CN102332862B - 低凸极内嵌式永磁同步电机转子初始位置的估算方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种低凸极内嵌式永磁同步电机转子初始位置的估算方法。该方法包括如下步骤：(1)连接永磁同步电机与一个电压源逆变器；(2)输入三相或者单相110伏/220伏交流电源经AC/DC整流器整流成300伏直流电，然后再通过DC/AC逆变器用于脉冲电流注入和电机控制；(3)实现由B相和C相注入电流信号，A相没有电流信号的情况下，通过计算得出的电机转子位置θ，并重复多次从而得出转子位置的平均值；(4)实现由A相和B相注入电流信号，C相没有电流信号的情况下，通过计算得出的电机转子位置θ，并重复多次从而得出转子位置的平均值；(5)结合之前两次计算出的转子位置，准确地估算出电机的转子初始位置。

Description

低凸极内嵌式永磁同步电机转子初始位置的估算方法

技术领域：

本发明涉及永磁同步电机，特别涉及一种低凸极内嵌式永磁同步电机转子初始位置的估算方法。

背景技术：

近年来，内嵌式永磁同步电机(IPMSMs)在工业控制领得到广泛的应用。与传统的电机相比，他们有许多优势，如高转矩密度，高效率，低转矩脉动，低噪音，以及容易维护等。然而，同步电动机启动要求转子初始位置信息以获得最大抓转矩。转子初始位置估算的准确性关系到电机能否顺利启动，如果初始位置角误差过大，会导致电机在启动时带载能力低，甚至会出现反转的现象。永磁同步电机转子初始位置估算一直是永磁同步电机驱动研究的热点和难点之一。

通常采取安装增量式脉冲编码器或霍尔传感器以获得电机转子的位置信息。由于电机起动时转子位置是任意的，而增量式编码器无法提供电机的初始位置，霍尔传感器也不能给出精确的位置。因此转子初始位置估算是永磁同步电机控制中必须解决的问题。一个简单的转子初始定位方法是直流电流激励法，对电机任意两相加一定的直流电流，使转子磁极定位拉到给定位置。然而，转子的旋转方向是不可预测的的，而且，这种方法使转子产生较大的扭动。

目前研究和应用较多是高频信号注入法。这种方法可以取得初始转子位置，而不会导致转子旋转。这些方法可以在αβ静止坐标系或dq旋转坐标系实施，注入的高频信号与电机的空间凸极相互作用，产生包含有转子位置信息信号。然后，利用过滤器和信号处理算法估算出转子初始位置。然而，这些方法比较复杂，算法实现要求控制器性能高。同时，注入的高频信号产生电机噪音。另外，转子位置信号依赖于电机的凸极显性。当电机凸极性小，这种算法导致较大的转子位置估计误差。

因此，有必要研究一种简单、可靠、实用的转子初始位置估计方法。开发的转子初始位置估计方法改变传统的对电机模型注入信号，而是通过对电机αβ静止坐标系注入特定信号，从而消除电机模型中与转子位置无关的因素，同时突出电机凸极显性特性获得电机在静止时准确的转子位置。仿真和实验结果表明，该方法能准确地估算转子初始位置，特别是对于低凸极内嵌式永磁同步电机，与实际检测的转子位置相比较，估计出的转子位置误差小于5°。

发明内容：

鉴于上述现有技术的缺陷以及实际应用需求，本发明提供了一种低凸极内嵌式永磁同步电机转子初始位置的估算方法。该方法改变传统的对电机模型注入信号，而是通过对电机αβ静止坐标系注入特定信号，从而消除电机模型中与转子位置无关的因素，同时突出电机显性特性获得电机在静止时准确的转子位置。

本发明的具体技术方案如下：

低凸极内嵌式永磁同步电机转子初始位置的估算方法，该方法包括如下步骤：

(1)连接永磁同步电机与一个电压源逆变器；

(2)输入三相或者单相110伏/220伏交流电源经AC/DC整流器整流成300伏直流电，然后再通过DC/AC逆变器用于脉冲电流注入和电机控制；

(3)实现由B相和C相注入电流信号，A相没有电流信号的情况下，通过计算得出的电机转子位置θ，并重复多次从而得出转子位置的平均值；

由于使用sin(2θ)不能得出唯一θ值，将导致多个θ值。因此，此方法需要第二步信号注入。这样就有了以下步骤(4)。

(4)实现由A相和B相注入电流信号，C相没有电流信号的情况下，通过计算得出的电机转子位置θ，并重复多次从而得出转子位置的平均值；

(5)结合之前两次计算出的转子位置，准确地估算出电机的转子初始位置。

上述方案中，所述步骤(3)具体步骤包括：

①关闭逆变器开关Q1和Q2，A相没有电流；

②在一个PWM周期T，打开Q3和Q6，关闭Q4和Q5；在此期间直流母线电压加到B相和C相之间从而在B相和C相产生一个电流i_b和i_c；下一个PWM周期T，打开Q4和Q5，关闭Q3和Q6。直流母线电压加到C相和B相之间从而使B相和C相的电流i_b和i_c回零；

③转换电流i_b和i_c到αβ静止坐标系I_α和I_β；

④根据直流母线电压和PWM开关信号计算V_ac和V_bc，进而计算出定子电压在α轴上分量V_α；

⑤计算电机转子位置θ；

⑥重复上述步骤，并将所得出的若干个结果中计算出转子位置的平均值。

上述方案中，所述步骤(4)具体步骤包括：

①关闭逆变器Q5和Q6，C相没有电流；

②在一个PWM周期T，关闭Q2和Q3，打开Q1和Q4；在此期间直流母线电压加到A相和B相之间从而在A相和B相产生一个电流i_a和i_b；下一个PWM周期T，关闭Q1和Q4，打开Q2和Q3。直流母线电压加到B相和A相之间从而使A相和B相的电流i_a和i_b回零。

③转换电流i_a和i_b到αβ静止坐标系I_α和I_β；

④根据直流母线电压和PWM开关信号计算V_ac和V_ab，进而计算出定子电压在α轴和β轴上分量V_α和V_β；

⑤由公式sin(2θ+π/3)计算出的转子位置θ值；

⑥重复上述步骤，并将所得出的若干个结果中计算出转子位置的平均值。

本发明方法作为一种能够准确、可靠地估计转子初始位置的电流信号注入方法。对于直轴和交轴电感相差很小低凸极内嵌式永磁同步电机，该方法能够准确、可靠地估计转子初始位置的。该方法改变传统的对电机模型注入信号，而是通过对电机αβ静止坐标系注入特定信号，从而消除电机模型中与转子位置无关的因素，同时突出电机显性特性获得电机在静止时准确的转子位置。仿真和实验结果表明，该方法能准确地估算转子初始位置，特别是对于低凸极内嵌式永磁同步电机，与实际检测的转子位置相比较，估计出的转子位置误差小于5°。该方法对硬件和软件的要求较低，有利于工业实现，具有较高的实用意义。

附图说明：

以下结合附图和具体实施方式来进一步说明本发明。

图1为αβ静止坐标系与dq旋转坐标系之间的角度示意图。

图2为电流注入B相和C相，A相没有电流的电路图。

图3为从上倒下分别为母线电压V_bus，电机AC相电压V_ac和电机B相电流i_b波形的对照图。

图4为电流注入A相和B相，C相没有电流的电路图。

图5为从上倒下分别为母线电压V_bus，电机AC相电压V_ac和电机A相电流i_b波形的对照图。

图6为试验论证平台结构示意图。

图7为估计转子位置与实际转子位置比较图。

具体实施方式：

为了使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体图示，进一步阐述本发明。

首先，具体介绍一下本发明方案中所涉及的数学算法：

在旋转dq坐标系，内嵌式永磁同步电机的数学模型：

$\left[\begin{array}{c}{V}_d\\ V_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R+{\mathrm{pL}}_d& -\mathrm{\ω}{L}_q\\ \mathrm{\ω}{L}_d& R+{\mathrm{pL}}_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ I_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω\ψ}\end{array}\right]---\left(1\right)$

其中V_d和V_q是定子电压在d轴和q轴分量；I_d和I_d的定子电流在d轴和q轴分量；L_d和L_q定子电感在d轴和q轴分量；R为定子电阻；ω是转子角速度；ψ是电机磁链；p＝d/dt。

电机转子位置θ定义为αβ静止坐标系与dq旋转坐标系之间角度如图1所示。

转换上面等式(1)到αβ静止坐标系：

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\α}}\\ V_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=R\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\α}}\\ I_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{L}_0+L_1\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)& L_1\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)\\ L_1\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)& L_0-L_1\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{\α}}}{\mathrm{dt}}\\ \frac{{\mathrm{dI}}_{\mathrm{\β}}}{\mathrm{dt}}\end{array}\right]---\left(2\right)$

$+2\mathrm{\ω}{L}_1\left[\begin{array}{cc}-\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)& \cos \left(2\mathrm{\θ}\right)\\ \cos \left(2\mathrm{\θ}\right)& \sin \left(2\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\α}}\\ I_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+\mathrm{\ω\ψ}\left[\begin{array}{c}-\sin \mathrm{\θ}\\ \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]$

其中V_α和V_β分别是定子电压在α轴和β轴上分量；I_α和I_β是定子电流在α轴和β轴上分量；θ是转子的角位置；

$L_0=\frac{L_d+L_q}{2}$

$L_1=\frac{L_d-L_q}{2}$

由于电机处于静止状态，ω＝0代入(2)式，得到：

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\α}}\\ V_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}R& L_{0}p\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\α}}\\ I_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]+L_1\left[\begin{array}{cc}\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)& -\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)\\ \sin \left(2\mathrm{\θ}\right)& \cos \left(2\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]p\left[\begin{array}{c}{I}_{\mathrm{\α}}\\ I_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]---\left(3\right)$

内嵌式永磁同步电机低凸极显性特征，使得转子初始位置估计非常具有挑战性。上式(3)可以被用来计算转子位置θ信息。与R，L₀相比，L₁是非常小。因此，任何R和L₀的误差，都会导致转子位置估计误差较大。为了计算θ，该方法使用两个步骤，删除方程式(3)右边的第一和第二个项来检测转子的位置。

首先，电流注入B相和C相，而A相没有电流，即：

i_a＝0；i_b＝-i_c；

转换到αβ静止坐标系：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}0\\ \frac{2}{\sqrt{3}}{i}_b\end{array}\right]---\left(4\right)$

应用等式(4)到方程式(3)：

$V_{\mathrm{\α}}=R\×0+L_0\×0+L_1\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)\×0+L_1\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)\frac{d{i}_{\mathrm{\β}}}{\mathrm{dt}}=L_1\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)\frac{d{i}_{\mathrm{\β}}}{\mathrm{dt}}---\left(5\right)$

由于电流注入，消除了与R和L₀有关的项，最后得到上面一个简单的等式。V_α可以从电机三相电压计算。

$V_{\mathrm{\α}}=\frac{2}{3}(V_{\mathrm{an}}-\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{bn}}-\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{cn}})=\frac{1}{3}({2V}_{\mathrm{an}}-{2V}_{\mathrm{cn}}+V_{\mathrm{cn}}-V_{\mathrm{bn}})=\frac{1}{2}(2V_{\mathrm{ac}}-V_{\mathrm{bc}})---\left(6\right)$

应用等式(4)和(6)到等式(5)得到：

$\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)=\frac{\sqrt{3}}{6}\left(\frac{{2V}_{\mathrm{ac}}-V_{\mathrm{bc}}}{L_1\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}}\right)---\left(7\right)$

上式中V_ac和V_bc可以由直流母线电压和PWM开关信号计算出逆变器或者电压传感器直接检测，i_b可以通过电流传感器检测。因此，通过方程式(7)可以计算出sin(2θ)，从而求出电机位置θ。但是，使用sin(2θ)不能得出唯一θ值，将导致多个θ值。因此，此方法需要第二步信号注入。

第二步，电流注入A相和B相，而C相没有电流，即：

i_c＝0；i_a＝-i_b；

转换到αβ静止坐标系：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ -\frac{1}{\sqrt{3}}{i}_a\end{array}\right]---\left(8\right)$

应用等式(8)到方程式(3)：

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\α}}\\ V_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=R\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ -\frac{1}{\sqrt{3}}{i}_a\end{array}\right]+L_{0}p\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ -\frac{1}{\sqrt{3}}{i}_a\end{array}\right]+L_1\left[\begin{array}{cc}\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)& -\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)\\ \sin \left(2\mathrm{\θ}\right)& \cos \left(2\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]p\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ -\frac{1}{\sqrt{3}}{i}_a\end{array}\right]---\left(9\right)$

分解上式成两个等式：

$V_{\mathrm{\α}}=R\×i_a+L_0\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+L_1\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}-\frac{1}{\sqrt{3}}{L}_1\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}---\left(10\right)$

$V_{\mathrm{\β}}=-R\×\frac{1}{\sqrt{3}}{i}_a-\frac{1}{\sqrt{3}}{L}_0\frac{d{i}_a}{\mathrm{dt}}+\frac{1}{\sqrt{3}}{L}_1\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+L_1\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}---\left(11\right)$

等式(10)加等式(11)乘以

$V_{\mathrm{\α}}+\sqrt{3}{V}_{\mathrm{\β}}=L_1\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}-\frac{1}{\sqrt{3}}{L}_1\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+\sqrt{3}{L}_1\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+L_1\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}$

$=2L_1\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+\frac{2\sqrt{3}}{3}{L}_1\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}$

$=[2\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)+\frac{2\sqrt{3}}{3}\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)]L_1\frac{d{i}_a}{\mathrm{dt}}$

$=\frac{4}{\sqrt{3}}[\frac{\sqrt{3}}{2}\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)+\frac{1}{2}\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)]L_1\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}$

$=\frac{4}{\sqrt{3}}[\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{3}\right)\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)+\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{3}\right)\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)]L_1\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}$

$=\frac{4}{\sqrt{3}}\sin (2\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{3})L_1\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}---\left(12\right)$

因此，与R和L₀有关的项都消除了。V_α和V_β可以从电机三相电压计算。

$V_{\mathrm{\α}}=\frac{2}{3}(V_{\mathrm{an}}-\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{bn}}-\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{cn}})---\left(13\right)$

$V_{\mathrm{\β}}=\frac{2}{3}(\frac{\sqrt{3}}{2}{V}_{\mathrm{bn}}-\frac{\sqrt{3}}{2}{V}_{\mathrm{cn}})---\left(14\right)$

$V_{\mathrm{\α}}+\sqrt{3}{V}_{\mathrm{\β}}=\frac{2}{3}(V_{\mathrm{an}}-\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{bn}}-\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{cn}})+(V_{\mathrm{bn}}-V_{\mathrm{cn}})---\left(15\right)$

$=\frac{2}{3}(V_{\mathrm{an}}+V_{\mathrm{bn}}-2V_{\mathrm{cn}})$

$=\frac{2}{3}({2V}_{\mathrm{an}}-{2V}_{\mathrm{cn}}+V_{\mathrm{bn}}-V_{\mathrm{an}})$

$=\frac{2}{3}({2V}_{\mathrm{ac}}-{2V}_{\mathrm{ab}})$

应用等式(15)到等式(12)得到：

$\sin (2\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{3})=\frac{\sqrt{3}}{6}\left(\frac{{2V}_{\mathrm{ac}}-V_{\mathrm{ab}}}{L_1\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}}\right)---\left(16\right)$

类似于等式(7)sin(2θ)值，上式(16)中sin(2θ+π/3)值也可以通过电机三相电压和电流计算得出。因此，结合等式(7)和(16)，可以计算出一个唯一的转子位置θ值。

以下具体介绍方案中信号注入策略：

第一步，电流注入B相和C相，A相没有电流，即：

i_a＝0；i_b＝-i_c；

通过适当地控制电机驱动逆变器可实现上述电流注入，如图2所示。

为了确保i_a＝0，关闭Q1和Q2。在一个PWM周期T，打开Q3和Q6，关闭Q4和Q5。在此期间直流母线电压加到B相和C相之间从而在B相和C相.产生一个电流i_b和i_c。下一个PWM周期T，打开Q4和Q5，关闭Q3和Q6。直流母线电压加到C相和B相之间从而使B相和C相.电流i_b和i_c回零。

如图3所示，电流注入的母线电压V_bus，电机AC相电压V_ac和电机B相电流i_b波形。

如上所述，在开始电流注入时，B相开关Q3和C相开关Q6开启和300V直流母线电压加到B相和C相之间。电机电流从B相流向中性点N，这里的中性点N连接到A相，然后流向C相。由于电机的感性负载特点，B相电流将线性增加正加到9.1安培。因此，AC相电压V_ac为正电压，振幅大约为152.7伏。根据B相电流初始值为零，峰值电流值和脉冲周期为100μs。可以计算出di_b/dt。类似的分析可应用于BC相电压V_bc。根据等式(7)可计算转子位置。然后，打开B相开关Q4和C相开关Q5，B相和C相之间的电压变为负数。此期持续时间也为100μ。它是用来释放存储在B相和C相的能量。因此，B相电流会回到零。实验重复几次后，计算转子位置的平均值。

第二步，电流注入A相和B相，而C相没有电流，即：

i_c＝0；i_a＝-i_b；

也是通过适当地控制电机驱动逆变器实现上述电流注入，如图4所示。

为了保证i_c＝0，关闭Q5和Q6。在一个PWM周期T，关闭Q2和Q3，打开Q1和Q4。在此期间直流母线电压加到A相和B相之间从而在A相和B相.产生一个电流i_a和i_b。下一个PWM周期T，关闭Q1和Q4，打开Q2和Q3。直流母线电压加到B相和A相之间从而使A相和B相.电流i_a和i_b回至零。

这里需要注意PWM周期T选择是200μS，比电机速度例如50ms要小得多，以确保信号注入不会引起转子移动。

如图5所示，电流注入的母线电压V_bus，电机AC相电压V_ac和电机A相电流i_b波形。

这个处理过程类似于第一步电流注入。一个200μS的脉冲信号被注入到A相和B相。A相开关Q1和B相开关Q4开启，300V直流母线电压加到A相和B相之间。电机电流从A相流向中性点N，这里的中性点N连接到C相，然后流向B相。A相电流将线性增加正加到8.85安培。因此，AC相电压V_ac为正电压，振幅大约为152.6伏。根据A相电流初始值为零，峰值电流值和脉冲周期为100μs。可以计算出di_a/dt。类似的分析可应用于AB相电压V_ab。根据等式(16)可计算转子位置。然后，打开A相开关Q2和B相开关Q3，A相和B相之间的电压变为负数。此期持续时间也为100μ。它是用来释放存储在A相和B相的能量。因此，A相电流会回到零。实验重复几次后，计算转子位置的平均值。

结合以上两次计算出的转子位置。可以准确地估算出电机的转子初始位置。

最后，介绍一下本发明方法的试验和测试结果论证：

如图6所示的本发明方法的开发试验平台结构图。三相或者单相110伏/220伏交流电源经AC/DC整流器整流成300伏直流电，然后再通过DC/AC逆变器用于脉冲电流注入和电机控制。高性能微处理器采集A相和B相两相电流i_a和i_b，以及A相和C相电压，A相和C相电压，执行第二章节转子初始位置估计方法和第二章节电流注入方案，计算出转子的初始位置。测试的电机是低凸极内嵌式永磁同步电机，其直轴和交轴电感相差很小，表1列出了试验电机的参数。

额定功率	2.24千瓦
		额定电压	220伏
极对数	2
		额定速度	1750转/分
额定转矩	12.2Nm
		定子电阻	0.2Ω
直轴电感	0.015H
		交轴电感	0.027H
电机磁通	0.175Wb
		惯性常数	0.089kg.m2

表1

图7显示估计转子位置与实际转子位置比较结果。实际转子位置由光电编码器直接检测出来。转子位置从0°依次增加10°到180°电角度。总共10个测试点。从试验结果可以看出，估算的转子位置与实际转子转子位置非常接近。

最大误差为5°电角度。有效误差和均方差是：

${\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{rms}}=\sqrt{\frac{{\mathrm{\Σ}}_1^{19}{\mathrm{\ϵ}}_i^2}{19}}\≈{3.31}^0---\left(17\right)$

${\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{rms}}=\sqrt{\frac{{\mathrm{\Σ}}_1^{19}{({\mathrm{\ϵ}}_i-\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}})}^2}{19}}\≈{3.22}^0---\left(18\right)$

其中，ε_i是第i次采样点的估计误差；是估计误差平均值。

估计转子初始位置存在一定的误差，主要原因是由于电机电流和电压采集精度的限制，以及逆变器非线性。实际上，转子初始位置估算小于5°误差能保证电机满载启动。

以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。

Claims (1)

1.低凸极内嵌式永磁同步电机转子初始位置的估算方法，其特征在于，包括如下步骤：

(1)连接永磁同步电机与一个电压源逆变器；

(2)输入三相或者单相110伏/220伏交流电源经AC/DC整流器整流成300伏直流电，然后再通过DC/AC逆变器用于脉冲电流注入和电机控制；

(3)实现由B相和C相注入电流信号，A相没有电流信号的情况下，通过计算得出的电机转子位置θ，并重复多次从而得出转子位置的平均值；

(4)实现由A相和B相注入电流信号，C相没有电流信号的情况下，通过计算得出的电机转子位置θ，并重复多次从而得出转子位置的平均值；

(5)结合之前两次计算出的转子位置，准确地估算出电机的转子初始位置；

其中，所述步骤(3)具体步骤包括：

①关闭逆变器开关Q1和Q2，A相没有电流；

②在一个PWM周期T，打开Q3和Q6，关闭Q4和Q5；在此期间直流母线电压加到B相和C相之间从而在B相和C相产生一个电流i_b和i_c；下一个PWM周期T，打开Q4和Q5，关闭Q3和Q6；直流母线电压加到C相和B相之间从而使B相和C相的电流i_b和i_c回零；

③转换电流i_b和i_c到αβ静止坐标系I_α和I_β；

④根据直流母线电压和PWM开关信号计算V_ac和V_bc，进而计算出定子电压在α轴上分量V_α；

⑤由公式计算电机转子位置θ；

其中：L₁为L_d减去L_q的平均值；L_d和L_q表示定子电感在d轴和q轴的分量；

⑥重复上述步骤，并将所得出的若干个结果中计算出转子位置的平均值；

其中，所述步骤(4)具体步骤包括：

①关闭逆变器Q5和Q6，C相没有电流；

②在一个PWM周期T，关闭Q2和Q3，打开Q1和Q4；在此期间直流母线电压加到A相和B相之间从而在A相和B相产生一个电流i_a和i_b；下一个PWM周期T，关闭Q1和Q4，打开Q2和Q3；直流母线电压加到B相和A相之间从而使A相和B相的电流i_a和i_b回零；

③转换电流i_a和i_b到αβ静止坐标系I_α和I_β；

④根据直流母线电压和PWM开关信号计算V_ac和V_ab，进而计算出定子电压在α轴和β轴上分量V_α和V_β；

⑤由公式计算出的转子位置θ值；

其中，L₁为L_d减去L_q的平均值；L_d和L_q表示定子电感在d轴和q轴的分量；

⑥重复上述步骤，并将所得出的若干个结果中计算出转子位置的平均值。