CN102395063B - 一种用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法以及使用该方法的麦克风 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种数字麦克风，还涉及一种用于传输高质量和短延迟的数字化音频信息的方法，尤其是涉及用于在音频拾取(麦克风)和/或播放路径中传输数字化音频信息的方法。根据本发明提出一种信道滤波器，其用于设计传输的高频频谱的形状，其中，频谱在大约100到300kHz有用带宽的第一范围内没有衰减，并且在第一范围之外，优选地，其特别具有超过60dB或者超过80dB的阻带衰减。

Description

一种用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法以及使用该方法的麦克风

本申请是申请号为200480039672.8，申请日为2004年12月30日，发明名称为“数字麦克风”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及一种麦克风，尤其是涉及一种数字麦克风，换句话说，在这样的麦克风中，来自麦克风传感器的信号已经在麦克风中被数字化，并且相应的麦克风信号由麦克风通过电缆或者通过无线的方式以数字的方式发送，例如在麦克风接收机中、预放大器等等。

背景技术

高质量的音频数据在A/D转换后产生大量的数据。如果通常例如在演播室技术中，处理方法包括以48kHz、例如16比特的字宽度采样音频信号，结果是每个信道768000bit/s的数据流，其在立体声信道的情况下意味着超过1.5Mbit/s。

为了保护以这种方式产生的数据不会有传输误差，以附加比特的方式添加冗余，该附加比特用在用于误差识别和误差校正的接收端。结果，基于各自所需的校正容量，要发送的数据量再次大大增加。

为了减少要发送的音频数据的数量，经常使用压缩处理，例如根据MPEG标准。当它们根据多种处理方式来处理较长的音频数据块时，它们减少了包含在音频信号范围中的冗余。随着数据块大小的增长，能够达到的压缩率增大了，而数据量降低了。经历有损和无损处理的处理过程是公知的，前者达到了更高的压缩率。

由于只有在数据块完全到达的时候才会对其进行处理，因此，块结构导致在传输系统中产生延迟。这种应用不仅要考虑发送端还要考虑接收端。在一些应用中其效果是不需要的，尤其在演播室应用中，其中特别使用现有种类的麦克风。

如果传输路径是在音频产生链的开始，则音频信号中冗余的减少是不利的。接下来的处理步骤可能会以这种方式影响音频信号，即，其质量明显受损。另外，声音混频器的自由产生选项将会受到限制。因此，在高质量的传输情况下，不希望进行压缩处理，也就是说，例如在演播室中，在从麦克风到前置放大器、混频器、记录单元等的路径上不希望进行压缩处理。

压缩的音频信号对传输误差更加敏感。在压缩的数据块中扰乱几个比特会导致整个块的无用。因此，对于误差校正需要采取进一步的预防措施，借此，将要传输的数据量再次增加。对于某些误差的情况，数据量的减少可以通过必要的误差保护完全抵消(nullify)，并且甚至变得恰恰相反。

上述各个方面使得音频数据压缩处理的使用基本上都存在问题，从而致使有可能应全部作废对其的使用，至少对于演播室中的记录音频而言应该这样。

用于音频数据的数字无线电传输的现代系统在允许高占用带宽的频率范围内操作，该系统必须不用压缩处理进行管理，或者只用低压缩因素来管理。一般是在900MHz和2400MHz的ISM带宽。占用的带宽可以是几MHz。然而应该注意到，那些频率范围还可以用于许多其他的无线电系统。给定使用的优先(prioritisation)在那些频率范围内通过授权规则的效力是不可能的。因此，从麦克风到接收机的音频数据的传输在任何时刻都有被不希望的方式扰乱的危险，这是因为其他的发射机可能在相同频带的接近位置上传输。

在ISM基带外的没有常规间隙(clearance)的频率范围对于专业使用是可用的。没有干扰的传输在这里是有可能的。从历史观点看应该注意到，由于模拟无线传输，需要低占用带宽的授权规则被应用到这些频率范围。因此，例如对UHF范围内的无线麦克规定了最大为200kHz的占用带宽(在欧洲)。

不过，在这种窄带宽中，具有微小传输延迟的高质量和高数据率数字传输系统是不可用的。

发明内容

因此，本发明的目的是开发一种数字传输方法，尤其是用于麦克风或无线路径，可以使用该系统来传输音频数据的高数据流，不必使用并非必要的音频数据压缩处理，即使是对于误差校正处理，也提供足够的传输率，其具有非常低的延迟，并且允许用于发射机和接收机两者的电池工作模式，而其在无线信道中具有低的占用带宽。

根据本发明，这些目的通过传输方法来获得，该方法具有独立权利要求中提到的特征，以及通过实现该传输方法的麦克风系统/无线路径来获得。在所附权利要求书、说明书和附图中公开了这种有利的开发。

根据本发明的传输方法和根据本发明的麦克风的特殊特性在于，同时在小带宽上进行实时高数据率传输是有可能的。因此，例如利用2-8bit/symbol，优选为4bit/symbol，提供麦克风音频信号的高质量传输是有可能的。就这一点来说，不只无线音频麦克风传输具有前景，有线音频麦克风传输也有前景。

附图说明

本发明的特定优点和本质在下文的说明书中将详细描述。

关于附图：

图1示出了发送设备的组件，

图2示出了接收设备的组件，

图3示出了音频源的电路框图，

图4示出了特殊的非线性特性，

图5示出了A/D转换器设备的异步时钟，

图6至图9示出了用于无线发射麦克风的触敏分集式天线，

图10示出了用于没有自适应相关误差保护编码的发射系统的结构图，

图11示出了用于具有自适应相关误差保护编码的发射系统的结构图，

图12示出了具有自适应相关误差保护编码和可变指示的传输系统的结构图，

图13示出了频谱屏蔽，以及

图14示出了后误差隐藏的结构图。

具体实施方式

在如图1所示的发送设备中，音频源10发送数字数据流，其用于数据传输。该音频源可以包括非线性特性，其对较短的字长执行信号的预编码。

帧产生装置20以规则间距把附加数据22引入到数据流中。其用作在接收端同步数据流，和/或用于发送发射机的数据状态，和/或用于发送分别用于控制或管理发射机或接收机的检测总和(checksum)或其他数据。帧产生装置能够输出根据数据的相关性被存储的数据流。这样，高重要性的位和低重要性的位可以存储在帧中的给定位置。

在信道编码器30中，给有用的数据添加冗余，以便在接收端进行误差校正。为了这个目的，输入的数据以长度N的短分组进行分组。从中形成长度M＞N的码字。长度为N的分组包含多种相关程度的数据，其可以提供给自动误差校正系统。因此，该相关程度保持在长度为M的分组中。

码字经过随后的信号产生器35形成复杂的调制符号。在这一点上，其利用2^M的符号量(symbolsupplyoftheamount)。在这一点上，单个的调制符号就振幅和/或相位来说是不同的。每一个符号表示包含冗余的M比特数据流。在这种情况下，多种相关程度可能归因于符号内的相应比特位置。具有高相关的数据与更安全的位置相关，反之亦然。

可选择的，符号产生器可以设计成在每种情况下，有关先前的码字的差(difference)被转换，以提供调制符号。

随后的信道滤波器40限制符号流的频谱，并因此形成发射频谱。

在HF发射机45中，过滤的符号数据流被转换成模拟信号，并且被调制到HF载波上，被放大、并且由天线阵列(arrangement)46辐射出去。就这方面而言，有可能使用单个的天线以及天线阵列，该天线阵列包括很多段，优选地，其自动激励包含更适宜发射的段。

在相应于图2的接收设备中，单信道或多信道天线阵列86接收HF信号。

它在单信道或在多信道的HF接收机85中进行放大，经过粗略的预滤波，从HF载波中分离出来，并转换成数字数据信号。在每种情况下，在转换器设备中实现模拟/数字转换，转换器设备利用自动和固定的时钟工作，固定的时钟相对于发射机为异步。这使时钟抖动最小化。在每种情况下，后续数字信号处理的有些部分也以相对于发射机为异步进行工作，并且最终只在音频接收器(sink)50中被同步。

单信道或多信道滤波器80选择发射频谱，并且各自重新构建发射的符号流。

符号解码器75把一个或多个符号流重新构造成复杂的包括2^M符号量的调制符号。为了组合多个符号流，有可能求助于来自各自接收级的边(side)信息、来自理想位置的符号的各自间距，和/或传输信道的失真的这些项(item)。

用这种方式确定的长度M的码字在信道解码器70中被用于误差检测，并且可能被校正。添加在发射机中的冗余被移除，并且长度为N的分组被组装(assemble)，以提供完整的帧。

在拆帧器(framedisassembler)60中，在发射端添加的附加数据62被分离、有可能被估计、并且传输的输出的音频数据流。先前基于相关而存储的比特被返回到它们最初的位置。

音频接收器50包含对残留误差的检测和掩盖(masking)的处理，其不包含来自数据流的次要信息项(item)。只有校验和检测数据流，用于残留误差的存在。仅当接收的帧已经被确定为错误的时候才使用由该处理方法确定的校正值。

一些描述的部件，它们的功能和/或它们的组合在多种技术领域中已经是公知的。

然而，根据本发明实现了已在上面描述的目的，在于，获得该目的的部分新方式在于组件，所需的参数可以这样来选择，即，提供更有利的解决方案、或结合新的功能性，其对于用户尤其有利。

图3示出了音频源，尤其是用于数字音频数据的传输的音频源。其中的功能用来提供将被传输的数字数据流。

因此，该装置包括用来接收模拟输入信号的装置和数字化设备。为了馈给模拟输入信号，该装置包括用于麦克风的插头连接102，和/或直接连接的麦克风101，和/或常规的模拟高电平输入103。

通过调整放大器105把输入信号适配到A/D转换器107的激励范围。限定设备106用来阻止驱使过度。

A/D转换器107提供宽度K的采样值。在演播室技术中，其通常是24比特。

连接下游的非线性特性109把采样值的字宽减少到宽度L。在这种情况下，更坏的信噪比被故意接收。

应该注意到，电信领域中公知的段特性(segmentcharacteristic)在这儿是不适合的。其段特性导致信噪比的阶跃变化。在标准的演播室技术中是可以听到的，并且因此要被避免。

根据在图4中所示的本发明的特性避免了上述的缺陷。

在输入和输出信号之间的线性关系用于小的输入信号120。对于大的输入信号121，在输入和输出信号之间存在非线性关系。其例如可能是对数关系。在段120和121之间的交叉点A处，段121被计算成以持续的方式与段120相接，也就是说，没有结(kink)。至于交叉点A，段120与段121相切。

通过选择交叉点A、段120的梯度和段121的曲率的优点，在宽度限制范围内可以改变特性的属性。以对称的关系相应地提供具有交叉点A’的段122和123，用来对输入值求反，如图4所示。

对于段121或者123来说，还有可能分别再细分成不同曲率的子段，其中，这些曲率被选择成保证固定的转变(transition)。

可选地，字宽可以通过切掉不太重要的位来减少，在这种情况下，优选使用一种抖动算法来形成白噪声。

另外或者可选地，音频源可以具有数字输入104。在这种情况下，已经是数字的信号直接传给非线性特性109。可能需要完全改变(change-over)开关108，以便在不同的输入之间完全切换，不管是模拟还是数字状态。

关于帧产生装置、信道编码器和符号产生器的参数设计，该装置基本上涉及以下方面的自由度，即，帧长度的选择、用于误差校正的冗余位的数量，和每符号要被发射的比特数。

这儿，基本的限制是HF传输中的低带宽。因此，必须被传输的比特的数量必须保持尽可能低。因此，不可能添加大量的冗余比特。另外，需要传输每符号的多个比特。用于组织或与接收端同步数据流所需的比特数也会有明显的影响。

另一个限制是可允许的延迟时间。长的帧长度在发射和接收端可能需要大量的输入和输出缓冲器，因此增加延迟时间。同样的情况也会应用到大的块长度的信道码上。

为了能够在更少占用带宽的情况下传输所需的数据量，在调制符号中同步传输M比特。

根据本发明，选择信道编码器30，以便从长度为N的数据块开始处理相同长度M的输出字作为调制符号。

另外，把帧长度选择为采样值的字长度L的整数倍，并且同时是长度N的整数倍。

如果在帧中需要例如用于同步的附加数据，那么它们利用采样值的冗长(omission)将被嵌入到帧中。

根据上面指示的规则，通过参数设计最小化用于数据同步的复杂性和花费。通过调制符号自动同步信道码字。短的比特模式(pettern)足够用于整个帧的同步。当整个帧经过信道编码器时，包括所有附加比特的所有比特被保护，以防止传输误差。附加比特的数量需求被最小化。

可选地，一些位可以被排除在保护之外，如果它们被认为是不太重要的或者是不值得保护的话。

如果每个调制符号的比特数量被选择为信道编码器的输出字宽度的整数倍，则提供特别有利的特性。

如果基本上考虑的不止是一个帧而是多个帧进行组合以提供组，并且如果这个组接着被看作是前述所理解的帧，那么上述的规则还可以应用。

通常，在用于音频信号的数字接收机中，所有的组件利用时钟进行工作，该时钟通过除法从公共主时钟获得。它尤其还包括用于A/D转换器设备的时钟，该转换器设备对来自HF部分的模拟信号进行数字化。主时钟通过时钟恢复电路来调整，以便其被准确调整到传输信号。

该装置总是涉及某些时钟抖动，其作用在A/D转换器上，导致次最佳结果。

根据本发明，通过图5所示的装置避免了上述缺点。

表示过滤的符号数据流的输入模拟信号被提供给A/D转换器设备210。

采样时钟215独立操作系统的所有保留时钟。其被固定设置到一个频率，该频率是所需的基带采样速率的倍数。数字符号经过插值设备240和符号时钟恢复设备220。

符号时钟恢复设备基于数字化的符号流计算实际的符号，并且把其传送给插值设备240。

在插值设备240中，符号再次以实际的符号速率被采样，并且因而减少到实际的符号速率。

以这种方式获得的符号接着经过进一步的接收电路250，即，信道解码器和拆帧装置，然后传送给短FIFO存储器260。用于FIFO存储器的读出时钟是基于实际的符号时钟，该实际的符号时钟通过时钟乘法器和/或时钟除法器225和抖动抑制装置230而获得。

对上述传输方法的补充或者可选的，本发明的应用还涉及用于无线传输麦克风的触敏分集式天线(antennadiversity)。该分集式天线可以和数字麦克风(在上文中描述的)一起构造，或者也可以单独构造。这种具有连接天线的无线麦克风发射经过调制的HF信号。

如果接下来目的是增加传输的HF信号的传输可靠性，并且因而获得高质量的信号传输，那么必须在上下文中指出，分集式天线在麦克风接收机的情况下是惯用的，以便最小化由多径传播导致的场强衰减。

通常，无线麦克风包括麦克风、具有内置发射单元和发射天线的外壳。这些功能单元通常被组装成使得发射天线的精确位置不需要是可识别的。通过其优点，通常手持麦克风不仅把持在其外壳上，而且还可以把持在天线或者在麦克风支架上。

把持在麦克风的发射天线处意味着天线被屏蔽，并且其基阻抗被改变。同时，手将会吸收不能忽略不计的部分发射能量。这些影响会显著减少发射的传输功率，并且导致范围的显著减小。

这里，本发明提出配备具有两个天线的麦克风手持发射机，两个天线可选择地或者有利地连接到发射机单元。这些天线放置在麦克风的不同位置上，相互之间尽可能远，例如一个在麦克风支架(cage)上，而另一个在麦克风的把手端。为了这个目的，天线必须与麦克风外壳电隔离，并且电地(galvanically)或电容地连接到完全改变开关单元。在发射机和天线之间配置的该完全改变开关单元可以包括HF开关或者连接到分集式天线上的循环器(circulator)。

当使用完全改变开关时，检测器中的开关标准从耦合器检测的发射功率中获得。由于两个天线之间的大间距，同时对两个分集式天线的完全屏蔽是不太可能的。如果发生这种情况，可以假设两个天线中的一个由于其较大的几何尺寸而比另一个天线可能具有较少的屏蔽。

开关标准还可以从触摸传感器获得，该触摸传感器估计传感器相对于外壳或传感器中增加的交流声(hum)电压的阻抗改变，并且触发该开关操作。

还可用于无线发射麦克风的触敏分集式天线本身的上述的解决方案在图6、7、8和9中进一步显示。在这些图中，各参数如下表示：

1-麦克风

2-在麦克风后端的分集式天线

3-在前端(壳)上的分集式天线

4-完全改变开关单元

5-发射机

6-用于改变阻抗或交流声电压的外壳传感器

11-循环器

12-放大器

21-HF开关

22-放大器

25-线耦合器

26-检测器。

另外，除了上述的发射处理或者所描述的麦克风是相互分开的之外，还可能使用用于数字音频数据的自适应相关误差保护编码的处理，由此提高音频数据发射的整体质量。

其可以用在数字无线发射系统(其他地方)中，该系统包括具有不同相关度的发射数据的高值数字调制处理的组合。作为一个例子，16比特PCM-编码的音频数据还具有16个相关度。在每个符号具有4比特的数字调制的情况下，基于与调制系统相关的各比特，现在还有最多4个质量级别的不同比特误差率。现在，具有最高信息内容的PCM比特与高质量的符号比特相关，并且反之亦然。

自适应相关误差保护编码处理是基于利用系统中在高值数字调制模式的各输出比特位置之间的未校正的比特误差率中固有的差(differenceinherent)。通过那些具有自动误差校正系统的不同的质量级的相关的优点，那些差被保留，并且因此允许有用数据的自适应相关分配。具有低比特误差率的高质量级别接收具有最高信息内容的数据，而具有较低信息内容的数据被分配给较低的质量级别。

各误差校正系统上的优点首先在于提供明显改善的具有相同信道比特误差率的听觉映像。其作用是提供对参数的巧妙选择，虽然在某些环境下校正后的比特误差率甚至比在各误差校正系统的情况还要高。另一个效果是对信道性质提供最终品质的自动和连续地适应。与连接中突然中断相比，首先是质量上的持续恶化(“性能下降”)。在背景噪音中听觉从突然的“中断(crash)”变到持续的增加，听众感受到更加满意。在模拟传输情况下，高噪音和差的无线连接之间的关系对应于先前习惯的听力条件。

参考一些其他的例子可以提出多种选项：

图10示出了用于没有自适应相关误差保护编码的发射系统的结构图；和

图11示出了用于具有自适应相关误差保护编码的发射系统的结构图；

用于处理的先决条件：

-数字解调之后，有多于k＝1的质量级别，因为这个原因，当非编码的数据中的不同质量级别是不希望的(k＝1)时，需要每个符号具有至少三比特的高级别的数字调制处理，

-要被传输的数据包含大于k＝1的相关级别，因为这个原因，该处理可以应用到例如PCM编码的音频数据中，

-提供多个k个质量级别，其可以组合成提供希望的数量m，因为这个原因在下面的应用中：m≤k，并且

-提供多个n相关级别，其可以组合成提供希望的数量m，因为这个原因在下面的应用中：m≤n。

如图11示出的上述自适应相关误差保护编码，除了所描述的优点之后，还存在缺点，尤其是，当多个编码器和译码器必须以并行方式操作时关于实施的复杂化和花费。与单个的编码相比较，这一方面需要增加硬件的复杂度和花费，另一方面，在某些情况下数据的延迟被增加。更特别是，许多解码器以固定的延迟(以比特计算)进行操作。现在，如果整个数据率被分成多个并行的数据流，那么每个编码器的数据率降低，并且整体延迟(以时间测量)会增加。在这种情况下，解码器由最低数据率来确定整体延迟。

数字的例子示出如下：

如果解码器以400比特延迟，并且整体数据率是1Mbit/s，那么在t_decoder的解码器的情况下，延迟是400bit/1Mbit/s，也就是说400μs。

如果第一解码器中的数据率是0.4Mbit/s，并且解码器2中的数据率是0.6Mbit/s(0.4Mbit/s+0.6Mbit/s＝1Mbit/s)，那么在两个解码器处给出的延迟为：

$t_{\mathrm{decoder}}=\max (t_{\mathrm{decoder}1};t_{\mathrm{decoder}2})=\max (\frac{400\mathrm{bit}}{0.4\frac{\mathrm{Mbit}}{s}};\frac{400\mathrm{bit}}{0.6\frac{\mathrm{Mbit}}{s}})=\max (1\mathrm{ms};0.\stackrel{\‾}{6}\mathrm{ms})$

并且根据前面所述，表示延迟为1ms，这是因为具有最低数据率的解码器确定整体延迟。

根据本发明解决问题并同时涉及自适应相关编码的方法在于，使用具有后续的“可变指示(variablepointing)”的折叠编码(foldingcode)。在这种情况下，多种质量程度不再划分成并行数据流，而是由各自的高质量的公共编码器或解码器来处理(并且由于高的数据率，其速度也很快)。接下来实现指示(pointing)，以便再次把冗余减小到希望的程度。

不过，与现有技术的公知的处理相比，该指示不持续实施，而是可变的，并且以与要被处理的数据具有自适应的关系。在接收机中该指示相应的再次反转(reverse)，并且接着在公共解码器中进行解码。在这种情况下，延迟尽可能短地保留。

还可以通过图12所示的图清楚地解释。

在这种连接中，要注意WO03/069918，USNo6170073，EP0798888和USNo5751739中公开的技术的情况。概括来说，上面现有技术中公开指出了不相同的误差保护的整体，但是没有提出自适应到高值调制处理。与其相反，在根据本发明的处理的情况下，并行的不相同编码也用来获得质量级别和调制符号。不相同的误差保护通常用在上面提到的现有技术状态的文献中，以便在信道上产生具有一个质量级别的几个，而在本发明的情况下，其用来保持这些级别。

可选择或者另外地对于自适应相关比特映射，为了屏蔽残留误差，人工噪音信号可以基于残留误差率或者其他的质量标准而被添加到模拟信号中。用这种方式，通常的模拟传输的听觉印象进一步得到了加强。

误差屏蔽和/或噪音的增加可以在接收机的不同输出端相互独立地使用。这样，例如产生路径和收听路径可以借助于不同的处理而处理成不同程度，和/或处理成具有不同的参数。

如果需要，附加的信息的选项可以添加到给定的输出中，该输出把声音参考发送给对于用户或个人监控而言给定的工作条件。这样，例如在有限的范围内，蜂鸣噪音可以混合在其中，以便在连接中用信号通知即将到来的故障(breakdown)。

优选地，本发明并且尤其是所描述的发射处理尤其不仅用在麦克风上，而且还用于相对的发射方向上，也即，用于扬声器系统、耳机系统，并特别用于耳内监控系统。特别是，当所描述的无线发射处理用于任何类型的头戴送话器(headphone)或者耳机、并且需要立体声传输时，在传输系统的模拟输入处使用轻微级别的音频数据压缩，并且该压缩接着在接收机端被相应地解压缩。

如果本发明的各个方面已经在当前的应用中用高度专业化的上下文进行了描述，那么本发明的各个方面将在下文中以更通用的形式给出。在这一点上再次强调的是，本发明的各个方面本身已经代表独立的发明，并且不只是与进一步公开的整体相结合，即使所有特征的组合考虑也是非常有利的配置，以便提供满足质量需求、并且在复杂性和花费上也是可行的数字麦克风。

在图13中，基本采用图示的具有200KHz的可用带宽的频谱屏蔽(mask)。

基于可用的带宽(BW)，其根据下面的公式提供符号率(f_sym)：

BW＝(1+α)·f_sym(1)

参数的有意义的范围可以按照下面进行指定：BW≤200KHz，脉冲波形衰减因子α：0.1≤α≤0.5，并且符号率在130kHz到185kHz之间的范围。

在这方面，特殊的数值例子将是200kHz的BW，的α和150kHz的f_sym。

通过具有每符号M比特(符号量为2^M)的高值调制处理，下面根据公式给出了编码比特率(codedbitrate)(f_coded)：

$\mathrm{BW}=(1+\mathrm{\α})\·\frac{1}{M}\·f_{\mathrm{coded}}---\left(2\right)$

适当的参数范围指定为M≥1bit，并且≤8bit，符号量为2^M≥2并且≤256，并且编码比特率(“大体上”)为f_coded≥130kbit/s，而≤1.48Mbit/s。

这些数值的特殊例子可以指定为M＝4bit(例如QAM-16)，2^M＝16，并且f_coded＝600kbit/s。

利用由C_in和C_out的商来限定的编码率C，根据下面的公式给出了未编码的比特率f_uncoded：

$\mathrm{BW}=(1+\mathrm{\α})\·\frac{1}{M}\·\frac{1}{C}\·f_{\mathrm{uncoded}}---\left(3\right)$

和

$\mathrm{BW}=(1+\mathrm{\α})\·\frac{1}{M}\·\frac{C_{\mathrm{out}}}{C_{\mathrm{in}}}\·f_{\mathrm{uncoded}}---\left(4\right)$

这里，适当的参数范围是：编码率≥1/2并且≤1，并且，对于未编码的比特率(“基本上”)是≥65kbit/s并且≤1.48Mbit/s。最佳参数例如，C是3/4，即0.75，而f_uncoded是450kbit/s。

最后，对于熟练的(adroit)指示同步，描述编码输出长度C_out和调制值M之间的因子是可能的，根据下面的公式：

$\frac{C_{\mathrm{out}}}{M}=k---\left(5\right)$

$\mathrm{BW}=(1+\mathrm{\α})\·\frac{C_{\mathrm{out}}}{M}\·\frac{1}{C_{\mathrm{in}}}\·f_{\mathrm{uncoded}}---\left(6\right)$

对于k(同步耦合)的适当的参数范围如下：

$k=\{\frac{1}{n};...;\frac{1}{2};...;n\}$ n∈N*(7)

k＝C_out/M值的特殊例子可以指定为4/4，即1。

通过在提供音频数据率f_Audio中使用的数据结构的方式，并且根据上面提到的公式，BW可以表示为：

$\mathrm{BW}=(1+\mathrm{\α})\·\frac{C_{\mathrm{out}}}{M}\·\frac{1}{C_{\mathrm{in}}}\·\mathrm{FR}\·f_{\mathrm{Audio}}---\left(8\right)$

其中，适当地参数范围是，帧速率FR≥1/2并且≤1.5，音频数据率f_Audio通常应该是≥43kbit/s并且≤1.48Mbit/s。特殊的数字例子可以指定为，FR为1.125，f_Audio为400kbit/s。

还进一步假设音频数据的PCM编码，因此后面还有音频采样率f_s，其涉及在上面提到的用于带宽的公式，如下：

$\mathrm{BW}=(1+\mathrm{\α})\·\frac{C_{\mathrm{out}}}{M}\·\frac{1}{C_{\mathrm{in}}}\·\mathrm{FR}\·N\·f_s---\left(9\right)$

适当的参数范围是，这种情况下PCM分辨率N≥12并且≤24，而音频采样速率≥1.8kHz并且≤124kHz。特殊的数字举例可以指定为N＝16并且fs＝25kHz。

根据下面的公式，必须的带宽效率为：

${\mathrm{Bff}}_{\mathrm{BW}}=\frac{\mathrm{BW}}{f_{\mathrm{coded}}}=\frac{1+\mathrm{\α}}{M}\frac{\mathrm{Hz}}{\frac{\mathrm{bit}}{s}}---\left(10\right)$

所以，利用上面已经提到的α和M的参数范围，带宽效率是≥0.1375Hz/bit/s并且≤1.5Hz/bit/s。

假设并且M＝4，下面给出了带宽效率：

${\mathrm{Eff}}_{\mathrm{BW}}=0.\stackrel{\‾}{3}\frac{\mathrm{Hz}}{\frac{\mathrm{bit}}{s}}---\left(11\right)$

根据本发明所描述的数字接收机，除了多种数字调制模式之外，还可以解调常规的模拟调制，例如FM(频率调制)。在这一方面，已经实现的任何压缩或者预重点(pre-emphase)以数字电平被翻转(reverse)。因此，根据本发明的接收机完全可以与各种已经建立起来的系统向后兼容。

为了方便找到多种调制的发射机和/或空闲发射信道，根据本发明的接收机可以具有频率扫描功能，其用图表和/或以表格形式向用户指示频带占用。发射机的调制和特定调制的进一步的参数，例如在FM路径中使用的压缩扩展器(compander)可以被自动确定并且显示。扫描功能的结果可以用于实现对选择特定音频发射系统的频率的建议。该系统因此能够实现自配置(self-configuring)。

由于下面在数字模式下对信道的选择，超过在单个发射路径中需要的、在接收机中的较高接收带宽的采样(AD转换)提供不止一个可以同时接收和解调的发射机。为了这个目的，需要在模拟模式和动态的AD转换中增大IF带宽。

接着在数字平面中，通过数字滤波器或者其他所需的计算操作产生(effect)信道的分隔(separation)。就这一点，每一个信道能够拥有它自己的参数，甚至是不同的调制或者不同的预处理。

各种信道的音频信号可以在接收机中进行本地混合，尤其是在本身封装(bodypack)接收机中。该混合在本身封装接收机中由适当的操作装置本地控制，或者根据预先确定的参数本地自动实现，或者由声音工程师通过远程操作台(类似于混合台)在远程控制下实现。在后一种情况下，只把控制信号传输给本身封装。上面描述的处理变量(variants)不限于本身封装接收机，还可以以相应的方式应用于静态接收机。

通过发射机和接收机的软件限定功能性的优点，数字传输的特性可以更加灵活的适用于多种使用情况下的指令(由于可测量性导致的灵活性)。因此，这对于以适于使用的方式把音频质量缩减到有利于更长的操作时间或者更大的传输范围是有用的，该使用例如演讲/报告。另一方面，如果情况仅涉及跨越短距离的环境，和/或有限的操作时间是可接受的，那么可以增加音频质量、动态和/或采样速率。

单声道、立体声和双声道音频传输还可以按照多种使用环境来进行选择。

数字数据流可以以加密的形式进行传输，例如通过先前已知的加密机制和处理，由此，能够有效防止无线路径上的干扰。如果只是发射机和接收机具有相同的密钥，那么音频传输特别是接收是有可能的。

加密具有这样的好处，即，麦克风的音频信号不能被第三方轻易的收到，而是只有与该麦克风相关的接收机才能接收到，因此，即使在电视演播室或者其他地方的舞台上出现的情况下，对于某些人来说接收加密形式的麦克风信号以及由此造成非法记录是不可能的。

对照先前的分集处理，在根据本发明的数字接收机的情况下，不仅有可能在各接收信道之间进行切换，而且对所有的输入数据同时进行处理也是有可能的。由于数据流的比特提供有质量信息项(软判定)，所以对于每一比特来说，开始决定其被选择的接收分支是有可能的。该选择机制可以以完全切换(switching-over)方式动作，并且还可以实现加权连接。这意味着，来自多个信道的数据流的最有利的加权是可能的，并且信息内容得到最佳利用。选择算法可以由进一步的边信息支持，例如天线信号的场强或者主要的比特误差率。该算法可以适应性地执行或者以完全切换(switch-over)的方式执行，以便考虑所涉及的空间(space)的HF特性。

选择显示器用来表示持续的加权，该显示器为用户适当地表示信道平衡。为了表示两个接收信道的加权，优选采用从中心开始的小节(bar)，其表示到一个信道或到其两侧的其他信道的趋势。因而，根据本发明的接收机具有分集(diversity)加权的显示。

为了有效处理而进行优化的处理用于隐藏已经保留的残留误差。其实质上包括数量为N的滤波深度为k的固定滤波器。它们被优化用于典型的音频信号，并且可以通过算法非常容易地实现。自适应滤波器被调整为通过自适应(adaptation)算法而最佳的滤波器。这确保对音频信号持续的自适应。通过CRC校验和的方式，决定自适应滤波器是否在当时被训练，或者是否用于音频采样置换(replacement)。它仅仅是：当时预测的误差是否显著高于平均预测误差，以及CRC总和是否表示产生替换的误差。该阈值或基本算法也可以是自适应的。另外，需要置换的采样的反馈来避免误差传播。

对以上进行概述的后误差(post-error)隐藏在图14中示出。

数字麦克风发射机和/或接收机的数字实施使得用单一的方式集成附加功能成为可能，附加功能使得建立或者检测无线路径和其它的，有可能是用于音频信号的有线连接路径成为可能。在发射机和/或接收机中自动产生的已知振幅的音频测试信号(例如，正弦音，噪音等)使得检测音频连接路径成为可能，并且尤其是用于正确设置用于传输路径和处理设备的级别(level)。在发射机中自动产生的已知符号连续性(succession)的调制信号(例如，PRBS序列、所有符号的连续序列(sequentialsequence)等)允许测量采集和测试发射信号以及无线路径的质量。

对于麦克风接收机，如果其提供有能够在接收机输入端完全切换(插头可互换)的滤波器，也是非常有利的。另外，如果滤波器被集成在接收机天线的接收机输入端，也是很有利的，例如其可以旋入或者连接到接收机的天线上。因此，接收机的输入滤波器是具有天线的单元，并且这样的电子屏蔽天线尤其是有利的，这是因为天线的安装可以为接收机的滤波器特性提供同时可调。

如果天线和接收机包含这种设备，即，该设备能够使接收机调整到天线特定的参数，或者示出天线不适合期望的接收频率范围，也是有利的。

最后，如果提供用于改变频率响应特性或者声音特性的装置，以便通过适当的声音设计的优点，使麦克风能够具有期望的特性，例如类似来自GeorgNeumann，Berlin的著名的U87，或者来自Sennheiser的MD421，以及其他的麦克风，对于根据本发明的麦克风系统也是很有利的。因此，通过频率响应特性或声音特性改变装置，用户可以设置期望的特性，尤其是还可以选择这样的特性，即，其在声音感知中或许不是最佳的，但其是给定产生(generation)的麦克风或者给定类型麦克风的特性。

本发明整体获得更好的频率经济(economy)而且改善了反馈特性。

Claims (54)

1.一种用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，包括将该数字化音频信息从麦克风传输到接收器的步骤；其特征在于：在所述传输步骤中：

所述音频信息在块中被处理，并且音频带宽与符号率f_sym成比例；

在传输端的所述麦克风上，多个天线或天线段被使用或被提供以用于高频HF信号的发射；其中该多个天线或天线段被放置在麦克风的不同位置上，相互之间尽可能远；并且，在所述天线和所述麦克风的发射机单元之间配置了完全改变开关单元，该完全改变开关单元的开关标准在检测器中获得，该检测器检测在耦合器中的反射功率；该耦合器连接到该检测器的输入端，而该检测器的输出端连接到所述完全改变开关单元；以及

不使用音频数据压缩，编码后的音频数据经过删余，其适于要被处理的数据，并且所述删余在接收到编码数据后，相应地先于解码操作而反转。

2.如权利要求1所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其中所述多个天线中的一些被放置于麦克风壳上，而另一些被放置于麦克风把手端。

3.根据权利要求1所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其特征在于，当所述音频信息具有大约150到250kHz或者来自该数值范围内的值的带宽时，则该带宽的符号率在130和220kHz之间的范围内，而脉冲波形衰减因子α在0.1和0.5之间的范围内，并且根据以下公式计算带宽：

BW＝(1+α)·f_sym。

4.根据权利要求3所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其特征在于，所述带宽的符号率为150kHz。

5.根据权利要求3所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其特征在于，所述脉冲波形衰减因子α为0.3。

6.根据权利要求1-5中任一条所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其特征在于，高级别的调制过程用于传输音频信息，其中，多个比特在调制符号中被组装并且被传输，其中，带宽与调制值M成反比，调制值M在1到8比特的范围内，并且带宽也与编码比特率成比例，所述编码比特率在130kbit/s和1480kbit/s的范围内，并且符号量是2^M，并且在1到256的范围内。

7.根据权利要求6所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其中所述调制值M＝4比特。

8.根据权利要求6所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其中所述编码比特率为600kbit/s。

9.根据权利要求1-5中任一条所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其特征在于，带宽与编码率成反比，和/或带宽也与未编码的比特率f_uncoded成比例。

10.根据权利要求9所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其中，所述编码率是≥1/2并且≤1。

11.根据权利要求10所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其中，所述编码率对应于0.75。

12.根据权利要求9所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其特征在于，所述未编码的比特率≥64kbit/s并且≤1480kbit/s。

13.根据权利要求12所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其特征在于，所述未编码的比特率采用值450kbit/s。

14.根据权利要求1-5中任一条所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其中，带宽与因子k成比例，因子k描述编码输出长度C_out和调制值M的商。

15.根据权利要求14所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其中，k取值为1。

16.根据权利要求14所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其中，k是范围1/n；…；1/2或者1,2，…n中的值，其中n是自然数。

17.根据权利要求1-5中任一条所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其中，带宽与音频数据率成比例，并且带宽也和帧速率成比例。

18.根据权利要求17所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其中，所述音频数据率在43kbit/s和1480kbit/s之间的范围内，所述帧速率大于1并小于1.5。

19.根据权利要求18所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其中，所述音频数据率为400kbit/s。

20.根据权利要求18所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，

其中所述帧速率取值为1.125。

21.根据权利要求1所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，

其中所述音频数据经过PCM分辨率为N的PCM编码，N≥12并≤24，而音频采样率f_s≥1.8kHz并且≤124kHz。

22.根据权利要求21所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，

其中N为16，而音频采样率fs为25kHz。

23.根据权利要求1所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其中所述编码后的音频数据所经过的删余，为可变删余。

24.根据权利要求1-5中任一条所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其中，在发射端把数字音频数据拆成帧，其中，每个帧是R_uncoded比特长的帧，其中，所述帧包含整数个比特长度为N的采样值，其中提供E比特用于误差识别或者误差校正，S比特用于同步，而A比特用于其他目的，并且该帧由一个或多个信道编码器和在0.5和1之间范围内的整体编码率C被应用之后，扩展到帧长度为R_uncoded＝R_coded/C比特，和/或R_coded是符号长度M的整数倍，其中，R_uncoded的取值范围是20和500比特之间，并且R_coded的取值范围是20和100比特之间。

25.根据权利要求1-5中任一条所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其中，信道滤波器用于设计作为传输路径使用的HF频谱的形状，该频谱相对于载波中心大约在100到300kHz间距处具有超过60dB的阻带衰减。

26.根据权利要求1-5中任一条所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其特征在于，调制符号在振幅和/或相位的方面是不同的。

27.根据权利要求1-5中任一条所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其特征在于，在所述发射机中帧产生、信道编码、符号产生器的功能性和在接收机中用于符号解码、信道解码和拆帧的功能性被设计成使得它们能够根据不同的相关度对要被传输的数据进行分类，从最低的和/或最高的相关度开始、到各自较高的/或较低相关度。

28.根据权利要求27所述的方法和装置，其特征在于，对不同的相关度可以进行不同的、并且相互独立的处理。

29.根据权利要求1-5中任一条所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其特征在于，在所述传输端的符号产生器中，产生高相关的数据组合，其具有更安全的比特位置，而低相关具有更不安全的比特位置。

30.根据权利要求1-5中任意一条所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其特征在于，接收的信号通过A/D转换器设备被数字化，A/D转换器设备在恒定频率的时钟下进行工作，并且其采样率相应于基带奈奎斯特速率的倍数，而真实符号率在各独立设备中被恢复，和/或真实的符号在插值电路中被计算，和/或以与传输时钟异步的关系实现信号处理，并且仅在信号处理链的终端实现与精确的传输时钟同步。

31.根据权利要求1-5中任意一条所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其特征在于，在接收端提供一个或多个接收路径，并且在符号解码器中，边信息项从符号失真和/或每个接收路径的接收场强中获得，并且信道解码器中的输入信息包括来自所有接收路径的贡献。

32.根据权利要求1-5中任意一条所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其特征在于，不具有有关误差位置的任何精确信息的算法用来屏蔽残留误差。

33.根据权利要求31所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其特征在于，来自屏蔽算法的数据只在当传输的数据帧被识别为有缺陷时使用。

34.根据权利要求1-5中任意一条所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其特征在于，连续的、非线性特征用作源编码，其包括至少两个段，其中，第一段是线性的，而第二段是非线性的。

35.根据权利要求1-5中任意一条所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其中，帧长度、信道编码器和调制符号的字宽相互独立地进行选择，帧长度是采样值的字宽的整数倍，该帧长度是信道编码器的输入字宽的整数倍，和/或每个调制符号的比特数等于信道编码器的输出字宽，和/或所需的附加数据被插入到具有采样值冗长的帧中。

36.根据权利要求34所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其特征在于，每个调制符号或者其翻转的比特数是信道编码器的输出字宽的整数倍。

37.根据权利要求34所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其特征在于，多个子帧组成一帧。

38.根据权利要求1-5中任意一条所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其特征在于，嵌入在帧中的是以同步模型和/或校验和形式的附加数据，其中，所述附加数据的比特的和是采样值的字宽的整数倍。

39.根据权利要求1-5中任意一条所述的用于传输具有高质量和低延迟的数字化音频信息的方法，其特征在于，舒适的噪音与音频信息混合，用于误差屏蔽。

40.一种用于执行权利要求1所述的方法的麦克风，其中该麦克风是无线麦克风，具有选择性或者有利地连接到该麦克风的发射机单元，并且其中多个天线或天线段被放置在麦克风的不同位置上，相互之间尽可能远；其中所述发射机单元和所述天线之间配置了完全改变开关单元，该完全改变开关单元的开关标准在检测器中获得，该检测器检测在耦合器中的反射功率；其中，该耦合器连接到该检测器的输入端，而该检测器的输出端连接到所述完全改变开关单元。

41.根据权利要求40所述的麦克风，其特征在于，其中所述多个天线中的一些被放置于麦克风壳上，而另一些被放置于麦克风把手端。

42.根据权利要求40或41所述的麦克风，具有模拟输入电路，该模拟输入电路包括可调整的输入放大器、用于阻止驱动过度的限制设备、具有字宽度K的数字化设备和用于计算非线性特性的计算设备，其中，非线性特性的正数值包括至少两个段，用于低输入值的段是线性的，而段或多段是非线性的，当从两侧逼近交叉点时，段之间的交叉点被计算成相切于曲线重合处，用于负输入值的特性是相对于相应的正输入值的对称结构，而非线性特性的输出字宽度L小于数字化设备的字宽度。

43.根据权利要求42所述的麦克风，其特征在于，麦克风直接连接到输入电路，或者麦克风可以插头连接到该输入电路，或者麦克风可以连接模拟高级别的信号。

44.根据权利要求42所述的麦克风，其特征在于，输入电路包括完全转换开关装置，以便可选择地选择数字输入。

45.根据权利要求42所述的麦克风，其特征在于，第一段的斜率不等于1。

46.根据权利要求42所述的麦克风，其特征在于，所述限制设备已经包括在麦克风中。

47.根据权利要求42所述的麦克风，其特征在于，音频信号在不止一个输出端被输出，其中，每个输出用它自己的屏蔽算法进行处理。

48.根据权利要求42所述的麦克风，其特征在于，在不止一个输出端输出音频信号，其中，如果需要的信号信息能够各自与每个输出进行混合，那么信号信息发信号通知给定的操作情况，该信号信息是任何种类的声音信息。

49.根据权利要求48所述的麦克风，其特征在于，所述信号信息是声音、声音序列或简单的文本信息。

50.根据权利要求42所述的麦克风，其特征在于，包含在麦克风信号中的数字数据流被加密，并且在接收机中提供相应的解密，以便对加密的数字数据流进行解密。

51.根据权利要求42所述的麦克风，其特征在于，麦克风可以切换到检测模式，其中，在麦克风端产生定义的音频信号，并且代替麦克风信号被发射。

52.根据权利要求51所述的麦克风，其特征在于，接收机被切换到检测模式，其中，定义的音频信号被产生，并且各自在接收机的输出端是可用的。

53.根据权利要求51所述的麦克风，其特征在于，麦克风可切换到检测模式，其中，在麦克风端，定义的调制信号用已知的调制符号发射。

54.根据权利要求53所述的麦克风，其特征在于，所述已知的调制符号包括PRBS序列和连续序列。