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PATENANSPRÜCHE 1. Verfahren zur temperaturunabhängigen Messung einer mittleren Strömungsgeschwindigkeit einer Flüssigkeit mit Hilfe zweier annähernd gleichen Ultraschallwandler, die stirnseitig an den beiden Enden einer von der Flüssigkeit in Längsrichtung durchflossenen Messstrecke angeordnet sind und die beide zeitlich abwechselnd und im Gegentakt als Sender und Empfänger trägerfrequenter Ultraschallimpulse arbeiten, wobei der eine Ultraschallwandlerjeweils die vom anderen Ultraschallwandler gesendeten Impulse empfängt, dadurch gekennzeichnet, dass zeitlich in aufeinanderfolgenden Zeitperioden (tl, t2, t3...) mit unterschiedlichen Werten der Trägerfrequenz (f) gesendet wird,
dass bei jedem Wert der Trägerfrequenz (f) je ein einziger trägerfrequenter Impuls stromabwärts und je ein einziger trägerfrequenter Impuls stromaufwärts gesendet wird, dass aus den gesendeten und den zugehörigen empfangenen Impulsen für jeden Wert der Trägerfrequenz (f) und für beide Senderichtungen ein Auswerteparameter ermittelt und in einem Speicher eines Rechners (12) abgespeichert wird, so dass für beide Senderichtungen je eine Funktion des Auswerteparameters in Abhängigkeit von der Trägerfrequenz (f) gespeichert ist, dass der Rechner (12) anschliessend die niedrigsten Trägerfrequenzen fi und f2, bei denen die beiden Funktionen (|1A+BD|2,|A+BU|2)einen dem Rechner (12) vorgegebenen Pegelwert (M2) besitzen,
sowie die drittniedrigste Trägerfrequenz f, bei der die dem stromabwärtigen Senden zugehörige Funktion (|A+BD|2) ebenfalls siesen Pegelwert (M ) besitzt, ermittelt und dass der Rechner (12) anschliessend zeitlich nacheinander die Differenzen Afp 2 = fl - f2 und = l = f3 - fl sowie die mittlere Strömungsgeschwindigkeit w =(L . #f1.2 - #f3.1) / (2 . f1) berechnet, wobei ihm der Wert des Abstandes L zwischen den beiden Ultraschallwandlern (US 1, US2) vorgegeben ist.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Impulsdauer (all) und der räumliche Abstand (L) zwischen den beiden Ultraschallwandlern (US1, US2) derart gewählt ist, dass ein von einem Ultraschallwandler (US1 bzw.
US2) gesendeter Impuls den dazugehörigen, vom anderen Ultraschallwandler (US2 bzw. USl) empfangenen Impuls zeitlich überlappt, dass während jeder Überlappungszeit (tG), also zweimal pro Wert der Trägerfrequenz (f), die Summenspannung (A + BD, A+BU) des gesendeten und des zugehörigen empfangenen Impulses erzeugt, ihr Amplitudenwert (|A + BD|, |A + BU|) ermittelt und dieser einmal pro Überlappungszeit (1G) abgetastet und las Analogwert gespeichert wird, dass jeder gespeicherte analoge Abtastwert als Auswerteparameter nach seiner Umwandlung in einen Digitalwert im Speicher des Rechners (12) abgespeichert wird, wobei die Quadrate der digitalisierten Abtastwerte der Amplitudenwerte der Summenspannungen beim stromabwärtigen und beim stromaufwärtigen Senden in Funktion der Trägerfrequenz (f) je einen treppenförmigen Kosinus-Verlauf besitzen,
der vom Rechner (12) in je eine zugehörige kontinuierlich-analoge Kosinus-Funktion (|(A + BD|2,|A + BU|2) umgewandelt wird.
3. Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang eines Sinusgenerators (2) mit einem Eingangspol eines Tastkontaktes (3) sowie mit einem ersten Eingang eines Addierers (5) und dass ein Ausgangspol des Tastkontaktes (3) über einen Arbeitskontakt eines ersten einpoligen Umschalters (4a) eines zweipoligen Umschalters (4) mit einem nicht direkt an Masse liegenden ersten Pol eines ersten der beiden Ultraschallwandler(USl, US2) und über einen Ruhekontakt eines zweiten einpoligen Umschalters (4b) des zweipoligen Umschalters (4) mit einem nicht direkt an Masse liegenden ersten Pol des zweiten Ultraschallwandlers (US2) verbunden ist,
wobei ein zweiter Eingang des Addierers (5) über einen Ruhekontakt des ersten einpoligen Umschalters (4a) auf den ersten Pol des ersten Ultraschallwandlers (US1), über einen Arbeitskontakt des zweiten einpoligen Umschalters (4b) auf den ersten Pol des zweiten Ultraschallwandlers (US2) und über einen Widerstand (R3) auf Masse geführt ist und wobei der Ausgang des Addierers (5) über einen Amplitudendetektor (6) mit einem Dateneingang einer Abtast/Halte-Schaltung (7) verbunden ist, deren Ausgang auf den Analogeingang eines Analog/Digital-Wandlers (11) geführt ist, dessen Digitalausgang seinerseits mit einem Datenbus-Eingang (21) eines Rechners (12) verbunden ist.
BESCHREIBUNG
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und auf eine Einrichtung zur temperaturunabhängigen Messung einer mittleren Strömungsgeschwindigkeit einer Flüssigkeit gemäss dem Oberbegriff des Anspruchs 1 bzw. des Anspruchs 3.
Solche Verfahren und Einrichtungen werden z.B. zur Durchflussmessung in Wärmezählern einer Heizungsanlage verwendet, da die Wärmeleistung einer Heizung bekanntlich proportional dem Volumendurchfluss des Heizwassers und dieser wiederum proportional der mittleren Strömungsgeschwindigkeit des Heizwassers ist.
Verschiedene Ultraschall-Messverfahren sind bekannt, z.B. aus den VDI-Berichten Nr. 509, 1984, Seiten 39 bis 42, Ultraschall-Durchfluss-Sensor für die Wärmemengenmessung, v. Jena. Diese Verfahren ermitteln in der Regel die mittlere Strömungsgeschwindigkeit w des Heizungswassers mit Hilfe der Formel c2 #t,
2L wobei c die Ultraschallgeschwindigkeit im Heizungswasser, L der räumliche Abstand zwischen zwei Ultraschallwandlern und At der Laufzeitunterschied zwischen einer stromabwärts und einer stromaufwärts gesendeten Ultraschallwelle ist. Da die Ultraschallgeschwindigkeit c temperaturabhängig ist, ist auch die unter Verwendung dieser Formel gefundene mittlere Strömungsgeschwindigkeitw temperaturabhängig.
Im bereits erwähnten Stand der Technik wird auf Seite 40 ein Lamda-Locked-Loop -Verfahren erwähnt, bei dem die Wellenlänge Ä der Ultraschallwelle für beide Senderichtungen konstant gehalten wird, sei es mit Hilfe einer Phasenregelung oder sei es durch Verwendung eines Durchflusssensors mit Interdigitalwandlern. Die letzten sind in der DE 3 120 541 Al beschrieben, wobei # = d cosa durch die Geometrie des relativ komplizierten Aufbaus der Interdigitalwandler und die mittlere Strömungsgeschwindigkeit'11 durch die Formel
1 =#/2 . #f gegeben sind.
cos α Eine ähnliche Formel, nämlich
L .Af w = .#@
2n ergibt die in Acustica, Vol. 26(1972), Seiten 284 bis 288, One path ultrasonic flowmeter using electroacoustic feedback , D. Assenza und M. Pappalardo, beschriebene Methode, in der eine Ultraschall-Messstrecke einen Verstärker rückkoppelt.
Die beiden letzten Formeln sind unabhängig von der Ultraschallgeschwindigkeit c und damit auch von der Temperatur 8 des Heizungswassers; sie enthalten jedoch eine an sich unbekannte Konstante n.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Methode zu finden und eine Einrichtung zu verwirklichen, die es gestatten, die mittlere Strömungsgeschwindigkeit einer Flüssigkeit, z.B. des Heizwassers einer Heizung, in relativ kurzer Zeit, mit hoher Geschwindigkeit, ohne grosse Stromauf- nahme, da Batteriebetrieb möglich sein sollte, ohne Verwendung eines komplizierten Messstreckenaufbaus oder eines Regelkreises und unter Verwendung frei wählbarer Ultraschall-Sendefrequenzen temperaturunabhängig zu messen, ohne dass dabei eine an sich unbekannte Konstante n vorhanden ist.
Die genannte Aufgabe wird erfindungsgemäss durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 bzw. des Anspruchs 3 angegebenen Merkmale gelöst.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben.
Es zeigen:
Fig. 1 einen Aufbau einer Messstrecke,
Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Messeinrichtung,
Fig. 3 Zeitdiagramme der in der Messeinrichtung verwendeten Signale,
Fig. 4 ein Blockschaltbild eines Zeitgebers und
Fig. 5 eine Kennlinie des Quadrates der Amplitude der Summenspannung eines Sende- und eines Empfangsimpulses beim stromabwärtigen Senden in Funktion der Trägerkreisfrequenzen e3.
Gleiche Bezugszahlen bezeichnen in allen Figuren der Zeichnung gleiche Teile.
Die in der Fig. 1 dargestellte Messstrecke besteht aus einem einfachen und bekannten Messrohr 1 als Wellenleiter, das von einer Flüssigkeit, z.B. Heizungswasser, in Längsrichtung durchflossen wird. In der Darstellung der Fig. 1 strömt die Flüssigkeit oben links von oben nach unten in das Messrohr 1 hinein und oben rechts von unten nach oben hinaus.
Die Längsrichtung des Messrohres 1 bildet die eigentliche Messstrecke. Zwei annähernd identische Ultraschallwandler US 1 und US2 sind stirnseitig, in einem räumlichen Abstand L voneinander, an den beiden Enden der Messstrecke, d.h.
des Messrohres 1, angeordnet. Das Messrohr 1 besitzt einen Rohrinnenradius R.
Die Strömungsgeschwindigkeit w(r) der Flüssigkeit im Messrohr list eine Funktion der Radiuskoordinate r des Messrohres 1. In der Fig. 1 wurde das Vorhandensein eines parabolförmigen Strömungsprofils angenommen und dargestellt. Die gesuchte mittlere Strömungsgeschwindigkeit w der Flüssigkeit entspricht dem Integral (2/R2)S,RW(r) zur r , dr.
Die in der Fig. 2 dargestellte Messeinrichtung besteht aus einem Sinusgenerator 2 mit niederohmigem Ausgang, einem Tastkontakt 3, einem zweipoligen Umschalter 4, der aus einem ersten und einem zweiten einpoligen Umschalter 4a bzw. 4b besteht, einer Messstrecke, die symbolisch durch ihre Länge L dargestellt ist, zwei Ultraschallwandlern US 1 und US2, einem Addierer 5, einem Amplitudendetektor 6, einer Abtast/Halte-Schaltung 7, einem Zeitgeber 9, einem Analog/ Digital-Wandler 11, drei Widerständen R1, R2 und R3 sowie einem Rechner 12.
Die Abtast/Halte-Schaltung 7 ist ein bekannter, handels üblicher Sample/Hold-circuit . Die Frequenz des Sinusgenerators 2, dessen Ausgangswiderstand z.B. gleich Null ist, ist programmierbar, so dass er zeitlich nacheinander verschiedene Werte einer Trägerfrequenz f erzeugt. Jeder einpolige Umschalter 4a und 4b besteht z.B. aus einem Arbeitsund einem Ruhekontakt. Der Tastkontakt 3 ist z.B. ein Arbeitskontakt. Alle Arbeits- und Ruhekontakte sind z.B.
bekannte und handelsübliche CMOS-Analogschalter vom Typ MC 14066B der Firma Motorola Semiconductors, Phoenix, Arizona, die in derem Datenbuch The European cmos Selection beschrieben sind. Es gilt die Annahme, dass der geschlossene Tastkontakt 3 und der Widerstand R3 einen gleichen Widerstandswert besitzen. Je ein erster Pol der beiden Ultraschallwandler US1 und US2 liegt direkt an Masse, während der andere zweite Pol jeweils z.B. über einen 200 Ohm-Widerstand R1 bzw. R2 mit der Masse verbunden ist. Der Amplitudendektor 6 ist ein bekannter und beliebiger Amplitudendemodulator, z.B. ein Umhüllenden-Detektor, ein Peak Follower oder ein Gleichrichter, der von einem Integrator zwecks Bildung des Flächenintegrals gefolgt ist.
Der Rechner 12 ist z.B. ein Mikrocomputer.
Der einpolige Ausgang des Sinusgenerators 2 ist auf den Eingangspol des Tastkontaktes 3 und auf einen ersten Eingang des Addierers 5 geführt. Der Ausgangspol des Tastkontaktes 3 ist über den Arbeitskontakt des ersten einpoligen Umschalters 4a mit dem nicht direkt an Masse liegenden zweiten Pol des ersten Ultraschallwandlers UNS 1 und über den Ruhekontakt des zweiten einpoligen Umschalters 4b mit dem nicht direkt an Masse liegenden zweiten Pol des zweiten Ultraschallwandlers US2 verbunden. Ein zweiter Eingang des Addierers 5 ist seinerseits über den Ruhekontakt des ersten einpoligen Umschalters 4a auf den zweiten Pol des ersten Ultraschallwandlers US1, über den Arbeitskontakt des zweiten einpoligen Umschalters 4b auf den zweiten Pol des zweiten Ultraschallwandlers US2 und über den Widerstand R3 auf Masse geführt.
Der einpolige Ausgang des Addierers 5 speist den Eingang des Amplitudendetektors 6, dessen einpoliger Ausgang seinerseits mit dem Dateneingang der Abtast/ Halte-Schaltung 7 verbunden ist. Der einpolige Analogeingang des Analog/Digital-Wandlers 11 ist auf den Ausgang der Abtast/Halte-Schaltung 7 geführt. Der Zeitgeber 9 besitzt einen Starteingang 13 und vier Ausgänge 14 bis 17. Der Starteingang 13 ist mit einem Startausgang 20 des Rechners 12 verbunden, dessen Datenbus-Eingang 21 seinerseits vom Digitalausgang des Analog/Digital-Wandlers 11 gespeist ist.
Der Senderichtungsumschalt-Steuerausgang 14 des Zeitgebers 9 ist auf den Steuereingang des Sinusgenerators 2 und auf den Steuereingang des zweipoligen Umschalters 4 geführt, sein Tastausgang 15 auf den Steuereingang des Tastkontaktes 3, sein Rückstellausgang 16 auf den Rückstelleingang des Amplitudendetektors 6 und sein Abtast-Steuerausgang 17 auf den Steuereingang der Abtast/Halte-Schaltung 7.
Die Fig. 3 enthält acht Zeitdiagramme 3A, 3B, . ., 3H. Die Zeitdiagramme 3A, 3B und 3F bis 3H stellen verschiedene binäre Steuersignale dar, die alle nur die beiden Logikwerte 1 und 0 annehmen können. Die Zeitdiagramme 3C bis 3E dagegen besitzen Analogwerte.
Im Detail stellen die verschiedenen Zeitdiagramme folgende Signale dar:
3A: Steuersignal zum Umschalten von einem Wert der Trägerfrequenz auf den anderen und zum Umschalten der Senderichtung der beiden Ultraschallwandler US 1 und US2,
3B: Tastsignal zum Steuern des Tastkontaktes 3 der Messeinrichtung,
3C: Amplitude der Generatorspannung,
3D: Amplituden der Empfangsspannung der beiden Ultraschallwandler US1 und US2,
3E: Amplituden der Summenspannung der Sende- und Empfangsspannung der beiden Ultraschallwandler US1 und US2,
3F: Impulsfolge als Hilfssignal zur Erzeugung der Zeitdiagramme 3G und 3H,
3G: Impulsfolfe zur Rückstellunss des Amplitudfnf tors 6 und
3H: Abtastimpulse für die Abtast/Halte-Schaltung 7.
Die acht Zeitdiagramme 3A bis 3H sind für eine Dauert dargestellt, während der die Ultraschallwandler US 1 und US2 mit einem einzigen Wert der Trägerfrequenz f senden.
Während den zeitlich nachfolgenden Zeitperioden t2,t3, mit t = t3 = .. , senden sie jeweils mit einem anderen Wert der Trägerfrequenz f. Das durch das Zeitdiagramm 3A dargestellte Steuersignal hat eine Periode gleicht = t2 = t3 = und seine Impulsdauer beträgt tal/2, d.h. sein duty cylce ist gleich 50%. Die positiv- und die negativgehenden Flanken des im Zeitdiagramm 3A dargestellten Steuersignals erzeugen Tastimpulse der Dauer TI, die das im Zeitdiagramm 3B dargestellte Tastsignal bilden und zeitlich einer trägerfrequenten Sendespannung entsprechen, deren Amplitude im Zeitdiagramm 3C dargestellt ist. Die im Zeitdiagramm 3D dargestellte Empfangsspannung ist um eine Laufzeit tL gegenüber der Sendespannung zeitverzögert.
Der Sendeimpuls und der zugehörige Empfangsimpuls überlappen sich jeweils zeitlich während einer Überlappungszeit tG, so dass die Amplituden der Summenspannung eines Sende- und eines Empfangsimpulses jeweils aus drei Bereichen besteht: Vor der Überlappungszeit tG, d.h. während der Dauer tL, ist nur die Amplitude des Sendeimpulses vorhanden, während der Überlappungszeit tG die Amplitude der Summe des Sende- und des Empfangsimpulses und nach der Überlappungszeit tu nur mehr die Amplitude des Empfangsimpulses.
Die Amplituden dieser drei Bereiche sind für jeden Sendeimpuls aus dem Zeitdiagramm 3E ersichtlich, wobei in der Fig. 3 angenommen wurde, dass die Phasendifferenz zwischen dem Träger des Sendeimpulses und dem Träger des Empfangsimpulses Null ist, so dass die Amplituden des Sende- und des Empfangssignals sich jeweils während der Überlappungszeit tu arithmetisch addieren. Ist die Amplitude des Sendeimpulses z.B. A und diejenige des Empfangsimpulses z.B. BD, so sind in diesem Fall während einer Impulsdauer die Amplituden der Summenspannung gleich A während tl., gleich A + BD während tu und gleich BD nach tc.
Das im Zeitdiagramm 3F dargestellte Hilfssignal besitzt die gleiche Impulsfrequenz und die gleiche zeitliche Impulslage wie das im Zeitdiagramm 3B dargestellte Tastsignal, nur seine Impulsdauer 12 ist kürzer und zwar so gewählt, dass tLz12 < Tz, d.h. seine negativgehenden Flanken fallen zeitlich immer in eine Überlappungszeit tu der Sende- und Empfangsimpulse. Jede seiner negativgehenden Flanken erzeugt einen sehr kurzen Rückstellimpuls der Dauer Etc12. Diese kurzen Rückstellimpulse sind im Zeitdiagramm 3G dargestellt. Ausserdem erzeugen diese negativgehenden Flanken noch nach einer jeweiligen Verzögerungszeit tv Abtastimpulse der Dauer T3, die im Zeitdiagramm 3H dargestellt sind.
Es gilt dabei die Bedingung: t2+T3v+ TZtL + tG
Ist diese Bedingung erfüllt, dann liegen die Abtastimpulse des Zeitdiagramms 3H zeitlich innerhalb der Überlappungs zeit tu.
Der in der Fig. 4 dargestellte Zeitgeber 9 besteht aus einem astabilen Multivibrator 11, einem ersten und zweiten monostabilen Multivibrator 23 bzw. 24 zur jeweiligen Erzeugung von Impulsen der Dauer Tl, in einem ersten Oder-Gatter 25, einem dritten monostabilen Multivibrator 26 zur Erzeugung von Impulsen der Dauer 12, einem vierten monostabilen Multivibrator 27 zur Erzeugung von Impulsen der Dauer 1, einem fünften monostabilen Multivibrator 29 zurjeweiligen trsugllng uon YeriöwfungxzeitulmpulsQn der Dauer tv utld einem sechsten monostabilen Multivibrator 32 zur jeweiligen Erzeugung von Abtastimpulsen der Dauer etc3. Der Eingang des zweiten monostabilen
Multivibrators 24 ist symbolisch mit einem schwarzen Dreieck gekennzeichnet, was bedeutet, dass dieser Eingang durch negativgehende Flanken getriggert ist, während die Eingänge aller anderen monostabilen Multivibratoren symbolisch mit je einem weissen Dreieck gekennzeichnet sind, da diese Eingänge durch positivgehende Flanken getriggert sind.
Der Starteingang 13 des Zeitgebers 9 ist auf den Speiseeingang des astabilen Multivibrators 22 geführt, dessen Ausgang mit dem Senderichtungsumschalt-Steuerausgang 14 des Zeitgebers 9 und jeweils mit dem Eingang des ersten und des zweiten monostabilen Multivibrators 23 und 24 verbunden ist. Die Q-Ausgänge der beiden monostabilen Multivibratoren 23 und 24 sind auf je einen Eingang des ersten Oder Gatters 25 geführt, dessen Ausgang mit dem Tastausgang 15 des Zeitgebers 9 und mit dem Eingang des dritten monostabilen Multivibrators 26 verbunden ist. Der Q-Ausgang des dritten monostabilen Multivibrators 26 ist auf den Eingang des vierten und den Eingang des fünften monostabilen Multivibrators 27 und 29 geführt. Der Q-Ausgang des monostabilen Multivibrators 27 bildet den Rückstellausgang 16 des Zeitgebers 9.
Der Q-Ausgang des fünften monostabilen Multivibrators 29 ist auf den Eingang des sechsten monostabilen Multivibrators 32 geführt, dessen Q-Ausgang mit dem Abtast-Steuerausgang 17 des Zeitgebers 9 verbunden ist.
Die Funktion des Zeitgebers 9 kann durch den Rechner 12 selber übernommen werden, der entsprechend programmiert ist, so dass in diesem Fall der Zeitgeber 9 überflüssig ist und weggelassen werden kann.
Es ist darauf hinzuweisen, dass die beschriebene Messeinrichtung keine schnellen Komparatoren benötigt, die viel Strom verbrauchen, so dass die Messeinrichtung eine geringe Stromaufnahme besitzt und mittels Batterien gespeist werden kann.
Die in der Fig. 5 dargestellte Kennlinie des Quadrates der Amplitude der Summenspannung eines Sende- und eines Empfangsimpulses beim stromabwärtigen Senden ist eine Kosinus-Funktion der Trägerkreisfrequenz o und besitzt eine Periode Q.
Die beiden Ultraschallwandler US 1 und US2 arbeiten als Dickenschwinger. Die mittlere Frequenz fm ihres Frequenzspektrums ist z.B. bei einer Dicke von 2 mm annähernd 950 kHz und die Bandbreite ihres Frequenzspektrums z.B.
+ 30 kHz. Die beiden Ultraschallwandler USl und US2 arbeiten zeitlich abwechselnd und im Gegentakt als Sender und Empfänger trägerfrequenter Ultraschallimpulse der Dauer Tl, wobei der eine Ultraschallwandlerjeweils die vom anderen Ultraschallwandler gesendeten trägerfrequenten Impulse empfängt.
Der räumliche Abstand L zwischen den beiden Ultraschallwandlern US 1 und US2, in Längsrichtung der Messstrecke gemessen, und die Impulsdauer ll werden in Zusammenhang mit der Ultraschallgeschwindigkeit c so gewählt, dass, wie bereits erwähnt, ein von einem Ultraschallwandler gesendeter Impuls durch die Messstrecke nur um so viel verzögert wird, dass er den dazugehörigen, vom anderen Ultraschallwandler empfangenen Impuls zeitlich während einer Überlappungszeit tG überlappt.
Es wird während zeitlich aufeinanderfolgenden Zeitperioden tl, t2, t3. . . mit unterschiedlichen Werten der Trägerfrequenz f gesendet, wobei diese Werte im Durchlassfrequenzbereich 920 kHz bis 980 kHz des Frequenzspektrums der Ultraschallwandler US 1 und US2 liegen. Es gilt wie bereits erwähnt:tl = t2 = t3 = ... Der Sinusgenerator 2 erzeugt ein Dauersignal, dessen Frequenz während den Zeitperioden t1,t2,t3,... jeweils den entsprechenden Wert der Trägerfrequenz f besitzt. Dieses Dauersignal wird mit Hilfe des Tastkontaktes 3 moduliert. Das Umschalten des programmierbaren Sinusgenerators 2 von einem Wert der Frequenz f auf den anderen erfolgt mit Hilfe des im Zeitdiagramm 3A der Fig. 3 dargestellten-Steuersignals, dessen Perioden tl = t2 = t3 = . .
. im Sinusgenerator 2 z.B. gezählt werden, damit der Zählwert anschliessend den Wert der Frequenz f des Sinusgenerators 2 auf einen anderen Wert umschaltet. Dieses Steuersignal wird im Zeitgeber 9 erzeugt und erreicht gemäss Fig. 2 über den Senderichtungsumschalt-Steuerausgang 14 sowohl den Steuereingang des Sinusgenerators 2 als auch den Steuereingang des zweipoligen Umschalters 4. Der letzte wird dadurch mit einer Periode t1/2 = t2/2 = t3/2 = . . . umgeschaltet, so dass er beim Logikwert 0 des Steuersignals die in der Fig. 2 dargestellte Stellung einnimmt, bei der der zweite Ultraschallwandler US2 als Sender arbeitet und Ultraschallwellen z.B. stromaufwärts gesendet werden.
Beim Logikwert 1 des Steuersignals nimmt dagegen der zweipolige Umschalter 4 die andere Stellung ein, bei der der erste Ultraschallwandler US 1 als Sender arbeitet und Ultraschallwellen stromabwärts gesendet werden. Mit anderen Worten: In der Darstellung der Fig. 3 wird während der ersten Hälfte des Zeitbereichs tl stromabwärts und während der zweiten Hälfte stromaufwärts gesendet. Es wird für jeden Wert der Trägerfrequenz f nur je ein einziger trägerfrequenter Impuls stromabwärts und je ein einziger trägerfrequenter Impuls stromaufwärts gesendet, d.h. der erste Impuls des im Zeitdiagramm 3B der Fig. 3 dargestellten Tastsignals entspricht der einen Senderichtung, nämlich der stromabwärtigen Richtung, und der zweite Impuls der anderen Senderichtung, also der stromaufwärtigen Richtung.
Dieses Tastsignal wird ebenfalls im Zeitgeber 9 erzeugt und erreicht über dessen Tastausgang 15 den Steuereingang des Tastkontaktes 3(Fig. 2). Seine Impulsdauer ist t1 und seine Impulsperiode t1/2. Durch das Öffnen und Schliessen des Tastkontaktes 3 im Rhythmus des Tastsignals erreichen trägerfrequente Sendeimpulse, je nach augenblicklicher Stellung des zweipoligen Umschalters 4, entweder den ersten oder den zweiten Ultraschallwandler USI bzw. US2. Die Amplituden der gesendeten trägerfrequenten Impulse sind aus dem Zeitdiagramm 3C der Fig. 3 und die Amplituden der dazugehörigen und um die Laufzeit tL verzögerten empfangenen trägerfrequenten Impulse aus dem Zeitdiagramm 3D der Fig. 3 ersichtlich. Die Amplituden der Summenspannung beider Impulsarten sind im Zeitdiagramm 3E der Fig. 3 dargestellt.
Dieses besteht aus Impulsen, die je aus den drei bereits erwähnten Zeitbereichen tL, tG und > tG bestehen, die unterschiedliche Amplitudenwerte besitzen. Die Summenspannung wird mit Hilfe des Addierers 5 und ihre Amplituden anschliessend mit Hilfe des Amplitudendetektors 6 ermittelt. Der Amplitudendetektor 6 wird jeweils vor der Ermittlung einer neuen Amplitude mit Hilfe der im Zeitdiagramm 3G der Fig. 3 dargestellten sehr kurzen Rückstellimpulse der Dauer T auf Null zurückgestellt. Diese Rückstellimpulse werden im Zeitgeber 9 erzeugt und über dessen Rückstellausgang 16 dem Rückstelleingang des Amplitudendetektors 6 zugeführt.
Nachfolgend werden folgende Bezeichnungen verwendet: A Augenblickswert der am Ultraschallwandler anste henden Generatorausgangsspannung, A die zu gehörende Sendeamplitude, BD Augenblickswert der am Ultraschallwandler anste henden Empfängerspannung beim stromabwärtigen SendenD bedeutet Downwards ), BD die zu BD gehörende Empfangsamplitude, B*u Augenblickswert der am Ultraschallwandler anste henden Empfängerspannung beim stromaufwärtigen
Senden bedeutet Upwards ) und Bu die zu Bu gehörende Empfangsamplitude.
Für die Empfangsamplituden gilt die Annahme, dass BD=Bu=B.
Es gelten die Gleichungen: = A . ej#t, = B . ej#(t + bzw
HBu=U & o(t+ L @ . ej#(t + ), wobei: c - w die Trägerkreisfrequenz 2#f, t die Zeit, w die gesuchte mittlere Strömungsgeschwindigkeit der
Flüssigkeit und c = c(o) die temperaturabhängige Ultraschallgeschwindig keit in der Flüssigkeit darstellen.
Während jeder Überlappungszeit tG, also zweimal pro Wert der Trägerfrequenz f, wird am Ausgang des Addierers 5 entweder die Summenspannung A + BD oder die Summenspannung A + BU des gesendeten und des zugehörigen empfangenen Impulses erzeugt. In der Fig. 3 wurde ange- nommen, dass während des ersten Sendeimpulses innerhalb eines der Zeitbereiche tl, t2, t3, . . . die Summenspannung t + BD und während des zweiten Impulses A und BU am Ausgang des Addierers 5 ansteht.
Der Amplitudendetektor 6 ermittelt dann anschliessend während jeder Überlappungszeit tG die Amplitudenwerte dieser Summenspannungen 2+ lbzw.WA+ +
Wenn mit dem Index * eine konjugiert komplexe Grösse dargestellt wird, dann gilt beim stromabwärtigen Sender: L (A + BD) = Aej#t + Bej#(t+) und c + w
L A + BD)* = Ae-j#t + Be-j#(t+).
c + w Diese Gleichungen ergeben zusammen:
L L |A + BD|2 = A2 + A . B . (ej#) + B2 c + w c + W =A2 + 2A . B . cos[#L/(c+w)] + B2 (I)
Auf die gleiche Weise wird für das stromaufwärtige Senden folgende Gleichung ermittelt: +BU|2 = A2 + 2A . B. cos[#L/(c-w)] + B2 (II)
Die beiden Gleichungen (I) und (II) stellen in Funktion der Trägerkreisfrequenz # = 2sf Kosinus-Funktionen dar, die unterschiedliche Perioden besitzen. Die durch die Gleichung (I) dargestellte erste Kosinus-Funktion|A + BD|2 ist in der Fig. 5 dargestellt. Ihr Mittelwert, d.h. ihre Gleichspannungs-Komponente, ist gleich A2 + B2, ihre Wechselspannungs-Amplitude gleich 2A . B, ihre Periode # gleich 211 (c+w) / L und ihr Anfangswert gleich (A + B)2.
Die niedrigste Trägerkreisfrequenz, bei der die erste Kosinus Funktion. 1t + TD einen vorgegebenen konstanten Pegel- wert M2 besitzt, ist mit ol = 2#f1 bezeichnet (siehe Fig. 5).
Die niedrigste Trägerkreisfrequenz bei der die zweite Kosinus-Funktion|A + BU|2 den gleichen Pegelwert M2 besitzt, wird dagegen mit #2 = 2#f2 bezeichnet. Die drittniedrigste Trägerkreisfrequenz bei der die erste Kosinus-Funktion lX + tD 12 wieder einen Pegelwert M2 besitzt, ist mit e3 = 2#f3 bezeichnet (siehe Fig. 5), d.h.
#3 = #1 + # = #1 + 2#(c+w)/L oder f3 = fl + (c+W)/Loder = f3-fI = (c+w)/L(III)
Mit anderen Worten: Beim stromabwärtigen Senden besitzen die Amplituden |A + BD I der Summenspannung eines Sende- und eines Empfangsimpulses bei den Trägerkreisfrequenzen ol und #3 bzw. bei den Trägerfrequenzen fl und fi einen Pegelwert M. Desgleichen besitzen beim stromaufwärtigen Senden die Amplituden A + BU 1 der Summenspannung eines Sende- und eines Empfangsimpulses bei der Trägerkreisfrequenz #2 bzw. bei der Trägerfrequenz f2 ebenfalls den Pegelwert M.
Wie bereits erwähnt, liegen die im Zeitdiagramm 3H der Fig. 3 dargestellten Abtastimpulse der Dauer T3 zeitlich alle in den Überlappungszeiten tG, so dass die Abtast/Halte Schaltung 7 die Amplitudenwerte A + + bzw der derjeweiligen Summenspannungen abwechselnd einmal pro Überlappungszeit tn abtastet und als Analogwerte speichert. Die gespeicherten analogen Abtastwerte stellen einen Auswerteparameter dar, der aus den gesendeten und den zugehörigen empfangenen Impulsen für jeden Wert der Trägerfrequenz f und für beide Senderichtungen ermittelt wird. Diese Abtastimpulse werden im Zeitgeber 9 erzeugt und erreichen über dessen erste Abtast-Steuerausgang 17 den Steuereingang der Abtast/Halte-Schaltung 7 (Fig. 2).
Der Analog/Digitalwandler 11 wandelt die gespeicherten analogen Abtastwerte anschliessend um in je einen Digitalwert, um diese dann anschliessend dem Speicher des Rechners 12 zuzuführen, wo sie dann unter geeigneten Adressen abgespeichert werden.
Mit anderen Worten: Für jeden Wert der Trägerfrequenz f werden zeitlich nacheinander und in der angegebenen Reihenfolge je ein diskreter digitalisierter Abtastwert der Amplituden |A + BD|und|A + BU| im Speicher des Rechners 12 gespeichert, so dass für beide Senderichtungen je eine Funktion des Auswerteparameters in Abhängigkeit von der Trägerfrequenz f gespeichert ist.
Da dieses Abspeichern für eine Vielzahl Werte der Trägerfrequenz verfolgt, ergeben die Quadrate der digitalisierten Abtastwerte der Amplitudenwerte |A + TD I und |A + BU I der Summenspannungen beim stromabwärtigen und beim stromaufwärtigen Senden in Funktion der Trägerkreisfrequenz bzw. der Trägerfrequenz f je eine Vielzahl diskreter Kennlinienpunkte und damit je einen treppenförmigen Kosinus-Verlauf, der vom Rechner 12. z.B. mit Hilfe eines bekannten statistischen Verfahrens, in je eine zugehörige kontinuierlich-analoge Kosinus-Funktion umgewandelt wird, die durch die Gleichung (I) bzw. (II) dargestellt ist.
Der Rechner 12 ermittelt anschliessend die niedrigsten Trägerfrequenzen fl und f2, bei denen die beiden Kosinus-Funktionen |A+ +BD 12 und |A+ + | 12 einen dem Rechner 12 vorgegebenen Pegelwert M2 besitzen, sowie die drittniedrigste Trägerfrequenz f3, bei der die erste, dem stromabwärtigen Senden zugehörigen Kosinus-Funktion + + 12 ebenfalls diesen Pegelwert M2besitzt.
Für # = o)l = 2xfi bzw. so = #2 = 27xf2 ergeben die Glei chungen (I) bzw. (II) die Gleichungen: M2=|A + BD|2=A2 + 2 . A . B cos[#1L/(c+w)]+B2bzw.
M2=|A + BD|2=A2 + 2 . A . B cos[#2L/(c-w)]+B2oder: cos[#1 . L/(c+2)]=(M2-A2-B2)/2 . A . B = P bzw.
cos[#2 . L/(c-w)]=(M2-A2-B2)/2 . A . B = P oder: #1 . L/(c+w)=are cos P = K bzw.
#2 . L/(c-w)=are cos P = K.
Die beiden letzten Gleichungen ergeben zusammen: f1.L f2.L =m (IV), (c+w) (c-w) wobei m eine Konstante ist.
m 2m #f1.2=f1-f2= [(c+w)-(c+w)]= w (V) oder
L L
L w= #f1.2 (VI)
2 . m
Die mittlere Strömungsgeschwindigkeit w der Flüssigkeit ist somit gemäss der Gleichung (VI) unabhängig von der temperaturabhängigen Ultraschallgeschwindigkeit c und damit auch selber unabhängig von der Temperatur 8. Sie ist dagegen abhängig von der vorläufig unbekannten Konstanten m. Diese wird mit Hilfe der Gleichungen (III) und (IV) ermittelt, da: f1 . L 1 m= =f1. (VII).
(c+w) f3,1 Die Gleichungen(VI)und (VII)ergeben zusammen:
L w=#1.2 . #f3.1 (VIII).
2 . f1
Nachdem der Rechner 12 die Frequenzen fl, fi und f3 ermittelt hat, berechnet er mit Hilfe des ihm vorgegebenen Abstandswertes L der beiden Ultraschallwandler US1 und US2 zeitlich nacheinander: #f1.2=f1-f2, #f3.1=f3-f1 und w=L.#f1,2.#f3,1
2f1
Es ist bei dieser Gelegenheit darauf hinzuweisen, dass die Messstrecke einen symmetrischen Vierpol darstellt, der praktisch nur ein Verzögerungsglied ist.
Die beschriebene Methode gestattet es den Einfluss vorhandener Echos zu eliminieren und in relativ kurzer Zeit und unter Verwendung eines normalen und nicht komplizierten Aufbaus der Messstrecke die mittlere Strömungsgeschwindigkeit w mit hoher Genauigkeit temperaturunabhängig zu ermitteln. Die Ultraschall-Sendefrequenz, d.h. die Trägerfrequenzen f, sind innerhalb der Bandbreite des Frequenzspektrums der Ultraschallwandler US1 und US2 frei wählbar. Ein Regelkreis wird nicht benötigt.
Der in der Fig. 4 dargestellte Zeitgeber 9 erzeugt die in den Zeitdiagrammen 3A, 3B und 3F bis 3H der Fig. 3 dargestellten Signale. Der astabile Multivibrator 22 beginnt zu schwingen, sobald an seinem Speiseeingang über den Starteingang 13 des Zeitgebers 9 vom Rechner 12 eine Spannung angelegt wird.
Die Periode seines Ausgangssignals, das im Zeitdiagramm 3A der Fig. 3 dargestellt ist, ist tl = t2 = t3 = Jede seiner positivgehenden Flanken erzeugt mit Hilfe des ersten monostabilen Multivibrators 23 einen Impuls der Dauer TI und jede seiner negativgehenden Flanken mit Hilfe des zweiten monostabilen Multivibrators 24 einen Impuls ebenfalls der Dauer Tl. Der erste Oder-Gatter 25 addiert beide Impulsarten zeitseriell, so dass die im Zeitdiagramm 3B der Fig. 3 dargestellte Impulsfolge des Tastsignals entsteht.
Jede negativgehende Flanke dieses Tastsignals erzeugt mit Hilfe des dritten monostabilen Multivibrators 26 je einen Impuls der Dauer T2, der im Zeitdiagramm 3F der Fig. 3 wiedergegeben ist.
Jede negativgehende Flanke dieser Impulse der Dauer T2 erzeugt mit Hilfe des vierten monostabilen Multivibrators 27 je einen kurzen Rückstellimpuls der Dauer T und erzeugt so die im Zeitdiagramm 3G der Fig. 3 dargestellte Rückstell Impulsfolge.
Jede negativgehende Flanke der Impulse der Dauer T2 erzeugt ausserdem noch mit Hilfe des fünften monostabilen Multivibrators 29 je eine Verzögerungszeit tv, nach deren Ablauf je eine positivgehende Flanke am Eingang des sech- sten monostabilen Multivibrators 32 erscheint, der nun jeweils einen Abtastimpuls der Dauer T3 erzeugt. Diese Abtastimpulse sind im Zeitdiagramm 3H der Fig. 3 dargestellt.
** WARNING ** beginning of DESC field could overlap end of CLMS **.
CLAIMS 1. A method for temperature-independent measurement of an average flow velocity of a liquid with the aid of two approximately identical ultrasonic transducers, which are arranged on the front side at the two ends of a measuring section through which the liquid flows in the longitudinal direction, and which both work alternately and in push-pull as a transmitter and receiver of carrier-frequency ultrasonic pulses , the one ultrasonic transducer receiving the pulses sent by the other ultrasonic transducer, characterized in that time is transmitted in successive time periods (tl, t2, t3 ...) with different values of the carrier frequency (f),
that for each value of the carrier frequency (f) a single carrier frequency pulse is sent downstream and a single carrier frequency pulse is sent upstream, that from the transmitted and the associated received pulses for each value of the carrier frequency (f) and for both transmission directions, an evaluation parameter is determined and is stored in a memory of a computer (12), so that a function of the evaluation parameter as a function of the carrier frequency (f) is stored for both transmission directions, that the computer (12) then has the lowest carrier frequencies fi and f2, at which the two Functions (| 1A + BD | 2, | A + BU | 2) have a level value (M2) predetermined for the computer (12),
and the third lowest carrier frequency f, at which the function associated with the downstream transmission (| A + BD | 2) also has this level value (M), and that the computer (12) then successively the differences Afp 2 = fl - f2 and = l = f3 - fl and the mean flow velocity w = (L. # f1.2 - # f3.1) / (2. f1), the value of the distance L between the two ultrasonic transducers (US 1, US2) is specified.
2. The method according to claim 1, characterized in that the pulse duration (all) and the spatial distance (L) between the two ultrasonic transducers (US1, US2) is selected such that one of an ultrasonic transducer (US1 or
US2) transmitted pulse overlaps the associated pulse received by the other ultrasonic transducer (US2 or USl) that during each overlap time (tG), i.e. twice per value of the carrier frequency (f), the total voltage (A + BD, A + BU) of the transmitted and the associated received pulse is generated, their amplitude value (| A + BD |, | A + BU |) is determined and this is sampled once per overlap time (1G) and the analog value is stored so that each stored analog sample value is used as an evaluation parameter after its conversion is stored in a digital value in the memory of the computer (12), the squares of the digitized samples of the amplitude values of the summation voltages each having a step-shaped cosine curve as a function of the carrier frequency (f) for downstream and for upstream transmission,
which is converted by the computer (12) into an associated continuous-analog cosine function (| (A + BD | 2, | A + BU | 2).
3. Device for performing the method according to claim 1 or 2, characterized in that the output of a sine wave generator (2) with an input pole of a touch contact (3) and with a first input of an adder (5) and that an output pole of the touch contact (3 ) via a normally open contact of a first single-pole changeover switch (4a) of a two-pole changeover switch (4) with a first pole of a first of the two ultrasonic transducers (US1, US2) which is not directly connected to ground and via a normally closed contact of a second single-pole changeover switch (4b) of the two-pole changeover switch (4) is connected to a first pole of the second ultrasonic transducer (US2) which is not directly connected to ground,
a second input of the adder (5) via a normally closed contact of the first single-pole switch (4a) to the first pole of the first ultrasonic transducer (US1), via a normally open contact of the second single-pole switch (4b) to the first pole of the second ultrasonic transducer (US2) and is grounded via a resistor (R3) and the output of the adder (5) is connected via an amplitude detector (6) to a data input of a sample and hold circuit (7), the output of which is connected to the analog input of an analog / digital - Converter (11) is guided, the digital output of which in turn is connected to a data bus input (21) of a computer (12).
DESCRIPTION
The invention relates to a method and to a device for the temperature-independent measurement of an average flow velocity of a liquid according to the preamble of claim 1 and claim 3, respectively.
Such processes and facilities are e.g. used for flow measurement in heat meters of a heating system, since the heat output of a heater is known to be proportional to the volume flow of the heating water and this in turn is proportional to the average flow rate of the heating water.
Various ultrasonic measuring methods are known, e.g. from VDI reports No. 509, 1984, pages 39 to 42, ultrasonic flow sensor for heat quantity measurement, v. Jena. These methods usually determine the average flow velocity w of the heating water using the formula c2 #t,
2L where c is the ultrasound speed in the heating water, L is the spatial distance between two ultrasound transducers and At is the transit time difference between a downstream and an upstream ultrasound wave. Since the ultrasonic velocity c is temperature dependent, the mean flow velocity w found using this formula is also temperature dependent.
In the already mentioned prior art, a lambda locked loop method is mentioned on page 40, in which the wavelength λ of the ultrasound wave is kept constant for both transmission directions, either with the aid of a phase control or with the use of a flow sensor with interdigital transducers. The last ones are described in DE 3 120 541 A1, where # = d cosa due to the geometry of the relatively complicated structure of the interdigital transducers and the average flow velocity 11 through the formula
1 = # / 2. #f are given.
cos? A similar formula, namely
L .Af w =. # @
2n gives the method described in Acustica, Vol. 26 (1972), pages 284 to 288, One path ultrasonic flowmeter using electroacoustic feedback, D. Assenza and M. Pappalardo, in which an ultrasonic measuring section feeds back an amplifier.
The last two formulas are independent of the ultrasonic speed c and thus also of the temperature 8 of the heating water; however, they contain an unknown constant n.
The invention has for its object to find a method and to implement a device which allow the average flow rate of a liquid, e.g. of the heating water of a heater, in a relatively short time, at high speed, without large current consumption, since battery operation should be possible, without using a complicated measuring section structure or a control circuit and using freely selectable ultrasonic transmission frequencies, without measuring temperature independently an unknown constant n exists.
According to the invention, this object is achieved by the features specified in the characterizing part of claim 1 and claim 3.
An embodiment of the invention is shown in the drawing and will be described in more detail below.
Show it:
1 shows a structure of a measuring section,
2 is a block diagram of a measuring device,
3 time diagrams of the signals used in the measuring device,
Fig. 4 is a block diagram of a timer and
5 shows a characteristic of the square of the amplitude of the sum voltage of a transmit and a receive pulse during downstream transmission as a function of the carrier circuit frequencies e3.
The same reference numerals designate the same parts in all figures of the drawing.
The measuring section shown in Fig. 1 consists of a simple and known measuring tube 1 as a waveguide, which from a liquid, e.g. Heating water is flowed through in the longitudinal direction. In the illustration in FIG. 1, the liquid flows into the measuring tube 1 from the top left downwards and outwards from the bottom right above.
The longitudinal direction of the measuring tube 1 forms the actual measuring section. Two approximately identical ultrasonic transducers US 1 and US2 are located at the end, at a spatial distance L from one another, at the two ends of the measuring section, i.e.
of the measuring tube 1, arranged. The measuring tube 1 has an inner tube radius R.
The flow velocity w (r) of the liquid in the measuring tube is a function of the radius coordinate r of the measuring tube 1. In FIG. 1, the presence of a parabolic flow profile was assumed and shown. The searched average flow velocity w of the liquid corresponds to the integral (2 / R2) S, RW (r) to r, dr.
The measuring device shown in FIG. 2 consists of a sine wave generator 2 with a low-impedance output, a touch contact 3, a two-pole changeover switch 4, which consists of a first and a second single-pole changeover switch 4a or 4b, a measuring section which is symbolically represented by its length L. two ultrasonic transducers US 1 and US2, an adder 5, an amplitude detector 6, a sample and hold circuit 7, a timer 9, an analog / digital converter 11, three resistors R1, R2 and R3 and a computer 12.
The sample / hold circuit 7 is a known, commercially available sample / hold circuit. The frequency of the sine wave generator 2, whose output resistance is e.g. is zero, is programmable so that it generates different values of a carrier frequency f in succession. Each single-pole switch 4a and 4b consists e.g. from a work and a break contact. The touch contact 3 is e.g. a work contact. All work and rest contacts are e.g.
Known and commercially available CMOS analog switches of the type MC 14066B from Motorola Semiconductors, Phoenix, Arizona, which are described in their data book The European cmos Selection. It is assumed that the closed pushbutton contact 3 and the resistor R3 have the same resistance value. A first pole of each of the two ultrasonic transducers US1 and US2 is directly connected to ground, while the other second pole is e.g. is connected to ground via a 200 ohm resistor R1 or R2. The amplitude detector 6 is a known and arbitrary amplitude demodulator, e.g. an envelope detector, a peak follower or a rectifier followed by an integrator to form the area integral.
The computer 12 is e.g. a microcomputer.
The single-pole output of the sine wave generator 2 is connected to the input pole of the touch contact 3 and to a first input of the adder 5. The output pole of the tactile contact 3 is via the normally open contact of the first single-pole changeover switch 4a with the second pole of the first ultrasonic transducer UNS 1 which is not directly connected to ground and via the normally closed contact of the second single-pole changeover switch 4b with the second pole of the second ultrasonic transducer US2 which is not directly connected to ground connected. A second input of the adder 5 is in turn routed via the normally closed contact of the first single-pole switch 4a to the second pole of the first ultrasonic transducer US1, via the normally open contact of the second single-pole switch 4b to the second pole of the second ultrasonic transducer US2 and via the resistor R3 to ground.
The single-pole output of the adder 5 feeds the input of the amplitude detector 6, the single-pole output of which is in turn connected to the data input of the sample / hold circuit 7. The single-pole analog input of the analog / digital converter 11 is routed to the output of the sample / hold circuit 7. The timer 9 has a start input 13 and four outputs 14 to 17. The start input 13 is connected to a start output 20 of the computer 12, the data bus input 21 of which in turn is fed by the digital output of the analog / digital converter 11.
The transmission direction change-over control output 14 of the timer 9 is connected to the control input of the sine generator 2 and to the control input of the two-pole switch 4, its push-button output 15 to the control input of the push-button contact 3, its reset output 16 to the reset input of the amplitude detector 6 and its sampling control output 17 to the control input of the sample / hold circuit 7.
3 contains eight time diagrams 3A, 3B,. ., 3H. The time diagrams 3A, 3B and 3F to 3H represent different binary control signals, all of which can only assume the two logic values 1 and 0. The time diagrams 3C to 3E, on the other hand, have analog values.
In detail, the various timing diagrams represent the following signals:
3A: control signal for switching from one value of the carrier frequency to the other and for switching the transmission direction of the two ultrasonic transducers US 1 and US2,
3B: touch signal for controlling the touch contact 3 of the measuring device,
3C: amplitude of the generator voltage,
3D: amplitudes of the received voltage of the two ultrasonic transducers US1 and US2,
3E: amplitudes of the sum voltage of the transmission and reception voltage of the two ultrasonic transducers US1 and US2,
3F: pulse train as auxiliary signal for generating the time diagrams 3G and 3H,
3G: pulse train for resetting the amplitudes 6 and
3H: sampling pulses for the sample / hold circuit 7.
The eight time diagrams 3A to 3H are shown for a period during which the ultrasound transducers US 1 and US2 transmit with a single value of the carrier frequency f.
During the subsequent time periods t2, t3, with t = t3 = .., they each transmit with a different value of the carrier frequency f. The control signal represented by timing diagram 3A has a period equal to = t2 = t3 = and its pulse duration is tal / 2, i.e. his duty cycle is 50%. The positive and negative going edges of the control signal shown in the time diagram 3A generate tactile pulses of the duration TI, which form the tactile signal shown in the time chart 3B and correspond in time to a carrier-frequency transmission voltage, the amplitude of which is shown in the time chart 3C. The received voltage shown in the time diagram 3D is delayed by a transit time tL compared to the transmitted voltage.
The transmit pulse and the associated receive pulse each overlap in time during an overlap time tG, so that the amplitudes of the sum voltage of a transmit and a receive pulse each consist of three areas: Before the overlap time tG, i.e. during the period tL, only the amplitude of the transmit pulse is present, during the overlap time tG the amplitude of the sum of the transmit and receive pulses and after the overlap time tu only the amplitude of the receive pulse.
The amplitudes of these three ranges can be seen for each transmit pulse from the time diagram 3E, it being assumed in FIG. 3 that the phase difference between the carrier of the transmit pulse and the carrier of the receive pulse is zero, so that the amplitudes of the transmit and receive signals add up arithmetically during the overlap time tu. Is the amplitude of the transmission pulse e.g. A and that of the receive pulse e.g. BD, in this case the amplitudes of the sum voltage during a pulse duration are equal to A during tl., Equal to A + BD during tu and equal to BD after tc.
The auxiliary signal shown in the timing diagram 3F has the same pulse frequency and the same temporal pulse position as the key signal shown in the timing diagram 3B, only its pulse duration 12 is shorter and specifically chosen such that tLz12 <Tz, i.e. its negative going edges always fall in time in an overlap time tu of the transmit and receive pulses. Each of its negative going edges generates a very short reset pulse of duration Etc12. These short reset pulses are shown in the time diagram 3G. In addition, these negative going edges still generate sampling pulses of the duration T3, which are shown in the time diagram 3H, after a respective delay time tv.
The condition applies: t2 + T3v + TZtL + tG
If this condition is met, then the sampling pulses of the time diagram 3H are within the overlap time tu.
The timer 9 shown in FIG. 4 consists of an astable multivibrator 11, a first and a second monostable multivibrator 23 and 24 for the respective generation of pulses of the duration T1, in a first OR gate 25, and a third monostable multivibrator 26 for generation of pulses of duration 12, a fourth monostable multivibrator 27 for generating pulses of duration 1, a fifth monostable multivibrator 29 for respective trsugllng u yeriöwfungxzeitulmpulsQn of duration tv utld a sixth monostable multivibrator 32 for the respective generation of scanning pulses of duration etc3. The input of the second monostable
Multivibrators 24 is symbolically marked with a black triangle, which means that this input is triggered by negative going edges, while the inputs of all other monostable multivibrators are symbolically marked with a white triangle, since these inputs are triggered by positive going edges.
The start input 13 of the timer 9 is connected to the feed input of the astable multivibrator 22, the output of which is connected to the transmission direction changeover control output 14 of the timer 9 and to the input of the first and second monostable multivibrators 23 and 24, respectively. The Q outputs of the two monostable multivibrators 23 and 24 are each connected to an input of the first or gate 25, the output of which is connected to the key output 15 of the timer 9 and to the input of the third monostable multivibrator 26. The Q output of the third monostable multivibrator 26 is connected to the input of the fourth and the input of the fifth monostable multivibrator 27 and 29. The Q output of the monostable multivibrator 27 forms the reset output 16 of the timer 9.
The Q output of the fifth monostable multivibrator 29 is connected to the input of the sixth monostable multivibrator 32, the Q output of which is connected to the scan control output 17 of the timer 9.
The function of the timer 9 can be taken over by the computer 12 itself, which is programmed accordingly, so that in this case the timer 9 is superfluous and can be omitted.
It should be noted that the measuring device described does not require fast comparators that consume a lot of current, so that the measuring device has a low current consumption and can be powered by batteries.
The characteristic curve shown in FIG. 5 of the square of the amplitude of the sum voltage of a transmit and a receive pulse during downstream transmission is a cosine function of the carrier angular frequency o and has a period Q.
The two ultrasonic transducers US 1 and US2 work as thickness transducers. The average frequency fm of its frequency spectrum is e.g. at a thickness of 2 mm approximately 950 kHz and the bandwidth of their frequency spectrum e.g.
+ 30 kHz. The two ultrasound transducers US1 and US2 work alternately in time and in push-pull as transmitters and receivers of carrier-frequency ultrasound pulses of the duration T1, the one ultrasound transducer receiving the carrier-frequency pulses transmitted by the other ultrasound transducer.
The spatial distance L between the two ultrasonic transducers US 1 and US2, measured in the longitudinal direction of the measuring section, and the pulse duration 11 are selected in connection with the ultrasonic speed c such that, as already mentioned, a pulse sent by an ultrasonic converter only passes through the measuring section is delayed so much that it overlaps the associated pulse received by the other ultrasound transducer over time during an overlap time tG.
It becomes t1, t2, t3 during successive time periods. . . with different values of the carrier frequency f, these values being in the pass frequency range 920 kHz to 980 kHz of the frequency spectrum of the ultrasonic transducers US 1 and US2. As already mentioned, the following applies: tl = t2 = t3 = ... The sine generator 2 generates a continuous signal, the frequency of which has the corresponding value of the carrier frequency f during the time periods t1, t2, t3, ... This continuous signal is modulated with the help of the touch contact 3. The programmable sine generator 2 is switched from one value of frequency f to the other with the aid of the control signal shown in time diagram 3A in FIG. 3, the periods t1 = t2 = t3 = of which. .
. in the sine generator 2 e.g. be counted so that the count value then switches the value of the frequency f of the sine wave generator 2 to another value. This control signal is generated in the timer 9 and, according to FIG. 2, reaches both the control input of the sine wave generator 2 and the control input of the two-pole changeover switch 4 via the transmission direction changeover control output 14. The last one thereby becomes with a period t1 / 2 = t2 / 2 = t3 / 2 =. . . switched so that it assumes the position shown in FIG. 2 at logic value 0 of the control signal, in which the second ultrasonic transducer US2 operates as a transmitter and ultrasonic waves e.g. be sent upstream.
With logic value 1 of the control signal, on the other hand, the two-pole changeover switch 4 assumes the other position, in which the first ultrasonic transducer US 1 operates as a transmitter and ultrasonic waves are transmitted downstream. In other words: In the illustration in FIG. 3, transmission takes place downstream during the first half of the time range and upstream during the second half. For each value of the carrier frequency f, only one single carrier frequency pulse is sent downstream and one single carrier frequency pulse is sent upstream, i.e. The first pulse of the key signal shown in the time diagram 3B of FIG. 3 corresponds to one transmission direction, namely the downstream direction, and the second pulse of the other transmission direction, that is to say the upstream direction.
This key signal is also generated in the timer 9 and reaches the control input of the key contact 3 via its key output 15 (FIG. 2). Its pulse duration is t1 and its pulse period t1 / 2. By opening and closing the tactile contact 3 in rhythm with the tactile signal, carrier-frequency transmission pulses, depending on the instantaneous position of the two-pole switch 4, reach either the first or the second ultrasonic transducer USI or US2. The amplitudes of the transmitted carrier-frequency pulses can be seen from the time diagram 3C in FIG. 3 and the amplitudes of the associated received carrier-frequency pulses delayed by the transit time tL from the time diagram 3D in FIG. 3. The amplitudes of the sum voltage of both pulse types are shown in the time diagram 3E in FIG. 3.
This consists of pulses, each consisting of the three previously mentioned time ranges tL, tG and> tG, which have different amplitude values. The sum voltage is determined with the aid of the adder 5 and its amplitudes are subsequently determined with the aid of the amplitude detector 6. The amplitude detector 6 is reset to zero before the determination of a new amplitude with the aid of the very short reset pulses of the duration T shown in the time diagram 3G of FIG. 3. These reset pulses are generated in the timer 9 and fed to the reset input of the amplitude detector 6 via its reset output 16.
The following terms are used in the following: A instantaneous value of the generator output voltage present at the ultrasonic transducer, A the transmit amplitude to be associated, BD instantaneous value of the receiver voltage present at the ultrasonic transducer during downstream transmission D means downwards), BD the receive amplitude belonging to BD, B * u instantaneous value of the one at the ultrasonic transducer pending receiver voltage at the upstream
Sending means upwards) and Bu means the reception amplitude belonging to Bu.
The assumption for the reception amplitudes is that BD = Bu = B.
The equations apply: = A. ej # t, = B. ej # (t + or
HBu = U & o (t + L @. Ej # (t +), where: c - w is the carrier angular frequency 2 # f, t is the time, w is the mean flow velocity of the
Liquid and c = c (o) represent the temperature-dependent ultrasonic speed in the liquid.
During each overlap time tG, ie twice per value of the carrier frequency f, either the sum voltage A + BD or the sum voltage A + BU of the transmitted and the associated received pulse is generated at the output of the adder 5. 3 it was assumed that during the first transmission pulse within one of the time ranges t1, t2, t3,. . . the sum voltage t + BD and is present at the output of the adder 5 during the second pulse A and BU.
The amplitude detector 6 then subsequently determines the amplitude values of these summation voltages 2+ or WA + + during each overlap time tG
If a conjugate complex quantity is represented with the index *, then the following applies for the downstream transmitter: L (A + BD) = Aej # t + Bej # (t +) and c + w
L A + BD) * = Ae-j # t + Be-j # (t +).
c + w These equations together result in:
L L | A + BD | 2 = A2 + A. B. (ej #) + B2 c + w c + W = A2 + 2A. B. cos [# L / (c + w)] + B2 (I)
In the same way, the following equation is determined for upstream transmission: + BU | 2 = A2 + 2A. B. cos [# L / (c-w)] + B2 (II)
As a function of the carrier angular frequency # = 2sf, the two equations (I) and (II) represent cosine functions which have different periods. The first cosine function | A + BD | 2 represented by equation (I) is shown in FIG. 5. Your mean, i.e. their DC component is A2 + B2, their AC amplitude is 2A. B, their period # is 211 (c + w) / L and their initial value is (A + B) 2.
The lowest carrier angular frequency at which the first cosine function. 1t + TD has a predetermined constant level value M2, is denoted by ol = 2 # f1 (see FIG. 5).
The lowest carrier angular frequency at which the second cosine function | A + BU | 2 has the same level value M2, however, is denoted by # 2 = 2 # f2. The third lowest carrier angular frequency at which the first cosine function lX + tD 12 again has a level value M2 is designated e3 = 2 # f3 (see FIG. 5), i.e.
# 3 = # 1 + # = # 1 + 2 # (c + w) / L or f3 = fl + (c + W) / Loder = f3-fI = (c + w) / L (III)
In other words: in the case of downstream transmission, the amplitudes | A + BD I of the sum voltage of a transmit and a receive pulse have a level value M at the carrier circuit frequencies ol and # 3 or at the carrier frequencies fl and fi. Likewise, the amplitudes A have in the case of upstream transmission + BU 1 the sum voltage of a transmit and a receive pulse at the carrier circuit frequency # 2 or at the carrier frequency f2 also the level value M.
As already mentioned, the sampling pulses of the duration T3 shown in the time diagram 3H of FIG. 3 are all temporally in the overlap times tG, so that the sample / hold circuit 7 samples the amplitude values A + + or the respective sum voltages alternately once per overlap time tn and as Stores analog values. The stored analog sample values represent an evaluation parameter which is determined from the transmitted and the associated received pulses for each value of the carrier frequency f and for both transmission directions. These sampling pulses are generated in the timer 9 and reach the control input of the sample / hold circuit 7 via its first sample control output 17 (FIG. 2).
The analog / digital converter 11 then converts the stored analog sample values into one digital value in each case, in order then to then feed them to the memory of the computer 12, where they are then stored under suitable addresses.
In other words: for each value of the carrier frequency f, a discrete digitized sample value of the amplitudes | A + BD | and | A + BU | stored in the memory of the computer 12, so that a function of the evaluation parameter as a function of the carrier frequency f is stored for each of the two transmission directions.
Since this storage tracks the carrier frequency for a multiplicity of values, the squares of the digitized samples of the amplitude values | A + TD I and | A + BU I of the summation voltages in the case of downstream and upstream transmission as a function of the carrier circuit frequency and the carrier frequency f each result in a multiplicity discrete characteristic points and thus a step-like cosine curve, which the computer 12 with the aid of a known statistical method, in each case an associated continuous-analog cosine function is converted, which is represented by equation (I) or (II).
The computer 12 then determines the lowest carrier frequencies fl and f2 at which the two cosine functions | A + + BD 12 and | A + + | 12 have a level value M2 predefined for the computer 12, and the third lowest carrier frequency f3, at which the first cosine function + + 12 associated with the downstream transmission also has this level value M2.
For # = o) l = 2xfi or so = # 2 = 27xf2, equations (I) and (II) give the equations: M2 = | A + BD | 2 = A2 + 2. A. B cos [# 1L / (c + w)] + B2 or
M2 = | A + BD | 2 = A2 + 2. A. B cos [# 2L / (c-w)] + B2 or: cos [# 1. L / (c + 2)] = (M2-A2-B2) / 2. A. B = P or
cos [# 2. L / (c-w)] = (M2-A2-B2) / 2. A. B = P or: # 1. L / (c + w) = are cos P = K or
# 2. L / (c-w) = are cos P = K.
The last two equations together result in: f1.L f2.L = m (IV), (c + w) (c-w) where m is a constant.
m 2m # f1.2 = f1-f2 = [(c + w) - (c + w)] = w (V) or
L L
L w = # f1.2 (VI)
2nd m
According to equation (VI), the mean flow velocity w of the liquid is therefore independent of the temperature-dependent ultrasound velocity c and therefore also itself independent of the temperature 8. It is dependent on the temporarily unknown constant m. This is determined using equations (III) and (IV) because: f1. L 1 m = = f1. (VII).
(c + w) f3.1 Equations (VI) and (VII) together yield:
L w = # 1.2. # f3.1 (VIII).
2nd f1
After the computer 12 has determined the frequencies fl, fi and f3, it calculates in succession with the aid of the distance value L of the two ultrasonic transducers US1 and US2: # f1.2 = f1-f2, # f3.1 = f3-f1 and w = L. # f1,2. # f3,1
2f1
It should be pointed out on this occasion that the measuring section represents a symmetrical four-pole, which is practically only a delay element.
The described method makes it possible to eliminate the influence of existing echoes and to determine the mean flow velocity w with high accuracy regardless of temperature in a relatively short time and using a normal and not complicated structure of the measuring section. The ultrasound transmission frequency, i.e. the carrier frequencies f can be freely selected within the bandwidth of the frequency spectrum of the ultrasonic transducers US1 and US2. A control loop is not required.
The timer 9 shown in FIG. 4 generates the signals shown in the time diagrams 3A, 3B and 3F to 3H of FIG. 3. The astable multivibrator 22 begins to oscillate as soon as a voltage is applied to its feed input via the start input 13 of the timer 9 by the computer 12.
The period of its output signal, which is shown in the time diagram 3A of FIG. 3, is tl = t2 = t3 = each of its positive-going edges generates a pulse of duration TI using the first monostable multivibrator 23 and each of its negative-going edges uses the second monostable Multivibrators 24 also have a pulse of the duration T1. The first OR gate 25 adds both pulse types in series, so that the pulse sequence of the key signal shown in the time diagram 3B in FIG. 3 arises.
Each negative going edge of this key signal generates with the help of the third monostable multivibrator 26 a pulse of the duration T2, which is shown in the time diagram 3F of FIG. 3.
Each negative going edge of these pulses of the duration T2 generates a short reset pulse of the duration T with the help of the fourth monostable multivibrator 27 and thus generates the reset pulse sequence shown in the time diagram 3G of FIG. 3.
Each negative going edge of the pulses of the duration T2 also generates with the help of the fifth monostable multivibrator 29 a delay time tv, after which a positive going edge appears at the input of the sixth monostable multivibrator 32, which now generates a sampling pulse of the duration T3 . These sampling pulses are shown in the timing diagram 3H of FIG. 3.