CN101248588A - 信道均衡器、信道均衡方法以及抽头系数更新方法 - Google Patents

信道均衡器、信道均衡方法以及抽头系数更新方法 Download PDF

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CN101248588A CN 200680030638 CN200680030638A CN101248588A CN 101248588 A CN101248588 A CN 101248588A CN 200680030638 CN200680030638 CN 200680030638 CN 200680030638 A CN200680030638 A CN 200680030638A CN 101248588 A CN101248588 A CN 101248588A
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Abstract

一种信道均衡器,用于均衡在传输信道上接收的信号,所述信道均衡器包括:前馈滤波器,对接收的信号进行滤波;电平确定单元,基于前馈滤波器的输出信号的振幅来在多个预定的振幅电平中确定第一电平值;误差计算单元,基于前馈滤波器的输出信号的振幅和第一电平值来计算第一误差值,并将第一误差值输出到前馈滤波器,以使前馈滤波器使用第一误差值来更新其抽头系数。这样,在信道均衡中,所述信道均衡器能够通过使用接收到的信号的振幅来与相位误差无关地进行操作,从而可以对信道均衡器进行各种设计而不管载波恢复操作和信道均衡操作的顺序如何。

Description

信道均衡器、信道均衡方法以及抽头系数更新方法技术领域本发明总的发明构思一般涉及一种信道均衡器、 一种信道均衡方法以及 一种抽头系数更新方法。更具体地讲,本发明总的发明构思涉及一种信道均 衡器和一种信道均衡方法以及该信道均衡器中可用的一种抽头系数更新方 法,其中,该信道均衡器通过使用信道均衡操作中接收的信号的振幅来与相位误差无关地进行操作,从而可以对信道均衡器进行各种设计而不管载波恢 复操作和信道均衡操作的顺序如何。背景技术图1是示出了传统的使用停走(SAG)算法来更新抽头系数的判决反馈均 衡器(DFE)的原理框图。DEF包括前馈滤波器10、第一减法器20、限幅器30、第二减法器40和 反馈滤波器50。如图1中所示,前馈滤波器10的跨度范围和反馈滤波器50 的跨度范围彼此重叠。前馈滤波器IO对在传输信道上接收的信号进行滤波。由前馈滤波器执行 的滤波去除前重影。反馈滤波器50对先前已经由信道均衡器(即,DEF)均衡过的信号进行滤 波。该信号可以为来自第一减法器20的输出信号z(n),或经过判决指向操作 的限幅器输出信号z(n)(如果存在限幅器30)。反馈滤波器50可以去除后重影。第一减法器20从由前馈滤波器10滤波过的第二信号中减去由反馈滤波 器50滤波过的第一信号,并输出得到的信号z(n)。该输出信号z(n)与来自接 收器的去除了前重影和后重影分量的信号对应。限幅器30基于来自第一减法 器20的输出信号z(n)计算判决并输出判决值。第二减法器40从信号z(n)减去限幅器输出信号(即,所述判决值)以获得 误差信号,并将所得的误差信号输出到前馈滤波器10和反馈滤波器50。前馈滤波器10和反馈滤波器50使用由第二减法器40提供的误差信号来 更新各自的抽头系数。8用于更新信道均衡器中的每个滤波器的系数的方法的典型示例为最小均方(LMS)算法。可以如下表示基于LMS算法的滤波器系数更新方程: (式1)+1) = -其中,w(n)表示滤波器的抽头系数矢量,r(n)表示接收的信号矢量,|i表 示步长,e(n)表示误差信号。当使用判决指向(DD)算法时,可以如下表示误差信号e(n): (式2)其中,z(n)为信道均衡器(即,DFE)的输出信号,a(")表示最靠近信号z(n) 的星座(constellation)值。图2示出了使用16-QAM调制模式在传输信道上传 输的信号的星座值(标记为'x')。当第一减法器20输出信号z(n)时,限幅器30 将最靠近的星座值判决为W")。因此,输出信号z(n)和最靠近星座值6(w)之间 的差变为误差信号e,(")。另一方面,当使用简化星座算法(RCA)时,可以如下表示误差信号e(n):(式3)e""(") = z(")-6'(")其中,z(n)是信道均衡器(即,DFE)的输出信号,&«)为由下面的式子获 得的简化的星座值。其中,Sl(l=l、 2、 3、 4)分别为属于1、 2、 3、 4象限的星座值的集合。 图3示出了 16-QAM调制模式下的简化的星座值(标记为'A')。基于上面提供的描述,将说明由Picchi提出的基于SAG算法的滤波器抽 头系数更新方法。这里,通过DD算法得到误差信号。然而,当且仅当使用 DD算法得到的误差信号的符号与使用RCA得到的误差信号的符号一致时, 滤波器的抽头系数被更新。否则,不更新滤波器的抽头系数。可以通过下面 的式子来实现基于SAG算法的抽头系数的计算。,w ("+1)=(")—w/",^r (")+./•„,,。朋(")),,("+1) = ,, (") + la(/"z;, (") — /„, (")r„ (")) ' 其中,WR(n)表示抽头系数矢量w(n)的实数部分,w《n)表示抽头系数矢量w(n)的虚数部分。此外,f,,,R和f^具有的值如下:<formula>formula see original document page 10</formula>由Picchi提出的SAG算法是RCA和DD算法的结合。SAG算法的实用 性在于其不需要训练序列并具有小的稳态均方误差(MSE)。发明内容然而,SAG算法仍然使用信道均衡器的输出信号z(n)来生成误差信号。 由于输出信号z(n)具有振幅和相位信息,因此为了生成正确的误差信号,载 波恢复操作应该在信道均衡操作之前或与信道均衡操作同时执行。然而,当 使用如有线TV标准中的64-QAM调制模式或256-QAM调制模式时,载波恢 复操作需要在信道均衡操作之后执行,从而使得难以应用Picchi的SAG算法。本发明总的发明构思提供一种信道均衡器和一种信道均衡方法以及该信 道均衡器中使用的一种抽头系数更新方法,其中,该信道均衡器通过使用信 道均衡操作中接收的信号的振幅来与相位误差无关地进行操作,从而可以对 信道均衡器进行各种设计而不管载波恢复操作和信道均衡操作的顺序如何。将在下面的描述中部分地阐述本发明总的发明构思的另外的方面,并且 本发明总的发明构思的另外的方面将部分地通过描述变得明了 ,或可以通过 实施本发明而获知。本发明总的发明构思的前述和/或其它方面通过提供一种用于均衡在传 输信道上接收的信号的信道均衡器来实现,所述信道均衡器包括:前馈滤波 器,对接收的信号进行滤波;电平确定单元,基于前馈滤波器的输出信号的 振幅来在多个预定的振幅电平中确定第一电平值;误差计算单元,基于前馈 滤波器的输出信号的振幅和第一电平值来计算第一误差值,并将第一误差值 输出到前馈滤波器,以使前馈滤波器使用第 一误差值来更新其抽头系数。可以基于在传输信道上传输并接收的信号的星座的振幅来设置所述多个 预定的振幅电平。电平确定单元可以使用通过最大后验(MAP)准则限定的阈值来确定第一电平。此外,误差计算单元还可以通过将恒模算法(CMA)算法应用到减法器的 输出信号的振幅来计算第二误差值,并可以将第二误差值输出到前馈滤波器, 以使前馈滤波器基于第 一误差值和第二误差值来更新其抽头系数。如果第一误差值的符号和第二误差值的符号相同,则前馈滤波器可以使 用第一误差值来更新其抽头系数。如果第一误差值的符号和第二误差值的符号不相同,则前馈滤波器可以 不更新其抽头系数。可选择地,前馈滤波器可以使用第一误差值和第二误差值的加权和来更 新其抽头系数。本发明总的发明构思的前述和/或其它方面通过提供一种用于均衡在传 输信道上接收的信号的信道均衡器来实现,所述信道均衡器包括:前馈滤波 器,对接收到的信号进行滤波;反馈滤波器,对先前由所述信道均衡器滤波 过的信号进行滤波;减法器,从由前馈滤波器滤波过的第二滤波信号中减去 由反馈滤波器滤波过的第一滤波信号,并输出所得的信号;电平确定单元, 基于减法器的输出信号的振幅在多个预定的振幅电平中确定第一电平值;误 差计算单元,基于减法器的输出信号的振幅和第一电平值来计算第一误差值, 并将第 一误差值输出到前馈滤波器和反馈滤波器,以使前馈滤波器和反馈滤 波器使用第一误差值来更新其各自的抽头系数。所述信道均衡器还可以包括:限幅器,输出判决值以将减法器的输出信 号判决为先前滤波过的信号。此外,可以基于在传输信道上传输和接收的信号的星座的振幅来设置所 述多个预定的振幅电平。电平确定单元可以将减法器的输出信号的振幅与所述多个预定的振幅电 平相比较,以确定最近似的电平值作为第 一 电平值。电平确定单元可以使用通过MAP(最大后验)准则限定的阔值来确定第一 电平值。可以根据信号噪声比(SNR)来确定所述阈值。误差计算单元可以将CMA算法应用到前馈滤波器的输出信号的振幅来 计算第二误差值,并可以将第二误差值输出到前馈滤波器和反馈滤波器,以 使前馈滤波器和反馈滤波器基于第一误差值和第二误差值来更新其各自的抽 头系数。如果第一误差值的符号和第二误差值的符号相同,则前馈滤波器和反馈 滤波器可以使用第一误差值来更新其各自的抽头系数。如果第一误差值的符号和第二误差值的符号不相同,则前馈滤波器和反 馈滤波器可以不更新其各自的抽头系数。可选择地,前馈滤波器和反馈滤波器可以使用第一误差值和第二误差值 的加权和来更新其各自的抽头系数。本发明总的发明构思的前述和/或其它方面通过提供一种信道均衡器来实现,所述信道均衡器包括:至少一个滤波器,具有多个抽头和对应的抽头 系数;误差单元,基于所述至少一个滤波器的输出的振幅信息来确定误差, 并将所述误差反馈到所述至少一个滤波器,以使所述至少一个滤波器相应地控制所述抽头系数。本发明总的发明构思的前述和/或其它方面还通过提供一种接收器来实 现,所述接收器包括:信道均衡器,具有至少一个滤波器和误差单元,所述 至少一个滤波器具有多个抽头和对应的抽头系数的,所述误差单元基于所述 至少 一 个滤波器的输出的振幅信息来确定误差,并将所述误差反馈到所述至 少一个滤波器,以使所述至少一个滤波器相应地控制所述抽头系数。本发明总的发明构思的前述和/或其它方面通过提供一种均衡方法来实 现,所述方法的步骤包括:基于至少一个滤波器的输出的振幅信息来确定误 差;将确定的误差反馈到所述至少一个滤波器,以使所述至少一个滤波器相 应地控制其抽头系数。本发明总的发明构思的前述和/或其它方面通过提供一种更新均衡在传 输信道上接收的信号的信道均衡器中的滤波器的抽头系数的方法来实现,所 述方法的步骤包括:基于所述滤波器的输出信号的振幅在多个预定的振幅电 平中确定第一电平值;基于所述滤波器的输出信号的振幅和第一电平值来计 算第一误差值;使用第一误差值来更新抽头系数。可以基于在传输信道上接收的信号的星座的振幅来设置所述多个预定的 拔〈幅电平。确定第 一电平值的步骤可以包括使用通过最大后验(MAP)准则限定的阈 值来确定第一电平值。所述方法还包括:通过将CMA应用到所述滤波器的输出信号的振幅来 生成第二误差值,更新抽头系数的步骤包括基于第 一误差值和第二误差值来更新抽头系数。更新抽头系数的步骤可以包括:如果第一误差值的符号和第二误差值的符号相同,则使用第一误差值来更新抽头系数。更新抽头系数的步骤可以包括:如果第一误差值的符号和第二误差值的 符号不同,则不更新抽头系数。更新抽头系数的步骤包括:使用第一误差值和第二误差值的加权和来更 新抽头系数。本发明总的发明构思的前述和/或其它方面通过提供一种均衡在传输信 道上接收的信号的信道均衡方法来实现,所述方法的步骤包括:使用前馈滤 波器对接收的信号进行滤波;使用反馈滤波器对先前滤波过的信号进行滤波; 从由所述前馈滤波器滤波过的第二滤波信号中减去由所述反馈滤波器滤波过 的第一滤波信号,以确定差分信号;基于差分信号的振幅在多个预定的振幅 电平中确定第一电平值;基于差分信号的振幅和第一电平值来计算第一误差 值;使用第一误差值来更新所述前馈滤波器和所述反馈滤波器各自的抽头系 数。所述方法还可以包括:输出判决值以将差分信号判决为先前滤波过的信号。可以基于在传输信道上接收的信号的星座的振幅来设置所述多个预定的才展幅电平。确定第一电平值的步骤可以包括:将差分信号的振幅与所述多个预定的 振幅电平相比较,以将最近似的电平值确定为第 一 电平值。确定第 一 电平值的步骤可以包括:使用通过MAP(最大后验)准则限定的 阈值来确定第一电平值。可以根据信号噪声比(SNR)来确定所述阈值。所述方法还可以包括:通过将恒模算法(CMA)算法应用到差分信号的振 幅来计算第二误差值,其中,更新所述各自的抽头系数的步骤可以包括基于 第一误差值和第二误差值来更新所述各自的抽头系数。更新所述各自的抽头系数的步骤可以包括:如果第 一误差值的符号和第 二误差值的符号相同,则使用第一误差值来更新所述各自的抽头系数。更新所述各自的抽头系数的步骤可以包括:如果第一误差值的符号和第 二误差值的符号不相同,则不更新所述各自的抽头系数。更新所述各自的抽头系数的步骤可以包括:使用第 一误差值和第二误差 值的加权和来更新所述各自的抽头系数。 通过下面的式子来获得第一误差值:,'"')(")=#("))(1 z(")卜5("))其中,z(n)为所述均衡器的输出信号,5(n)为第一电平值。 优选地,通过下面的式子来获得第一误差值: e〃,") = z(")(l z(")l2 -—)2)其中,z(n)为所述均衡器的输出信号,a(n)为第一电平值。可以在具有反馈滤波器150的信道均衡器或不具有反馈滤波器150的信 道均衡器中实现本发明总的发明构思的实施例的信道均衡方法。在信道均衡中,本发明总的发明构思的各种实施例的信道均衡器通过使 用接收到的信号的振幅来与相位误差无关地进行操作,从而可以对信道均衡 器进行各种设计而不管载波恢复操作和信道均衡操作的顺序如何。此外,由于本发明总的发明构思的各种实施例的信道均衡方法不需要训 练序列,而是使用利用用于抽头系数更新过程的电平DD算法所得到的误差 信号,所以对应的稳态均方误差(MSE)相对小于CMA算法的MSE。附图说明通过下面结合附图对实施例的描述,本发明总的发明构思的这些和/或其 它方面将变得明显并更容易理解,附图中:图1是示出了传统的使用停走(SAG)算法来更新抽头系数的判决反馈均 衡器(DFE)的原理框图;图2和图3是示出了 SAG算法的示图;图4是示出了根据本发明总的发明构思的实施例的DFE的原理框图; 图5和图6是示出了根据本发明总的发明构思的实施例的误差信号计算 方法的示图;图7是示出了根据本发明总的发明构思的实施例的信道均衡方法的流程图。具体实施方式现在,将对于本发明总的发明构思的实施例做出详细参考,附图中示出了本发明总的发明构思的实施例的示例,附图中,相同的标号始终表示相同 的元件。下面通过参照附图来描述实施例,以说明本发明总的发明构思。图4是示出了根据本发明总的发明构思的实施例的判决反馈均衡器(DFE) 的原理框图。所述均衡器包括前馈滤波器110、减法器120、电平确定单元 130、误差计算单元140、反馈滤波器150、和/或限幅器160。前馈滤波器110对在传输信道上传输并接收的信号进行滤波。由前馈滤 波器110#1行的滤波去除前重影。反馈滤波器150对先前已经由信道均衡器(即,DFE)均衡过的信号进行滤 波。该信号可以为来自第一减法器120的输出信号z(n),或限幅器输出信号(如 果限幅器160包括在DFE中)。限幅器160的输出经过判决指向操作。反馈 滤波器150可以从所述信号中去除后重影。减法器120从由前^^贵滤波器110滤波过的第二信号中减去由反馈滤波器 150滤波过的第一信号,并输出得到的信号z(n)。该输出信号z(n)与来自接收 器的去除了前重影和后重影分量的信号对应。限幅器160基于来自减法器120 的输出信号z(n)计算判决并输出判决值。电平确定单元130基于减法器120的输出信号z(n)的振幅从多个振幅电 平中确定第 一 电平值。可以预先确定所述多个振幅电平。基于星座振幅和在传输信道上传输的信号的振幅来设置所述多个振幅电 平。即,振幅电平限定在传输信道上传输的信号的星座振幅。例如,图5示 出了在16-QAM模式下分别具有{士1, ±3}电平的星座点。如可以在图5中看 出的,在16-QAM模式下有3个振幅电平。在图5中星座点被表示为黑点。这里,电平"A"为VI(^VPTT7),电平"B"为^(-Vl7^),电平"C"为VT^(= vV7 + 32)。现在,将描述从设置的多个振幅电平中确定第一电平值的方法。为了方便起见,假设来自减法器120的输出信号z(n)位于电平"B"和电平"C"之间。在电平"B"和电平"C"中,可以通过最大后验(MAP)准则获得用于确 定第一电平值的阔值410。由于存在于电平"B"处的星座点的数量大于存在 于电平"C"处的星座点的数量,所以信号z(n)会位于电平"B"处而不是电 平"C"处的可能性非常高。因此,阈值410可能具有大于电平"B"和电平 "C"之间的中值的值。如果减法器120的输出信号(即,滤波的信号)的振幅Iz(n)l大于阈值410,则电平"C"被确定为第一电平值,相反,如果滤波的信 号的振幅lz(n)l小于阈值410,则电平"B"被确定为第一电平值。这里,可以根据信号噪声比(SNR)来确定阈值410。由于当SNR高时传 输到接收端的信号的精确度变得相对高,所以阈值410可以被设置为与电平 之间的中值接近的值。例如,图5示出了在16-QAM模式下当SNR高时的具 有{士1, 士3}电平的阈值。电平确定单元130将减法器120的输出信号z(n)(即,滤波过的信号)的振 幅lz(n)l与预定的振幅电平相比较,并将更近似的一个确定为第一电平值d(")。 这时,阈值410为电平之间的中值。误差计算单元140基于来自减法器120的输出信号z(n)的振幅lz(n)l和第 一电平值5(")来计算第一误差值,并将第一误差值分别输出到前馈滤波器110 和反馈滤波器150,使得前馈滤波器110和反馈滤波器150可以使用第一误 差值更新它们各自的抽头系数。可以使用电平判决指向(DD)算法来获得第一误差值。在本实施例中,可 以使用下面的式子来计算第 一误差值。(式4)<formula>formula see original document page 16</formula>除了上面的式子之外,可以通过各种方法(例如,在其凹形区域中具有全 局最小值的误差性能曲线)来获得第一误差值。与传统方法不同,本发明总的发明构思的实施例的信道均衡器(即,DFE) 使用来自信道均衡器的滤波过的信号的振幅lz(n)l,而不是输出信号z(n)(即, 真实的滤波过的信号)。因此,可以不依赖于相位误差来操作信道均衡器。该 特征也允许对根据本发明总的发明构思的各种实施例的信道均衡器进行各种 设计,而不管载波恢复操作和信道均衡操作彼此的顺序如何。误差计算单元140还通过将恒模算法(CMA)应用到来自减法器120的滤 波过的信号z(n)的振幅lz(n)l来计算第二误差值,并将第二误差值分别输出到 前馈滤波器110和反馈滤波器150,使得前馈滤波器110和反馈滤波器150 可以基于第 一 误差值和第二误差值来更新它们各自的抽头系数。可以使用CMA来如下获得第二误差值:<formula>formula see original document page 17</formula>其中,P为正整数,Rp为如下确定的CMA的电平值:<formula>formula see original document page 17</formula>其中,a(n)表示在传输信道上传输的信号的星座,P通常为2。如可以从 图6中看出的,CMA具有一个电平值Rp。现在将描述基于第一误差值和第二误差值来更新前馈滤波器110和反馈 滤波器150的抽头系数的方法。如上所述,最小均方(LMS)算法通常用于更新滤波器的抽头系数。上面 的式1中提供了基于LMS算法的滤波器系数更新方程。在本实施例中,使用电平DD算法得到的误差信号e^D被用作误差信号 e(n)。可以如下表示本实施例采用的用于抽头系数更新操作的SAG算法:<formula>formula see original document page 17</formula><formula>formula see original document page 17</formula>其中,WR(n)表示抽头系数矢量w(n)的实数部分,w,(n)表示抽头系数矢量 w(n)的虚数部分。此外,4""和e;力"表示使用电平DD算法得到的误差信号eLDD的实数部分和虛数部分,fw和q具有的值如下:<formula>formula see original document page 17</formula>当使用电平DD算法得到的e^D的符号和使用CMA得到的误差信号 e③A的符号相同时,滤波器(例如,前馈滤波器IIO和反馈滤波器150)的抽头 系数被更新。换句话说,如果eLDD的实数部分的符号和误差信号eGMA的实数 部分的符号相同,则在抽头系数更新过程中可以反映eLDD的实数部分。类似地,如果eLDD的虚数部分的符号和误差信号^MA的虚数部分的符号相同,则在抽头系数更新过程中可以反映eLDD的虛数部分。因为包括电平DD算法和 CMA的这两种算法被用于判决在抽头系数更新中是否应该反映误差计算单 元140获得的误差信号e(n),所以可以提高抽头系数更新操作的精确性。如果一DD的符号和误差信号e^MA的符号不同,则滤波器(例如,前馈滤 波器IIO和反馈滤波器150)的抽头系数不被更新。根据本发明总的发明构思的另一实施例,使用电平DD算法得到的误差 信号eLDD和使用CMA得到的误差信号eCMA的加权和e、n)可以被用作误差信 号e(n)。可以如下表示加权和eT(n):其中,a和(3为权重,并且a+p-l。这样,通过不仅使用从一种算法得 到的误差信号e(n)(即,从电平判决指向(LDD)算法得到的eLDD),而且使用利 用两种算法(即,LDD和CMA)得到的误差信号的加一又和eY"人可以更大地 提高抽头系数更新过程的精确度。因此,通过代入误差信号eT,可以将式1 的抽头系数更新方程改写。W(/7 + 1) 二 — (JT * (/7)上述操作和方法可以通过信道均衡器在没有反馈滤波器150的情况下来 实现。在这种情况下,信道均衡器包括前馈滤波器110、电平确定单元130、 误差计算单元140和/或限幅器160。因此,来自前馈滤波器110的输出信号 被分别输入到电平确定单元130、误差计算单元140和限幅器160(如果限幅 器160包括在信道均衡器中)。这种情况下,不使用减法器120。限幅器160 不需要包括在信道均衡器中。电平确定单元130基于前馈滤波器110的输出信号z(n)的振幅jz(n)l来在 多个预定的振幅电平中确定第 一 电平值。误差计算单元140基于前馈滤波器110的输出信号z(n)的振幅lz(n)l和第 一电平值5(")来计算第一误差值,并将第一误差值输出到前馈滤波器110,使 得前馈滤波器IIO可以使用第一误差值来更新抽头系数。误差计算单元140还通过将CMA应用到来自前^t滤波器IIO的输出信 号z(n)的振幅lz(n)l来计算第二误差值,并将第二误差值输出到前馈滤波器 110,使得前馈滤波器110可以基于第 一误差值和第二误差值来更新抽头系数。图7是示出了根据本发明总的发明构思的信道均衡方法的流程图。图7 的方法可以由图4的DFE(即,信道均衡器)来执行。因此,出于示出性目的, 下面参照图4至图7来描述图7的方法。在搡作S500中,前馈滤波器110对在传输信道上传输并接收的信号进行 滤波。在操作S510中,反馈滤波器150对先前均衡过的信号进行滤波。 在操作S520中,从操作S500中滤波的滤波后信号中减去操作S510中滤波的滤波后信号。所得信号z(n)与来自接收器的去除了前重影和后重影分量的信号对应。在操作S530中,基于操作S520中获得的信号z(n)的振幅lz(n)l来确定多个振幅电平中的第一电平值。上面说明了设置振幅电平和确定第一电平值的 方法。在操作S540中,基于操作S520中获得的信号z(n)的振幅iz(n)l和第一电 平值,使用电平判决指向(DD)算法来计算第一误差值(eLDD)。在操作S550中,通过将CMA应用到操作S520中获得的信号z(n)的振 幅|z(n)|来计算第二误差值(^,)。上面说明了计算第 一误差值和第二误差值的方法。在操作S560中,确定第一误差值eLDD的符号和第二误差值eCMA的符号 是否相同。如果符号相同(操作S560:是),则在操作S570中,使用第一误差 值(e^D)来更新前馈滤波器110和反馈滤波器150的抽头系数。否则(操作 S560:否),不更新滤波器的抽头系数。更详细地讲,如果第一误差值e^D的实数部分和第二误差值eCMA的实数 部分具有相同的符号(操作S560:是),则在抽头系数更新过程(操作S570)中 可以反映eLDD的实数部分。同样地,如果第一误差值eLDD的虚数部分和第二 误差值eCMA的虛数部分具有相同的符号(操作S560:是),则在抽头系数更新 过程(操作S570)中可以反映eLDD的虛数部分。可选择地,也可以将使用电平DD算法得到的误差信号eLDD和使用CMA 得到的误差信号e③A的加权和eT(n)用作误差信号e(n),来代替操作S560和 操作S570。虽然已经示出和描述了本发明总的发明构思的 一些实施例,但是本领域 技术人员将会理解的是,在不脱离本发明总的发明构思的原理和精神的情况 下,可以在这些实施例中做出改变,本发明总的发明构思的范围限定在权利 要求及其等同物中。本发明总的发明构思一般涉及一种信道均衡器、 一种信道均衡方法以及 一种抽头系数更新方法。更具体地讲,本发明总的发明构思涉及一种信道均 衡器和一种信道均衡方法以及该信道均衡器中可用的一种抽头系数更新方 法,其中,该信道均衡器通过使用信道均衡操作中接收的信号的振幅来与相 位误差无关地进行操作,从而可以对信道均衡器进行各种设计而不管载波恢 复操作和信道均衡操作的顺序如何。

Claims (50)

1、一种信道均衡器,用于均衡在传输信道上接收的信号,所述信道均衡器包括: 前馈滤波器,对接收的信号进行滤波; 电平确定单元,基于前馈滤波器的输出信号的振幅来在多个预定的振幅电平中确定第一电平值; 误差计算单元,基于前馈滤波器的输出信号的振幅和第一电平值来计算第一误差值,并将第一误差值输出到前馈滤波器,以使前馈滤波器使用第一误差值来更新其抽头系数。
2、 如权利要求1所述的信道均衡器,其中,基于在传输信道上接收的信 号的星座的振幅来设置所述多个预定的振幅电平。
3、 如权利要求1所述的信道均衡器,其中,电平确定单元使用通过最大 后验(MAP)准则限定的阈值来确定第 一 电平值。
4、 如权利要求1所述的信道均衡器,其中,通过下面的式子来获得第一 误差值:<formula>formula see original document page 2</formula>其中,z(n)为所述均衡器的输出信号,a(/7)为第一电平值。
5、 如权利要求1所述的信道均衡器,其中,通过下面的式子来获得第一 误差值:e'力')("一(")(lz(")卩)2)其中,z(n)为所述均衡器的输出信号,^7)为第一电平值。
6、 如权利要求1所述的信道均衡器,其中,误差计算单元通过将CMA 算法应用到前馈滤波器的输出信号的振幅来计算第二误差值,并将第二误差 值输出到前馈滤波器,以使前馈滤波器基于第 一误差值和第二误差值来更新 其抽头系数。
7、 如权利要求6所述的信道均衡器,其中,如果第一误差值的符号和第 二误差值的符号相同,则前馈滤波器使用第一误差值来更新其抽头系数。
8、 如权利要求6所述的信道均衡器,其中,如果第一误差值的符号和第 二误差值的符号不相同,则前馈滤波器不更新其抽头系数。
9、 如权利应要求6所述的信道均衡器,其中,前馈滤波器使用第一误差值和第二误差值的加权和来更新其抽头系数。
10、 一种信道均衡器,用于均衡在传输信道上接收的信号,所述信道均衡器包括:前馈滤波器,对接收到的信号进行滤波;反馈滤波器,对先前由所述信道均衡器滤波过的信号进行滤波;减法器,从由前馈滤波器滤波过的第二滤波信号中减去由反馈滤波器滤波过的第一滤波信号,并输出所得的信号;电平确定单元,基于减法器的输出信号的振幅在多个预定的振幅电平中确定第一电平值;误差计算单元,基于减法器的输出信号的振幅和第一电平值来计算第一 误差值,并将第一误差值输出到前馈滤波器和反馈滤波器,以使前馈滤波器 和反馈滤波器使用第一误差值来更新其各自的抽头系数。
11、 如权利要求IO所述的信道均衡器,还包括:限幅器,输出判决值以将来自减法器的输出信号判决为先前滤波过的信
12、 如权利要求IO所述的信道均衡器,其中,基于在传输信道上接收的 信号的星座的振幅来设置所述多个预定的振幅电平。
13、 如权利要求10所述的信道均衡器,其中,电平确定单元将减法器的 输出信号的振幅与所述多个预定的振幅电平相比较,以确定最近似的电平值 作为第一电平值。
14、 如权利要求10所述的信道均衡器,其中,电平确定单元使用通过 MAP(最大后验)准则限定的阈值来确定第 一 电平值。
15、 如权利要求14所述的信道均衡器,其中,根据信号噪声比(SNR)来确定所述阈值。
16、 如权利要求IO所述的信道均衡器,其中,通过下面的式子来获得第 一误差值:„<formula>formula see original document page 3</formula>其中,z(n)为所述均衡器的输出信号,a(")为第一电平值。
17、 如权利要求10所述的信道均衡器,其中,通过下面的式子来获得第 一误差值:<formula>formula see original document page 3</formula>其中,z(n)为所述均衡器的输出信号,5(/7)为第一电平值。
18、 如权利要求1所述的信道均衡器,其中,误差计算单元还通过将恒 模算法(CMA)应用到减法器的输出信号的振幅来计算第二误差值,并将第二 误差值输出到前馈滤波器和反馈滤波器,以使前馈滤波器和反馈滤波器基于 第一误差值和第二误差值来更新其各自的抽头系数。
19、 如权利要求18所述的信道均衡器,其中,如果第一误差值的符号和 第二误差值的符号相同,则前馈滤波器和反馈滤波器使用第一误差值来更新 其各自的抽头系数。
20、 如权利要求18所述的信道均衡器,其中,如果第一误差值的符号和 第二误差值的符号不相同,则前馈滤波器和反馈滤波器不更新其各自的抽头 系数。
21、 如权利要求18所述的信道均衡器,其中,前馈滤波器和反馈滤波器 使用第一误差值和第二误差值的加权和来更新其各自的抽头系数。
22、 一种信道均衡器,包括:至少一个滤波器,具有多个抽头和对应的抽头系数;误差单元,基于所述至少一个滤波器的输出的振幅信息来确定误差,并 将所述误差反馈到所述至少一个滤波器,以使所述至少一个滤波器相应地控 制所述抽头系数。
23、 如权利要求22所述的信道均衡器,其中,所述至少一个滤波器基于 反馈的误差使用最小均方算法来更新所述抽头系数。
24、 如权利要求22所述的信道均衡器,其中,所述误差包括电平判决指 向误差信号。
25、 如权利要求22所述的信道均衡器,其中,所述误差包括作为电平判 决指向(LDD)误差信号的第 一误差和作为恒模算法(CMA)误差信号的第二误差。
26、 如权利要求25所述的信道均衡器,其中,如果第一误差的符号和第 二误差的符号相同,则基于第一误差使用最小均方算法来更新所述抽头系数。
27、 如权利要求25所述的信道均衡器,其中,如果第一误差的符号和第 二误差的符号相同,则基于第 一误差和第二误差的加权和来更新所述抽头系数。
28、 一种接收器,包括:信道均衡器,包括:至少一个滤波器,具有多个抽头和对应的抽头系数;误差单元,基于所述至少一个滤波器的输出的振幅信息来确定误差,并将所述误差反馈到所述至少一个滤波器,以使所述至少一个滤波器相应地控制所述抽头系数。
29、 如权利要求28所述的接收器,其中,信道均衡器在执行载波恢复操 作之前执行信道均ff操作。
30、 如权利要求28所述的接收器,其中,信道均衡器在执行载波恢复操 作同时或之后执行信道均衡操作。
31 、 一种更新均衡在传输信道上接收的信号的信道均衡器中的滤波器的 抽头系数的方法,所述方法的步骤包括:基于所述滤波器的输出信号的振幅在多个预定的振幅电平中确定第一电 平值;基于所述滤波器的输出信号的振幅和第一电平值来计算第一误差值; 使用第 一误差值来更新抽头系数。
32、 如权利要求31所述的方法,其中,基于在传输信道上接收的信号的 星座的振幅来设置所述多个预定的振幅电平。
33、 如权利要求31所述的方法,其中,确定第一电平值的步骤包括使用 通过最大后验(MAP)准则限定的阈值来确定第一电平值。
34、 如权利要求31所述的方法,还包括:通过将恒模算法(CMA)应用到所述滤波器的输出信号的振幅来生成第二 误差值,其中,更新抽头系数的步骤包括基于第 一误差值和第二误差值来更新抽 头系数。
35、 如权利要求34所述的方法,其中,更新抽头系数的步骤包括:如果 第一误差值的符号和第二误差值的符号相同,则使用第一误差值来更新抽头系数。
36、 如权利要求34所述的方法,其中,更新抽头系数的步骤包括:如果 第 一误差值的符号和第二误差值的符号不同,则不更新抽头系数。
37、 如权利要求34所述的方法,其中,更新抽头系数的步骤包括:使用 第一误差值和第二误差值的加权和来更新抽头系数。
38、 一种均衡在传输信道上接收的信号的信道均衡方法,所述方法的步 骤包括:使用前馈滤波器对接收的信号进行滤波; 使用反馈滤波器对先前滤波过的信号进行滤波;从由所述前馈滤波器滤波过的第二滤波信号中减去由所述反馈滤波器滤波过的第一滤波信号,以确定差分信号;基于差分信号的振幅在多个预定的振幅电平中确定第一电平值;基于差分信号的振幅和第一电平值来计算第一误差值;使用第一误差值来更新所述前馈滤波器和所述反馈滤波器的各自的抽头系数。
39、 如权利要求38所述的方法,还包括:输出判决值以将差分信号判决为先前滤波过的信号。
40、 如权利要求38所述的方法,其中,基于在传输信道上接收的信号的 星座的振幅来设置所述多个预定的振幅电平。
41、 如权利要求38所述的方法,其中,确定第一电平值的步骤包括:将 差分信号的振幅与所述多个预定的振幅电平相比较,以将最近似的电平值确 定为第一电平值。
42、 如权利要求38所述的方法,其中,确定第一电平值的步骤包括:使 用通过MAP(最大后验)准则限定的阈值来确定第 一 电平值。
43、 如权利要求42所述的方法,其中,根据信号噪声比(SNR)来确定所述阈值。
44、 如权利要求38所述的方法,其中,通过下面的式子来获得第一误差值:值:其中,z(n)为所述均衡器的输出信号,5(«)为第一电平值。
45、 如权利要求38所述的方法,其中,通过下面的式子来获得第一误差<formula>formula see original document page 6</formula>2) 其中,z(n)为所述均衡器的输出信号,5W为第一电平值。
46、 如权利要求38所述的方法,还包括:通过将恒模算法(CMA)应用到差分信号的振幅来计算第二误差值,其中,更新所述各自的抽头系数的步骤包括基于第 一误差值和第二误差 值来更新所述各自的抽头系数。
47、 如权利要求46所述的方法,其中,更新所述各自的抽头系数的步骤 包括:如果第一误差值的符号和第二误差值的符号相同,则使用第一误差值 来更新所述各自的抽头系数。
48、 如权利要求46所述的方法,其中,更新所述各自的抽头系数的步骤 包括:如果第一误差值的符号和第二误差值的符号不相同,则不更新所述各 自的抽头系数。
49、 如权利要求46所述的方法,其中,更新所述各自的抽头系数的步骤 包括:使用第一误差值和第二误差值的加权和来更新抽头系数。
50、 一种均衡方法,所述方法的步骤包括: 基于至少一个滤波器的输出的振幅信息来确定误差; 将确定的误差反馈到所述至少一个滤波器,以使所述至少一个滤波器相应地控制其抽头系数。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102082749A (zh) * 2010-12-24 2011-06-01 西安空间无线电技术研究所 一种均衡器的权系数更新装置及方法
CN102082746A (zh) * 2009-10-20 2011-06-01 台湾积体电路制造股份有限公司 决策回授等化器及用以更新其阀系数的方法
CN101662822B (zh) 2009-09-28 2011-08-31 西安交通大学 一种基于恒模信号的节能型无线通信收发机
CN103684600A (zh) * 2012-09-14 2014-03-26 富士通株式会社 均衡器系数的更新装置和方法、以及接收机和光通信系统

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB0320352D0 (en) * 2003-09-01 2003-10-01 Secr Defence Digital modulation waveforms for use in ranging systems
GB0612142D0 (en) 2006-06-20 2006-08-02 Secr Defence Spreading modulation spectrum control
US8804809B2 (en) * 2011-09-12 2014-08-12 Transwitch Corporation Techniques for setting feedback coefficients of a PAM-N decision feedback equalizer
CN103401821B (zh) * 2013-07-22 2017-02-22 苏州英菲泰尔电子科技有限公司 蓝牙4.0低功耗接收机自适应均衡器及其实现方法
CN103346822B (zh) * 2013-07-22 2016-02-24 上海龙晶科技有限公司 用于解调器的可转换均衡器

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6011813A (en) * 1997-06-23 2000-01-04 Philips Electronics North America Corporation Blind equalization method and apparatus having reduced complexity
KR20000004673A (ko) * 1998-06-30 2000-01-25 전주범 디지털 브이씨알의 등화기
US6337878B1 (en) * 1999-03-03 2002-01-08 Nxt Wave Communications Adaptive equalizer with decision directed constant modulus algorithm
JP3859386B2 (ja) * 1999-03-31 2006-12-20 三菱電機株式会社 波形等化器、波形等化装置及び受信装置
US7006565B1 (en) * 1999-04-15 2006-02-28 Ati Technologies Inc. Hybrid soft and hard decision feedback equalizer
US6754294B1 (en) * 1999-11-12 2004-06-22 Cornell Research Foundation, Inc. Dual equalizer for use in an receiver and method of operation
US7113540B2 (en) * 2001-09-18 2006-09-26 Broadcom Corporation Fast computation of multi-input-multi-output decision feedback equalizer coefficients
US7158568B2 (en) * 2002-04-17 2007-01-02 Thomson Licensing Equalizer/forward error correction automatic mode selector
KR100518029B1 (ko) * 2002-06-11 2005-10-04 한국전자통신연구원 블라인드 판정궤환등화 장치 및 그 방법
KR20040025516A (ko) * 2002-09-19 2004-03-24 삼성전자주식회사 단일반송파수신기의 채널등화기 및 그의 등화방법

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101662822B (zh) 2009-09-28 2011-08-31 西安交通大学 一种基于恒模信号的节能型无线通信收发机
CN102082746A (zh) * 2009-10-20 2011-06-01 台湾积体电路制造股份有限公司 决策回授等化器及用以更新其阀系数的方法
CN102082749A (zh) * 2010-12-24 2011-06-01 西安空间无线电技术研究所 一种均衡器的权系数更新装置及方法
CN102082749B (zh) 2010-12-24 2014-01-15 西安空间无线电技术研究所 一种均衡器的权系数更新装置及方法
CN103684600A (zh) * 2012-09-14 2014-03-26 富士通株式会社 均衡器系数的更新装置和方法、以及接收机和光通信系统
US9300401B2 (en) 2012-09-14 2016-03-29 Fujitsu Limited Updating apparatus and method for equalizer coefficient, receiver and otpical communication system
CN103684600B (zh) * 2012-09-14 2016-08-31 富士通株式会社 均衡器系数的更新装置和方法、以及接收机和光通信系统

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