端和右半端上；在积分相时，即ck1为低电平，ck2为高电平时，积分开关Sw_ck2闭合，共模电压输入开关Sw_ck1和采样开关Sw_ckldlp-Sw_ckld7p和Sw_ckldln-Sw_ckld7n断开，由数据加权平均电路反馈回的控制信号A1-A7和B1-B7选择参考电压ref+或者ref-，将采样电容Cspl-Csp7和Csnl-Csn7上的采样信号电荷转移到积分电容Ckpl-Ckp7和Cknl-Ckn7上，完成对输入模拟信号的总和增量调制(sigam-delta)。积分器中的运放采用图2中所述的两级运放结构。

图7示出了本发明所述读出电路装置中多位量化Sigma-Delta模数转换器中所述多位量化器的电路结构图。以3位量化为例，图7示出的所述多位量化器是一个3位的快闪型模数转换器，其由电阻串、7组lbit比较器组成。所述多位量化器用于将调制器输出的脉冲宽度调制信号转换为互补温度计码具体为，所述8个电阻R/2，R，R，R，R，R，R，R/2串联，上方第一个电阻R/2一端与高位参考电压refh相连，另一端与第一个电阻R相连。下方最后一个电阻R/2一端与最后一个电阻R相连，另一端与低位参考电压ref1相连。中间6个电阻R串联。由高到低在第一个电阻R/2和第一个电阻R之间产生参考电压ref1，在第一个电阻R和第二个电阻R之间产生参考电压ref2，在第二个电阻R和第三个电阻R之间产生参考电压ref3，在第三个电阻R和第四个电阻R之间产生参考电压ref4，在第四个电阻R和第五个电阻R之间产生参考电压ref5，在第五个电阻R和第六个电阻R之间产生参考电压ref6，在第六个电阻R和第二个电阻R/2之间产生参考电压ref7。其中refh与ref1取值范围在电源电压与地电位之间，refh最大可等于电源电压，ref1最小可等于地电位，二者之差决定了调制器所能处理的输入信号大小。

上方第一组比较器正向和负向参考电压分别连接至ref1和ref7，与差分输入信号inp和inn进行比较，根据比较的电压高低输出高位数字码Y[6]和YB[6]，其中差分输入信号inp和inn连接至二阶调制器中运放2的差分输出信号。上方第二组比较器正向和负向参考电压分别连接至ref2和ref6，与差分输入信号inp和inn分别进行比较，输出高位数字码Y[5]和YB[5]。上方第三组比较器正向和负向参考电压分别连接至ref3和ref5，与差分输入信号inp和inn进行比较，输出高位数字码Y[4]和YB[4]。上方第四组比较器正向和负向参考电压均连接至ref4，与差分输入信号inp和inn进行比较，输出高位数字码Y[3]和YB[3]。上方第五组比较器正向和负向参考电压分别连接至ref5和ref3，与差分输入信号inp和inn进行比较，输出高位数字码Y[2]和YB[2]。上方第六组比较器正向和负向参考电压分别连接至ref6和ref2，与差分输入信号inp和inn进行比较，输出高位数字码Y[1]和YB[1]。上方第七组比较器正向和负向参考电压分别连接至ref7和ref1，与差分输入信号inp和inn进行比较，输出高位数字码Y[0]和YB[0]。信号经过所述二阶调制器中的积分器后进入多位量化器，与从高至低的7组参考电压进行比较，由于量化器采用锁存器结构进行锁存输出Q和Qb，二者互补，因此最终量化器输出互补温度计码Y[6∶0]和YB[6∶0]。

图8示出了本发明中所述多位量化器中使用的比较器的电路结构图。如图8所示，所述比较器由两对PMOS差分对(M3/M4、M31/M41)、CMOS锁存器(M5-M10、M14/M15)和SR锁存器构成。其中ref+、ref-、inn、inp为比较器的四个输入信号，Q和Qb为比较器的两个输出信号。输入信号连接至二阶调制器中运放2的差分输出信号；如图7所示，在量化器中第一比较器的ref+、ref-分别连接至ref1和ref7。第二比较器的ref+、ref-分别连接至ref2和ref6。第三比较器的ref+、ref-分别连接至ref3和ref5。第四比较器的ref+、ref-均连接至ref4。第五比较器的ref+、ref-分别连接至ref5和ref3。第六比较器的ref+、ref-分别连接至ref6和ref2。第七比较器的ref+、ref-分别连接至ref7和ref1。所述比较器具体连接为，PMOS晶体管M0漏极接电流源Idc，其栅极和漏极相互连接组成二极管连接，并连接至PMOS晶体管M1、M2的栅极，源极连接至电源vdda。PMOS晶体管M1的栅极连接至PMOS晶体管M0的栅极，漏极连接至PMOS晶体管M31和M41的源极，源极接电源vdda。PMOS晶体管M31和M41作为一对差分输入管，栅极分别与参考电压ref+和输入inn相连，源极与PMOS晶体管M1漏极相连，漏极分别连接至PMOS晶体管M3、M4的漏极、NMOS晶体管M9、M10的源极、NMOS晶体管M14、M15的漏极。PMOS晶体管M2栅极连接至PMOS晶体管M0的栅极，漏极连接至PMOS晶体管M3和M4的源极，源极接电源vdda。PMOS晶体管M3和M4作为另一对差分输入管，其栅极分别与输入电压inp和参考电压ref-相连，其源极与PMOS晶体管M2漏极相连，其漏极分别连接至NMOS晶体管M9、M10的源极。上述两对差分输入管均以电流方式输入至NMOS晶体管M9、M10的源极。负载对管PMOS晶体管M5、M6的源极均接电源vdda，漏极均接NMOS晶体管M9的漏极，并连接至第一反向器的输入，第一反向器输出out2，PMOS晶体管M5的栅极与时钟信号clk1相连，M6的栅极与PMOS晶体管M7、M8的漏极相连，并连接至第二反相器的输入，第二反相器的输出为out1。负载对管PMOS晶体管M7，M8的源极均接电源vdda，漏极均接NMOS晶体管M10的漏极，并连接至第二反向器的输入，最终第二反向器输出out1，M8的栅极与时钟信号clk1相连，M7的栅极与PMOS晶体管M5，M6的漏极相连。NMOS晶体管M9漏极与PMOS晶体管M5和M6的漏极相连，栅极接时钟信号clk1，源极与NMOS M14的漏极相连。NMOS晶体管M10漏极与PMOS晶体管M7和M8的漏极相连，栅极接时钟信号clk1，源极与NMOS M15的漏极相连。NMOS晶体管M12作为复位开关管，栅极与时钟信号clk2相连，源极、漏极分别与NMOS晶体管M11、M13的漏极和源极相连。NMOS晶体管M11源极与漏极短接，并连接至NMOS M12的源极和NMOS晶体管M9的源极，栅极接时钟信号clk1。NMOS晶体管M13源极与漏极短接，连接至NMOSM12的漏极和NMOS晶体管M10的源极，栅极接时钟信号clk1。M11/M13作为辅助管，用于降低M12管开/关转换时引入的电荷注入的影响。NMOS晶体管M14漏极与M9源极相连，栅极与M15漏极相连，源极接地。晶体管M15漏极与M10源极相连，栅极与M14漏极相连，源极接地。输入clk1和clk2为两相非交叠时钟信号。反向器输出out1和out2经过RS锁存器输出比较器的输出Q和Qb。编码器由数字门电路组成，将互补温度计码转为多位二进制码输出。

采用低阶数多bit量化的结构，在避免高阶调制器造成电路稳定性问题的同时、节约了功耗，提高了电路的可靠性，实现了高达80dB以上的输出信噪比。

为了进一步阐明本发明的要义以及本发明的有益技术效果，特选取输入信号幅度0.5mV，频率为200Hz正弦波，斩波频率为5KHz，增益为300倍进行说明。

图9为根据本发明的传感器读出电路中输入信号幅度为0.5mV，频率为200Hz正弦波，斩波频率为5KHz，增益为300倍时输出斩波器后的输出波形。如图9所示，可以看出5KHz斩波频率调制造成的毛刺，输出差分幅度为143.5mV。

图10为根据本发明的传感器读出电路中输入信号幅度为0.5mV，200Hz正弦波，斩波频率为5KHz，增益为300倍时读出电路输出的频谱分析结果。如图10所示，采用本发明所提供的电路对上述输入信号经过放大后，Sigma-Delta模数转换器输出的频谱分析结果，输出信噪比在80dB以上，技术效果良好。

综上所述，本发明的用于传感器的读出电路具有以下优点：(1)采用闭环运算放大器增益结构，通过电阻比将传感器输出的微弱电压信号放大，避免开环结构造成的增益漂移，提高了增益的稳定性和可靠性；(2)通过采用无带通滤波器的结构，将残余失调电压消除交由Sigma-Delta模数转换器电路中数字滤波器完成，解决了电路复杂度问题，提高了系统可靠性；(3)采用斩波技术，有效降低了读出电路的失调电压和1/f噪声；(4)二阶多位量化Sigma-Delta模数转换器包括一个二阶调制器和3bit量化器，将放大后的传感器信号转换为数字码，输出至DSP进行处理；(5)Sigma-Delta模数转换器采用低阶数多bit量化的调制器结构，在避免高阶调制器造成电路稳定性问题的同时、节约了功耗，实现了高的输出信噪比，提高了电路的可靠性；(6)整体读出电路输出信号精度达到80dB以上，具有精度高、可靠性强、功耗低等优点，适用于热电堆红外传感器的读出电路。

以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种高可靠的传感器读出电路，其包括：两级运算放大器(100)、输入斩波器(110)、输出斩波器(111)、缓冲器(120、121)和2阶多位量化Sigma-Delta模数转换器(130)；其中，所述两级运算放大器用于在闭环工作状态下，通过电阻比将传感器输出的微弱电压信号放大；输入、输出斩波器分别接在所述两级运算放大器的输入端和输出端，用于降低所述两级运算放大器的直流失调电压和低频1/f噪声；缓冲器对所述两级运算放大器的输出信号进行隔离保护；2阶多位量化Sigma-Delta模数转换器将放大后的传感器电压信号转换为数字码，并输出至DSP进行处理。

2.如权利要求1所述的传感器读出电路，其特征在于，所述两级运算放大器(100)采用两级密勒补偿结构，其包括第一增益级电路、第二增益级电路和共模负反馈电路，所述第一增益级电路提供第一级增益，其将所述传感器输出的电压信号放大后输出至第二增益级电路，所述第二增益级电路再提供第二级增益，并增加所述电压信号的摆幅；所述共模负反馈电路采用与所述第一增益级电路和第二增益级电路共用电流镜及输出负载的结构，其用于提取所述两级运算放大器的差分输出电压信号的误差，并负反馈作用于第一增益级电路的尾电流源，稳定所述差分输出电压信号。

3.如权利要求2所述的传感器读出电路，其特征在于，所述第一增益级电路和第二增益级电路之间采用第一、第二电阻和第一、第二电容组成密勒补偿电路，使所述两级运算放大器具有60度以上的相位裕度。

4.如权利要求1所述的传感器读出电路，其特征在于，所述输入斩波器和输出斩波器结构相同，由两个反向非交叠时钟信号控制的四个NMOS管M1、M1b、M2、M2b构成，其中两横向NMOS管M1、M2和两个纵向NMOS管M1b、M2b交替导通，用于将时钟信号即斩波信号与输入信号相乘，完成将输入信号调制到斩波信号的功能；其中，输入斩波器(110)，在满足斩波频率大于两倍输入信号带宽条件下，将输入信号调制至斩波频率上；输出斩波器(111)，用于将信号解调回基带，而两级运算放大器的失调电压和1/f噪声仅经过输出斩波器(111)的一次调制，并出现在斩波频率的奇次谐波上，从而降低整体电路的失调电压和1/f噪声。

5.如权利要求1所述的传感器读出电路，其特征在于，所述两级运算放大器(100)、输入斩波器(110)、输出斩波器(111)与输入电阻和反馈电阻构成闭环增益级结构，用于增加所述两级运算放大器对所述传感器微弱信号放大增益的稳定性和可靠性。

6.如权利要求5所述的传感器读出电路，其特征在于，所述传感器输出的电压信号通过所述输入电阻输出至输入斩波器，所述两级运算放大器位于所述输入斩波器和输出斩波器之间，所述反馈电阻分别跨接在输入斩波器的输入端与输出斩波器的输出端。

7.如权利要求1所述的传感器读出电路，其特征在于，所述两级运算放大器处于闭环增益结构中，其通过输入电阻和反馈电阻之比将所述传感器的微弱电压信号放大。

8.如权利要求1所述的传感器读出电路，其特征在于：所述2阶多位量化Sigma-Delta模数转换器(130)包括一个2阶调制器和多位量化器；其中，所述2阶调制器用于将输入信号转换为脉冲宽度调制信号，所述多位量化器用于将所述2阶调制器输出的脉冲宽度调制信号转换为互补温度计码。

9.如权利要求8所述的传感器读出电路，其特征在于，所述2阶调制器包括两个串联的一阶积分器，所述一阶积分器由两相不相交叠的时钟信号控制，其中所述第一一阶积分器用于接收所述缓冲器的输出信号，并对所述缓冲器的输出信号进行采样并完成积分操作，所述第二一阶积分器用于接收第一一阶积分器的输出，并对其进行采样并完成积分操作。

10.如权利要求8所述的传感器读出电路，其特征在于，所述多位量化器包括电阻串和多个比较器，所述电阻串的两端分别接高位参考电压和低位参考电压，所述电阻串的两个电阻之间产生多个参考电压，所述比较器将所述2阶调制器输出的两个差分信号与多个参考电压中两个分别进行比较，并根据比较结果输出互补温度计码。