CN101388970A - 高效率超线性dffa数字地面电视发射机 - Google Patents

Abstract

一种高效率、超线性、高速自适应及自愈合控制数字地面电视，它采用单环型、双环型、双信号对消三环型、双失真对消三环型、双信号双失真对消四环型多种结构实现超线性放大；它采用温补衰减、线性温补与两级、三级置换式、四级置换式、并联式、并联置换式及串联式多种DOHERTY自适应高效匹配技术实现高稳定高效率放大；它采用微处理器内插法及查找表宽范围寻优与自锁高速自适应控制矢量调制器，实现对各信号与失真环及Doherty匹配的精密、宽范围、稳定平衡及高速自适应控制；它可采用双音IQ调制解调高抑制实现控制信号的纯净提取；它可采用IQ解调均方根运算实现失真小信号检测；它实时检测工作状态，异常时报警并可自愈合调节解除异常。

Description

高效率超线性DFFA数字地面电视发射机

技术领域：

本发明涉及一种数字地面电视发射机技术，具体涉及一种高效率超线性DFFA(Doherty &Feed Forward Linear Power Amplifiers)数字地面电视发射机技术。

背景技术：

现代数字地面电视发射传输采用XQAM与OFDM调制技术，其核心技术是要求在高峰均比信号条件下实现高效率、高线性及高稳定宽带大功率放大，数字地面电视发射传输属于广域覆盖，较一般无线通信大得多的功率，一般AVG平均功率为50W-1000W。

现有的DPD数字预失真功率放大技术能改善线性度，与Doherty技术结合能大幅度提高效率，但DPD数字预失真功率放大技术存在带宽窄的问题，难以满足数字地面电视发射传输的需要；DPD数字预失真功率放大技术对线性度的改善通常为10-15dB，而高阶QAM(≥16QAM)与OFDM调制要求线性度改善为20-25dB；数字地面电视发射传输有多种工作制式与模式，DPD数字预失真功率放大技术需要更改算法与拟合曲线，难以满足多制式与多模工作的需要；DPD数字预失真功率放大技术输入信号为数字基带信号，而数字地面电视中继站为了降低成本，通常采用RF射频放大，DPD数字预失真功率放大技术难以满足上述中继站的需要。

现有的FFA前馈自适应功率放大技术线性改善明显，并具有自适应稳定控制、工作带宽宽、适应多制式与多模工作及RF射频放大等一系列优点，但存在以下问题：线性度改善范围有限，一般互调抑制为15-20dBC，实际中有时需要抑制20-25dBC；效率低，一般只有8-18％，导致成本高，且发热过大，影响可靠性；自适应控制时间长，一般采用单片机、ARM、FPGA或DSP方式控制，由于程序运行有一定的时间加上算法复杂，达到自适应稳定的时间长；难以满足高峰均比信号高效率放大的需要；失真延时线对功率损耗大，限制了大功率放大。

Doherty放大技术能显著提高放大效率，但现有的技术存在以下问题：要求载波功放与峰值功放在不同的温度与输入功率条件下相位与增益完全匹配实现高效率放大；而主功放与峰值功放的相位、增益、线性度与效率均为温度与输入信号强度的函数，难以满足Doherty理想放大的要求；现有的Doherty放大技术为两级放大结构，在峰均比为6dB以内时，能实现高效率，但现代数字地面电视RF功率放大要求在峰均比为12-16dB时实现高效率与高线性放大，现有的技术难以满足这一要求；现有的Doherty放大技术一般针对器件级实现高效率放大，在实现超大功率放大时，采用对多个Doherty模块进行功率合成的结构将十分复杂。

发明内容：

本发明的目的是提出新的FFA前馈放大、新的Doherty放大、新的自适应控制方法、自愈合方法并将其有机结合，得到一种高效率、超线性、高速自适应控制及自愈合的大功率数字地面电视发射机，不但可以用于数字地面电视发射机，还可用于其中继站与宽带移动通信基站及中继站，而且能兼容各种制式的数字地面电视，本发明总的是这样实现的；

所述新的FFA前馈放大总方法：它采用高隔离对消技术与矢量调制器方式，实现高精度对消，提高信号对消环与失真对消环的对消度，从而达到降低误差功放的功率、提高线性度及宽带高线性的效果；它在实现信号对消或失真对消时，因输入功率、工作温度及器件老化而导致对消失配时，能用纯硬件的方法自检出自锁控制信号，实现信号对消与失真对消的高速稳定平衡精密控制。为了便于自锁控制信号的提取，采用导频信号模拟失真信号，为了更好的实现自锁控制信号的提取，它可把两个音频信号以IQ调制的方式调制在导频信号上，从而增加了提取自锁控制信号时的抗带外干扰能力；它在失真对消时，采用残留导频混频滤波及IQ解调均方根运算，解决现有前馈自适应功率放大器残留导频检测难题；它可在双环前馈技术的基础上，低成本增加一个信号对消环进一步提高信号对消度，以降低失真对消环的失真放大功率，低成本增加一个失真对消环进一步提高线性度。

所述新的Doherty前馈放大总方法：它对现有的两级Doherty放大，采用温补衰减与线性温补技术，以保持主功放与峰值功放的增益与线性度在温度变化时大体不变；当输入信号变化引起主功放与峰值功放效率不同时，它采用偏压控制，使其一直保持高效率；当工作温度与输入信号强度变化而导致主功放与峰值功放的增益与相位失配时，它采用增益与相位锁定技术使得二者保持良好匹配。它在两级Doherty放大的基础上，采用三级或四级置换法实现12-18dB高峰均比条件下的高效率放大，采用并联结构或并联置换结构实现12-18dB峰均比条件下的高线性放大；其末级与末前级均采用Doherty技术。

所述新的自适应控制总方法：它的信号对消环与失真对消环可采用手动粗调，查找表式单片机、ARM、FPGA或DSP微处理器寻优控制宽范围中调，快速自锁精密调试，以达到高速、宽范围及精密调节的目的，从而大幅度缩短由不稳定到稳定的时间；它在采用单片机、ARM、FPGA或DSP微处理器控制调试时，结合矢量调制器的具体特点采用数学查表或公式将复杂的二维寻优算法转换为较为简单的一维寻优算法，一维寻优算法可采用循环式内插法与摇摆式内插法。

所述自愈合控制总方法：它可根据检测到的工作温度比值、工作电流比值、正向功率强度比值、反向功率强度比值、信号对消残留信号强度比值、失真对消残留失真强度比值及Doherty失配比值，根据正常值分别设置过温、过流、过输出功率、过反向功率、信号对消失锁、失真对消失锁及匹配对消失锁报警功能，在处于报警状态时，可由微处理器控制调节参数，解除报警使其处于正常工作状态，从而实现自愈合式控制。

本发明的技术方案是这样实现的：

所述环双环型前馈功率放大器的组成与实现方法是：它由信号放大对消1单元1、失真放大对消2单元4、微处理器单元5与运算控制单元6组成。

所述信号放大对消1单元1主要实现数字基带信号的调制、数字邻频上变频、功率放大、信号对消及失真信号的提取、信号对消自适应自锁控制信号形成及工作状态检测，它在总幅相控制信号U1与V1的控制下，实现高线性放大，信号功率放大的增益、相移与线性度锁定，不随输入信号及温度的变化而变化，从而提高线性度，通过信号对消的方式，提取失真信号送到失真放大对消单元2。

数字电视基带信号通过数字地面电视调制器08调制，再经数字邻频上变频器09进行上变频，形成数字地面电视射频信号；在输入强度控制信号IPC的作用下通过步进衰减器10调节输入信号的大小，通过耦合器11分成上下两条支路，上支路信号通过耦合器12馈入导频信号DP，通过矢量调制器13控制信号的幅度与相位；温补前级放大模块14可以补偿各级放大器在温度变化时而导致的增益变化；DOHERTY放大模块15能实现高峰均比(PAR)条件下的高效率高线性放大，线性度不随温度的变化而变化；它的末级放大器件还可采用GAN器件，大幅度提高效率；多级放大器级间前后级放大器件采用正负不同的温度系数，实现放大的级间失真对消，从而进一步改善线性度；这样上支路的幅度与线性度随着温度的变化能保持稳定；耦合器16的主支路将放大了的功率信号MPS输入到失真放大对消单元2，辅支路耦合一部分输出的信号，经衰减器28衰减，经耦合器27的主支路输入到高隔离耦合器24的一端；输入信号中的下支路信号输入到耦合器20，其辅支路采样一部分信号输入到输入功率检测模块21，检测出输入信号的强度比值IPD到微处理单元5，耦合器20的主支路信号输入到延时器22，延时后经分路器23的一个输出端输入到高隔离耦合器24的另一端；高隔离耦合器24的这两个对端的输入信号在其幅度与相位一致时发生对消，对消掉输入的信号，提取基本放大单元中非线性放大所产生的失真信号ES，高隔离耦合器24，有很好的对消效果。

耦合器16的主支路输出功率放大了的信号MPS，耦合器26的主支路输出提取的失真信号ES，实际中由于信号对消的非理想性，失真信号ES中还包含了其幅度比其高许多的残留信号；耦合器26的辅支路采样ES将其输入到信号对消结果检测模块25，检测出残留信号强度比值SCD1，显然SCD1越小表示信号对消程度越高；分路器23的另一个输出信号输入到信号对消控制矢量解调模块29作本振信号，耦合器27的辅支路信号输入到信号对消控制矢量解调模块29作输入信号，矢量解调检测出幅相差信号的比值，经处理形成信号对消自锁自适应控制信号U13与V13；在一定的状态下，设定好耦合器27的耦合度，使得输入到信号对消矢量解调模块29中两路信号的幅相差与输入到高隔离耦合器27中两路信号的幅相差完全一致，则U13与V13代表了输入到高隔离耦合器27中两路信号的幅相差比值；在处于信号对消状态时，信号对消控制矢量解调模块29的本振信号与输入信号幅相差为零；当输入信号强度、工作温度及器件老化时，其幅相差将不为零，则信号对消不平衡，此时U13与V13通过运算控制单元6形成U1与V1，控制矢量调制器13实现反变化，从而实现信号对消的自锁自适应控制，达到稳定平衡、精密及高隔离大幅度对消状态；所述矢量调制器13可采用幅相调节型、IQ调节型或反射调节型。温度检测模块18实时检测工作温度比值TD，电流检测模块19实时检测工作电流比值ID，TD、ID与残留信号强度比值SCD输入到微处理单元5

所述失真放大对消2单元4主要实现失真信号的功率放大、对消、自适应自锁控制信号形成及工作状态检测，它把失真信号放大，在总幅相控制信号U2与V2的控制下，对消掉主功率信号中的失真分量，输出失真分量很小的高线性功率放大输出信号。

上支路大功率信号首先输入到延时器30，实现与下支路的延时匹配，再输入到高隔离耦合器50的一端，在高隔离耦合器50中对消掉失真分量后通过耦合器52输出超线性功率放大信号；耦合器52采样输出信号的正反向功率信号，反向功率信号输入到反向功率检测模块51，检测出反向功率的比值信号RPD；正向功率信号通过分路器53分成两路，一路输入到输出功率检测模块54，检测出输出功率的比值信号OPD，另一路输入到失真对消2结果检测模块55，检测出代表残留失真信号的残留导频信号幅相信息比值信号U44与V44并将其送到微处理器单元5，U44与V44的均方根值NCD2代表残留失真信号的强度比值，衡量失真对消效果的好坏程度；对于大功率数字地面电视发射机，为了降低损耗延时器30必采用大馈管，为了减小体积，延时器30可以直接利用数字地面电视发射机天馈系统中的粗大馈管，高隔离耦合器50与耦合器52可装置在机外，各有关连线采用馈管连入机内。

下支路失真信号ES输入到矢量调制器56，在总的失真对消自适应控制信号U4与V4的控制下对ES信号进行幅相调节；输入到Doherty失真放大模块55进行高效率功率放大，它的失真放大的功率为信号放大功率的1/4-1/8；Doherty失真放大模块55采用增益及温补线性温补技术，失真放大的增益与线性度稳定，它可还采用GAN放大器件，进一步提高失真放大的效率，它还可采用级间器件正负温度系数失真抵消技术提高线性度；失真放大信号通过耦合器59输入到高隔离耦合器50的另一端，对消掉上支路大功率信号中的失真信号，高隔离耦合器50失真对消程度高；耦合器59按一定比列采样失真放大信号NCK2到失真对消2矢量解调模块58作为输入信号，匹配的延时导频信号输入到失真对消矢量解调模块58作为本振信号，通过矢量解调，解调出这两路信号的幅相差信息，经处理形成失真对消自锁自适应控制信号U43与V43；在一定的状态下，设定好耦合器59的耦合度及延时导频的延时量，使得输入到失真对消矢量解调模块58中两路信号的幅相差与输入到高隔离耦合器中两路信号的幅相差完全一致，则U43与V43代表了输入到高隔离耦合器50中两路信号的幅相差比值。

在处于失真对消状态时，输入到高隔离耦合器50中两路信号幅相差为零；当输入信号强度、工作温度及器件老化时，其幅相差将不为零，则失真对消不平衡，此时U43与V43通过运算控制单元6形成U4与V4，控制矢量调制器56实现反变化，从而实现失真对消的自锁自适应控制，达到稳定平衡、精密及高隔离大幅度对消状态；所述矢量调制器56可采用幅相调节型、IQ调节型或反射调节型。

所述微处理单元5接受实测工作温度比值TD、工作电流比值ID、输入信号功率强度比值IPD、正向功率强度比值OPD、反向功率强度比值RPD、信号对消1残留信号强度比值SCD1及失真对消2残留导频信号幅相信息比值U44与V4；它以SCD1及U44与V44的均方根值NCD2(NCD2＝√【(U44)²+(U44)²】)最小或达标为判断依据，按寻优算法输出一组最佳的信号对消1及失真放大对消2微处理自适应控制信号U12、V12、U42与V42到运算控制单元6；它在自适应控制时，根据矢量调制器的具体特点采用数学查表或公式将复杂的二维寻优算法转换为较为简单的一维寻优算法；它还可根据输入信号功率强度比值IPD及实测温度比值TD设置查找表，迅速调出一组最佳的U12、V12、U42、V42；它可根据检测到的工作温度比值TD、工作电流比值ID、正向功率强度比值OPD、反向功率强度比值RPD、信号对消残留信号强度比值SCD1及失真对消残留导频信号幅相信息比值NCD2，分别设置过温度、过流、过输出功率、过反向功率及失锁报警功能，在信号放大对消单元1与失真放大对消单元2分别处于这些状况时，微处理器单元5能输出控制信号IPC，加大步进衰减器10的衰减度，降低输入功率，以解除报警使其处于正常工作状态，实现自愈合控制。

所述运算控制单元6接受信号放大对消1手动控制信号U11与V11、微处理自适应控制信号U12与V12及自锁自适应控制信号U13与V13，接受失真放大对消2手动控制信号U41与V41、微处理自适应控制信号U42与V42及自锁自适应控制信号U43与V43，经线性运算形成总的自适应控制信号U1、V1、U4及V4，控制信号放大对消单元1及失真放大对消单元2的信号幅相；其关系式为：

(1)、U1＝K11U11+K12U12+K13U13+U10(K11、K12、K13及U10为常数)

(2)、V1＝P11V11+P12V12+P13V13+V10(P11、P12、P13及V10为常数)

(7)、U4＝K41U41+K42U42+K43U43+U40(K41、K42、K43及U40为常数)

(8)、V4＝P41V41+P42V42+P43V43+V40(P41、P42、P43及V40为常数)

手动控制信号U11、V11、U41及V41通过运算控制单元6实现对信号放大对消单元1及失真放大对消单元2的信号幅相粗调，在粗调状态下能实现信号与失真的大体对消；当输入信号强度变化、温度变化及器件老化时，信号放大对消单元1及失真放大对消单元2的信号幅度及相位将发生一定的变化，微处理自适应控制信号U12、V12、U42及V42通过运算控制单元6，输出U1、V1、U4及V4控制信号放大对消单元1及失真放大对消单元2的信号幅度及相位反变化，从而维持信号与失真的稳定对消，实现增益相位的锁定；微处理自适应控制信号U12、V12、U42及V42的控制范围宽，但用软件处理需要一定的处理时间；自锁自适应控制信号U13、V13、U43及V43通过运算控制单元6，输出总的信号对消自适应控制信号U1、V1、U4及V4，控制信号放大对消单元1及失真放大对消单元2的信号幅度及相位反变化，从而维持信号与失真的稳定对消，实现增益相位的锁定；这一过程全部由硬件实现，控制速度很快，但控制范围不大；这样当输入信号强度及温度变化较大时由微处理自适应控制，变化较小时由纯硬件实现高速自锁控制，这样就保证了在较宽的变化范围内的高速自适应控制。

为了更好的实现自锁控制信号的提取，在所述高效率超线性DFFA数字地面电视发射机的基础上，把两个音频信号以IQ调制的方式调制在导频信号上，从而增加了提取自锁控制信号时的抗带外干扰能力。所述导频音频发生调制模块其组成与实现方法是：它产生用于模拟失真信号的导频信号、两个音频信号及将两个音频信号IQ式调制在导频信号上，频率合成器001产生一个与失真信号频率接近的信号L01，输入到IQ调制器002，同时还输出一路与L01一样的混频信号；IQ调制器002在偏置I 011及偏置Q 021的作用下对L01进行IQ调制，输出信号L02到IQ调制器003；IQ调制器003在单音发生器012输出的音频1及单音发生器022输出的音频2两信号的作用下，对L02进行IQ调制，输出进行了双音频IQ调制的导频信号。

所述失真对消控制矢量解调模块58其组成与实现方法是：

NCK2信号及经延时的混频信号输入到混频滤波单元500，得到音频性质的信号并分成分成两路，分别输入到乘法滤波器511与乘法滤波器512；一路在乘法滤波器511中与音频1作乘法运算并进行低通滤波将输出信号输出入到运算器512，运算器512对其运算后输出自锁控制信号U43；另一路在乘法滤波器521中与音频2作乘法运算并进行低通滤波将输出信号输出入到运算器522，运算器522对其运算后输出自锁控制信号V43；由于进行了频差很近的混频低通滤波及频差很近的乘法滤波，在提取U43与V43时具有很强的杂波抑制能力，得到纯净的信号对消控制自锁自适应控制信号U43与V43。

所述失真对消结果检测模块，其实现方法如下：采用残留导频信号模拟残留失真信号，输出采样信号OD输入到导频滤波器11，提取残留导频信号送到混频中频滤波器17，与本振信号18作混频降成中频，输入到IQ解调器12作输入信号，采用中频滤波以加大滤去高频杂波信号的能力；延时导频本振13与本振信号18通过混频中频滤波器19下变频为中频，输入到IQ解调器12作本振；IQ解调器12解调出了残留导频信号的幅相信号UI与UQ，此信号一般很小，通过双路精密运算器进行运算放大，每一路经低通滤波滤去高频分量，分别输出纯净的幅相信号U44与V44，送入到微处理器单元5进行均方根运算得到残留导频信号的强度比列信号NCD2＝√【(U44)²+(V44)²】，由于采用了与输入中频信号同频的中频本振信号作IQ解调，解调输出信号UI与UQ为直流性质的信号，它们与高频信号频差很远，很容易通过低通滤波的方法滤去夹杂在UI与UQ中的高频分量，得到纯净的幅相信号U44与V44，从而检测出残留导频信号的强度比值信号NCD2，解决了现有前馈线性功率放大器中检测残留失真信号的难题。

所述四环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机的组成与实现方法是：

它由信号放大对消1单元1、信号放大对消2单元2、失真放大对消1单元3、失真放大对消2单元4、微处理器单元5与运算控制单元6组成，它在所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机的基础上，增加了一个信号放大对消2单元2，进一步增加信号对消能力，以减小失真放大的功率；增加了一个失真放大对消1单元3，与失真放大对消2单元4共同作用，大幅度提高失真对消能力，以提高放大的线性度。

所述信号放大对消1单元1与所述失真放大对消2单元4的组成及实现方法与所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射传输功率放大器的相应部分完全一致。

所述信号放大对消2单元2实现对信号进一步的对消，其实现方法与所述信号放大对消1单元1的基本一致。耦合器26输出的包含有残留信号的失真信号输入到高隔离耦合器35的一端，从耦合器20采样的输入信号，经延时衰减器37进行幅度与相位调整，经矢量调制器36精密调节幅相，输入到高隔离耦合器35的另一端，两路信号在高隔离耦合器35中对消掉失真信号中包含的残留输入信号；高隔离耦合器35输出的失真信号经耦合器34输入到失真放大对消1单元3；耦合器34采样失真信号，经分路器32分路出两路信号，一路进入到信号对消结果检测模块33，检测出残留信号强度比值SCD2，SCD2越小表示信号对消程度越高；分路器32的另一信号SCK2输入到信号对消2控制矢量解调模块31作输入信号，以延时信号作本振信号，矢量解调检测出幅相差信号的比值，经处理形成信号对消2自锁自适应控制信号U23与V23。

所述失真放大对消1单元3其实现方法与所述失真放大对消2单元4的基本一致，它把失真信号放大，在总幅相控制信号U3与V3的控制下，对消掉主功率信号中的失真分量，输出失真分量很小的高线性功率放大输出信号到失真放大对消2单元4；它相应的形成失真对消1控制信号U33与V33，及形成失真对消1结果检测信号U34与V34，将其输入到微处理器单元5；它的耦合器46分路出一部分失真信号经延时器44输入到失真放大对消2单元4，以进一步对消掉总输出信号中的残留失真信号，实现超线性放大。

所述微处理单元5的实现方法与所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机的相应部分基本一致。所不同的是：增加了一个信号对消2残留信号强度比值SCD2，及增加了一个失真对消1残留导频信号幅相信息比值U34与V34，按所述U12、V12、U42与V42一样的方法得到信号对消2微处理自适应控制信号U22、V22、U32与V32到运算控制单元6。

所述运算控制单元6的实现方法与所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机的相应部分基本一致。所不同的是：增加了一组信号对消2微处理自适应控制信号U22与V22及一组失真对消1微处理自适应控制信号U32与V32，它与信号对消2手动控制信号U21及V21连同自锁控制信号U23及V23，它与失真对消1手动控制信号U31及V31连同自锁控制信号U33及V33，进行运算形成总的信号对消2控制信号U2及V2及总的失真对消1控制信号U3及V3。其关系式为：

(3)、U2＝K21U21+K22U22+K23U23+U20(K21、K22、K23及U20为常数)

(4)、V2＝P21V21+P22V22+P23V23+V20(P21、P22、P23及V20为常数)

(5)、U3＝K31U31+K32U32+K33U33+U30(K31、K31、K33及U30为常数)

(6)、V3＝P31V31+P32V32+P33V33+V30(P31、P32、P33及V30为常数)

所述失真对消1控制矢量解调模块的组成与实现方法与所述失真对消2中的完全一致。

在所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机的基础上，去掉失真放大对消2单元4，形成单环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机，它通过锁定信号放大幅相的方法实现高线性放大，与所述双环型对比，它简化了结构，降低了成本，但线性度改善要小些；在所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机的基础上，增加一个信号放大对消2单元2，形成双信号对消环型三环高效率超线性DFFA数字地面电视发射机，与所述双环型对比，它进一步提高了信号对消度，从而减小了失真信号中的残留输入信号强度，可以降低失真放大对消单元的功率；在所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机的基础上，增加一个失真放大对消1单元3，形成双失真对消环型三环高效率超线性DFFA数字地面电视发射机，与所述双环型对比，它进一步提高了失真对消度，从而提高了线性度。

所述两级DOHERTY自适应高效率匹配放大器的组成与实现方法是：

它由Doherty输入单元1、两级Doherty高效率匹配放大单元2、微处理器单元3及运算控制单元4组成，Doherty输入单元1主要实现信号的延时、输入功率检测及偏压控制的形成；两级Doherty高效率匹配放大单元2主要实现在6dB峰均比(PAR)条件下的高效率放大，并能进行自适应控制，使得在不同输入功率、工作温度及不同制式信号环境下，保持载波功放与峰值功放的良好匹配；微处理器单元3及运算控制单元4主要实现宽范围自适应控制。

所述Doherty输入单元1接受RF输入信号，经耦合器11主支路及延时器12输入到分路器13，进入到两级Doherty高效率匹配放大单元2；耦合器11辅支路信号输入到输入功率检测模块14进行功率检测，再输入到偏压控制模块15形成偏压控制信号，去控制两级Doherty自适应高效率匹配放大单元2中的峰值功放偏压，使得在不同的输入功率条件下，峰值功放的效率保持较高，由于输入功率检测模块14与偏压控制模块15对信号的处理有一定的延时，所以设置延时器12使得偏压控制与输入功率的动态变化一致。

所述两级Doherty高效率匹配放大单元2的实现方法是：

分路器13输出的载波功放链路信号经幅度调节21调节幅度后输入到温补载波功放21，进行高效率功率放大，温补载波功放22采用增益与线性温补技术，使得其增益与线性度随温度的变化基本维持稳定；1/4λ阻抗变换线23实现温补载波功放的输出阻抗与合路时输出阻抗的匹配变换；经相位调节24输入到耦合器25，耦合器25的主支路输入到合路器26；耦合器25的辅支路采输出功率信号到衰减分路器28，衰减分路器28的一路信号输入到矢量解调模块27，另一路信号输入到对消耦合器36的一端。

分路器13输出的峰值功放链路信号输入到矢量调制器31，在复合自适应控制信号u1与v1的控制下，改变信号的幅度与相位，以保持温补载波功放与温补峰值功放的相位及增益的自适应匹配，从而使得两级Doherty自适应高效率匹配放大单元2保持较高的效率；1/4λ延时线32主要补偿上支路中1/4λ阻抗变换线23造成的延时；温补峰值功放33实现对RF信号中的峰值信号放大，它同样采用增益与线性温补技术；温补峰值功放与温补载波功放组成完全一致，它们的不同工作状态由各自的偏压所控制，温补载波功放偏压保持不变，而温补峰值功放的偏压在Ug1的控制下，随输入功率的峰值变化而变化，使得其保持较高的效率；经耦合器34的主支路输入到同相合路模块；耦合器34的辅支路采样温补峰值功放输出的功率信号到衰减分路器35，衰减分路器35的一路信号输入到矢量解调模块27，另一路信号输入到对消耦合器36的另一端。进入到矢量解调模块27的两路信号经矢量解调，输出代表二者幅相差信号的自锁自适应控制信号u13与v13，当工作温度与输入信号幅度变化时，u13与v13通过运算控制单元4形成u1与v1，实现反变化，u13与v13全部由硬件产生，能实现高速自适应控制，由于矢量解调模块的限制，u13与v13的控制范围不大；进入到对消耦合器36的两路信号，在其相位增益一致时发生对消，并将对消结果输入到对消结果检测模块37，检测出残余信号的幅度比值DCD1，DCD1越小说明两路信号的幅相差越小。

为了缩小体积，所述分路器13与合路器26还可采放用3dB桥，由于3dB桥有两个相位差为90度的端口，则可取消1/4λ阻抗变换线23及1/4λ延时线32，此时合路的3dB桥隔离端口要加入一定的延时线直接到地，当温补峰值功放关闭时，合路3dB桥32相当于一个1/4λ阻抗变换线，当温补峰值功放开启时，实现两路相位差为90度信号的功率合成，采用3dB桥还能做到与平衡放大在结构上兼容。

对于大功率数字地面电视发射机，所述温补载波功放22与所述温补峰值功放33可采用平衡功率合成法形成一个大功率模块，把一个大功率模块当作温补载波功放与温补峰值功放。

微处理单元3接受残余信号的幅度比值DCD1，它以DCD1最小或达标为判断依据，按寻优算法输出一组最佳的信号对消微处理自适应控制信号u12与v12到运算控制单元4；它在自适应控制时，根据矢量调制器的具体特点采用数学查表或公式将复杂的二维寻优算法转换为较为简单的一维寻优算法；它还可根据输入信号功率强度比值IPD及实测温度比值TD设置查找表，迅速调出一组最佳的u12与v12微处理控制信号。

运算控制单元4接受两级Doherty高效率匹配放大手动控制信号u11与v11、微处理自适应控制信号u12与v12及自锁自适应控制信号u13与v13，经线性运算形成总的自适应控制信号u1及v1，控制峰值功放链路的信号幅相；其关系式为：

(5)、u3＝k11u11+k12u12+k13u13-u10(k11、k12、k13及u10为常数)

(6)、v3＝p11v11+p12v12+p13v13-v10(p11、p12、p13及v10为常数)

手动控制信号u11及v11通过运算控制单元4实现对峰值功放链路的信号幅相粗调；当输入信号强度变化、温度变化及器件老化时，峰值功放链路的信号幅度及相位将发生一定的变化，微处理自适应控制信号u12及v12通过运算控制单元4，输出u1及v1控制峰值功放链路的信号幅度及相位反变化，从而维持两级Doherty匹配放大；微处理自适应控制信号u12及v12的控制范围宽，但用软件处理需要一定的处理时间；自锁自适应控制信号u13及v13通过运算控制单元4，输出总的信号对消自适应控制信号u1及v1，控制峰值功放链路的信号幅度及相位反变化，从而维持两路信号的幅相匹配，这一过程全部由硬件实现，控制速度很快，但控制范围不大；这样当输入信号强度及温度变化较大时由微处理自适应控制，变化较小时由纯硬件实现高速自锁控制，这样就保证了在较宽的变化范围内的高速自适应控制。

所述三级置换式Doherty自适应高效率匹配放大器的组成与实现方法是：

它将所述两级Doherty自适应高效率匹配放大器中的温补载波功放用所述两级Doherty高效率匹配放大单元置换，就得到所述三级置换式Doherty自适应高效率匹配功率放大器，两级Doherty能实现6dB峰均比条件下的高效率放大，加入第二级Doherty峰值放大单元后，峰均比再增加6dB，总计可实现12dB峰均比条件下的高效率放大。

相应地其Doherty输入单元1输出两个偏压Ug1与Ug2分别控制两个温补峰值功放的偏压，其第二级Doherty峰值放大链路中延时线32为1/2λ，以实现延时匹配；对于大功率数字地面电视发射机，所述温补载波功放与温补峰值功放可采用平衡功率合成法组成的一个大功率模块；相应地其微处理单元3在所述两级Doherty自适应高效率匹配放大器的基础上多接受一路残余信号的幅度比值DCD2，其控制方法与所述两级Doherty自适应高效率匹配放大器的一致；相应地其运算控制单元4在所述两级Doherty自适应高效率匹配放大器的基础上多接受第二级Doherty峰值匹配放大手动控制信号u21与v21、微处理自适应控制信号u22与v22及自锁自适应控制信号u23与v23，经线性运算形成总的自适应控制信号u2及v2，控制第二级Doherty峰值功放单元的信号幅相；其关系式为：

(3)、u2＝k21u21+k22u22+k23u23-u20(k21、k22、k23及u20为常数)

(4)、v2＝p21v21+p22v22+p23v23-v20(p21、p22、p23及v20为常数)

其控制实现方法与特征与所述两级Doherty自适应高效率匹配放大器的完全一致。

所述四级置换式DOHERTY自适应高效率匹配放大器的组成与实现方法是：

它将所述两级Doherty自适应高效率匹配放大器中的温补载波功放用所述三级Doherty高效率匹配放大单元置换，就得到所述四级置换式Doherty自适应高效率匹配功率放大器，三级Doherty能实现12dB峰均比条件下的高效率放大，加入第三级Doherty峰值放大单元后，又可实现再增加6dB峰均比条件下的高效率放大，总计可实现18dB峰均比条件下的高效率放大。

相应地其Doherty输入单元1输出三个偏压Ug1、Ug2与Ug3分别控制三个温补峰值功放的偏压，其第三级Doherty峰值放大链路中延时线32为3/4λ，以实现延时匹配；对于大功率数字地面电视发射机，所述温补载波功放与温补峰值功放可采用平衡功率合成法组成的一个大功率模块；相应地其微处理单元3在所述三级Doherty自适应高效率匹配放大器的基础上多接受一路残余信号的幅度比值DCD3，其控制方法与所述两级Doherty自适应高效率匹配放大器的一致；相应地其运算控制单元4在所述两级Doherty自适应高效率匹配放大部分的基础上多接受第三级Doherty峰值匹配放大手动控制信号u31与v31、微处理自适应控制信号u32与v32及自锁自适应控制信号u33与v33，经线性运算形成总的自适应控制信号u3及v3，控制第三级Doherty峰值功放单元的信号幅相；其关系式为：

(5)、u3＝k31u31+k32u32+k33u33-u30(k31、k32、k33及u30为常数)

(6)、v3＝p31v31+p32v32+p33v33-v30(p31、p32、p33及v30为常数)

其控制实现方法与特征与所述两级Doherty自适应高效率匹配放大器的完全一致。

所述四级并联式DOHERTY自适应高效率匹配放大器的组成及实现方法是：

它将所述两级Doherty自适应高效率匹配放大器中的温补峰值功放链路用三条同样的温补峰值功放链路并联替换，就得到所述四级并联式Doherty自适应高效率匹配功率放大器，三条温补峰值功放链路并联可视为一条功率为3倍的峰值功放链路，与一条载波功放链路结合可形成一个两级1：3的不对称Doherty功放结构，可以在12dB峰均比条件下实现高效率放大；同时由三个峰值功放分担峰值放大，载波功放线与峰值功放的线性度均可提高。

相应地，三条峰值功放链路分别与载波功放链路采用自适应高效率匹配放大控制技术，其特征与所述两级Doherty自适应高效率匹配放大器中的完全一致；其微处理单元3及运算控制单元4的实现方法与所述两级Doherty自适应高效率匹配放大器中的相应部分完全一致；对于大功率数字地面电视发射机，所述温补载波功放与所述温补峰值功放可采用平衡功率合成法组成的一个大功率放大模块。

所述四级并联置换式DOHERTY自适应高效率匹配放大器的组成及实现方法是：

它在所述四级并联式Doherty自适应高效率匹配功率放大器中，将所有的温补载波功放与所述温补峰值功放用所述两级Doherty高效率匹配放大单元替换，就得到四级并联置换式DOHERTY自适应高效率匹配放大器，两级Doherty高效率匹配放大单元能提供6dB峰均比条件下的高效率放大，整体四级并联式结构可提供12dB峰均比条件下的高效率放大，共计可提供18dB峰均比条件下的高效率放大，而且是高线性放大。

它与先进行双平衡合成再进行四级并联的DOHERTY自适应高效率匹配放大器相比，功放器件的数量一样，输出功率一样，但高效率适应峰均比的变化从12dB扩大为18dB，而且效率曲线更为平坦；它与先进行双平衡合成再进行四级置换的DOHERTY自适应高效率匹配放大器相比，功放器件的数量一样，输出功率一样，高效率适应峰均比的变化同样为18dB，效率曲线平坦度稍差，但线性度要高。

相应地其Doherty输入单元1输出两个偏压Ug1、Ug2分别控制两级Doherty峰值功放与一个3倍功率的温补峰值功放的偏压；相应地其微处理单元3在所述四级并联式Doherty自适应高效率匹配放大器的基础上多接受两个残余信号的幅度比值DCD2及DCD3，其控制方法与所述四级并联式Doherty自适应高效率匹配放大器的一致；相应地其运算控制单元4在所述并联式四级Doherty自适应高效率匹配放大部分的基础上多接受一组Doherty峰值匹配放大手动控制信号、微处理自适应控制信号及自锁控制信号，经线性运算形成总的自适应控制信号u2及v2、u3及v3，控制两个二级Doherty峰值功放单元的信号幅相，其关系式为：

(3)、u2＝k21u21+k22u22+k23u23-u20(k21、k22、k23及u20为常数)

(4)、v2＝p21v21+p22v22+p23v23-v20(p21、p22、p23及v20为常数)

(5)、u3＝k31u31+k32u32+k33u33-u30(k31、k32、k33及u30为常数)

(6)、v3＝p31v31+p32v32+p33v33-v30(p31、p32、p33及v30为常数)

其控制实现方法与特征与所述两级DOHERTY自适应高效率匹配放大器完全一致。

所述两级串联式Doherty自适应高效率匹配放大器的实现方法是：

在数字地面电视发射机中，由于末级的AVG功率可达50-1000W，末前级与末级功率之比为1：8到1：4，末前级功率将达到AVG功率12.5W-250W，因此为实现高效率放大，末前级也采用Doherty技术，它的实现方法可采用所述两级、三级置换式、四级置换式、四级并联式及四级并联置换式DOHERTY自适应高效率匹配放大器中的任何一种。

所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机及四环、单环及三环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机中的信号放大对消1单元中的Doherty放大器15、失真放大对消1单元3中的Doherty失真放大器43及失真放大对消2单元4中的Doherty失真放大器57均可采用所述两级DOHERTY、三级置换式、四级置换式、四级并联式、四级并联置换式及两级串联式Doherty自适应高效率匹配放大器中的任何一种。

所述高效率超线性DFFA数字地面电视发射机的软件总流程图与软件查找表实现方法是：

总软件流程由自愈合调节部分1、Doherty匹配调节部分2与FFA及其自愈合调节3组成。

所述自愈合调节部分1，它建立一个不断循环检测控制工作状态的工作流程，它分别设置过流、过输出功率、过温度、过反向功率及失锁报警功能，当高效率超线性DFFA数字地面电视发射机分别处于这些状况时，微处理器单元5能输出控制信号IPC，加大步进衰减器10的衰减度，降低输入功率，以解除报警使其处于正常工作状态；当输入功率降低到一定程度时，所述高效率超线性DFFA数字地面电视发射机无法满足使用要求，则欠功率报警终止关机，这里设置的是下降6dB，实际中可根据需要灵活设置。

所述Doherty匹配调节部分2主要调节各峰值功放链路与载波功放链路的幅相匹配，使之在不同的输入功率与工作温度条件下处于良好的匹配状态，如图所示为四级置换式或四级并联式Doherty自适应高效率匹配功率放大器软件流程图，依次调用查找表中的u12、v12、u22、v22、u32及v32，当匹配差值DC1、DC2、DC3达标时，直接使用查找表中的参数，其程序运行时间很短，这样就能实现快速微处理自适应控制；查找表的产生由寻优算法寻优后存储得到；实际中，由于器件的老化，原查找表中的最佳u12、v12、u22、v22、u32及v32会不一样，这时仍需寻优算法寻找此时的最佳u12、v12、u22、v22、u32及v32并及时更新查找表。其他各种类型的Doherty自适应高效率匹配功率放大器软件流程可依此推导。

所述FFA及其自愈合调节部分3主要调节各信号对消放大单元与失真放大对消单元的幅相，使之在不同的输入功率与工作温度条件下处于良好的对消状态，如图所示为四环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机软件流程图，依次调用查找表中的U12、V12、U22、V22、U32、V32、U42及V42，当各对消结果检测值NCD2、NCD1、SCD2及SCD1达标时，直接使用查找表中的参数，其程序运行时间很短，这样就能实现快速微处理自适应控制；查找表的产生由寻优算法寻优后存储得到；实际中，由于器件的老化，原查找表中的最佳U12、V12、U22、V22、U32、V32、U42及V42，会不一样，这时仍需寻优算法寻找此时的最佳U12、V12、U22、V22、U32、V32、U42及V42并及时更新查找表。其他各种不同环数的高效率超线性DFFA数字地面电视发射机软件流程可依此推导。

它在采用寻优算法时，根据矢量调制器的特点，利用公式或数学查表把复杂的二维寻优简化为简单的内插法一维寻优，由于两路对消信号尽管其幅度不同，但只要相位匹配越好时，其对消程度就越好，所以两个一维寻优时，先寻优最佳相位控制信号【Vxy】或【vxy】，再寻优最佳幅度控制信号【Uxy】或【uxy】，利用公式或数学查表将【Uxy】或【uxy】与【Vxy】或【vxy】转化为对应的Uxy或uxy及Vxy或vxy。

所述内插法的实现方法是：

采用最快的速度根据因变量最小或达标寻找到最佳的自变量，它有软件循环式内插法与软件摇摆式内插法两种类型。在矢量调制器采用幅相型调节时，X表示幅度控制信号U12、U22、U32、U42、u12、u22及u32与相位控制信号V12、V22、V32、V42、v12、v22及v32中的一个，Z表示SCD1、SCD2、NCD1、NCD2、DCD1、DCD2及DCD3中的一个，采用内插法调节先调相位控制信号V12、V22、V32、V42、v12、v22及v32中的一个，再调幅度控制信号U12、U22、U32、U42、u12及u22、u32中相应的一个，这样就把复杂的二维寻优简化为两个简单的内插法一维寻优，本实现方法列出的是步长减半法，还可使用步长加半方法；本实现方法只列出了正向寻优调节，要实现正反向寻优调节时，可通过减法运放实现，本实现方法中的0-1范围，如通过运放减1/2则为-1/1--+1/2变化；寻优范围也可通过运放乘一个系数进行扩大或缩小；本实现方法只列出了寻优范围为0—1时，寻优精度为1/16，所述软件内插法流程图还可依据所述规律向下延伸，到1/32或1/2ⁿ(n≥6)；在矢量调制器采用IQ型调节时，要采用公式运算，将复杂的二维寻优算法转化为简单得一维内插法，它略比所述幅相型调节复杂，它的通过功率小，但控制范围宽及控制精度高；在矢量调制器采用反射型调节时，要采用查表，将复杂的二维寻优算法转化为简单得一维内插法，它比所述幅相型调节及IQ型调节复杂，但它的通过功率大、控制范围宽及控制精度高。

所述软件循环式内插法采用循环语句结构，它所需的存储器容量小但寻优速度慢。

所述所述软件摇摆式内插法采用转折语句结构，它所需的存储器容量大但寻优速度快。

附图说明：

图1为本发明的双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机原理框图

图2为本发明的四环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机原理框图

图3为本发明的两级DOHERTY自适应高效率匹配放大器原理框图

图4为本发明的三级置换式DOHERTY自适应高效率匹配放大器原理框图

图5为本发明的四级置换式DOHERTY自适应高效率匹配放大器原理框图

图6为本发明的四级并联式DOHERTY自适应高效率匹配放大器原理框图

图7为本发明的四级并联置换式DOHERTY自适应高效率匹配放大器原理框图

图8为本发明的串联式DOHERTY自适应高效率匹配放大器原理框图

图9为本发明的软件总流程图

图10为本发明的软件查找表图

图11为本发明的软件内插法流程图

具体实施方式：

如图1所示为所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射传输功率放大器原理框图，其组成与实现方法是：它由信号放大对消1单元1、失真放大对消2单元4、微处理器单元5与运算控制单元6组成。

所述信号放大对消1单元1主要实现数字基带信号的调制、数字邻频上变频、功率放大、信号对消及失真信号的提取、信号对消自适应自锁控制信号形成及工作状态检测，它在总幅相控制信号U1与V1的控制下，实现高线性放大，信号功率放大的增益、相移与线性度锁定，不随输入信号及温度的变化而变化，从而提高线性度，它通过信号对消的方式，提取失真信号送到失真放大对消单元2。

它由数字地面电视调制器08、数字邻频上变频器09、步进衰减器10、耦合器11、耦合器12、矢量调制器13、温补前级放大模块14、DOHERTY放大模块15、耦合器16、电流检测模块17、温度检测模块18、导频发生器19、耦合器20、输入功率检测21、延时器22、分路器23、高隔离耦合器24、信号对消结果检测模块25、耦合器26、耦合器27、衰减器28及信号对消控制矢量解调模块29组成。

数字电视基带信号通过数字地面电视调制器08调制，再经数字邻频上变频器进行上变频，形成数字地面电视射频信号；在输入强度控制信号IPC的作用下通过步进衰减器10调节输入信号的大小，通过耦合器11分成上下两条支路，上支路信号通过耦合器12馈入导频信号DP，通过矢量调制器13控制信号的幅度与相位；温补前级放大模块14在温度低时，放大增益低，在温度高时，放大增益高，以补偿各级放大器在温度变化时而导致的增益变化；DOHERTY放大模块15能实现高峰均比(PAR)条件下的高效率高线性放大，线性度不随温度的变化而变化；它的末级放大器件还可采用GAN器件，大幅度提高效率；多级放大器级间前后级放大器件采用正负不同的温度系数，实现放大的级间失真对消，从而进一步改善线性度；这样上支路的幅度与线性度随着温度的变化能保持稳定；耦合器16的主支路将放大了的功率信号MPS输入到失真放大对消单元2，辅支路耦合一部分输出的信号，经衰减器28衰减，经耦合器27的主支路输入到高隔离耦合器24的一端；输入信号中的下支路信号输入到耦合器20，其辅支路耦合一部分信号输入到输入功率检测模块21，检测出输入信号的强度比值IPD到微处理单元5，耦合器20的主支路信号输入到延时器22，延时后经分路器23的一个输出端输入到高隔离耦合器24的另一端；高隔离耦合器24的这两个对端的输入信号在其幅度与相位一致时发生对消，对消掉输入的信号，提取基本放大单元中非线性放大所产生的失真信号ES，高隔离耦合器24，有很好的对消效果。

耦合器16的主支路输出功率放大了的信号MPS，耦合器26的主支路输出提取的失真信号ES，实际中由于信号对消的非理想性，失真信号ES中还包含了其幅度比其高许多的残留信号；耦合器26的辅支路采样ES将其输入到信号对消结果检测模块25，检测出残留信号强度比值SCD1，显然SCD1越小表示信号对消程度越高；分路器23的另一个输出信号输入到信号对消控制矢量解调模块29作本振信号，耦合器27的辅支路信号输入到信号对消控制矢量解调模块29作输入信号，矢量解调检测出幅相差信号的比值，经处理形成信号对消自锁自适应控制信号U13与V13；在一定的状态下，设定好耦合器27的耦合度，使得输入到信号对消矢量解调模块29中两路信号的幅相差与输入到高隔离耦合器27中两路信号的幅相差完全一致，则U13与V13代表了输入到高隔离耦合器27中两路信号的幅相差比值；在处于信号对消状态时，信号对消控制矢量解调模块29的本振信号与输入信号幅相差为零；当输入信号强度、工作温度及器件老化时，其幅相差将不为零，则信号对消不平衡，此时U13与V13通过运算控制单元6形成U1与V1，控制矢量调制器13实现反变化，从而实现信号对消的自锁自适应控制，达到稳定平衡、精密及高隔离大幅度对消状态；所述矢量调制器13可采用幅相调节型、IQ调节型或反射调节型。温度检测模块18实时检测工作温度比值TD，电流检测模块19实时检测工作电流比值ID，TD、ID与残留信号强度比值SCD输入到微处理单元5

所述失真放大对消2单元4主要实现失真信号的功率放大、对消、自适应自锁控制信号形成及工作状态检测，它在总幅相控制信号U2与V2的控制下把失真信号放大，对消掉主功率信号中的失真分量，输出失真分量很小的高线性功率放大输出信号。它由延时器30、高隔离耦合器50、反向功率检测模块51、耦合器52、分路器53、输出功率检测模块54、失真对消2结果检测模块55、矢量调制器56、Doherty失真放大模块57、失真对消2控制矢量解调模块58及耦合器59组成。其实现方法如下：

上支路大功率信号首先输入到延时器30，实现与下支路的延时匹配，再输入到高隔离耦合器50的一端，在高隔离耦合器50中对消掉失真分量后通过耦合器52输出超线性功率放大信号；耦合器52采样输出信号的正反向功率信号，反向功率信号输入到反向功率检测模块51，检测出反向功率的比值信号RPD；正向功率信号通过分路器53分成两路，一路输入到输出功率检测模块54，检测出输出功率的比值信号OPD，另一路输入到失真对消2结果检测模块55，检测出代表残留失真信号的残留导频信号幅相信息比值信号U44与V44并将其送到微处理器单元5，U44与V44的均方根值NCD2代表残留失真信号的强度比值，衡量失真对消效果的好坏程度；对于大功率数字地面电视发射机，为了降低损耗延时器30必采用大馈管，为了减小体积，延时器30可以直接利用数字地面电视发射机天馈系统中的粗大馈管，高隔离耦合器50与耦合器52可装置在机外，各有关连线采用馈管连入机内。

下支路失真信号ES输入到矢量调制器56，在总的失真对消自适应控制信号U4与V4的控制下对ES信号进行幅相调节；输入到Doherty失真放大模块55进行高效率功率放大，它的失真放大的功率为信号放大功率的1/4-1/8；Doherty失真放大模块55采用增益及温补线性温补技术，失真放大的增益与线性度稳定，它可还采用GAN放大器件，进一步提高失真放大的效率，它还可采用级间器件正负温度系数失真抵消技术提高线性度；失真放大信号通过耦合器59输入到高隔离耦合器50的另一端，对消掉上支路大功率信号中的失真信号，高隔离耦合器50失真对消程度高；耦合器59按一定比列采样失真放大信号NCK2到失真对消2矢量解调模块58作为输入信号，匹配的延时导频信号输入到失真对消矢量解调模块58作为本振信号，通过矢量解调，解调出这两路信号的幅相差信息，经处理形成失真对消自锁自适应控制信号U43与V43；在一定的状态下，设定好耦合器59的耦合度及延时导频的延时量，使得输入到失真对消矢量解调模块58中两路信号的幅相差与输入到高隔离耦合器中两路信号的幅相差完全一致，则U43与V43代表了输入到高隔离耦合器50中两路信号的幅相差比值。

在处于失真对消状态时，输入到高隔离耦合器50中两路信号幅相差为零；当输入信号强度、工作温度及器件老化时，其幅相差将不为零，则失真对消不平衡，此时U43与V43通过运算控制单元6形成U4与V4，控制矢量调制器56实现反变化，从而实现失真对消的自锁自适应控制，达到稳定平衡、精密及高隔离大幅度对消状态；所述矢量调制器56可采用幅相调节型、IQ调节型或反射调节型。

所述微处理单元5接受实测工作温度比值TD、工作电流比值ID、输入信号功率强度比值IPD、正向功率强度比值OPD、反向功率强度比值RPD、信号对消1残留信号强度比值SCD1及失真对消2残留导频信号幅相信息比值U44与V4；它先以U44与V44的均方根值NCD2(NCD2＝√【(U44)²+(U44)²】)最小或达标及SCD2最小或达标为判断依据，按寻优算法输出一组最佳的失真放大对消微处理自适应控制信号U42与V42及信号对消1微处理自适应控制信号U12与V12到运算控制单元6；它在自适应控制时，根据矢量调制器的具体特点采用数学查表或公式将复杂的二维寻优算法转换为较为简单的一维寻优算法；其一维寻优算法可采用循环式内插法或摇摆式内插法；它还可根据输入信号功率强度比值IPD及实测温度比值TD设置查找表，迅速调出一组最佳的U12、V12、U42、V42微处理控制信号；它可根据检测到的工作温度比值TD、工作电流比值ID、正向功率强度比值OPD、反向功率强度比值RPD、信号对消残留信号强度比值SCD1及失真对消残留导频信号幅相信息比值NCD2，分别设置过温度、过流、过输出功率、过反向功率及失锁报警功能，在信号放大对消单元1与失真放大对消单元2分别处于这些状况时，微处理器单元5能输出控制信号IPC，加大步进衰减器10的衰减度，降低输入功率，以解除报警使其处于正常工作状态，实现自愈合控制。

所述运算控制单元6接受信号放大对消1手动控制信号U11与V11、微处理自适应控制信号U12与V12及自锁自适应控制信号U13与V13，接受失真放大对消2手动控制信号U41与V41、微处理自适应控制信号U42与V42及自锁自适应控制信号U43与V43，经线性运算形成总的自适应控制信号U1、V1、U4及V4，控制信号放大对消单元1及失真放大对消单元2的信号幅相；其关系式为：

(1)、U1＝K11U11+K12U12+K13U13+U10(K11、K12、K13及U10为常数)

(2)、V1＝P11V11+P12V12+P13V13+V10(P11、P12、P13及V10为常数)

(7)、U4＝K41U41+K42U42+K43U43+U40(K41、K42、K43及U40为常数)

(8)、V4＝P41V41+P42V42+P43V43+V40(P41、P42、P43及V40为常数)

手动控制信号U11、V11、U41及V41通过运算控制单元6实现对信号放大对消单元1及失真放大对消单元2的信号幅相粗调，实现信号与失真的大体对消；当输入信号强度与温度变化及器件老化时，信号放大对消单元1及失真放大对消单元2的信号幅度及相位将发生一定的变化，微处理自适应控制信号U12、V12、U42及V42通过运算控制单元6，输出U1、V1、U4及V4控制信号放大对消单元1及失真放大对消单元2的信号幅度及相位反变化，从而维持信号与失真的稳定对消；微处理自适应控制信号U12、V12、U42及V42的控制范围宽，但用软件处理需要一定的处理时间；自锁自适应控制信号U13、V13、U43及V43通过运算控制单元6，输出总的信号对消自适应控制信号U1、V1、U4及V4，控制信号放大对消单元1及失真放大对消单元2的信号幅度及相位反变化，从而维持信号与失真的稳定对消；这一过程全部由硬件实现，控制速度很快，但控制范围不大；这样当输入信号强度及温度变化较大时由微处理自适应控制，变化较小时由纯硬件实现高速自锁控制，保证在较宽的变化范围内的高速自适应控制。

为了更好的实现自锁控制信号的提取，在所述高效率超线性DFFA数字地面电视发射机的基础上，把两个音频信号以IQ调制的方式调制在导频信号上，从而增加了提取自锁控制信号时的抗带外干扰能力。所述导频音频发生调制模块其组成与实现方法是：

它产生用于模拟失真信号的导频信号、两个音频信号及将两个音频信号IQ式调制在导频信号上，它由频率合成器001、IQ调制器002、IQ调制器003、偏置I011、单音频发生器012、偏置Q021及单音频发生器022组成。频率合成器001产生一个与失真信号频率接近的信号L01，输入到IQ调制器002，同时还输出一路与L01一样的混频信号；IQ调制器002在偏置I 011及偏置Q 021的作用下对L01进行IQ调制，输出信号L02到IQ调制器003；IQ调制器003在单音发生器012输出的音频1及单音发生器022输出的音频2两信号的作用下，对L02进行IQ调制，输出进行了双音频IQ调制的导频信号。

所述失真对消控制矢量解调模块58其组成与实现方法是：

它由混频滤波500、乘法滤波器511、运算器512、乘法滤波器521及运算器522组成。NCK2信号及经延时的混频信号输入到混频滤波单元500，得到音频性质的信号并分成分成两路，分别输入到乘法滤波器511与乘法滤波器512；一路在乘法滤波器511中与音频1作乘法运算并进行低通滤波将输出信号输出入到运算器512，运算器512对其运算后输出自锁控制信号U43；另一路在乘法滤波器521中与音频2作乘法运算并进行低通滤波将输出信号输出入到运算器522，运算器522对其运算后输出自锁控制信号V43；由于进行了频差很近的混频低通滤波及频差很近的乘法滤波，在提取U43与V43时具有很强的杂波抑制能力，得到纯净的信号对消控制自锁自适应控制信号U43与V43。

所述失真对消结果检测模块，它由导频滤波器11、IQ解调器12、延时导频本振13、双路精密运放14、低通滤波器15、低通滤波器16、混频中频滤波器17、本振分路器18及混频中频滤波器19组成。

其实现方法如下：采用残留导频信号模拟残留失真信号，输出采样信号OD输入到导频滤波器11，提取残留导频信号送到混频中频滤波器17，与本振信号18作混频降成中频，输入到IQ解调器12作输入信号，采用中频滤波以加大滤去高频杂波信号的能力；延时导频本振13与本振信号18通过混频中频滤波器19下变频为中频，输入到IQ解调器12作本振；IQ解调器12解调出了残留导频信号的幅相信号UI与UQ，此信号一般很小，通过双路精密运算器进行运算放大，每一路经低通滤波滤去高频分量，分别输出纯净的幅相信号U44与V44，送入到微处理器单元5进行均方根运算得到残留导频信号的强度比值信号NCD2＝√【(U44)²+(U24)²】，由于采用了与输入中频信号同频的中频本振信号作IQ解调，解调输出信号UI与UQ为直流性质的信号，它们与高频信号频差很远，很容易通过低通滤波的方法滤去夹杂在UI与UQ中的高频分量，得到纯净的幅相信号U44与V44，从而检测出残留导频信号的强度比值信号NCD2，解决了现有前馈线性功率放大器中检测残留失真信号的难题。

如图2所示为本发明的四环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机原理框图

它由信号放大对消1单元1、信号放大对消2单元2、失真放大对消1单元3、失真放大对消2单元4、微处理器单元5与运算控制单元6组成；它在所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射传输功率放大器的基础上，增加了一个信号放大对消2单元2，进一步增加信号对消能力，以减小失真放大的功率；增加了一个失真放大对消1单元3，与失真放大对消2单元4共同作用，大幅度提高失真对消能力，以提高放大的线性度。

所述信号放大对消1单元1与所述失真放大对消2单元4的组成及实现方法与所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射传输功率放大器的相应部分完全一致。

所述信号放大对消2单元2实现对信号进一步的对消，它由延时器30、信号对消2控制矢量解调模块31、信号对消2结果检测模块32、分路器33、耦合器34、高隔离耦合器35、矢量调制器36与延时衰减器37组成。

其实现方法是：耦合器26输出的包含有残留信号的失真信号输入到高隔离耦合器35的一端，从耦合器20采样的输入信号，经延时衰减器37进行幅度与相位调整，经矢量调制器36精密调节福相，输入到高隔离耦合器35的另一端，两路信号在高隔离耦合器35中对消掉失真信号中包含的残留输入信号；高隔离耦合器35输出的失真信号经耦合器34输入到失真放大对消1单元3；耦合器34采样失真信号，经分路器32分路出两路信号，一路进入到信号对消结果检测模块33，检测出残留信号强度比值SCD2，显然SCD2越小表示信号对消程度越高；分路器32的另一个输出信号SCK2输入到信号对消2控制矢量解调模块31作输入信号，以延时信号作本振信号，矢量解调检测出幅相差信号的比值，经处理形成信号对消2自锁自适应控制信号U23与V23；在一定的状态下，设定好耦合器34的耦合度，使得输入到信号对消矢量解调模块31中两路信号的幅相差与输入到高隔离耦合器35中两路信号的幅相差完全一致，则U23与V23代表了输入到高隔离耦合器35中两路信号的幅相差比值；在处于信号对消状态时，两路信号幅相差为零；当输入信号强度、工作温度及器件老化时，其幅相差将不为零，则信号对消不平衡，此时U23与V23通过运算控制单元6形成U2与V2，控制矢量调制器36实现反变化，从而实现信号对消的自锁自适应控制，达到稳定平衡、精密及高隔离大幅度对消状态；所述矢量调制器36可采用幅相调节型、IQ调节型或反射调节型。

所述失真放大对消1单元3它由延时器30、高隔离耦合器40、耦合器41、失真对消1结果检测模块42、Doherty失真放大模块43、延时器44、矢量调制器45、耦合器46、失真对消2控制矢量解调模块47及耦合器48组成。其实现方法与所述失真放大对消2单元4的基本一致，它把失真信号放大，在总幅相控制信号U3与V3的控制下，对消掉主功率信号中的失真分量，输出失真分量很小的高线性功率放大输出信号到失真放大对消2单元4；它相应的形成失真对消1控制信号U33与V33，将其输入到运算控制单元6，形成失真对消1结果检测信号U34与V34，将其输入到微处理器单元5；它的耦合器46分路出一部分失真信号经延时器44输入到失真放大对消2单元4，以进一步对消掉总输出信号中的残留失真信号，实现超线性放大。

所述微处理单元5的实现方法与所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机相应部分基本一致。所不同的是：增加了一个信号对消2残留信号强度比值SCD2及一个失真对消1残留导频信号幅相信息比值U34与V34，按所述U12与V12及U42与V42一样的方法得到信号对消2及失真对消1微处理自适应控制信号U22与V22及U32与V32到运算控制单元6。

所述运算控制单元6的实现方法与所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射传输功率放大器的相应部分基本一致。所不同的是：增加了一组信号对消2微处理自适应控制信号U22与V22，它与信号对消2手动控制信号U21及V21，连同信号对消2自锁控制信号U23及V23，进行运算形成总的信号对消2控制信号U2及V2；增加了一组失真对消1微处理自适应控制信号U32与V32，它与失真对消1手动控制信号U31及V31，连同失真对消1自锁控制信号U33及V33，进行运算形成总的失真对消1控制信号U3及V3。其关系式为：

(3)、U2＝K21U21+K22U22+K23U23+U20(K21、K22、K23及U20为常数)

(4)、V2＝P21V21+P22V22+P23V23+V20(P21、P22、P23及V20为常数)

(5)、U3＝K31U31+K32U32+K33U33+U30(K31、K31、K33及U30为常数)

(6)、V3＝P31V31+P32V32+P33V33+V30(P31、P32、P33及V30为常数)

其实现方法与所述U1、V1、U4与V4的完全一致。

所述失真对消1控制矢量解调模块的组成与实现方法与所述失真对消2控制矢量解调模块的完全一致。

在所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机的基础上，去掉失真放大对消2单元4，形成单环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机，它通过锁定信号放大幅相的方法实现高线性放大，与所述双环型对比，它简化了结构，降低了成本，但线性度改善要小些；在所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机的基础上，增加一个信号放大对消2单元2，形成双信号对消环型三环高效率超线性DFFA数字地面电视发射机，与所述双环型对比，它进一步提高了信号对消度，从而减小了失真信号中的残留输入信号强度，可以降低失真放大对消单元的功率；在所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机的基础上，增加一个失真放大对消1单元3，形成双失真对消环型三环高效率超线性DFFA数字地面电视发射机，与所述双环型对比，它进一步提高了失真对消度，从而提高了线性度。

如图3所示为本发明的两级DOHERTY自适应高效率匹配放大器原理框图

所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机及四环、单环及三环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机中的信号放大对消1单元中的Doherty放大器15、失真放大对消1单元3中的Doherty失真放大器43及失真放大对消2单元4中的Doherty失真放大器57均可采用本两级DOHERTY自适应高效率匹配放大器。

它由Doherty输入单元1、两级Doherty高效率匹配放大单元2、微处理器单元3及运算控制单元4组成，Doherty输入单元1主要实现信号的延时、输入功率检测及偏压控制的形成；两级Doherty高效率匹配放大单元2主要实现在6dB峰均比(PAR)条件下的高效率放大，并能进行自适应控制，使得在不同输入功率、工作温度及不同制式信号环境下，保持载波功放与峰值功放的良好匹配；微处理器单元3及运算控制单元4主要实现宽范围自适应控制。

所述Doherty输入单元1接受RF输入信号，经耦合器11主支路及延时器12输入到分路器13，进入到两级Doherty高效率匹配放大单元2；耦合器11辅支路信号到输入功率检测模块14进行功率检测，再输入到偏压控制模块15形成偏压控制信号，去控制两级Doherty自适应高效率匹配放大单元2中的峰值功放偏压，使得在不同的输入功率条件下，峰值功放的效率保持较高，由于输入功率检测模块14与偏压控制模块15对信号的处理有一定的延时，所以设置延时器12使得偏压控制与输入功率的动态变化一致。

所述两级Doherty高效率匹配放大单元2由幅度调节21、温补载波功放22、1/4λ阻抗变换线23、相位调节24、耦合器25、合路26、矢量解调模块27、衰减分路器28、矢量调制器31、1/4λ延时线32、温补峰值功放33、耦合器34、衰减分路器35、耦合器36及对消结果检测模块37组成，其实现方法是：

分路器13输出的载波功放链路信号经幅度调节21调节幅度后输入到温补载波功放21，进行高效率功率放大，温补载波功放22采用增益与线性温补技术，使得其增益与线性度随温度的变化很小，基本维持稳定；1/4λ阻抗变换线23实现温补载波功放的输出阻抗与合路时输出阻抗的匹配变换；经相位调节24输入到耦合器25，耦合器25的主支路输入到合路器26；耦合器25的辅支路采样温补线性功放输出的功率信号到衰减分路器28，衰减分路器28的一路信号输入到矢量解调模块27，另一路信号输入到对消耦合器36的一端。

分路器13输出的峰值功放链路信号输入到矢量调制器31，在复合自适应控制信号u1与v1的控制下，改变信号的幅度与相位，以保持温补载波功放与温补峰值功放的相位及增益的自适应匹配，从而使得两级Doherty自适应高效率匹配放大单元2保持较高的效率；1/4λ延时线32主要补偿上支路中1/4λ阻抗变换线23造成的延时；温补峰值功放33实现对RF信号中的峰值信号放大，它同样采用增益与线性温补技术，使得其增益与线性度随温度的变化很小，基本维持稳定；温补峰值功放与温补载波功放组成完全一致，它们的不同工作状态由各自的偏压所控制，温补载波功放偏压保持不变，而温补峰值功放的偏压在Ug1的控制下，随输入功率的峰值变化而变化，使得其保持较高的效率；经耦合器34的主支路输入到同相合路模块；耦合器34的辅支路采样温补峰值功放输出的功率信号到衰减分路器35，衰减分路器35的一路信号输入到矢量解调模块27，另一路信号输入到对消耦合器36的另一端。进入到矢量解调模块27的两路信号经矢量解调，输出代表二者幅相差信号的自锁自适应控制信号u13与v13，输入到运算控制单元4，当工作温度与输入信号幅度变化时，u13与v13通过运算控制单元4形成u3与v3，实现反变化，u13与v13全部由硬件产生，能实现高速自适应控制，由于矢量解调模块的限制，u13与v13的控制范围不大；进入到对消耦合器36的两路信号，在其相位增益一致时发生对消，并将对消结果输入到对消结果检测模块37，检测出残余信号的幅度比值DCD1，显然DCD1越小说明两路信号的幅相差越小，这样在环境变化较大时，可以通过调节u1与v1实现DCD1最小。

为了缩小体积，所述分路器13与合路器26还可采放用3dB桥，由于3dB桥有两个相位差为90度的端口，则可取消1/4λ阻抗变换线23及1/4λ延时线32，此时合路的3dB桥隔离端口要加入一定的延时线直接到地，当温补峰值功放关闭时，合路3dB桥32相当于一个1/4λ阻抗变换线，当温补峰值功放开启时，实现两路相位差为90度信号的功率合成，采用3dB桥还能做到与平衡放大在结构上兼容。

对于大功率数字地面电视发射机，所述温补载波功放22与温补峰值功放33可采用平衡功率合成法形成一个大功率放大模块，把一个大功率模块当作温补载波功放与温补峰值功放。

微处理单元3接受残余信号的幅度比值DCD1，它以DCD1最小或达标为判断依据，按寻优算法输出一组最佳的信号对消微处理自适应控制信号u12与v12到运算控制单元4；它在自适应控制时，根据矢量调制器的具体特点采用数学查表或公式将复杂的二维寻优算法转换为较为简单的一维寻优算法；其一维寻优算法可采用循环式内插法或摇摆式内插法；它还可根据输入信号功率强度比值IPD及实测温度比值TD设置查找表，迅速调出一组最佳的u12与v12微处理控制信号。

运算控制单元4接受两级Doherty匹配放大手动控制信号u11与v11、微处理自适应控制信号u12与v12及自锁自适应控制信号u13与v13，经线性运算形成总的自适应控制信号u1及v1，控制两级Doherty高效率匹配放大单元1中峰值功放链路的信号幅相；其关系式为：

(5)、u3＝k11u11+k12u12+k13u13-u10(k11、k12、k13及u10为常数)

(6)、v3＝p11v11+p12v12+p13v13-v10(p11、p12、p13及v10为常数)

手动控制信号u11及v11通过运算控制单元4实现对峰值功放链路的信号幅相粗调，在粗调状态下能实现信号的大体对消；当输入信号强度变化、温度变化及器件老化时，峰值功放链路的信号幅度及相位将发生一定的变化，微处理自适应控制信号u12及v12通过运算控制单元4，输出u1及v1控制峰值功放链路的信号幅度及相位反变化，从而维持两级Doherty匹配放大；微处理自适应控制信号u12及v12的控制范围宽，但用软件处理需要一定的处理时间；自锁自适应控制信号u13及v13通过运算控制单元4，输出总的信号对消自适应控制信号u1及v1，控制峰值功放链路的信号幅度及相位反变化，从而维持两路信号的幅相匹配；这一过程全部由硬件实现，控制速度很快，但控制范围不大；这样当输入信号强度及温度变化较大时由微处理自适应控制，变化较小时由纯硬件实现高速自锁控制，这样就保证了在较宽的变化范围内的高速自适应控制。

如图4所示为本发明的三级置换式Doherty自适应高效率匹配放大器原理框图，

它将所述两级Doherty自适应高效率匹配放大器中的温补载波功放用所述两级Doherty高效率匹配放大单元置换，就得到所述三级置换式Doherty自适应高效率匹配功率放大器，两级Doherty能实现6dB峰均比条件下的高效率放大，加入第二级Doherty峰值放大单元后，又可实现再增加6dB峰均比条件下的高效率放大，总计可实现12dB峰均比条件下的高效率放大。

相应地其Doherty输入单元1输出两个偏压Ug1与Ug2分别控制两个温补峰值功放的偏压，相应地其第二级Doherty峰值放大链路中延时线32为1/2λ，以实现延时匹配。

对于大功率数字地面电视发射机，所述温补载波功放与所述温补峰值功放可采用平衡功率合成法组成的一个大功率放大模块。

相应地其微处理单元3在所述两级Doherty自适应高效率匹配放大器的基础上多接受一路残余信号的幅度比值DCD2，它以DCD1及DCD2最小或达标为判断依据，按寻优算法输出一组最佳的信号对消微处理自适应控制信号u12、v12、u22与v22到运算控制单元4；它在自适应控制时，根据矢量调制器的具体特点采用数学查表或公式将复杂的二维寻优算法转换为较为简单的一维寻优算法；其一维寻优算法可采用循环式内插法或摇摆式内插法；它还可根据输入信号功率强度比值IPD及实测温度比值TD设置查找表，迅速调出一组最佳的u12、v12、u22与v22微处理控制信号。

相应地其运算控制单元4在所述两级Doherty自适应高效率匹配放大器的基础上多接受第二级Doherty峰值匹配放大手动控制信号u21与v21、微处理自适应控制信号u22与v22及自锁自适应控制信号u23与v23，经线性运算形成总的自适应控制信号u2及v2，控制第二级Doherty峰值功放单元的信号幅相；其关系式为：

(3)、u2＝k21u21+k22u22+k23u23-u20(k21、k22、k23及u20为常数)

(4)、v2＝p21v21+p22v22+p23v23-v20(p21、p22、p23及v20为常数)

其控制实现方法与特征与所述两级Doherty自适应高效率匹配放大器的完全一致。

如图5所示为本发明的四级置换式DOHERTY自适应高效率匹配放大器原理框图，

它将所述两级Doherty自适应高效率匹配放大器中的温补载波功放用所述三级Doherty高效率匹配放大单元置换，就得到所述四级置换式Doherty自适应高效率匹配功率放大器，三级Doherty能实现12dB峰均比条件下的高效率放大，加入第三级Doherty峰值放大单元后，又可实现再增加6dB峰均比条件下的高效率放大，总计可实现18dB峰均比条件下的高效率放大。

相应地其Doherty输入单元1输出三个偏压Ug1、Ug2与Ug3分别控制两个温补峰值功放的偏压，相应地其第三级Doherty峰值放大链路中延时线32为3/4λ，以实现延时匹配。

对于大功率数字地面电视发射机，所述温补载波功放与所述温补峰值功放可采用平衡功率合成法组成的一个大功率放大模块。

相应地其微处理单元3在所述三级Doherty自适应高效率匹配放大器的基础上多接受一路残余信号的幅度比值DCD3，它以DCD1、DCD2及DCD3最小或达标为判断依据，按寻优算法输出一组最佳的信号对消微处理自适应控制信号u12、v12、u22、v22、u32与v32到运算控制单元4；它在自适应控制时，根据矢量调制器的具体特点采用数学查表或公式将复杂的二维寻优算法转换为较为简单的一维寻优算法；其一维寻优算法可采用循环式内插法或摇摆式内插法；它还可根据输入信号功率强度比值IPD及实测温度比值TD设置查找表，迅速调出一组最佳的u12、v12、u22、v22、u32与v32微处理控制信号。

相应地其运算控制单元4在所述两级Doherty自适应高效率匹配放大器的基础上多接受第三级Doherty峰值匹配放大手动控制信号u31与v31、微处理自适应控制信号u32与v32及自锁自适应控制信号u33与v33，经线性运算形成总的自适应控制信号u3及v3，控制第三级Doherty峰值功放单元的信号幅相；其关系式为：

(5)、u3＝k31u31+k32u32+k33u33-u30(k31、k32、k33及u30为常数)

(6)、v3＝p31v31+p32v32+p33v33-v30(p31、p32、p33及v30为常数)

其控制实现方法与特征与所述两级Doherty自适应高效率匹配放大器完全一致。

如图6所示为本发明的四级并联式DOHERTY自适应高效率匹配放大器原理框图

它将所述两级Doherty自适应高效率匹配放大器中的温补峰值功放链路用三条同样的温补峰值功放链路并联替换，就得到所述四级并联式Doherty自适应高效率匹配功率放大器，三条温补峰值功放链路并联可视为一条功率为3倍的峰值功放链路，与一条载波功放链路结合可形成一个两级1：3的不对称Doherty功放结构，可以在12dB峰均比条件下实现高效率放大；同时由三个峰值功放分担峰值放大，载波功放线性度可提高，峰值功放的线性度也可提高。

相应地，三条峰值功放链路分别与载波功放链路采用自适应高效率匹配放大控制技术，其特征与所述两级Doherty自适应高效率匹配放大器中的完全一致；其微处理单元3及运算控制单元4的实现方法与所述两级Doherty自适应高效率匹配放大器中的相应部分完全一致。

对于大功率数字地面电视发射机，所述温补载波功放与所述温补峰值功放可采用平衡功率合成法组成的一个大功率放大模块。

如图7所示为本发明的四级并联置换式DOHERTY自适应高效率匹配放大器原理框图

它在所述四级并联式Doherty自适应高效率匹配功率放大器中，将所有的温补载波功放与所述温补峰值功放用所述两级Doherty高效率匹配放大单元替换，就得到四级并联置换式DOHERTY自适应高效率匹配放大器，两级Doherty高效率匹配放大单元能提供6dB峰均比条件下的高效率放大，整体四级并联式结构可提供12dB峰均比条件下的高效率放大，共计可提供18dB峰均比条件下的高效率放大，而且是高线性放大。

它与先进行双平衡合成再进行四级并联的DOHERTY自适应高效率匹配放大器相比，功放器件的数量一样，输出功率一样，但高效率适应峰均比的变化从12dB扩大为18dB，而且效率曲线更为平坦；它与先进行双平衡合成再进行四级置换的DOHERTY自适应高效率匹配放大器相比，功放器件的数量一样，输出功率一样，高效率适应峰均比的变化同样为18dB，效率曲线平坦度稍差，但线性度要高。

相应地其Doherty输入单元1输出两个偏压Ug1、Ug2分别控制两级Doherty峰值功放与一个3倍功率的温补峰值功放的偏压；相应地其微处理单元3在所述四级并联式Doherty自适应高效率匹配放大器的基础上多接受两个残余信号的幅度比值DCD2及DCD3，其控制方法与所述四级并联式Doherty自适应高效率匹配放大器的一致；相应地其运算控制单元4在所述并联式四级Doherty自适应高效率匹配放大部分的基础上多接受一组Doherty峰值匹配放大手动控制信号、微处理自适应控制信号及自锁控制信号，经线性运算形成总的自适应控制信号u2及v2、u3及v3，控制两个二级Doherty峰值功放单元的信号幅相，其关系式为：

(3)、u2＝k21u21+k22u22+k23u23-u20(k21、k22、k23及u20为常数)

(4)、v2＝p21v21+p22v22+p23v23-v20(p21、p22、p23及v20为常数)

(5)、u3＝k31u31+k32u32+k33u33-u30(k31、k32、k33及u30为常数)

(6)、v3＝p31v31+p32v32+p33v33-v30(p31、p32、p33及v30为常数)

如图8所示为本发明的两级串联式Doherty自适应高效率匹配放大器原理框图

现有Doherty放大技术一般用于末级，在地面数字电视发射传输中，由于末级的AVG功率可达50-1000W，末前级与末级功率之比为1：8到1：4，末前级功率将达到AVG功率12.5W-250W，因此为实现高效率放大，末前级也采用Doherty技术，所述Doherty技术的实现方法可采用所述两级、三级置换式、四级置换式、四级并联式及四级并联置换式DOHERTY自适应高效率匹配放大器中的任何一种。

如图9与如图10所示分别为本发明的软件总流程图与软件查找表图

总软件流程由自愈合调节部分1、Doherty匹配调节部分2与FFA及其自愈合调节3组成。

所述自愈合调节部分1，它建立一个不断循环检测控制工作状态的工作流程，它分别设置过流、过输出功率、过温度、过反向功率及失锁报警功能，当高效率超线性DFFA数字地面电视发射机分别处于这些状况时，微处理器单元5能输出控制信号IPC，加大步进衰减器10的衰减度，降低输入功率，以解除报警使其处于正常工作状态；当输入功率降低到一定程度时，所述高效率超线性DFFA数字地面电视发射机无法满足使用要求，则欠功率报警终止关机，这里设置的是下降6dB，实际中可根据需要灵活设置。

所述Doherty匹配调节部分2主要调节各峰值功放链路与载波功放链路的幅相匹配，使之在不同的输入功率与工作温度条件下处于良好的匹配状态，如图所示为四级置换式或四级并联式Doherty自适应高效率匹配功率放大器软件流程图，依次调用查找表中的u12、v12、u22、v22、u32及v32，当匹配差值DC1、DC2、DC3达标时，直接使用查找表中的参数，其程序运行时间很短，这样就能实现快速微处理自适应控制；查找表的产生由寻优算法寻优后存储得到；实际中，由于器件的老化，原查找表中的最佳u12、v12、u22、v22、u32及v32会不一样，这时仍需寻优算法寻找此时的最佳u12、v12、u22、v22、u32及v32并及时更新查找表。其他各种类型的Doherty自适应高效率匹配功率放大器软件流程可依此推导。

所述FFA及其自愈合调节部分3主要调节各信号对消放大单元与失真放大对消单元的幅相，使之在不同的输入功率与工作温度条件下处于良好的对消状态，如图所示为四环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机软件流程图，依次调用查找表中的U12、V12、U22、V22、U32、V32、U42及V42，当各对消结果检测值NCD2、NCD1、SCD2及SCD1达标时，直接使用查找表中的参数，其程序运行时间很短，这样就能实现快速微处理自适应控制；查找表的产生由寻优算法寻优后存储得到；实际中，由于器件的老化，原查找表中的最佳U12、V12、U22、V22、U32、V32、U42及V42，会不一样，这时仍需寻优算法寻找此时的最佳U12、V12、U22、V22、U32、V32、U42及V42并及时更新查找表。其他各种不同环数的高效率超线性DFFA数字地面电视发射机软件流程可依此推导。

它在采用寻优算法时，根据矢量调制器的特点，利用公式或数学查表把复杂的二维寻优简化为简单的内插法一维寻优，由于两路对消信号尽管其幅度不同，但只要相位匹配越好时，其对消程度就越好，所以两个一维寻优时，先寻优最佳相位控制信号【Vxy】或【vxy】，再寻优最佳幅度控制信号【Uxy】或【uxy】，利用公式或数学查表将【Uxy】或【uxy】与【Vxy】或【vxy】转化为对应的Uxy或uxy及Vxy或vxy。

如图11所示为本发明的软件内插法流程图

其实现方法是：采用最快的速度根据因变量最小或达标寻找到最佳的自变量，它有软件循环式内插法与软件摇摆式内插法两种类型，它根据矢量调制器调制器的不同，将复杂的二维寻优转化为两个简单的一维内插法寻优时，其参数要进行不同的转换。

在矢量调制器采用幅相型调节时，X表示幅度控制信号U12、U22、U32、U42、u12、u22及u32与相位控制信号V12、V22、V32、V42、v12、v22及v32中的一个，Z表示SCD1、SCD2、NCD1、NCD2、DCD1、DCD2及DCD3中的一个，由于两路对消信号尽管其幅度不同，但只要相位匹配越好时，其对消程度就越好，所以内插法调节时先调相位控制信号V12、V22、V32、V42、v12、v22及v32中的一个，再调幅度控制信号U12、U22、U32、U42、u12及u22、u32中相应的一个，这样就把复杂的二维寻优简化为两个简单的内插法一维寻优，本实现方法列出的是步长减半法，还可使用步长加半方法；本实现方法只列出了正向寻优调节，要实现正反向寻优调节时，可通过减法运放实现，本实现方法中的0-1范围，如通过运放减1/2则为-1/1--+1/2变化；寻优范围也可通过运放乘一个系数进行扩大或缩小；本实现方法只列出了寻优范围为0—1时，寻优精度为1/16，所述软件内插法流程图还可依据所述规律向下延伸，到1/32或1/2ⁿ(n≥6)。

在矢量调制器采用IQ型调节时，要采用公式运算，将复杂的二维寻优算法转化为简单得一维内插法，它略比所述幅相型调节复杂，它的通过功率小，但控制范围宽及控制精度高；在矢量调制器采用反射型调节时，要采用查表，将复杂的二维寻优算法转化为简单得一维内插法，它比所述幅相型调节及IQ型调节复杂，但它的通过功率大、控制范围宽及控制精度高。

所述软件循环式内插法采用循环语句结构，它所需的存储器容量小但寻优速度慢。

所述所述软件摇摆式内插法采用转折语句结构，它所需的存储器容量大但寻优速度快。

最后说明：以上实施例仅用以说明而非限制本发明的技术方案，尽管本发明已参考上述实施例进行了详细的说明，但依然可以对本发明进行修改或者等同替换，而不脱离本发明精神和范围的任何修改或局部替换，其均应被包含在本发明的权利要求范围中。

Claims (10)

1、一种高效率、超线性、高速自适应及自愈合控制的数字地面电视发射机，其特征是采用新的FFA前馈放大、新的Doherty放大、新的自适应及自愈合控制方法并将其有机结合，它用于各种模式的数字地面电视发射机，还可用于其中继站与宽带移动通信基站及中继站。

所述新的FFA前馈放大总方法：它采用高隔离对消技术与矢量调制器方式，实现高精度对消，提高信号对消环与失真对消环的对消度，从而达到降低误差功放的功率、提高线性度及宽带高线性的效果；它在实现信号对消或失真对消时，因输入功率、工作温度及器件老化而导致对消失配时，能用纯硬件的方法自检出自锁控制信号，实现信号对消与失真对消的高速稳定平衡精密控制。它采用导频信号模拟失真信号，为了更好的实现自锁控制信号的提取，它可把两个音频信号以IQ调制的方式调制在导频信号上，从而增加了提取自锁控制信号时的抗带外干扰能力；它在失真对消时，采用残留导频混频滤波及IQ解调均方根运算，解决现有前馈自适应功率放大器残留导频检测难题；它可在双环前馈技术的基础上，增加一个信号对消环进一步提高信号对消度，以降低失真对消环的失真放大功率，增加一个失真对消环进一步提高线性度。

所述新的Doherty放大总方法：它对现有的两级Doherty放大，采用温补衰减与线性温补技术，以保持主功放与峰值功放的增益与线性度在温度变化时大体不变；当输入信号变化引起主功放与峰值功放效率不同时，它采用偏压控制，使其一直保持高效率；当工作温度与输入信号强度变化而导致主功放与峰值功放的增益与相位失配时，它采用增益与相位锁定技术使得二者保持良好匹配。它在两级Doherty放大的基础上，采用三级或四级置换法实现12-18dB高峰均比条件下的高效率放大，采用并联结构或并联置换结构实现12-18dB峰均比条件下的高线性放大；其末级与末前级均采用Doherty技术。

所述新的自适应控制总方法：它的信号对消环与失真对消环可采用手动粗调，查找表式单片机、ARM、FPGA或DSP微处理器寻优控制宽范围中调，快速自锁精密调试，以达到高速、宽范围及精密调节的目的，从而大幅度缩短由不稳定到稳定的时间；它在采用单片机、ARM、FPGA或DSP微处理器控制调试时，结合矢量调制器的具体特点采用数学查表或公式将复杂的二维寻优算法转换为较为简单的一维寻优算法，一维寻优算法可采用循环式内插法与摇摆式内插法。

所述自愈合控制总方法：它可根据检测到的工作温度比值、工作电流比值、正向功率强度比值、反向功率强度比值、信号对消残留信号强度比值、失真对消残留失真强度比值及Doherty失配比值，根据正常值分别设置过温、过流、过输出功率、过反向功率、信号对消失锁、失真对消失锁及匹配对消失锁报警功能，在处于报警状态时，可由微处理器控制调节参数，解除报警使其处于正常工作状态，从而实现自愈合式控制。

2、根据权利要求1所述环双环型前馈功率放大器的特征是：它由信号放大对消1单元1、失真放大对消2单元4、微处理器单元5与运算控制单元6组成。

所述信号放大对消1单元1主要实现数字基带信号的调制、数字邻频上变频、功率放大、信号对消及失真信号的提取、信号对消1自适应自锁控制信号形成，它在总幅相控制信号U1与V1的控制下，实现高线性放大，信号功率放大的增益、相移与线性度锁定，不随输入信号及温度的变化而变化，它通过信号对消的方式，提取失真信号送到失真放大对消单元2。

数字电视基带信号通过数字地面电视调制器08调制，数字邻频上变频器09进行上变频，形成数字地面电视射频信号；在输入强度控制信号IPC的作用下通过步进衰减器10调节输入信号的大小，通过耦合器11分成上下两条支路，上支路信号通过耦合器12馈入导频信号DP，通过矢量调制器13控制信号的幅度与相位；温补前级放大模块14可以补偿各级放大器在温度变化时而导致的增益变化；DOHERTY放大模块15能实现高峰均比(PAR)条件下的高效率高线性放大，线性度不随温度的变化而变化；它的末级放大器件还可采用GAN器件，大幅度提高效率；多级放大器级间前后级放大器件采用正负不同的温度系数，实现放大的级间失真对消，从而进一步改善线性度；这样上支路的幅度与线性度随着温度的变化能保持稳定；耦合器16的主支路将放大了的功率信号MPS输入到失真放大对消单元2，辅支路耦合一部分输出的信号，经衰减器28衰减，经耦合器27的主支路输入到高隔离耦合器24的一端；输入信号中的下支路信号输入到耦合器20，其辅支路采样一部分信号输入到输入功率检测模块21，检测出输入信号的强度比值IPD到微处理单元5，耦合器20的主支路信号输入到延时器22，延时后经分路器23的一个输出端输入到高隔离耦合器24的另一端；高隔离耦合器24的这两个对端的输入信号在其幅度与相位一致时发生对消，对消掉输入的信号，提取非线性放大所产生的失真信号ES，高隔离耦合器24，有很好的对消效果。

耦合器16的主支路输出功率放大了的信号MPS，耦合器26的主支路输出提取的失真信号ES，由于信号对消的非理想性，失真信号ES中还包含了其幅度比其高许多的残留信号；耦合器26的辅支路采样ES将其输入到信号对消结果检测模块25，检测出残留信号强度比值SCD1，SCD1越小表示信号对消程度越高；分路器23的另一个输出信号输入到信号对消控制矢量解调模块29作本振信号，耦合器27的辅支路信号输入到信号对消控制矢量解调模块29作输入信号，矢量解调检测出幅相差信号的比值，经处理形成信号对消自锁自适应控制信号U13与V13；在一定的状态下，设定好耦合器27的耦合度，使得输入到信号对消矢量解调模块29中两路信号的幅相差与输入到高隔离耦合器27中两路信号的幅相差完全一致，则U13与V13代表了输入到高隔离耦合器27中两路信号的幅相差比值；在处于信号对消状态时，信号对消控制矢量解调模块29的本振信号与输入信号幅相差为零；当输入信号强度、工作温度及器件老化时，其幅相差将不为零，则信号对消不平衡，此时U13与V13通过运算控制单元6形成U1与V1，控制矢量调制器13实现反变化，从而实现信号对消的自锁自适应控制，达到稳定平衡、精密及高隔离大幅度对消状态；所述矢量调制器13可采用幅相调节型、IQ调节型或反射调节型。温度检测模块18实时检测工作温度比值TD，电流检测模块19实时检测工作电流比值ID，TD、ID与残留信号强度比值SCD输入到微处理单元5。

所述失真放大对消2单元4主要实现失真信号的功率放大、对消、自适应自锁控制信号形成及工作状态检测，它把失真信号放大，在总幅相控制信号U2与V2的控制下，对消掉主功率信号中的失真分量，输出失真分量很小的高线性功率放大输出信号。

上支路大功率信号输入到延时器30实现与下支路的延时匹配，再输入到高隔离耦合器50的一端，在高隔离耦合器50中对消掉失真分量后通过耦合器52输出超线性功率放大信号；耦合器52采样输出信号的正反向功率信号，反向功率检测模块51检测出反向功率的比值RPD；正向功率信号通过分路器53分成两路，一路输入到输出功率检测模块54检测出输出功率的比值OPD，另一路输入到失真对消2结果检测模块55，检测出代表残留失真信号的残留导频信号幅相信息比值信号U44与V44并将其送到微处理器单元5，U44与V44的均方根值NCD2代表残留失真信号的强度比值，衡量失真对消效果的好坏程度；对于大功率数字地面电视发射机，为降低损耗延时器30必采用大馈管，为减小体积，延时器30可以直接利用数字地面电视发射机天馈系统中的粗大馈管，高隔离耦合器50与耦合器52可装置在机外，各有关连线采用馈管连入机内。

下支路失真信号ES输入到矢量调制器56，在失真对消2自适应控制信号U4与V4的控制下对ES信号进行幅相调节；输入到Doherty失真放大模块55进行高效率功率放大，它的失真放大的功率为信号放大功率的1/4-1/8；Doherty失真放大模块55采用增益及温补线性温补技术，失真放大的增益与线性度稳定，它可还采用GAN放大器件，进一步提高失真放大的效率，它还可采用级间器件正负温度系数失真抵消技术提高线性度；失真放大信号通过耦合器59输入到高隔离耦合器50的另一端，对消掉上支路大功率信号中的失真信号，高隔离耦合器50失真对消程度高；耦合器59采样失真放大信号NCK2到失真对消2矢量解调模块58作为输入信号，延时导频信号输入到失真对消矢量解调模块58作为本振信号，通过矢量解调，解调出幅相差信息，经处理形成失真对消自锁自适应控制信号U43与V43；在一定的状态下，设定好耦合器59的耦合度及延时导频的延时量，使得输入到失真对消矢量解调模块58中两路信号的幅相差与输入到高隔离耦合器中两路信号的幅相差完全一致，则U43与V43代表了输入到高隔离耦合器50中两路信号的幅相差比值。在失真对消状态时，输入到高隔离耦合器50中两路信号幅相差为零；当输入信号强度、工作温度及器件老化时，其幅相差将不为零，此时U43与V43通过运算控制单元6形成U4与V4，控制矢量调制器56实现反变化，从而实现失真对消的自锁自适应控制，达到稳定平衡、精密及高隔离大幅度对消状态；所述矢量调制器56可采用幅相调节型、IQ调节型或反射调节型。

所述微处理单元5接受实测工作温度比值TD、工作电流比值ID、输入信号功率强度比值IPD、正向功率强度比值OPD、反向功率强度比值RPD、信号对消1残留信号强度比值SCD1及失真对消2残留导频信号幅相信息比值U44与V4；它以SCD1及U44与V44的均方根值NCD2(NCD2＝√【(U44)²+(U44)²】)最小或达标为判断依据，按寻优算法输出一组最佳的信号对消1及失真放大对消2微处理自适应控制信号U12、V12、U42与V42到运算控制单元6；它在自适应控制时，根据矢量调制器的具体特点采用数学查表或公式将复杂的二维寻优算法转换为较为简单的一维寻优算法；它还可根据输入信号功率强度比值IPD及实测温度比值TD设置查找表，迅速调出一组最佳的U12、V12、U42、V42；它可根据检测到的工作温度比值TD、工作电流比值ID、正向功率强度比值OPD、反向功率强度比值RPD、信号对消残留信号强度比值SCD1及失真对消残留导频信号幅相信息比值NCD2，分别设置过温度、过流、过输出功率、过反向功率及失锁报警功能，在信号放大对消单元1与失真放大对消单元2分别处于这些状况时，微处理器单元5能输出控制信号IPC，加大步进衰减器10的衰减度，降低输入功率，以解除报警使其处于正常工作状态，实现自愈合控制。

所述运算控制单元6接受信号放大对消1手动控制信号U11与V11、微处理自适应控制信号U12与V12及自锁自适应控制信号U13与V13，接受失真放大对消2手动控制信号U41与V41、微处理自适应控制信号U42与V42及自锁自适应控制信号U43与V43，经线性运算形成总的自适应控制信号U1、V1、U4及V4，控制信号放大对消单元1及失真放大对消单元2的信号幅相；其关系式为：

(1)、U1＝K11U11+K12U12+K13U13+U10(K11、K12、K13及U10为常数)

(2)、V1＝P11V11+P12V12+P13V13+V10(P11、P12、P13及V10为常数)

(7)、U4＝K41U41+K42U42+K43U43+U40(K41、K42、K43及U40为常数)

(8)、V4＝P41V41+P42V42+P43V43+V40(P41、P42、P43及V40为常数)

手动控制信号U11、V11、U41及V41通过运算控制单元6实现对信号放大对消单元1及失真放大对消单元2的信号幅相粗调，在粗调状态下能实现信号与失真的大体对消；当输入信号强度变化、温度变化及器件老化时，信号放大对消单元1及失真放大对消单元2的信号幅度及相位将发生一定的变化，微处理自适应控制信号U12、V12、U42及V42通过运算控制单元6，输出U1、V1、U4及V4控制信号放大对消单元1及失真放大对消单元2的信号幅度及相位反变化，从而维持信号与失真的稳定对消，实现增益相位的锁定；微处理自适应控制信号U12、V12、U42及V42的控制范围宽，但用软件处理需要一定的处理时间；自锁自适应控制信号U13、V13、U43及V43通过运算控制单元6，输出总的信号对消自适应控制信号U1、V1、U4及V4，控制信号放大对消单元1及失真放大对消单元2的信号幅度及相位反变化，从而维持信号与失真的稳定对消，实现增益相位的锁定；这一过程全部由硬件实现，控制速度很快，但控制范围不大；这样当输入信号强度及温度变化较大时由微处理自适应控制，变化较小时由纯硬件实现高速自锁控制，这样就保证了在较宽的变化范围内的高速自适应控制。

为了更好的实现自锁控制信号的提取，在所述高效率超线性DFFA数字地面电视发射机的基础上，把两个音频信号以IQ调制的方式调制在导频信号上，从而增加了提取自锁控制信号时的抗带外干扰能力。所述导频音频发生调制模块其组成与实现方法是：它产生用于模拟失真信号的导频信号、两个音频信号及将两个音频信号IQ式调制在导频信号上，频率合成器001产生一个与失真信号频率接近的信号L01，输入到IQ调制器002，同时还输出一路与L01一样的混频信号；IQ调制器002在偏置I011及偏置Q021的作用下对L01进行IQ调制，输出信号L02到IQ调制器003；IQ调制器003在单音发生器012输出的音频1及单音发生器022输出的音频2两信号的作用下，对L02进行IQ调制，输出进行了双音频IQ调制的导频信号。

所述失真对消控制矢量解调模块58其组成与实现方法是：

NCK2信号及经延时的混频信号输入到混频滤波单元500，得到音频性质的信号并分成分成两路，分别输入到乘法滤波器511与乘法滤波器512；一路在乘法滤波器511中与音频1作乘法运算并进行低通滤波将输出信号输出入到运算器512，运算器512对其运算后输出自锁控制信号U43；另一路在乘法滤波器521中与音频2作乘法运算并进行低通滤波将输出信号输出入到运算器522，运算器522对其运算后输出自锁控制信号V43；由于进行了频差很近的混频低通滤波及频差很近的乘法滤波，在提取U43与V43时具有很强的杂波抑制能力，得到纯净的信号对消控制自锁自适应控制信号U43与V43。

所述失真对消结果检测模块，其实现方法如下：采用残留导频信号模拟残留失真信号，输出采样信号OD输入到导频滤波器11，提取残留导频信号送到混频中频滤波器17，与本振信号18作混频降成中频，输入到IQ解调器12作输入信号，采用中频滤波以加大滤去高频杂波信号的能力；延时导频本振13与本振信号18通过混频中频滤波器19下变频为中频，输入到IQ解调器12作本振；IQ解调器12解调出了残留导频信号的幅相信号UI与UQ，此信号一般很小，通过双路精密运算器进行运算放大，每一路经低通滤波滤去高频分量，分别输出纯净的幅相信号U44与V44，送入到微处理器单元5进行均方根运算得到残留导频信号的强度比列信号NCD2＝√【(U44)²+(V44)²】，由于采用了与输入中频信号同频的中频本振信号作IQ解调，解调输出信号UI与UQ为直流性质的信号，它们与高频信号频差很远，很容易通过低通滤波的方法滤去夹杂在UI与UQ中的高频分量，得到纯净的幅相信号U44与V44，从而检测出残留导频信号的强度比值信号NCD2，解决了现有前馈线性功率放大器中检测残留失真信号的难题。

3、根据权利要求1与权利要求2，所述四环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机的特征是：它由信号放大对消1单元1、信号放大对消2单元2、失真放大对消1单元3、失真放大对消2单元4、微处理器单元5与运算控制单元6组成，它在所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机的基础上，增加了一个信号放大对消2单元2，进一步增加信号对消能力，以减小失真放大的功率；增加了一个失真放大对消1单元3，与失真放大对消2单元4共同作用，大幅度提高失真对消能力，以提高放大的线性度。

所述信号放大对消1单元1与所述失真放大对消2单元4的组成及实现方法与所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射传输功率放大器的相应部分完全一致。

所述信号放大对消2单元2实现对信号进一步的对消，其实现方法与所述信号放大对消1单元1的基本一致。耦合器26输出的包含有残留信号的失真信号输入到高隔离耦合器35的一端，从耦合器20采样的输入信号，经延时衰减器37进行幅度与相位调整，经矢量调制器36精密调节幅相，输入到高隔离耦合器35的另一端，两路信号在高隔离耦合器35中对消掉失真信号中包含的残留输入信号；高隔离耦合器35输出的失真信号经耦合器34输入到失真放大对消1单元3；耦合器34采样失真信号，经分路器32分路出两路信号，一路进入到信号对消结果检测模块33，检测出残留信号强度比值SCD2，SCD2越小表示信号对消程度越高；分路器32的另一信号SCK2输入到信号对消2控制矢量解调模块31作输入信号，以延时信号作本振信号，矢量解调检测出幅相差信号的比值，经处理形成信号对消2自锁自适应控制信号U23与V23。

所述失真放大对消1单元3其实现方法与所述失真放大对消2单元4的基本一致，它把失真信号放大，在总幅相控制信号U3与V3的控制下，对消掉主功率信号中的失真分量，输出失真分量很小的高线性功率放大输出信号到失真放大对消2单元4；它相应的形成失真对消1控制信号U33与V33，及形成失真对消1结果检测信号U34与V34，将其输入到微处理器单元5；它的耦合器46分路出一部分失真信号经延时器44输入到失真放大对消2单元4，以进一步对消掉总输出信号中的残留失真信号，实现超线性放大。

所述微处理单元5的实现方法与所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机的相应部分基本一致。所不同的是：增加了一个信号对消2残留信号强度比值SCD2，及增加了一个失真对消1残留导频信号幅相信息比值U34与V34，按所述U12、V12、U42与V42一样的方法得到信号对消2微处理自适应控制信号U22、V22、U32与V32到运算控制单元6。

所述运算控制单元6的实现方法与所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机的相应部分基本一致。所不同的是：增加了一组信号对消2及一组失真对消1微处理自适应控制信号U22与V22及U32与V32，它与信号对消2手动控制信号U21及V21连同自锁控制信号U23及V23，它与失真对消1手动控制信号U31及V31连同自锁控制信号U33及V33，进行运算形成信号对消2控制信号U2及V2及失真对消1控制信号U3及V3。其关系式为：

(3)、U2＝K21U21+K22U22+K23 U23+U20(K21、K22、K23及U20为常数)

(4)、V2＝P21V21+P22V22+P23 V23+V20(P21、P22、P23及V20为常数)

(5)、U3＝K31U31+K32U32+K33 U33+U30(K31、K31、K33及U30为常数)

(6)、V3＝P31V31+P32V32+P33 V33+V30(P31、P32、P33及V30为常数)

所述失真对消1控制矢量解调模块的组成与实现方法与所述失真对消2中的完全一致。

4、根据权利要求1、权利要求2与权利要求3，在所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机的基础上，去掉失真放大对消2单元4，形成单环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机，它通过锁定信号放大幅相实现高线性放大，与所述双环型对比，它简化了结构，降低了成本，但线性度改善要小些；在所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机的基础上，增加一个信号放大对消2单元2，形成双信号对消环型三环高效率超线性DFFA数字地面电视发射机，与所述双环型对比，它进一步提高了信号对消度，从而减小了失真信号中的残留输入信号强度，可以降低失真放大对消单元的功率；在所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机的基础上，增加一个失真放大对消1单元3，形成双失真对消环型三环高效率超线性DFFA数字地面电视发射机，与所述双环型对比，它进一步提高了失真对消度，从而提高线性度。

5、根据权利要求1，所述两级DOHERTY自适应高效匹配放大器的特征是：它由Doherty输入单元1、两级Doherty高效匹配放大单元2、微处理器单元3及运算控制单元4组成，Doherty输入单元1实现信号的延时、输入功率检测及偏压控制的形成；两级Doherty高效匹配放大单元2实现在6dB峰均比(PAR)条件下的高效率放大，并能进行自适应控制，使得在不同输入功率、工作温度及不同制式信号环境下，保持载波功放与峰值功放的良好匹配。

所述Doherty输入单元1接受RF输入信号，经耦合器11主支路及延时器12输入到分路器13，进入到两级Doherty高效率匹配放大单元2；耦合器11辅支路信号输入到输入功率检测模块14进行功率检测，再输入到偏压控制模块15形成偏压控制信号，去控制两级Doherty自适应高效率匹配放大单元2中的峰值功放偏压，使得在不同的输入功率条件下，峰值功放的效率保持较高，由于输入功率检测模块14与偏压控制模块15对信号的处理有一定的延时，所以设置延时器12使得偏压控制与输入功率的动态变化一致。

所述两级Doherty高效率匹配放大单元2的实现方法是：

分路器13输出的载波功放链路信号经幅度调节21调节幅度后输入到温补载波功放21，进行高效率功率放大，温补载波功放22采用增益与线性温补技术，使得其增益与线性度随温度的变化基本维持稳定；1/4λ阻抗变换线23实现温补载波功放的输出阻抗与合路时输出阻抗的匹配变换；经相位调节24输入到耦合器25，耦合器25的主支路输入到合路器26；耦合器25的辅支路采输出功率信号到衰减分路器28，衰减分路器28的一路信号输入到矢量解调模块27，另一路信号输入到对消耦合器36的一端。

分路器13输出的峰值功放链路信号输入到矢量调制器31，在复合自适应控制信号u1与v1的控制下，改变信号的幅度与相位，以保持温补载波功放与温补峰值功放的相位及增益的自适应匹配，从而使得两级Doherty自适应高效率匹配放大单元2保持较高的效率；1/4λ延时线32主要补偿上支路中1/4λ阻抗变换线23造成的延时；温补峰值功放33实现对RF信号中的峰值信号放大，它同样采用增益与线性温补技术；温补峰值功放与温补载波功放组成完全一致，它们的不同工作状态由各自的偏压所控制，温补载波功放偏压保持不变，而温补峰值功放的偏压在Ug1的控制下，随输入功率的峰值变化而变化，使得其保持较高的效率；经耦合器34的主支路输入到同相合路模块；耦合器34的辅支路采样温补峰值功放输出的功率信号到衰减分路器35，衰减分路器35的一路信号输入到矢量解调模块27，另一路信号输入到对消耦合器36的另一端。进入到矢量解调模块27的两路信号经矢量解调，输出代表二者幅相差信号的自锁自适应控制信号u13与v13，当工作温度与输入信号幅度变化时，u13与v13通过运算控制单元4形成u1与v1，实现反变化，u13与v13全部由硬件产生，能实现高速自适应控制，由于矢量解调模块的限制，u13与v13的控制范围不大；进入到对消耦合器36的两路信号，在其相位增益一致时发生对消，并将对消结果输入到对消结果检测模块37，检测出残余信号的幅度比值DCD1，DCD1越小说明两路信号的幅相差越小。

为了缩小体积，所述分路器13与合路器26还可采放用3dB桥，由于3dB桥有两个相位差为90度的端口，则可取消1/4λ阻抗变换线23及1/4λ延时线32，此时合路的3dB桥隔离端口要加入一定的延时线直接到地，当温补峰值功放关闭时，合路3dB桥32相当于一个1/4λ阻抗变换线，当温补峰值功放开启时，实现两路相位差为90度信号的功率合成，采用3dB桥还能做到与平衡放大在结构上兼容。

对于大功率数字地面电视发射机，所述温补载波功放22与所述温补峰值功放33可采用平衡功率合成法形成一个大功率模块，把一个大功率模块当作温补载波功放与温补峰值功放。

微处理单元3接受残余信号的幅度比值DCD1，它以DCD1最小或达标为判断依据，按寻优算法输出一组最佳的信号对消微处理自适应控制信号u12与v12到运算控制单元4；它在自适应控制时，根据矢量调制器的具体特点采用数学查表或公式将复杂的二维寻优算法转换为较为简单的一维寻优算法；它还可根据输入信号功率强度比值IPD及实测温度比值TD设置查找表，迅速调出一组最佳的u12与v12微处理控制信号。

运算控制单元4接受两级Doherty高效匹配放大手动控制信号u11与v11、微处理自适应控制信号u12与v12及自锁自适应控制信号u13与v13，经线性运算形成总的自适应控制信号u1及v1，控制峰值功放链路的信号幅相；其关系式为：

(5)、u3＝k11u11+k12u12+k13 u13-u10(k11、k12、k13及u10为常数)

(6)、v3＝p11v11+p12v12+p13 v13-v10(p11、p12、p13及v10为常数)

手动控制信号u11及v11通过运算控制单元4实现对峰值功放链路的信号幅相粗调；当输入信号强度变化、温度变化及器件老化时，峰值功放链路的信号幅度及相位将发生一定的变化，微处理自适应控制信号u12及v12通过运算控制单元4，输出u1及v1控制峰值功放链路的信号幅度及相位反变化，从而维持两级Doherty匹配放大；微处理自适应控制信号u12及v12的控制范围宽，但用软件处理需要一定的处理时间；自锁自适应控制信号u13及v13通过运算控制单元4，输出总的信号对消自适应控制信号u1及v1，控制峰值功放链路的信号幅度及相位反变化，从而维持两路信号的幅相匹配，这一过程全部由硬件实现，控制速度很快，但控制范围不大；这样当输入信号强度及温度变化较大时由微处理自适应控制，变化较小时由纯硬件实现高速自锁控制，这样就保证了在较宽的变化范围内的高速自适应控制。

6、根据权利要求1与权利要求5，所述置换式Doherty自适应高效匹配放大器的特征是：

它有三级置换式与四级置换式Doherty自适应高效匹配放大器两种实现方法。

所述三级置换式Doherty自适应高效匹配放大器的特征是：它将所述两级Doherty自适应高效匹配放大器中的温补载波功放用所述两级Doherty高效匹配放大单元置换，就得到所述三级置换式Doherty自适应高效匹配功率放大器，两级Doherty能实现6dB峰均比条件下的高效率放大，加入第二级Doherty峰值放大单元后，峰均比再增加6dB，总计可实现12dB峰均比条件下的高效率放大。

相应地其Doherty输入单元1输出两个偏压Ug1与Ug2分别控制两个温补峰值功放的偏压，其第二级Doherty峰值放大链路中延时线32为1/2λ，以实现延时匹配；对于大功率数字地面电视发射机，所述温补载波功放与温补峰值功放可采用平衡功率合成法组成的一个大功率模块；相应地其微处理单元3在所述两级Doherty自适应高效匹配放大器的基础上多接受一路残余信号的幅度比值DCD2，其控制方法与所述两级Doherty自适应高效匹配放大器的一致；相应地其运算控制单元4在所述两级Doherty自适应高效匹配放大器的基础上多接受第二级Doherty峰值匹配放大手动控制信号u21与v21、微处理自适应控制信号u22与v22及自锁自适应控制信号u23与v23，经线性运算形成总的自适应控制信号u2及v2，控制第二级Doherty峰值功放单元的信号幅相；其关系式为：

(3)、u2＝k21u21+k22u22+k23u23-u20(k21、k22、k23及u20为常数)

(4)、v2＝p21v21+p22v22+p23v23-v20(p21、p22、p23及v20为常数)

其控制实现方法与特征与所述两级Doherty自适应高效匹配放大器的完全一致。

所述四级置换式DOHERTY自适应高效匹配放大器的特征是：它将所述两级Doherty自适应高效匹配放大器中的温补载波功放用所述三级Doherty高效匹配放大单元置换，就得到所述四级置换式Doherty自适应高效匹配功率放大器，三级Doherty能实现12dB峰均比条件下的高效率放大，加入第三级Doherty峰值放大单元后，又可实现再增加6dB峰均比条件下的高效率放大，总计可实现18dB峰均比条件下的高效率放大。

相应地其Doherty输入单元1输出三个偏压Ug1、Ug2与Ug3分别控制三个温补峰值功放的偏压，其第三级Doherty峰值放大链路中延时线32为3/4λ，以实现延时匹配；对于大功率数字地面电视发射机，所述温补载波功放与温补峰值功放可采用平衡功率合成法组成的一个大功率模块；相应地其微处理单元3在所述三级Doherty自适应高效匹配放大器的基础上多接受一路残余信号的幅度比值DCD3，其控制方法与所述两级Doherty自适应高效匹配放大器的一致；相应地其运算控制单元4在所述两级Doherty自适应高效匹配放大部分的基础上多接受第三级Doherty峰值匹配放大手动控制信号u31与v31、微处理自适应控制信号u32与v32及自锁自适应控制信号u33与v33，经线性运算形成总的自适应控制信号u3及v3，控制第三级Doherty峰值功放单元的信号幅相；其关系式为：

(5)、u3＝k31u31+k32u32+k33u33-u30(k31、k32、k33及u30为常数)

(6)、v3＝p31v31+p32v32+p33v33-v30(p31、p32、p33及v30为常数)

其控制实现方法与特征与所述两级Doherty自适应高效匹配放大器的完全一致。

7、根据权利要求1与权利要求5，所述并联式Doherty自适应高效匹配放大器的特征是：

它有并联式与并联置换式两种实现方法，形成四级置换式DOHERTY自适应高效匹配放大器及四级并联置换式DOHERTY自适应高效匹配放大器两种实施例。

所述四级并联式DOHERTY自适应高效匹配放大器的特征是：它将所述两级Doherty自适应高效匹配放大器中的温补峰值功放链路用三条同样的温补峰值功放链路并联替换，就得到所述四级并联式Doherty自适应高效匹配功率放大器，三条温补峰值功放链路并联可视为一条功率为3倍的峰值功放链路，与一条载波功放链路结合可形成一个两级1：3的不对称Doherty功放结构，可以在12dB峰均比条件下实现高效率放大；同时由三个峰值功放分担峰值放大，载波功放线与峰值功放的线性度均可提高。

相应地，三条峰值功放链路分别与载波功放链路采用自适应高效率匹配放大控制技术，其特征与所述两级Doherty自适应高效匹配放大器中的完全一致；其微处理单元3及运算控制单元4的实现方法与所述两级Doherty自适应高效匹配放大器中的相应部分完全一致；对于大功率数字地面电视发射机，所述温补载波功放与所述温补峰值功放可采用平衡功率合成法组成的一个大功率放大模块。

所述四级并联置换式DOHERTY自适应高效匹配放大器的特征是：它在所述四级并联式Doherty自适应高效匹配功率放大器中，将所有的温补载波功放与所述温补峰值功放用所述两级Doherty高效匹配放大单元替换，就得到四级并联置换式DOHERTY自适应高效匹配放大器，两级Doherty高效匹配放大单元能提供6dB峰均比条件下的高效率放大，整体四级并联式结构可提供12dB峰均比条件下的高效率放大，共计可提供18dB峰均比条件下的高效率放大，而且是高线性放大；它与先进行双平衡合成再进行四级并联的DOHERTY自适应高效匹配放大器相比，功放器件的数量一样，输出功率一样，但高效适应峰均比的变化从12dB扩大为18dB，而且效率曲线更为平坦；它与先进行双平衡合成再进行四级置换的DOHERTY自适应高效匹配放大器相比，功放器件的数量一样，输出功率一样，高效适应峰均比的变化同样为18dB，效率曲线平坦度稍差，但线性度要高。

相应地其Doherty输入单元1输出两个偏压Ug1、Ug2分别控制两级Doherty峰值功放与一个3倍功率的温补峰值功放的偏压；相应地其微处理单元3在所述四级并联式Doherty自适应高效匹配放大器的基础上多接受两个残余信号的幅度比值DCD2及DCD3，其控制方法与所述四级并联式Doherty自适应高效匹配放大器的一致；相应地其运算控制单元4在所述并联式四级Doherty自适应高效匹配放大部分的基础上多接受一组Doherty峰值匹配放大手动控制信号、微处理自适应控制信号及自锁控制信号，经线性运算形成总的自适应控制信号u2及v2、u3及v3，控制两个二级Doherty峰值功放单元的信号幅相，其关系式为：

(3)、u2＝k21u21+k22u22+k23u23-u20(k21、k22、k23及u20为常数)

(4)、v2＝p21v21+p22v22+p23v23-v20(p21、p22、p23及v20为常数)

(5)、u3＝k31u31+k32u32+k33u33-u30(k31、k32、k33及u30为常数)

(6)、v3＝p31v31+p32v32+p33v33-v30(p31、p32、p33及v30为常数)

其控制实现方法与特征与所述两级DOHERTY自适应高效匹配放大器完全一致。

8、根据权利要求1、权利要求5、权利要求6及权利要求7，所述两级串联式Doherty自适应高效匹配放大器的特征是：

在数字地面电视发射机中，由于末级的AVG功率可达50-1000W，末前级与末级功率之比为1：8到1：4，末前级功率将达到AVG功率12.5W-250W，因此为实现高效率放大，末前级也采用Doherty技术，它的实现方法可采用所述两级、三级置换式、四级置换式、四级并联式及四级并联置换式DOHERTY自适应高效匹配放大器中的任何一种。

所述双环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机及四环、单环及三环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机中的信号放大对消1单元中的Doherty放大器15、失真放大对消1单元3中的Doherty失真放大器43及失真放大对消2单元4中的Doherty失真放大器57均可采用所述两级DOHERTY、三级置换式、四级置换式、四级并联式、四级并联置换式及两级串联式Doherty自适应高效匹配放大器中的任何一种。

9、根据权利要求1，所述高效率超线性DFFA数字地面电视发射机的软件总流程图与软件查找表特征是：

总软件流程由自愈合调节部分1、Doherty匹配调节部分2与FFA及其自愈合调节3组成。

所述自愈合调节部分1，它建立一个不断循环检测控制工作状态的工作流程，它分别设置过流、过输出功率、过温度、过反向功率及失锁报警功能，当高效率超线性DFFA数字地面电视发射机分别处于这些状况时，微处理器单元5能输出控制信号IPC，加大步进衰减器10的衰减度，降低输入功率，以解除报警使其处于正常工作状态；当输入功率降低到一定程度时，所述高效率超线性DFFA数字地面电视发射机无法满足使用要求，则欠功率报警终止关机，这里设置的是下降6dB，实际中可根据需要灵活设置。

所述Doherty匹配调节部分2主要调节各峰值功放链路与载波功放链路的幅相匹配，使之在不同的输入功率与工作温度条件下处于良好的匹配状态，如图所示为四级置换式或四级并联式Doherty自适应高效匹配功率放大器软件流程图，依次调用查找表中的u12、v12、u22、v22、u32及v32，当匹配差值DC1、DC2、DC3达标时，直接使用查找表中的参数，其程序运行时间很短，这样就能实现快速微处理自适应控制；查找表的产生由寻优算法寻优后存储得到；实际中，由于器件的老化，原查找表中的最佳u12、v12、u22、v22、u32及v32会不一样，这时仍需寻优算法寻找此时的最佳u12、v12、u22、v22、u32及v32并及时更新查找表。其他各种类型的Doherty自适应高效匹配功率放大器软件流程可依此推导。

所述FFA及其自愈合调节部分3主要调节各信号对消放大单元与失真放大对消单元的幅相，使之在不同的输入功率与工作温度条件下处于良好的对消状态，如图所示为四环型高效率超线性DFFA数字地面电视发射机软件流程图，依次调用查找表中的U12、V12、U22、V22、U32、V32、U42及V42，当各对消结果检测值NCD2、NCD1、SCD2及SCD1达标时，直接使用查找表中的参数，其程序运行时间很短，这样就能实现快速微处理自适应控制；查找表的产生由寻优算法寻优后存储得到；实际中，由于器件的老化，原查找表中的最佳U12、V12、U22、V22、U32、V32、U42及V42，会不一样，这时仍需寻优算法寻找此时的最佳U12、V12、U22、V22、U32、V32、U42及V42并及时更新查找表。其他各种不同环数的高效率超线性DFFA数字地面电视发射机软件流程可依此推导。

它在采用寻优算法时，根据矢量调制器的特点，利用公式或数学查表把复杂的二维寻优简化为简单的内插法一维寻优，由于两路对消信号尽管其幅度不同，但只要相位匹配越好时，其对消程度就越好，所以两个一维寻优时，先寻优最佳相位控制信号【Vxy】或【vxy】，再寻优最佳幅度控制信号【Uxy】或【uxy】，利用公式或数学查表将【Uxy】或【uxy】与【Vxy】或【vxy】转化为对应的Uxy或uxy及Vxy或vxy。

10、根据权利要求9，所述内插法的实现方法是：

采用最快的速度根据因变量最小或达标寻找到最佳的自变量，它有软件循环式内插法与软件摇摆式内插法两种类型。在矢量调制器采用幅相型调节时，X表示幅度控制信号U12、U22、U32、U42、u12、u22及u32与相位控制信号V12、V22、V32、V42、v12、v22及v32中的一个，Z表示SCD1、SCD2、NCD1、NCD2、DCD1、DCD2及DCD3中的一个，采用内插法调节先调相位控制信号V12、V22、V32、V42、v12、v22及v32中的一个，再调幅度控制信号U12、U22、U32、U42、u12及u22、u32中相应的一个，这样就把复杂的二维寻优简化为两个简单的内插法一维寻优，本实现方法列出的是步长减半法，还可使用步长加半方法；本实现方法只列出了正向寻优调节，要实现正反向寻优调节时，可通过减法运放实现，本实现方法中的0-1范围，如通过运放减1/2则为-1/1--+1/2变化；寻优范围也可通过运放乘一个系数进行扩大或缩小；本实现方法只列出了寻优范围为0—1时，寻优精度为1/16，所述软件内插法流程图还可依据所述规律向下延伸，到1/32或1/2ⁿ(n≥6)；在矢量调制器采用IQ型调节时，要采用公式运算，将复杂的二维寻优算法转化为简单得一维内插法，它略比所述幅相型调节复杂，它的通过功率小，但控制范围宽及控制精度高；在矢量调制器采用反射型调节时，要采用查表，将复杂的二维寻优算法转化为简单得一维内插法，它比所述幅相型调节及IQ型调节复杂，但它的通过功率大、控制范围宽及控制精度高。

所述软件循环式内插法采用循环语句结构，它所需的存储器容量小但寻优速度慢。

所述所述软件摇摆式内插法采用转折语句结构，它所需的存储器容量大但寻优速度快。

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