CN101435856A - 用于并激的超低输出阻抗射频功率放大器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于并激的超低输出阻抗射频功率放大器。描述了一种用于驱动多发射线圈(403，404)磁共振成像(MRI)系统的超低输出阻抗RF功率放大器(401，402)，该功率放大器包括具有高功率MOSFET(311)的输出匹配网络(308)，在操作上耦合到MRI系统中的至少一个发射线圈，以得到所期望的输出功率和阻抗。本发明还描述了一种采用RF功率放大器来实现去耦以驱动至少一个发射线圈的方法。

Description

用于并激的超低输出阻抗射频功率放大器

技术领域

本发明涉及磁共振系统，并且更具体而言涉及在磁共振系统中用于并激(parallel excitation)的射频(RF)功率放大器。

背景技术

在使用多个发射元件的并行RF发射被用于通过改善自旋激发(spin excitation)来使各种应用受益的磁共振(MR)领域中，发展非常活跃。在高场磁共振中，尤其由波传播和介电效应导致的RF磁场不均匀性可以通过当在鸟笼型线圈或由单个线圈元件组成的发射阵列上传导多端口激发时优化驱动电流的幅度和相位来减少。可以通过独立控制单个发射信道的RF波形、对加速多维激发中的完全成熟(fullfledged)的并行RF发射的能力进行杠杆作用和管理功率沉积，来进一步在均匀性效应中减少小RF磁场。

近来的发展为完全成熟的并行RF发射原理的直接验证提供了支持。然而，有效的并联发射线圈阵列的发展仍然是重大挑战。在发射线圈元件之间的耦合是对发射线圈阵列构建和使用的关键挑战之一。已提出很多方法以解决线圈间耦合的问题。方法之一为并行RF接收定义了前置放大器去耦方案。该方案将前置放大器的输入阻抗减少至几乎为零，从而使相应接收线圈在其输出端口处看到的输入阻抗最大化并且导致线圈中的耦合电流的堵塞。然而，对于并行发射来说，由于线圈有效看到的典型RF放大器的50Ω阻抗，实践类似方案是无效的。

已提出很多方法以解决线圈间耦合的问题。一类方法引入了线圈的部分几何重叠以消除在它们之间的互感。这种方法仅对于最近的邻近元件来说是有效的，并且趋向于对单个线圈的几何结构和放置施加严格限制。另一类方法以增加RF损失和增加去耦电路和调谐努力的复杂度为代价，采用电容或电感去耦桥或多端口网络。第三类方法例如通过将RF功率MOSFET与TEM线圈的环箍(rung)集成或直接驱动非共振环型线圈，用高源阻抗抑制耦合感生的电流。在这些实例中，MOSFET被配置成近似起电流源的作用，并且从而在驱动端口(drivingport)处产生高阻抗。然而，在该方法中串联共振元件还作为MOSFET的严重失配负载，这可明显的使其最大可获得输出功率降低。第四类方法应用了有源去耦(active decoupling)。这种方法首先校准在元件线圈之间的耦合，并随后在每个元件的驱动电压之间引入合适的相关性(通过模拟电路或者通过数字矢量调制阵列实现)以消除电流中的耦合分量(component)。

因此，需要用于发展去耦方法的系统和方法，该去耦方法支持并行发射应用并且通过消除对阵列几何结构的限制来促进发射性能优化。

发明内容

在并行RF发射中采用多个发射链路(transmit chain)，以便以协调的方式设置(set up)发射线圈阵列中的电流。所述电流又在对象中感生发射磁场。然而，每一个元件线圈中的电流通常由于线圈间耦合受到败坏。耦合感生出的败坏性的成分极大地受元件线圈看到的源阻抗的影响。为了克服以上不足，本发明的实施例借助于RF功率放大器和/或元件线圈上的匹配网络改善了发射阵列的元件间隔离。

在第一方面中，提供了用于驱动多RF发射线圈磁共振成像(MRI)系统的射频(RF)功率放大器。该RF功率放大器包括具有高功率MOSFET的输出匹配网络，该高功率MOSFET在操作上耦合到MRI系统中的至少一个发射线圈，以得到所期望的输出功率和阻抗。

在另一方面中，提供了一种用于在并行激发中发射线圈去耦的超低输出阻抗射频(RF)功率放大器。该超低输出阻抗射频(RF)放大器包括输出匹配网络和高功率MOSFET，该高功率MOSFET在操作上耦合到输出匹配网络的输入，以提供用于发射线圈去耦的所期望阻抗并使可获得的功率最大化。

在又一方面中，提供了一种采用射频(RF)功率放大器来实现去耦以驱动至少一个发射线圈的方法。该方法包括采用输出匹配网络来将MOSFET的漏极源极电阻成分变换成所期望的输出阻抗，将至少一发射线圈的输入阻抗变换成负载阻抗，并且使负载阻抗与所期望输出功率的MOSFET的最佳负载相匹配。

附图说明

当参考所附附图来阅读以下详细描述时将更好的理解本发明的这些和其他特征、方面和优点，所附附图中，相同的字符贯穿附图表示相同的部分，其中：

图1是由两个独立RF功率放大器驱动的耦合的发射线圈的等效电路模型。

图2示出了MOSFET的等效电路模型。

图3示出了依据本发明的一实施例中在超低输出阻抗RF功率放大器中的输出匹配网络。

图4示出了由本发明的两个超低输出阻抗RF功率放大器独立驱动的发射线圈的实施例。

具体实施方式

参见图1，其示出了由两个独立RF功率放大器101、102驱动的两个相同线圈103、104的等效电路模型。每个功率放大器被建模为具有源电阻r_s的电压源。在没有匹配分量的情况下每个线圈的阻抗是r+jx，并且在这两个线圈之间的电感耦合被互感M俘获。在每个线圈上表示常见配置的包括电容器和电感器的L形匹配网络不仅将串联共振线圈的低阻抗变换成所期望的值(通常为50Ω)，而且将输入电流放大到了x/r倍。当线圈103、104二者由它们的相应放大器101、102驱动时，在线圈103中行进的电流I包括两个分量，由控制电压V₁引起的所期望的一I^(S)和由V₂引起的不期望(败坏性的)的一I^(M)：

$\left\{\begin{array}{c}{I}^{\left(S\right)}=\frac{-\mathrm{jx}{V}_1}{{\mathrm{rr}}_S+{\mathrm{\ω}}^2{M}^2{r}_S^2/({\mathrm{rr}}_S+x^2)+x^2}\\ I^{\left(M\right)}=\frac{-\mathrm{jx}{V}_2}{{\mathrm{rr}}_S+{\mathrm{\ω}}^2{M}^2{r}_S^2/({\mathrm{rr}}_S+x^2)+x^2}\·\frac{\mathrm{j\ωM}}{r+x^2/r_s}\end{array}\right.,---\left[1\right]$ 其中ω是拉莫尔频率(Larmor frequency)。由耦合效应导致的电流败坏(current corruption)的严重程度(severity)可以由I^(M)与I^(S)的比值来表示。

$\frac{\left|I^{\left(M\right)}\right|}{\left|I^{\left(S\right)}\right|}=\frac{\mathrm{\ωM}}{r+x^2/r_s}\frac{\left|V_2\right|}{\left|V_1\right|}.---\left[2\right]$

对于给定的r、x、M和ω来说，通过使r_s最小化来实现该比值的最小化，这暗示了使源阻抗最小化将改善隔离。

在实际的固态RF功率放大器中，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)通常被用来将RF功率驱动至所期望的水平。当MOSFET在其DC特性的饱和区中工作时，MOSFET近似表现为电压控制的电流源。图2例示了在这种情况下的等效电路模型，其中漏极-源极电阻R_DS206通常是非常高的值。当MOSFET采用固定的DC漏极-源极电压205在线性模式(A或AB类)下工作时，其最大输出功率在没有失真的情况下关键取决于其负载阻抗。仅当负载阻抗等于通常由制造商提供的最佳值时，可以实现最大额定功率。

为了通过利用以上低源阻抗思想使线圈间或元件间隔离最大化并且为了同时使可获得的输出功率最大化，开发了新的放大器输出级设计。如在此所使用的，术语线圈和元件被可交换地使用并且是指成像系统中的发射阵列线圈。参见图3，介绍了用于MOSFET 311的输出匹配网络308。在本发明的实施例中，匹配网络将电感器L 312并联地应用到MOSFET 311的输出以便使其漏极-源极电容C_OSS 207共振。随后，包括两个电容器C 310、314和电感器L 313(被选择成在工作频率下串联共振)的T形网络还将漏极-源极电阻R_DS 206变换成

$Z_{\mathrm{OUT}}=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^2{C}^2{R}_{\mathrm{DS}}}.---\left[3\right]$

可以在MOSFET的DC特性的饱和区中通过测量漏极-源极电压V_DS与电流I_DS的微分来评估R_DS，其中栅极电压固定为可以在给定V_DS下将I_DS偏置为给定值的值。由于R_DS 206呈现出的高电阻，从而可以使输出阻抗Z_OUT 315变得非常低，这是由于输出阻抗Z_OUT 315主要由在共振频率下几乎是短路的串联共振电路确定。与接收情况相类似，当Z_OUT 315接近于零时，在线圈侧303的输入匹配网络319作为并联共振电路，并且由线圈间耦合引起的败坏性电流成分看到了大的阻抗从而将显著被抑制。在一实施例中，输出阻抗大约为10ohm或更小。在另一实施例中，输出阻抗是约5ohm或更小。同时，MOSFET 311的相同的输出匹配网络308将通常与50Ω匹配的线圈的输入阻抗变换成负载阻抗309：

$Z_L=\frac{1}{50{\mathrm{\ω}}^2{C}^2-\frac{j}{{\mathrm{\ωL}}_1}}.---\left[4\right]$

一般，最佳负载可表示为：

$Z_{\mathrm{OL}}=\frac{1}{\frac{1}{R_{\mathrm{OL}}}-j{\mathrm{\ωC}}_{\mathrm{OSS}}},---\left[5\right]$

其中R_OL表示使MOSFET能够输出最高功率的负载电阻。通过设置L313和C 310、314来满足：

$R_{\mathrm{OL}}=\frac{1}{{50\mathrm{\ω}}^2{C}^2}=50{\mathrm{\ω}}^2{L}^2,---\left[6\right]$

并且使C_OSS207与L 312共振，使负载阻抗Z_L 309与MOSFET 311特定的最佳值相匹配，并且从而确保可以实现最高输出功率。在非限制性实例中，输出功率至少约500W。这种设计允许灵活放置RF功率放大器的功率级。对于远离线圈(off-coil)放置来说，具有nλ/2长度的同轴电缆316可被用于将线圈303与相隔一些距离的其相应的放大器连接。由于在匹配网络上对每个线圈的电流放大效应，电缆中的电流远小于线圈中的电流，这促进了对电缆损耗的管理。

参见图4，示出了由本发明的两个超低输出阻抗RF功率放大器独立驱动的发射线圈的示范性实施例。按照该实例，我们例示了分量的选择和匹配网络的调谐。两个超低输出阻抗RF功率放大器401、402被开发成在128MH_Z工作。每个放大器包括三个放大级，并且采用基于在图3中示出的方案的高功率MOSFET来建立末级。基于功率效率和线性的考虑，该装置被设置成在AB类下工作并且偏置电流被设置为200mA。偏置电压用脉冲模式来施加，这通过外部的选通信号(gatingsignal)来触发。漏极电压被设置成150V并且在该电压下MOSFET的R_OL大约为25Ω。依据等式6，C 310、314被选择为35pF并且调整L 313以便以128MHz与其共振。

使用包括两个8×8cm²表面线圈403、404的相控阵列(phasedarray)来评估两个放大器404、402的去耦性能。该阵列置于含盐模体(saline phantom)441(1.33g/L NaCl，0.66g/L CuSO4)之上，该模体30cm长，20cm宽和20cm高。线圈403、404之间的分离和它们中的每一个到模体441的距离是可调整的。最初，线圈403、404用3cm的元件间分离被置于模体441之上1cm处。半波长电缆被用于将原型(prototype)放大器401、402分别连接至元件线圈403、404。对于该实施例中的实验室研究(bench test)来说，与每个电缆相关联的三个铁氧体环(ferrite ring)被用于阻塞共模电流(common modecurrent)。

通过两个传感线圈(sensing coil)435、438来分别监测在元件403、404中运行的电流。403的传感线圈438使用了蝶形结构，该蝶形结构具有跨距离线圈435最远的导体放置的两个1cm直径的环。采用该配置，在传感线圈438的两个环中由元件403的电流感生的电动势(EMF)是同相的并且从而被增强，而由元件404的电流感生的电动势(EMF)是近似反相的并且从而被中和。因此，与元件403相比，在本发明的该实施例中将元件404对传感线圈438的贡献减少至可忽略的水平。类似地，构建另一传感线圈435以便仅检测元件404中的电流。

具有半波电缆的两个元件403、404首先独立地被调谐并与50Ω匹配。随后，通过网络分析器来驱动线圈404，而线圈403与短连接器端接。在线圈403中感生的电流通过其传感线圈438的S21测量来感测，并且调整匹配电感器318直到感生电流最小。为确定L 312的值以便补偿高功率MOSFET 311的输出电容，每个元件线圈403、404被其相应放大器驱动。用3ms脉冲和1％占空比来同时选通放大器401、402二者，并且通过网络分析器来激励功率放大器402以输出1W功率。随后调谐功率放大器401的L 312以使得线圈403中的感生电流最小。将类似策略应用于调谐线圈404和功率放大器402。

尽管在此仅例示和描述了本发明的特定特征，由于对与本领域技术人员来说可以发生许多修改和改变，所描述的实施例是示范性的和非限制性的。因此，应当理解所附权利要求书意在覆盖所有这种修改和改变以落在本发明的真实精神内。

Claims (11)

1.一种用于驱动多发射线圈(403，404)磁共振成像(MRI)系统的射频(RF)功率放大器(401，402)，该RF功率放大器包括：

具有高功率MOSFET(311)的输出匹配网络(308)，在操作上耦合到该MRI系统中的至少一个发射线圈，以得到所期望的输出功率和阻抗。

2.如权利要求1所述的功率放大器，其中输出匹配网络(308)耦合到MOSFET(311)以便驱动功率，并且其中输出匹配网络(308)包括：

电感部件(312)和共振网络，应用于该MOSFET的输出以便将MOSFET的漏极源极阻抗变换成所期望的值；并且

将负载阻抗(309)变换成MOSFET的最佳负载值，以得到所期望的输出功率。

3.如权利要求2所述的功率放大器，其中共振网络包括电容(310，314)部件和电感部件(313)，以便依据 $Z_{\mathrm{OUT}}=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^2{C}^2{R}_{\mathrm{DS}}}$ 将MOSFET(206)的漏极-源极电阻成分变换成输出阻抗(315)。

4.如权利要求2所述的功率放大器，其中

输出匹配网络(308)还依据 $Z_L=\frac{1}{50{\mathrm{\ω}}^2{C}^2-\frac{j}{\mathrm{\ω}{L}_1}}$ 将线圈输入阻抗(317)变换成负载阻抗(309)；并且

输出匹配网络还依据 $Z_{\mathrm{OL}}=\frac{1}{\frac{1}{R_{\mathrm{OL}}}-\mathrm{j\ω}{C}_{\mathrm{OSS}}}$ 将负载阻抗(309)变换成MOSFET的最佳负载。

5.一种用于并行发射中的发射线圈去耦的超低输出阻抗射频(RF)功率放大器(401，402)，包括输出匹配网络(308)和高功率MOSFET(311)，该高功率MOSFET(311)在操作上耦合到输出匹配网络(308)的输入，以便为发射线圈去耦提供小于约10ohm的期望输出阻抗并使可获得的输出功率最大化。

6.如权利要求5所述的用于并行发射的超低输出阻抗RF功率放大器(401，402)，其中输出匹配网络(308)包括电感部件(312)和共振网络，应用到MOSFET的输出以便实现所期望的输出功率和输出阻抗。

7.如权利要求6所述的用于并行发射的超低输出阻抗RF放大器，其中共振网络包括电容部件和电感部件(310、314、313)，以便依据 $Z_{\mathrm{OUT}}=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^2{C}^2{R}_{\mathrm{DS}}}$ 将MOSFET(206)的漏极-源极电阻成分变换成输出阻抗(315)。

8.如权利要求6所述的用于并行发射的超低输出阻抗RF功率放大器(401，402)，其中

输出匹配网络(308)还依据 $Z_L=\frac{1}{50{\mathrm{\ω}}^2{C}^2-\frac{j}{\mathrm{\ω}{L}_1}}$ 将线圈输入阻抗(317)变换成负载阻抗(309)；并且

输出匹配网络(308)还依据 $Z_{\mathrm{OL}}=\frac{1}{\frac{1}{R_{\mathrm{OL}}}-\mathrm{j\ω}{C}_{\mathrm{OSS}}}$ 将负载阻抗(309)变换成MOSFET的最佳负载。

9.一种采用射频(RF)功率放大器(401，402)来实现去耦以驱动至少一个发射线圈(403，404)的方法，包括：

采用输出匹配网络(308)来将MOSFET(206)的漏极-源极电阻成分变换成所期望的输出阻抗(315)；

将至少一个发射线圈的输入阻抗(317)变换成负载阻抗(309)；并且

使负载阻抗与MOSFET的最佳负载相匹配，以得到所期望的输出功率。

10.如权利要求9所述的采用RF功率放大器来实现去耦以驱动至少一个发射线圈的方法，其中共振网络的电容部件和电感部件(310、314、313)的共振将MOSFET(206)的漏极源极电阻成分变换成输出阻抗(315) $Z_{\mathrm{OUT}}=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^2{C}^2{R}_{\mathrm{DS}}}.$

11.如权利要求9所述的采用RF功率放大器(401，402)来实现去耦以驱动至少一个发射线圈的方法，其中

输出匹配网络(308)依据 $Z_L=\frac{1}{50{\mathrm{\ω}}^2{C}^2-\frac{j}{\mathrm{\ω}{L}_1}}$ 将线圈(317)的输入阻抗变换成MOSFET(311)看到的负载阻抗(309)；并且

输出匹配网络(308)依据 $Z_{\mathrm{OL}}=\frac{1}{\frac{1}{R_{\mathrm{OL}}}-\mathrm{j\ω}{C}_{\mathrm{OSS}}}$ 使负载阻抗(309)与MOSFET的最佳负载相匹配。

Images