CN101149628A - 一种基准电压源电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了对电源电压变化的敏感程度很小的高稳定性的一种基准电压源电路，包括电压源电路，电源预调整电路，电源预调整电路的电压输入端接电源Vdd，其预调整电源端连接电压源电路的输入供电源端，电压源电路的基准电压输出端连接电源预调整电路的电压反馈端，且输出基准输出电压Vref。本发明的带有电源预调整电路的基准电压源电路工作时，不同电源电压输入条件下输出电压非常稳定，对电源电压变化的敏感程度很小；且能够在获得低温度系数基准电压源的同时，减小了基准电压源输出电压对电源电压变化的敏感程度，同时增强了电路的抗电源抖动能力；且其电路结构简单，适应性广，成本低。

Description

一种基准电压源电路

技术领域

本发明涉及一种电压源电路，尤其涉及带有电源预调整电路的一种基准电压源电路。

背景技术

近年来，集成电路涉及技术随着工艺技术一起得到了飞速的发展。芯片系统集成技术已经收到广泛关注。随着电路系统结构的进一步复杂化，对模拟电路的基本模块，如A/D、D/A转换器、动态存储器、锁相环等电路提出了更高的要求，高精度、高稳定性、高集成度和低功耗成为设计的主流。这些集成电路中都要求具有片内集成高精度电压基准源，其精度和稳定性直接影响着整个系统的性能，因此一个好的基准源是至关重要的。一个高精度的基准电压源要求温度系数小、电源抑制能力强。

基准电压源有很多种实现方式，例如，各类带隙基准电压源；以场效应管的栅源电压作为基准的基准电压源电路；以场效应管的阈值电压作为基准的基准电压源电路，等等。

带隙基准电压源相对比较成熟，它采用双极型器件实现，输出电压值基本恒定在1.25V左右；工作原理是使ΔVbe的正温度系数和Vbe的负温度系数所产生的漂移相互抵消。带隙基准电压源因为容易控制和调节，具有很广泛的应用场合。

以场效应管的栅源电压作为基准的基准电压源电路，通过场效应管的阈值电压和迁移率温度系数进行温度补偿，或者低温度系数的基准电压，结构比较简单，但受到集成电路工艺线的影响比较大。

以场效应管的阈值电压最为基准的基准电压源电路，通过两种类型场效应管的阈值电压差值来获得低温度系数的基准电压，在温度系数方面，由于阈值电压具有线性的温度系数，因而温度补偿比较简单，但与场效应管的栅源电压作为基准的基准电压源电路类似，也受工艺线的影响比较大。

对于各类基准电压源，内部常常通过恒流源电路产生偏置电流，通过电流镜像得到所需的各支路电流，由于沟道长度调制效应的存在，当电源电压发生变化时，镜像的电流会产生了较大的误差，尤其在使用最小长度晶体管时，这就导致了基准电压源的输出值对电源电压变化的敏感程度较大，基准电压输出变的不够稳定。

传统的带隙基准电压源，包括偏置电路和基准电压输出电路。工作原理是：采用了负温度系数电压和正温度系数电压按一定比例叠加，实现一个低温漂的输出基准电压。偏置电路提供一个正温度系数电流给基准电压输出电路，电阻R2两端形成正温度系数的电压，三极管Q1的Vbe为负温度系数，正负温度系数的电压叠加后形成低温度系数的基准输出电压Vref，常温下一个标准的带隙基准电压源的输出绝对值为1.25V。传统的带隙基准电压源具有简单易行的特点，但基准电压源的输出值对随电源电压变化而产生较大的变化。

发明内容

针对上述问题，本发明的目的在于设计对电源电压变化的敏感程度很小的高稳定性的基准电压源电路

本发明采用如下技术方案：

一种基准电压源电路，包括电压源电路，电源预调整电路，电源预调整电路的电压输入端接电源Vdd，其预调整电源端连接电压源电路的输入供电源端，电压源电路的基准电压输出端连接电源预调整电路的电压反馈端，且输出基准输出电压Vref。所述的电源预调整电路包括电流源A1和PMOS管M6，电流源A1的一端作为电源预调整电路的电压输入端接电源Vdd，其另一端与PMOS管M6的源极连接且作为电源预调整电路的预调整电源端与电压源电路的输入供电源端相连，输出预调整电压Vreg，PMOS管M6的栅极作为电源预调整电路的电压反馈端，输入电压源电路的输出电压信号，PMOS管M6的漏极接公共地端。

本发明还包括抗电源抖动电路，抗电源抖动电路的滤波端与电压源电路的基准电压输出端连接。所述的抗电源抖动电路包括电容C1，电容C1一端作为抗电源抖动电路的滤波端与电压源电路的基准电压输出端连接，电容C1的另一端接公共地端。

与现有技术相比，本发明的带有电源预调整电路的基准电压源电路工作时，不同电源电压输入条件下输出电压非常稳定，对电源电压变化的敏感程度很小；且能够在获得低温度系数基准电压源的同时，减小了基准电压源输出电压对电源电压变化的敏感程度，同时增强了电路的抗电源抖动能力。具体说明如下：

1、本发明提供了一种高稳定性的基准电压源电路，在传统的各类基准源基础上增加了电源预调整电路，产生一个预调整电压Vreg，根据PMOS管恒定电流的特点，产生恒定的栅源电压，为传统的基准电压源电路提供一个稳定的供电源，使得本发明的基准电压源电路的稳定性大大提高，使得基准电压源的输出对电源电压的敏感程度很小。

2、本发明的电路还可以包括一抗电源抖动电路，抗电源抖动电路在传统的基准电压源的基础上，起到滤波的效果，进一步提高了电路的稳定性及抗电源抖动能力。

3、本发明提供的电源电压预调整电路结构简单，仅需要一个PMOS管和一个电流源，便可为传统的基准电压源提供一个稳定的供电源；抗电源抖动电路仅需要一个电容便可有效地抑制了电源电压的抖动对基准电压源输出的影响。

4、本发明的基准电压源电路适应性广，可以适用于多种传统的基准电压源电路，应用广泛。

5、本发明电路所需器件很少，大大的降低了成本。

附图说明

图1是本发明的电路结构框图。

图2是本发明的另一电路结构框图。

图3是本发明第一实施例的电路图。

图4是本发明第二实施例的电路图。

图5是本发明第三实施例的电路图。

具体实施方式

以下通过本发明的具体实施例并结合附图，对本发明的目的、电路结构和优点作进一步描述。

如图1、2所示，本发明的一种基准电压源电路包括电源预调整电路1、基准电压源电路2，电源预调整电路1用于减小电路对直流电源电压变化敏感程度，其可以产生一个预调整电压Vreg，为电压源电路2提供一个稳定的供电源，其电压输入端接电源Vdd，预调整电源端连接电压源电路2的输入供电源端，电压源电路2的基准电压输出端连接电源预调整电路1的电压反馈端，且输出基准输出电压Vref；在此基础上，为了可以对输出电压进行滤波，滤除无用信号，有效地抑制电源电压的抖动对基准电压源输出的影响，还可以加入抗电源抖动电路3，其滤波端与电压源电路2的基准电压输出端连接。

上述的电源预调整电路1由电流源A1和PMOS管M6组成，电流源A1的一端为电源预调整电路1的电压输入端，接电源Vdd，另一端与PMOS管M6的源极连接且与电压源电路2的输入供电源端相连，即为产生预调整电压Vreg，PMOS管M6的栅极作为电源预调整电路1的电压反馈端连接电压源电路2的基准电压输出端，同时也输入基准输出电压Vref，PMOS管M6的漏极接公共地端。

上述的抗电源抖动电路3由电容C1组成，电容C1的一端作为抗电源抖动电路3的输入端与电压源电路2的基准电压输出端连接，另一端接公共地端。

电压源电路2为传统的基准电压源电路，图3、图4、图5分别示意了本发明的几种实施例；电压源电路2由偏置电路21和基准电压输出电路22组成；图2中由PMOS管M1、M2、M3、M4和电阻R1构成偏置电路21，由PMOS管M5、电阻R2和PNP管Q1构成基准电压输出电路22；图3中的传统的基准电压源电路由PMOS管M7、M8、M11，NMOS管M9和M10，电阻R2，以及三极管Q1～Q3组成，利用三极管BE结电压的温度特性进行温度补偿形成低温漂的基准电压源；图4中的传统的基准电压源电路由PMOS管M12、M13、M16，NMOS管M14、M15、M17和电阻R1组成，利用NMOS管阈值电压以及迁移率的温度系数形成了低温漂的基准电压源。

当接通电源电压后，电源预调整电路1首先工作，为电压源电路2提供一个工作电源，电压源电路2正常工作后，提供基准输出电压Vref作为反馈电压给电源预调整电路1，最终形成稳定的预调整电压提供给电压源电路2，使得基准电压源的输出电压具有高稳定性的特点。

本发明的原理如下：

传统的基准电压源电路利用亚阈区饱和电流随电压呈指数关系的特性，产生与绝对温度呈正比的电压源的正温度系数，补偿双极型晶体管BE结压降的负温度系数，从而得到温度系数较小的基准电压源。图3中PMOS管M3和M4要求工作在亚阈区，得到：

$I_{D3}=I_{o3}\exp \frac{V_{\mathrm{GS}3}}{{\mathrm{\ξV}}_T}$

$I_{D4}=I_{o4}\exp \frac{V_{\mathrm{GS}4}}{{\mathrm{\ξV}}_T}$

于是， $\frac{I_{D3}}{I_{D4}}=\frac{\mathrm{\β}3}{\mathrm{\β}4}\exp \frac{\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{GS}}}{{\mathrm{\ξV}}_T}=\frac{\mathrm{\β}3}{\mathrm{\β}4}\exp \frac{V_{R1}}{{\mathrm{\ξV}}_T}$ 其中β3，β4分别表示M3、M4管的宽长比，I_D是漏电流，V_GS是栅源电压，ξ是一个非理想因子，V_T是热电压。

又 $\frac{I_{D3}}{I_{D4}}=\frac{\mathrm{\β}1}{\mathrm{\β}2}$ 得到： $V_{R1}=\mathrm{\ξ}{V}_T\ln \frac{\mathrm{\β}4\mathrm{\β}2}{\mathrm{\β}3\mathrm{\β}1}$

于是， $I_{D5}=\frac{\mathrm{\β}5}{\mathrm{\β}2}$ $I_{D2}=\frac{\mathrm{\β}5}{\mathrm{\β}2}\frac{V_{R1}}{R1}$

所以： $V_{\mathrm{ref}}=V_{\mathrm{be}}+R{2I}_{D5}=V_{\mathrm{be}}+\frac{R2}{R1}\frac{\mathrm{\β}5}{\mathrm{\β}2}{\mathrm{\ξV}}_T\ln \frac{\mathrm{\β}4\mathrm{\β}2}{\mathrm{\β}3\mathrm{\β}1},$ 其中，V_ref是基准电压源输出，V_be是三极管的基极-发射极电压，V_R1是电阻R1两端的电压。

通过上述温度补偿，可以获得低温度系数的基准电压输出。

电源预调整电路1可以为传统的基准电压源电路2提供稳定的供电源。电源预调整电路1中的电流源A1提供稳定的电流I1。对传统的基准电压源电路而言，电流由亚阈区NMOS管确定，也基本恒定，于是流过PMOS管M6的电流也为恒定值，在设计时要求电流源A1提供的电流I1要大于传统的基准电压源电路的总电流，两者的差值电流流过PMOS管M6。由饱和区电流公式知道，恒定电流流过PMOS管M6后形成的Vgs恒定。而PMOS管M6的栅极由基准输出电压Vref来控制，对于PMOS管M6的源极电压也相对恒定，即产生了预调整电压Vreg，为传统的基准电压源电路2提供稳定的供电源，有效的提高了基准电路的稳定性。

抗电源抖动电路3，即在基准电压输出端与公共地端相连的电容C1，当基准输出电压Vref随着电源电压的抖动而出现抖动时，由于电容C1的存在，对交流信号进行了滤波处理，有效地抑制了电源电压的抖动对输出基准电压的影响，提高了基准电路的稳定性。

图3仅仅是根据本发明思想的一个具体实施例，仅供说明本发明之用，而非对本发明的限制。有关技术领域的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，还可以作出各种变换和变型，比如将传统的基准电压源电路2换成与图3不同的结构，因此所有等同的技术方案也应该属于本发明的范畴之内；比如图4和图5所描述的基准电压源电路，传统的电压源电路不同，但采取了同样的预调整电路，也一样达到上述的有益效果。

图4中，PNP管Q1是由n个并列的晶体管单元组成的，而PNP管Q2是一个晶体管单元。两条支路电流都是I，所以：

$\mathrm{\Λ}{V}_{\mathrm{BE}}=V_{\mathrm{BE}2}-V_{\mathrm{BE}1}=V_T\ln \frac{I}{I_s}-V_T\ln \frac{I}{n{I}_s}=V_T\ln n$

ΔV_BE＝IR1，从而得到 $I=\frac{\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{BE}}}{R1},$ 可见，I是具有正温度系数的电流。

因此， $\mathrm{Vref}=V_{\mathrm{BE}2}+{\mathrm{IR}}_2=V_{\mathrm{BE}2}+\frac{R2}{R1}\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{BE}}=V_{\mathrm{BE}2}+V_T\frac{R2}{R1}\ln n$

$\frac{\∂\mathrm{Vref}}{\∂T}=\frac{\∂V_{\mathrm{BE}2}}{\∂T}+\left(\frac{R2}{R1}\ln n\right)\frac{\∂V_T}{\∂T}$

V_BE2的负温度系数近似为-2mV/℃，V_T的正温度系数为0.089mV/℃，则获得零温度系数补偿所需要的比例常数为2/0.089≈22.5，即设计时应使得

等于或接近22.5，从而实

现温度补偿，得到低温漂的基准电压源电路。

Vref＝V_BE+KV_T

图5中PMOS管M16、NMOS管M17是基准电路的核心，由PMOS管M16复制电流，NMOS管M17的栅源电压Vgs6直接形成低温度系数的基准电压。

$\mathrm{Vref}=\mathrm{Vgs}6=\mathrm{Vth}6\left(T\right)+\sqrt{\frac{2I_{M6}}{{\mathrm{\μ}}_n\left(T\right)C_{\mathrm{ox}}{\left(\frac{W}{L}\right)}_6}}$

$=\mathrm{Vth}6\left(T_0\right)-\mathrm{\βvth}6(T-T_0)+\frac{2}{{\mathrm{\μ}}_n\left(T_0\right)C_{\mathrm{ox}}R1}\left(\frac{1}{\sqrt{{\left(\frac{W}{L}\right)}_3-{\left(\frac{W}{L}\right)}_4}}\right)\sqrt{\frac{M}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_6}}{\left(\frac{T}{T_0}\right)}^{\mathrm{\βun}}$

于是， $\frac{\∂\mathrm{Vref}}{\∂T}=-\mathrm{\βvth}6+\mathrm{\βun}\frac{2}{{\mathrm{\μ}}_n\left(T_0\right)C_{\mathrm{ox}}R1}\left(\frac{1}{\sqrt{{\left(\frac{W}{L}\right)}_3-{\left(\frac{W}{L}\right)}_4}}\right)\sqrt{\frac{M}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_6}}{\left(\frac{T}{T_0}\right)}^{\mathrm{\βun}-1}$

令 $\frac{\∂\mathrm{Vref}}{\∂T}=0,$ 则：

$\frac{M}{{\left(\frac{W}{L}\right)}_6}={\left(\frac{\mathrm{\βvth}6\·{\mathrm{\μ}}_n\left(T_0\right)C_{\mathrm{ox}}R1}{2\mathrm{\βun}\·{\left(\frac{T}{T_0}\right)}^{\mathrm{\βun}-1}}\sqrt{{\left(\frac{W}{L}\right)}_3-{\left(\frac{W}{L}\right)}_4}\right)}^2$

其中，Vth是阈值电压，T₀为参考温度，βvth为阈值电压的温度系数，μ_n为迁移率，βun为迁移率温度系数指数，C_ox是单位面积的栅氧化层电容。

根据上式可以相对确定M值及NMOS管M17的宽长比，适当调节获得低温度系数的电压值。假设基准呈现正温度系数，则可以通过增大NMOS管M17W/L，或者减小NMOS管M17电流来获得零温度系数，反之类似。

电源预调整电路1可以为电压源电路2提供稳定的供电源。电源预调整电路1中的电流源A1提供稳定的电流。对电压源电路而言，电流由PNP管决定，也基本恒定，于是流过PMOS管M6的电流也为恒定值，在设计时要求电流源A1提供的电流I1要大于电压源电路的总电流，两者的差值电流流过PMOS管M6。由饱和区电流公式知道，恒定电流流过NMOS管M17后形成的Vgs恒定。而NMOS管M17的栅极由基准输出电压Vref来控制，对于PMOS管M6的源极电压也相对恒定，即产生了预调整电压Vreg，为传统的基准电压源电路2提供稳定的供电源，有效的提高了基准电路的稳定性。

Claims (4)

1.一种基准电压源电路，包括电压源电路(2)，其特征在于：还包括电源预调整电路(1)，电源预调整电路(1)的电压输入端接电源Vdd，其预调整电源端连接电压源电路(2)的输入供电源端，电压源电路(2)的基准电压输出端连接电源预调整电路(1)的电压反馈端，且输出基准输出电压Vref。

2.根据权利要求1所述的一种基准电压源电路，其特征在于：所述的电源预调整电路(1)包括电流源A1和PMOS管M6，电流源A1的一端作为电源预调整电路(1)的电压输入端接电源Vdd，其另一端与PMOS管M6的源极连接且作为电源预调整电路(1)的预调整电源端与电压源电路(2)的输入供电源端相连，输出预调整电压Vreg，PMOS管M6的栅极作为电源预调整电路(1)的电压反馈端，输入电压源电路(2)的输出电压信号，PMOS管M6的漏极接公共地端。

3.根据权利要求1或2所述的一种基准电压源电路，其特征在于：还包括抗电源抖动电路(3)，抗电源抖动电路(3)的滤波端与电压源电路(2)的基准电压输出端连接。

4.根据权利要求3所述的一种基准电压源电路，其特征在于：所述的抗电源抖动电路(3)包括电容C1，电容C1一端作为抗电源抖动电路(3)的滤波端与电压源电路(2)的基准电压输出端连接，电容C1的另一端接公共地端。

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