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PATENTANSPRÜCHE
1. Verfahren zum Steuern von in einer Impulsfolge mit Lücken aufeinanderfolgenden periodischen Stromimpulsen gleicher Grundform und gleicher oder abwechselnder Polarität auf einen konstanten arithmetischen oder quadratischen Strommittelwert bei einem induktiven Verbraucher, dadurch gekennzeichnet,
dass man jeden der aufeinanderfolgenden Stromimpulse (Ps aus einem bis zu einem Stellzeitpunkt (Ts) reichenden ersten Impulsabschnitt mit einer durch eine erste Stromamplitude (I,) bestimmten ersten Stromkurve und aus einem unmittelbar daran anschliessenden zweiten Impulsabschnitt mit einer durch eine im Vergleich mit der ersten Stromamplitude (I,) um einen für die Impulsfolge konstanten Faktor grösseren zweiten Stromamplitude (I2) bestimmten zweiten Stromkurve zusammensetzt und dass man bei jedem Stromimpuls (Pl) aus dem ersten Impulsabschnitt ein einem zeitlich bestimmten Strom-Augenblickswert (1,M) analoges Istwertsignal erzeugt,
dieses Istwertsignal und ein entsprechendes Sollwertsignal für einen Soll-Stromimpuls (Ps) mit einem durch einen vorgegebenen Soll-Stellzeitpunkt (Ts) bestimmten Soll-Strommittelwert (IM) zu einem Steuersignal verarbeitet, das dem gleiche Strom-Zeit-Flächen für den arithmetischen oder quadratischen Strommittelwert des Soll Stromimpulses (Ps) und des durch das Istwertsignal bestimmten Stromimpulses (Pl) ergebenden Stellzeitpunkt analog ist, und man mit dem Steuersignal den Stellzeitpunkt (Ts) für den jeweils anstehenden Stromimpuls einstellt.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass als Ist- und Sollwertsignal ein der ersten Ist- bzw. Soll Stromamplitude (I'l bzw. I) analoges Signal verwendet wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass in der Impulsfolge die Impulsbreite (Tp) der Stromimpulse konstant gehalten und für die zweite Stromamplitude (k) des Soll-Stromimpulses (Ps) ein Mindestwert gewählt wird, der bei den auftretenden maximalen Änderungen des Istwertsignals einen konstanten Strommittelwert der Stromimpulse noch gewährleistet.
4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass während der Impulsfolge die Impulsbreite (Tp) der Stromimpulse verändert und für die zweite Stromamplitude (k) des Soll-Stromimpulses (Ps) ein Wert gewählt wird, der bei den auftretenden maximalen Änderungen des Istwertsignals und bei den maximalen Änderungen der Impulsbreite (Tp) einen konstanten Strommittelwert der Stromimpulse gewährleistet.
5. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die aus einem ersten und einem zweiten Impulsabschnitt zusammengesetzten Stromimpulse durch mit dem Steuersignal gesteuertes Kurzschliessen einer mit dem induktiven Verbraucher in Reihe geschalteten Reaktanz erzeugt werden.
6. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Stromimpulse mit einer phasenanschnittgesteuerten Netz-Wechselspannung erzeugt werden, daduch gekennzeichnet, dass aus der Phasenanschnittsteuerung zur Bestimmung des Stellzeitpunktes (Ts) ein dem Phasenanschnittwinkel analoges Spannungssignal für die Impulsbreite entnommen wird.
7. Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1 zur Speisung eines induktiven Verbrauchers, dadurch gekennzeichnet, dass in Reihe mit dem induktiven Verbraucher (1) eine durch ein steuerbares Ventilgerät (7) überbrückte Reaktanz (8) geschaltet und das Ventilgerät (7) an eine Steuervorrichtung (20) angeschlossen ist, um während jedes Stromimpulses durch Zünden des Ventilgerätes (7) bei einem Stellzeitpunkt die Reaktanz (8) kurz zu schliessen und den Stromimpuls dadurch auf eine höhere Stromstärke zu stellen, und dass die Steuervorrichtung (20) einen Sollwert Istwert-Komparator (23) enthält, an den ein Istwertgeber (9, 10, 22) zur Erzeugung des zu einem in der Sperrphase des Ventilgerätes (7) zeitlich bestimmten Strom-Augenblickswert analogen Istwertsignals und ein Sollwertgeber (17) zur Erzeugung des entsprechenden Sollwertsignals angeschlossen ist,
wobei der Sollwert-Istwert-Komparator (23) zur Verarbeitung des Ist- und des Sollwertsignals zu einem Stellsignal eingerichtet ist, das dem Stellzeitpunkt für den jeweils anstehenden Stromimpuls analog ist, bei dem der Stromimpuls eine gleiche Strom. Zeit-Fläche hat wie der Soll-Stromimpuls.
8. Einrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Sollwert-Istwert-Komparator (23) Mittel (24) zum Einstellen des Soll-Stellzeitpunktes enthält.
9. Einrichtung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuervorrichtung (20) einen durch das vom Sollwert-Istwert-Komparator (23) erzeugte Stellsignal gesteuerten Zündwinkelschieber (25) mit nachgeschaltetem Zündverstärker (19) enthält und das steuerbare Ventilgerät (7) an den Zündverstärker (19) angeschlossen ist.
10. Einrichtung nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass jedes Ventil des steuerbaren Ventilgerätes (7) aus einem gesteuerten Halbleiterventil (Th3, Th4) besteht.
11. Einrichtung nach einem der Ansprüche 7 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Istwertgeber (9, 10, 22) einen mit der Reaktanz (8) in Reihe geschalteten Stromwand ler (9), einen an den Stromwandler (9) angeschlossenen Gleichrichter (10) und einen an den Gleichrichter (10) angeschlossenen Maximalwertspeicher (22) enthält und der Maximalwertspeicher (22) an einen Löschkreis (21) zum Löschen des Speicherinhaltes nach jedem Stromimpuls angeschlossen ist.
12. Einrichtung nach einem der Ansprüche 7 bis 11, wobei der induktive Verbraucher (1) zur Einstellung der Impulsbreite der Stromimpulse an eine Phasenanschnittsteuerung (6, 14) angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenanschnittsteuerung (6, 14) den an den Sollwert-Istwert Komparator (23) angeschlossenen Sollwertgeber (17) enthält.
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Steuern von in einer Impulsfolge mit Lücken aufeinanderfolgenden periodischen Stromimpulsen gleicher Grundform und gleicher oder abwechselnder Polarität auf einen konstanten arithmetischen oder quadratischen Strommittelwert bei einem induktiven Verbraucher, sowie eine Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens.
Bei mit Stromimpulsen gespeisten induktiven Verbrauchern besteht häufig die Forderung, dass der Strommittelwert der periodisch aufeinanderfolgenden Stromimpulse konstant ist. So werden beispielsweise mit einer Rollennahtschweissmaschine hochwertige Schweissnähte nur'dann erzielt, wenn die jedem Schweisspunkt zugeführte Schweissenergie von dem jeweils ermittelten und z.B. durch Phasenanschnittsteuerung voreingestellten Sollwert möglichst wenig abweicht.
Der das zwischen den Schweissrollen befindliche Werkstück durchfliessende Strom ist von der Reaktanz des Werkstückes an der Schweissstelle abhängig und da die Reaktanz des Werkstückes auf der Länge der Schweissnaht nicht genau gleich ist, sondern sich mit den lokal auftretenden Unregelmässigkeiten, wie geringfügigen Änderungen der Blechstärke, der Oberflächenbeschaffenheit, Fett- oder Ölrückstände usw., ändert, haben die in der Schweissnaht aufeinanderfolgenden Schweisspunkte auch bei sonst konstant gehaltenen Betriebsbedingungen unterschiedliche Güte. Solche im allgemeinen geringe Qualitätsunterschiede können oft unberücksichtigt bleiben, führen aber in einigen Fällen, wie z.B. bei
punktverschweissten Hochdruckdosen zu einem nicht unerheblichen Ausschuss, wobei insbesondere auch der erste Schweisspunkt der Naht für die Brauchbarkeit der Dose von entscheidender Bedeutung ist.
Bekannte Strom-Steuereinrichtungen für Rollennahtschweissmaschinen gestatten, den Effektivwert der Schweissstromstärke während des Schweissens einer Naht erst ab im günstigsten Falle dem zweiten Schweisspunkt der Naht konstant zu halten. Ihre Anwendung beim Schweissen von Hochdruckdosen bedingt daher, dass bei jeder verschweissten Zarge der Anfangsbereich der Schweissnaht kontrolliert werden muss und der Anfall an infolge ungenügender Verschweissung durch zu geringe Schweissenergie oder Materialverbrennung durch zu starker Schweissenergie unbrauchbaren Zargen könnte nur durch Verwendung von in der Dicke kalibrierten Dosenmaterials, eine zusätzliche Vorbehandlung des Dosenmaterials und genau eingehaltenen Rollenandruck verringert werden. Die Herstellung von Hochdruckdosen auf herkömmlichen Rollennahtschweissmaschinen ist somit unwirtschaftlich.
Es war daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, für einen induktiven Verbraucher ein Verfahren zur Steuerung der in einer Impulsfolge periodisch aufeinanderfolgenden Stromimpulse einschliesslich des ersten Stromimpulses der Impulsfolge auf einen durch einen Sollwert vorgegebenen Strommittelwert sowie eine vergleichsweise einfach aufgebaute und befriedigende Betriebssicherheit gewährleistende Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens zu schaffen.
Diese Aufgabe wird mit dem erfindungsgemässen Steuerverfahren gelöst, das sich dadurch auszeichnet, dass man jeden der aufeinanderfolgenden Stromimpulse aus einem bis zu einem Stellzeitpunkt reichenden ersten Impulsabschnitt mit einer durch eine erste Stromamplitude bestimmten ersten Stromkurve und aus einem unmittelbar daran anschliessenden zweiten Impulsabschnitt mit einer durch eine im Vergleich mit der ersten Stromamplitude um einen für die Impulsfolge konstanten Faktor grösseren zweiten Stromamplitude bestimmten zweiten Stromkurve zusammensetzt und dass man bei jedem Stromimpuls aus dem ersten Impulsabschnitt ein einem zeitlich bestimmten Strom-Augenblickswert analoges Istwertsignal erzeugt,
dieses Istwertsignal und ein entsprechendes Sollwertsignal für einen Soll-Stromimpuls mit einem durch einen vorgegebenen Soll-Stellzeitpunkt bestimmten Soll-Strommittelwert zu einem Steuersignal verarbeitet, das dem gleiche Strom. Zeit-Flächen für den arithmetischen oder quadratischen Strommittelwert des Soll-Stromimpulses und des durch das Istwertsignal bestimmten Stromimpulses ergebenden Stellzeitpunkt analog ist, und man mit dem Steuersignal den Stellzeitpunkt für den jeweils anstehenden Stromimpuls einstellt.
Die aus dem ersten und dem zweiten Impulsabschnitt zusammengesetzten Stromimpulse können zweckmässig durch mit dem Steuersignal gesteuertes Kurzschliessen einer mit dem induktiven Verbraucher in Reihe geschalteten Reaktanz während jedes Stromimpulses erzeugt werden.
Die Verarbeitung von Ist- und Sollwertsignal zum Steuersignal kann zweckmässig mittels eines Rechenglieder enthaltenden Sollwert-Istwert-Komparators vorgenommen werden, der für den jeweiligen Stromimpuls den Stellzeitpunkt ermittelt, bei dem die Strom Zeit-Fläche für den arithmetischen oder quadratischen Strommittelwert des Stromimpulses gleich der entsprechenden Strom. Zeit-Fläche des Soll-Stromimpulses wird, und ein dem ermittelten Stellzeitpunkt analoges Steuersignal erzeugt. Als Ist- und Sollwertsignal kann ein der ersten Ist- bzw. Soll-Stromamplitude analoges Signal verwendet werden.
Bei einem Stromimpuls von gegebener Grundform, und mit gegebener Impulsbreite sowie erster Soll-Stromamplitude, hängt der Aussteuerbereich, d.h. die jeweils für einen konstanten Strommittelwert möglichen Stromschwankungen (Schwankungen des Istwertsignals), vom Verhältnis der zweiten zur ersten Stromamplitude und von der Lage des zu erfassenden Strom-Augenblickswertes im Stromimpuls ab, durch die die maximale Ausdehnung des zweiten Impulsabschnittes und die Breite des ersten Impulsabschnittes bestimmt sind.
Der Soll-Stellzeitpunkt wird zweckmässig so gewählt, dass nach oben und unten gleiche Stromschwankungen ausgesteuert werden. Sind für eine Folge solcher Stromimpulse gleicher Impulsbreite die auftretenden grössten Stromschwankungen bekannt, so ergibt sich für die zweite Stromamplitude ein Minimalwert, bei dem der Strommittelwert noch mit Sicherheit konstant gehalten wird. Da meist, wie z.B. auch beim Rollennahtschweissen, die Stromschwankungen verhältnismässig klein sind, braucht die zweite Stromamplitude im allgemeinen nicht viel grösser als die erste zu sein, d.h. dass der Widerstandswert der in Reihe geschalteten Reaktanz auch klein gegenüber dem des induktiven Verbrauchers gewählt werden kann.
Wird die zweite Stromamplitude über diesem Minimalwert gewählt, so können ausser den Stromschwankungen auch noch Schwankungen in der Impulsbreite auf einen konstanten Strommittelwert der Impulse ausgesteuert werden, oder anders ausgedrückt, man kann die aufeinanderfolgenden Stromimpulse in der Impulsbreite veränderlich machen, wenn man einen entsprechend höheren Wert für das Verhältnis von zweiter zur ersten Stromamplitude wählt.
Das erfindungsgemässe Verfahren ist nicht an eine bestimmte Impulsform gebunden, die Stromimpulse können z.B. sinusförmig sein oder als Grundform ein Dreieck, Rechteck, Trapez usw. haben. Das Verfahren ist auch, wie oben gezeigt, an unterschiedliche Betriebsweisen, wie Betrieb mit Stromimpulsen von in der Folge konstanter oder veränderlicher Impulsbreite, anpassbar. In der Impulsfolge kann der Strommittelwert sehr genau konstant gehalten werden, wobei vor allem bereits der jeweils erste Stromimpuls der Folge den gewünschten Soll-Strommittelwert aufweist.
Die erfindungsgemässe Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens bei der Speisung eines induktiven Verbrauchers ist dadurch gekennzeichnet, dass in Reihe mit dem induktiven Verbraucher eine durch ein steuerbares Ventilge- rät überbrückte Reaktanz geschaltet und das Ventilgerät an eine Steuervorrichtung angeschlossen ist, um während jedes Stromimpulses durch Zünden des Ventilgerätes bei einem Stellzeitpunkt die Reaktanz kurz zu schliessen und den Stromimpuls dadurch auf eine höhere Stromstärke zu stellen, und dass die Steuervorrichtung einen Sollwert-Istwert Komparator enthält, an den ein Istwertgeber zur Erzeugung des zu einem in der Sperrphase des Ventilgerätes zeitlich bestimmten Strom-Augenblickswert analogen Istwertsignals und ein Sollwertgeber zur Erzeugung des entsprechenden Sollwertsignals angeschlossen ist,
wobei der Sollwert-Istwert Komparator zur Verarbeitung des Ist- und des Sollwertsignals zu einem Stellsignal eingerichtet ist, das dem Stellzeitpunkt für den jeweils anstehenden Stromimpuls analog ist, bei dem der Stromimpuls eine gleiche Strom Zeit-Fläche hat wie der Soll-Stromimpuls. Die Steuervorrichtung kann im wesentlichen wie eine herkömmliche Phasenanschnittsteuerung aufgebaut sein und sich von dieser lediglich durch den besonderen Sollwert-Istwert-Komparator unterscheiden.
Der Aufbau des Sollwert-Istwert-Komparators ergibt sich aus der rechnerischen Bestimmung des unbekannten Stellzeitpunktes, wobei im Prinzip die Strom Zeit-Flächen für den arithmetischen oder quadratischen Strommittelwert des Soll-Stromimpulses mit der vorgegebenen Impulsbreite, erster und zweiter Soll Stromamplitude und vorgegebenem Soll-Stellzeitpunkt und eines Stromimpulses mit der gleichen Impulsbreite, einer durch das Istwertsignal bestimmten ersten und zweiten Stromamplitude und dem unbekannten Stellzeitpunkt einander gleich gesetzt werden und dann aus dieser Gleichung die unbekannte Stellzeit ermittelt wird.
Ausgehend von dieser rechnerischen Ermittlung kann ohne Schwierigkeiten für die jeweilige Impulsform und den arithmetischen bzw. den geometrischen Strommittelwert ein optimaler Aufbau des Sollwert-Istwert-Komparators erhalten werden, wie dies einem Fachmann auf diesem Gebiet geläufig ist.
Im folgenden wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbeispieles unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung näher erläutert.
Fig. 1 veranschaulicht das erfindungsgemässe Steuerverfahren am Beispiel eines im wesentlichen sinusförmigen Stromimpulses, der im i/t-Diagramm dargestellt ist;
Fig. 2 zeigt einen Stromimpuls mit einem Dreieck als Grundform;
Fig. 3 zeigt einen Stromimpuls mit einem Rechteck als Grundform und
Fig. 4 stellt schematisch ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen Einrichtung zur Steuerung von Stromimpulsen auf konstanten Strommittelwert dar.
Im i/t-Diagramm der Fig. list mit einer stark ausgezogenen Linie die Stromkurve eines Soll-Stromimpulses Ps gezeigt. Der Soll-Stromimpuls Ps weist einen vom Impulsanfang To bis zu einem bestimmten Zeitpunkt Ts, der im folgenden mit Stellzeitpunkt bezeichnet wird, reichenden ersten Abschnitt und einen unmittelbar daran anschliessenden zweiten Impulsabschnitt auf, der von dem Stellzeitpunkt Ts bis zum Impulsende TE reicht.
Die sinusförmige Stromkurve des ersten Impulsabschnittes hat eine erste Amplitude II und die sinusförmige Stromkurve des zweiten Impuls abschnittes eine zweite Amplitude I2, die um den Faktor a grösser ist als die erste Amplitude I. Der dargestellte Soll-Stromimpuls Ps besteht aus einer positiven Halbwelle eines z.B. phasenanschnittgesteuerten sinusförmigen Wechselstromes, bei dem der Strom-Augenblickswert zum Stellzeitpunkt Ts von dem aus der ersten Amplitude II resultierenden niedrigen Wert auf den höheren Wert aus der zweiten Amplitude I2 übergeht.
In einer Folge solcher Stromimpulse gleicher oder abwechselnder Polarität ist der Impulsabstand gleich der halben Periode des Wechselstromes, und alle Stromimpulse mögen die gleiche Impulsbeite Tp haben, wobei der Impulsanfang bei To und damit die Lücke zwischen den Impulsen durch den Phasenanschnittwinkel bestimmt ist.
Bei diesem Soll-Stromimpuls sind der arithmetische Strommittelwert 1as und der quadratische Strommittelwert (Effektivwert) 1effS gegeben durch
EMI3.1
und
EMI3.2
Wird ein induktiver Verbraucher mit solchen Stromimpulsen gespeist, so werden bei den einzelnen Stromimpulsen die Istwerte der Strom-Augenblickswerte zum Stellzeitpunkt Ts von dem Sollwert im allgemeinen nach oben oder unten abweichen, und jeder Ist-Stromimpuls wird eine erste und eine zweite Ist-Stromamplitude, I'l bzw. I'2 haben, deren Wert entsprechend von den Stromamplituden I, und I2 des Soll Stromimpulses abweicht, wobei vorausgesetzt sein soll,
dass der bei dem Soll-Stromimpuls durch 12/11 bestimmte Amplitudenfaktor a für die Impulsfolge konstant ist und auch für die Ist-Stromimpulse gilt. Um für den anstehenden Stromimpuls den Stellzeitpunkt Ts für konstanten Strommittelwert zu bestimmen, kann man wie folgt vorgehen:
Für den arithmetischen und geometrischen Strommittelwert eines Ist-Stromimpulses mit dem Soll-Stellzeitpunkt Ts gelten die obigen Gleichungen, wenn II und Iz bzw. 112 und 122 durch die Istwerte I'l und I'2 bzw. I'l2 und I'22 ersetzt wird und für den Impulsanfang To, das Impulsende TE und die Impulsbreite Tp konstante Werte vorgegeben werden.
Die Abweichung des arithmetischen Strommittelwertes eines Stromimpulses mit dem Soll-Stellzeitpunkt Ts vom Soll Strommittelwert ist dem Unterschied zwischen den Strom Zeit-Flächen dieses Stromimpulses und des Soll-Stromimpulses direkt proportional und, mit 12 = ali sowie I'2 = au'1, gegeben durch 1a1 - 1aS = 1/Tp (FI - Fs), 3) wobei die Ist-Strom. Zeit-Fläche Fl und die Soll-Strom. Zeit Fläche Fs bestimmt ist durch
EMI3.3
Da die Werte für To, TE, Tp, Ts und a als konstant vorausgesetzt sind,
ergibt sich für den Fehler des arithmetischen Strommittelwertes die Gleichung
EMI4.1
d.h. der Mittelwertsfehler ist bestimmt durch den Unterschied zwischen dem Istwert und dem Sollwert der ersten Stromamplitude.
Bei jedem Ist-Stromimpuls wird nun der Stellzeitpunkt so verschoben, dass die daraus resultierende Änderung der Strom. Zeit-Fläche gleich dem Mittelwertsfehler wird:
EMI4.2
Aus der Kombination von Gleichung 5) und 6) ergibt sich direkt der erforderliche Korrekturwert für den Stellzeitpunkt.
In Fig. list mit einer gestrichelten Linie die Stromkurve eines so korrigierten Ist-Stromimpulses P1 eingezeichnet. Da für die Korrektur des Stellzeitpunktes zunächst der Istwert I' der ersten Stromamplitude zu bestimmen und dann aus diesem Istwert sowie dem Sollwert I1 der ersten Stromamplitude der Korrekturwert zu ermitteln ist, muss wie es aus Fig. 1 verständlich ist, der Soll-Stellzeitpunkt Ts in der zweiten Impulshälfte liegen. Ferner muss bei einer Mittelwertskorrektur nach oben der Maximalwert für den korrigierten Stellzeitpunkt Tsmax einen genügenden zeitlichen Abstand vom Moment der Istwertserfassung haben und bei einer Mittelwertskorrektur nach unten vor oder allenfalls am Impulsende TE liegen.
Diese Bedingungen zusammen mit dem Zeitwert für den Impulsanfang To bestimmen den Aussteuerbereich. Wie aus Fig. 1 weiterhin ohne weiteres verständlich ist, kann dieser Aussteuerbereich vergrössert werden, wenn als Soll- und Istwert statt der ersten Stromamplitude ein Strom-Augenblickswert IM, I'M bei einem davor liegenden Messzeitpunkt TM gewählt wird, wobei dieser Messzeitpunkt TM für die Impulsfolge konstant ist.
Die vorstehenden Ausführungen gelten auch für den quadratischen Mittelwert. Für den quadratischen Strommittelwert sind in den Gleichungen 5) und 6) I'l, II, sin t und a zu ersetzen durch I'l2, 112, sin2t und a2.
Das Steuerverfahren nach der Erfindung ist auf alle Stromimpulse anwendbar, bei denen die Stromkurven durch integrierbare Funktionen dargestellt sind. In Fig. 2 ist ein Stromimpuls mit einem Dreieck und in Fig.3 ein Stromimpuls mit einem Rechteck als Grundform dargestellt. Bei rechteckigen Stromimpulsen ergibt sich ein besonders weiter Aussteuerbereich, da schon am Impulsanfang der Unterschied zwischen Ist- und Sollwert der ersten Stromamplitude mit einer für die Steuerung ausreichenden Genauigkeit erfasst werden kann.
Der Istwert der ersten Stromamplitude, oder allgemein der Strom-Augenblickswert bei einem bestimmten Zeitpunkt TM im ersten Impulsabschnitt des gerade anstehenden Stromimpulses wird in Form eines elektrischen Strom- oder Spannungssignals, dem Istwertsignal, auf an sich bekannte Weise, z.B. mittels eines dem induktiven Verbraucher nachgeschalteten Stromwandlers erhalten. Die Erzeugung des Istwertsignals sollte, wie vorstehend dargestellt, möglichst bald nach dem Impulsanfang To erfolgen. Das Istwertsignal wird dann zusammen mit einem entsprechenden Sollwertsignal zu einem Steuersignal für den Beginn des zweiten Impulsabschnittes mit der zweiten, höheren Stromamplitude I'2 verarbeitet. Die Verarbeitung zum Steuersignal hat in einem Bruchteil der Impulsbreite Tp stattzufinden.
Die für den ganzen Steuervorgang, d.h. für die Erzeugung des Istwertsignals, für dessen Verarbeitung und für die Umstellung auf den zweiten Impulsabschnitt benötigte Zeit bestimmt so die kleinste Impulsbreite und die höchste Impulsfrequenz für die Stromimpulse, bei denen noch eine wirksame Steuerung auf konstanten Strommittelwert gewährleistet ist. Die Verarbeitung von Ist- und Sollwertsignal zum Steuersignal basiert auf der rechnerischen Ermittlung des bei der Erzeugung des Istwertsignals noch unbekannten Stellzeitpunktes Ts über ein Gleichsetzen der Strom.
Zeit-Flächen für den arithmetischen oder quadratischen Strommittelwert des Soll-Stromimpulses mit vorgegebenem Stellzeitpunkt Ts und bestimmter erster Stromamplitude II und eines entsprechenden Stromimpulses mit der festgestellten ersten Stromamplitude I'l und dem unbekannten Stellzeitpunkt T's und kann entsprechend jeder möglichen Umstellung der Gleichungsglieder jeweils für eine einfach aufgebaute und die gewünschte Verarbeitungszeit gewährleistende Signalverarbeitungseinrichtung modifiziert werden.
Fig. 4 zeigt in Form eines Blockschaltbildes ein Beispiel für eine Einrichtung zur Ausführung des Steuerverfahrens bei einer Rollennahtschweissmaschine. Der induktive Verbraucher ist ein Schweisstransformator 1, an dessen Sekundärwicklung ls ein Schweissrollenpaar 2 angeschlossen ist. Eine Lichtschranke 3 tastet die in das Schweissrollenpaar 2 einlaufenden Werkstücke 4 ab und erzeugt ein Betriebs-Steuersignal zum Ein- und Ausschalten des Schweissstromes. Die Primärwicklung lp ist an ihrem einen Ende über einen mehrere Anzapfungen umfassenden Wähler 5 zur Anpassung der Schweissstromleistung an das Werkstück und ein erstes Ventilgerät 6 an den einen Anschluss 11 eines z.B. 380-V-Wechselspannungsnetzes und an ihrem anderen Ende über eine Reaktanz 8 und einen Stromwandler 9 mit dem anderen Netzanschluss 12 verbunden.
Ein zweites Ventilgerät 7 überbrückt die Reaktanz 8, und ein Widerstand R ist der Primärwicklung lp des Schweisstransformators 1 parallel geschaltet. Beim Rollennahtschweissen wird mit abwechselnden positiven und negativen Stromimpulsen geschweisst, und entsprechend ist das erste Ventilgerät 6 an eine Phasenanschnittsteuerung 14 herkömmlicher Bauart angeschlossen, so dass durch das erste Ventilgerät 6 für jeden Stromimpuls eine Halbwelle der Netzwechselspannung an die Primärwicklung lp des Schweisstransformators 1 angelegt wird. Das erste Ventilgerät 6 enthält hierzu steuerbare, vorzugsweise Halbleiterventile, wie antiparallelgeschaltete Thyristoren Thl und Th2. Zu Beginn jedes Stromimpulses ist das zweite Ventilgerät 7 ausgeschaltet, so dass die Primärwicklung lp des Schweisstransformators 1 mit der Reaktanz 8 in Reihe geschaltet ist.
Durch Einschalten des zweiten Ventilgerätes 7 bei anstehendem Stromimpuls wird die Reaktanz 8 ausgeschaltet, so dass der Strom ansteigt.
Durch Ausschalten der Reaktanz 8 werden so für den Verbraucher Stromimpulse erzeugt, die aus einem ersten Abschnitt mit der ersten Stromamplitude I' und einem zweiten Abschnitt mit der zweiten Stromamplitude I'2 zusammengesetzt sind, wobei der durch den Verhältniswert von I'2/I'1 bestimmte Amplitudenfaktor a durch die Dimensionierung von Schweisstransformator 1 und Reaktanz 8 bestimmt und bei unveränderter Einstellung des Wählers 5 für eine Folge von Stromimpulsen konstant ist. Das zweite Ventilgerät 7, das wie das erste Ventilgerät 6 aufgebaut ist und z.B. antiparallelgeschaltete Thyristoren Th3 und Th4 enthält, ist an eine Steu ervorrichtung 20 angeschlossen, die im wesentlichen einer herkömmlichen Phasenanschnittsteuerung entsprechen kann.
Die Thyristoren Thi und Th2 des ersten Ventilgerätes 6 werden mit von einem ersten Zündverstärker 13 erzeugten Zündimpulsen und die Thyristoren Th3 und Th4 des zweiten Ventilgerätes 7 mit von einem zweiten Zündverstärker 19 erzeugten Zündimpulsen gezündet.
Das von der Lichtschranke 3 erzeugte den Anfang und das Ende einer Schweisspunktserie bestimmende Betriebs Steuersignal SB steuert über einen Zeitsignalgeber 15 die Erregung eines Steuerspannungsgenerators 16. Die Steuerspannung wird in einem Sollwert-Aufbereitungsbaustein 17 für den gewünschten Phasenanschnittwinkel aufbereitet. An den Sollwert-Aufbereitungsbaustein 17 ist ein Zündwinkelschieber 18 angeschlossen, dem eine mit der Netzspannung synchrone Sägezahnspannung Ss zugeführt ist. Zur Erzeugung der Sägezahnspannung ist, wie herkömmlich an die Netzanschlüsse 11 und 12 ein Transformator 13 angeschlossen, der mit der Netzwechselspannung synchrone Wechselspannung an einen Gleichrichter 26 abgibt. Mit den gleichgerichteten Spannungshalbwellen ist ein Sägezahngenerator 27 angesteuert.
Der Zündwinkelschieber 18 erzeugt die Zündsignale für die Thyristoren Thl und Th2 des ersten Ventilgerätes 6, mit denen nach Verstärkung im ersten Zündverstärker bei jeder positiven Halbwelle der eine Thyristor Thl und bei jeder negativen Halbwelle der Netzspannung der andere Thyristor Th2 zum gewünschten, den Impulsanfang To entsprechenden Zeitpunkt gezündet wird. Wenn ein Thyristor, z.B. Thl, gezündet ist, fliesst durch die Primärwicklung lp des Schweisstransformators 1 und durch die Reaktanz 8 Strom, und der Stromwandler 9 gibt ein der Stromstärke analoges Spannungssignal an einen Gleichrichter 10 ab.
Für die Strommittelwert-Steuerung ist hier als Istwertsignal die erste Stromamplitude I'l verwendet, und zur Erzeugung dieses Istwertsignals wird die Ausgangsspannung des Gleichrichters 10 an einen Maximalwertspeicher 22 angelegt.
Wenn als Istwertsignal der Strom-Augenblickswert bei einer bestimmten Messzeit TM verwendet wird, wird bei jeder Halbwelle der vom Gleichrichter 10 abgegebenen Spannung zum Zeitpunkt TM der Spannungs-Augenblickswert getastet und in einem Speicher gespeichert. An den Speicher, beim gezeigten Ausführungsbeispiel an den Maximalwertspeicher 22 ist ein Löschkreis 21 angeschlossen, der von der netzsynchronen Sägezahnspannung Ss gesteuert nach jeder Halbwelle der Netzwechselspannung, d.h. nach jedem Stromimpuls den Speicher löscht und für den nachfolgenden Stromimpuls vorbereitet.
An den Maximalwertspeicher 22 ist ein Sollwert-Istwert Komparator 23 angeschlossen. Der Sollwert-Istwert-Komparator 23 empfängt von dem Sollwert-Aufbereitungsbaustein
17 eine dem Impulsanfang To analoge Signalspannung und ein dem Sollwert der ersten Stromamplitude II analoges Sollwertsignal, und zudem ist an den Komparator 23 der Abgriff eines Potentiometers 24 angeschlossen, mit welchem eine den gewünschten Soll-Stellzeitpunkt Ts bestimmende Signalspannung an den Komparator angelegt werden kann. Der Sollwert-Istwert-Komparator 23 ist je nach der Form der Stromimpulse und dem konstant zu haltenden arithmetischen oder geometrischen Strommittelwert aus durch die Auflösung der jeweiligen Strom. Zeitflächengleichungen nach dem unbekannten Stellzeitpunkt TS gegebenen herkömmlichen Bausteinen zusammengesetzt.
Das vom Sollwert-Istwert-Komparator 23 erzeugte Stellsignal ist an einen Zündwinkelschieber 25 angelegt, der, wie der Zündwinkelschieber 18 für das erste Ventilgerät 6 mit der Sägezahnspannung Ss angesteuert ist.
Mit den vom Zündwinkelschieber 25 gelieferten und in dem an ihn angeschlossenen zweiten Zündverstärker 19 verstärkten Steuersignalen wird bei jedem positiven Stromimpuls der Thyristor Th4 und bei jedem negativen Stromimpuls der Thyristor 3 gezündet und damit die Reaktanz 8 ausgeschaltet, und zwar jeweils zu einem durch das jeweilige Stellsignal des Sollwert-Istwert-Komparators 23 bestimmten Stellzeitpunkt TS, durch den der gerade wirksame Stromimpuls so beeinflusst wird, dass der Strommittelwert des vollendeten Stromimpulses gleich dem Soll-Strommittelwert ist.
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PATENT CLAIMS
1. A method for controlling periodic current pulses of the same basic shape and the same or alternating polarity, which follow one another in a pulse sequence with gaps, to a constant arithmetic or square mean current value for an inductive consumer, characterized in that
that each of the successive current pulses (Ps from a first pulse section reaching up to an actuating point in time (Ts) with a first current curve determined by a first current amplitude (I,) and from a immediately subsequent second pulse section with a through a compared to the first Current amplitude (I,) is composed by a second current curve determined for the pulse sequence constant factor larger second current amplitude (I2) and that for each current pulse (Pl) from the first pulse section an actual current value signal (1, M) analog to a temporally determined current value is generated ,
processes this actual value signal and a corresponding setpoint signal for a setpoint current pulse (Ps) with a setpoint mean current value (IM) determined by a predetermined setpoint actuating time (Ts) into a control signal which has the same current-time area for arithmetic or quadratic The mean current value of the target current pulse (Ps) and the actuating time determined by the actual value signal (Pl) is analog, and the actuating time (Ts) for the current pulse is set with the control signal.
2. The method according to claim 1, characterized in that one of the first actual or target current amplitude (I'l or I) analog signal is used as the actual and setpoint signal.
3. The method according to claim 1 or 2, characterized in that in the pulse train the pulse width (Tp) of the current pulses is kept constant and a minimum value is selected for the second current amplitude (k) of the target current pulse (Ps), which at the maximum occurring Changes in the actual value signal still ensures a constant mean current value of the current pulses.
4. The method according to claim 1 or 2, characterized in that during the pulse train changes the pulse width (Tp) of the current pulses and a value is selected for the second current amplitude (k) of the target current pulse (Ps), which in the occurring maximum changes of the actual value signal and with the maximum changes in the pulse width (Tp) ensures a constant current mean value of the current pulses.
5. The method according to any one of the preceding claims, characterized in that the current pulses composed of a first and a second pulse section are generated by short-circuiting, controlled by the control signal, of a reactance connected in series with the inductive consumer.
6. The method according to any one of the preceding claims, wherein the current pulses are generated with a phase-controlled AC mains voltage, characterized in that a phase signal angle analog voltage signal for the pulse width is taken from the phase control for determining the actuating time (Ts).
7. Device for performing the method according to claim 1 for feeding an inductive consumer, characterized in that in series with the inductive consumer (1) by a controllable valve device (7) bridged reactance (8) connected and the valve device (7) on a control device (20) is connected to short-circuit the reactance (8) during each current pulse by firing the valve device (7) at an actuating time and thereby to set the current pulse to a higher amperage, and that the control device (20) has a desired value Contains actual value comparator (23), to which an actual value transmitter (9, 10, 22) for generating the current instantaneous value analog to an instantaneous current value determined in the blocking phase of the valve device (7) and a setpoint generator (17) for generating the corresponding setpoint signal connected,
wherein the setpoint-actual value comparator (23) is set up to process the actual and the setpoint signal to form an actuating signal which is analogous to the actuating point in time for the current pulse present, in which the current pulse has the same current. Time area has like the target current pulse.
8. Device according to claim 7, characterized in that the setpoint-actual value comparator (23) contains means (24) for setting the setpoint actuating time.
9. Device according to claim 7 or 8, characterized in that the control device (20) contains a controlled by the setpoint-actual value comparator (23) generated control signal firing angle slider (25) with downstream ignition amplifier (19) and the controllable valve device (7th ) is connected to the ignition amplifier (19).
10. Device according to one of claims 7 to 9, characterized in that each valve of the controllable valve device (7) consists of a controlled semiconductor valve (Th3, Th4).
11. Device according to one of claims 7 to 10, characterized in that the actual value transmitter (9, 10, 22) with the reactance (8) connected in series current converter (9), a rectifier connected to the current converter (9) ( 10) and a maximum value memory (22) connected to the rectifier (10) and the maximum value memory (22) is connected to an erase circuit (21) for erasing the memory content after each current pulse.
12. Device according to one of claims 7 to 11, wherein the inductive consumer (1) for setting the pulse width of the current pulses is connected to a phase control (6, 14), characterized in that the phase control (6, 14) to the setpoint - Actual value comparator (23) contains connected setpoint device (17).
The invention relates to a method for controlling periodic current pulses of the same basic shape and the same or alternating polarity in a pulse train with gaps in succession to a constant arithmetic or square current mean value for an inductive consumer, and a device for carrying out the method.
In the case of inductive consumers fed with current pulses, there is often a requirement that the average current value of the periodically successive current pulses be constant. For example, high-quality welds can only be achieved with a roller seam welding machine if the welding energy supplied to each welding point is dependent on the respectively determined and e.g. deviates as little as possible from the setpoint preset by phase control.
The current flowing through the workpiece between the welding rollers depends on the reactance of the workpiece at the welding point and since the reactance of the workpiece is not exactly the same along the length of the weld seam, but rather with the irregularities that occur locally, such as slight changes in the sheet thickness Surface quality, grease or oil residues etc. changes, the successive welding points in the weld seam have different qualities even under otherwise constant operating conditions. Such generally small quality differences can often be disregarded, but in some cases, e.g. at
spot-welded high-pressure cans at a not inconsiderable level of scrap, the first welding point of the seam in particular being of crucial importance for the usability of the can.
Known current control devices for roller seam welding machines allow the effective value of the welding current during the welding of a seam to be kept constant from the second welding point of the seam in the most favorable case. Their use when welding high-pressure cans therefore means that the weld seam must be checked for the start area of each welded frame and the occurrence of frames that are unusable due to insufficient welding due to insufficient welding energy or material burning due to excessive welding energy could only be achieved by using canned material with calibrated thickness , additional pretreatment of the can material and precisely adhered roll pressure can be reduced. The production of high pressure cans on conventional roller seam welding machines is therefore uneconomical.
It was therefore an object of the present invention to provide, for an inductive consumer, a method for controlling the current pulses which follow one another periodically in a pulse sequence, including the first current pulse of the pulse sequence to an average current value predetermined by a desired value, and a device for carrying out the method which is comparatively simple and satisfactory in terms of operational safety to accomplish.
This object is achieved with the control method according to the invention, which is characterized in that each of the successive current pulses from a first pulse section reaching up to an actuating point in time with a first current curve determined by a first current amplitude and from a second pulse section immediately following it with a by a in comparison with the first current amplitude by a second current curve determined by a second current amplitude that is larger for the pulse train constant factor and that for each current pulse an actual value signal analogous to a temporally determined current instantaneous value is generated from the first pulse section,
processes this actual value signal and a corresponding target value signal for a target current pulse with a target current mean value determined by a predetermined target actuating time to a control signal which has the same current. Time areas for the arithmetic or quadratic current mean value of the target current pulse and the actuating time resulting from the actual value signal are analog, and the actuating time for the respective current pulse is set with the control signal.
The current pulses composed of the first and the second pulse section can expediently be generated by short-circuiting a reactance connected in series with the inductive consumer during each current pulse, controlled by the control signal.
The processing of the actual and setpoint signal to the control signal can expediently be carried out by means of a setpoint-actual value comparator which contains arithmetic elements and which determines the actuating time for the respective current pulse at which the current time area for the arithmetic or quadratic current mean value of the current pulse equals the corresponding one Electricity. Time area of the target current pulse is generated, and a control signal analogous to the determined actuation time is generated. A signal analogous to the first actual or nominal current amplitude can be used as the actual and nominal value signal.
With a current pulse of a given basic shape, and with a given pulse width and a first target current amplitude, the modulation range depends, i.e. the current fluctuations (fluctuations in the actual value signal) that are possible for a constant mean current value, on the ratio of the second to the first current amplitude and on the position of the instantaneous current value to be recorded in the current pulse, which determines the maximum extent of the second pulse section and the width of the first pulse section are.
The set point in time is expediently chosen so that the same current fluctuations are controlled upwards and downwards. If the largest current fluctuations that occur are known for a sequence of such current pulses of the same pulse width, a minimum value results for the second current amplitude, at which the mean current value is still kept constant with certainty. Since mostly, e.g. even in the case of roll seam welding, where the current fluctuations are relatively small, the second current amplitude generally does not need to be much larger than the first, i.e. that the resistance value of the reactance connected in series can also be chosen to be small compared to that of the inductive consumer.
If the second current amplitude is selected above this minimum value, in addition to the current fluctuations, fluctuations in the pulse width can also be adjusted to a constant current mean value of the pulses, or in other words, the successive current pulses can be made variable in the pulse width if one has a correspondingly higher value for the ratio of the second to the first current amplitude.
The method according to the invention is not tied to a specific pulse shape, the current pulses can e.g. be sinusoidal or have a triangle, rectangle, trapezoid etc. as the basic form. As shown above, the method can also be adapted to different modes of operation, such as operation with current pulses of subsequently constant or variable pulse width. The mean current value in the pulse sequence can be kept very precisely constant, the first current pulse of the sequence in particular already having the desired target current mean value.
The device according to the invention for carrying out the method for supplying an inductive consumer is characterized in that a reactance bridged by a controllable valve device is connected in series with the inductive consumer and the valve device is connected to a control device in order to trigger during each current pulse by igniting the To short-circuit the reactance of the valve device at an actuating time and thereby to set the current pulse to a higher current strength, and that the control device contains a setpoint-actual value comparator to which an actual value generator for generating the current instantaneous value determined at a time in the blocking phase of the valve device analog actual value signal and a setpoint generator for generating the corresponding setpoint signal is connected,
wherein the setpoint-actual value comparator is set up to process the actual and the setpoint signal to form an actuating signal which is analogous to the actuating time for the current pulse in question, in which the current pulse has the same current-time area as the desired current pulse. The control device can be constructed essentially like a conventional phase control and differ from it only in the special setpoint-actual value comparator.
The structure of the setpoint-actual value comparator results from the arithmetic determination of the unknown actuation time, in principle the current time areas for the arithmetic or quadratic current mean value of the setpoint current pulse with the specified pulse width, first and second setpoint current amplitudes and specified setpoint Actuation time and a current pulse with the same pulse width, a first and second current amplitude determined by the actual value signal and the unknown actuation time are set equal to one another and then the unknown actuation time is determined from this equation.
On the basis of this computational determination, an optimal design of the setpoint-actual value comparator can be obtained for the respective pulse shape and the arithmetic or geometric mean current value, as is familiar to a person skilled in the art in this field.
In the following the invention is explained in more detail using an exemplary embodiment with reference to the accompanying drawings.
1 illustrates the control method according to the invention using the example of a substantially sinusoidal current pulse, which is shown in the i / t diagram;
Fig. 2 shows a current pulse with a triangle as the basic form;
Fig. 3 shows a current pulse with a rectangle as the basic shape and
FIG. 4 schematically shows an exemplary embodiment of the device according to the invention for controlling current pulses to a constant average current value.
In the i / t diagram of FIG. 1, the current curve of a target current pulse Ps is shown with a solid line. The target current pulse Ps has a first section which extends from the pulse start To up to a specific point in time Ts, which is referred to below as the actuating point in time, and a second pulse section which follows immediately thereafter and extends from the actuating point in time Ts to the end of the pulse TE.
The sinusoidal current curve of the first pulse section has a first amplitude II and the sinusoidal current curve of the second pulse section has a second amplitude I2, which is a larger than the first amplitude I by a factor a. The desired current pulse Ps shown consists of a positive half-wave of e.g. phase-controlled sinusoidal alternating current, in which the instantaneous current value at the actuating time Ts changes from the low value resulting from the first amplitude II to the higher value from the second amplitude I2.
In a sequence of such current pulses of the same or alternating polarity, the pulse spacing is equal to half the period of the alternating current, and all current pulses may have the same pulse contribution Tp, the start of the pulse at To and thus the gap between the pulses being determined by the phase gating angle.
The arithmetic mean current value 1as and the root mean square current (RMS value) 1effS are given by this target current pulse
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and
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If an inductive consumer is supplied with such current pulses, the actual values of the instantaneous current values at the actuating time Ts generally deviate upwards or downwards from the setpoint for the individual current pulses, and each actual current pulse becomes a first and a second actual current amplitude. I'l or I'2, the value of which correspondingly deviates from the current amplitudes I, and I2 of the target current pulse, provided that
that the amplitude factor a determined by 12/11 for the target current pulse is constant for the pulse train and also applies to the actual current pulses. In order to determine the actuating time Ts for constant current mean value for the current pulse, one can proceed as follows:
The above equations apply to the arithmetic and geometric mean current value of an actual current pulse with the set actuating time Ts when II and Iz or 112 and 122 are replaced by the actual values I'l and I'2 or I'l2 and I'22 and constant values are specified for the pulse start To, the pulse end TE and the pulse width Tp.
The deviation of the arithmetic mean current value of a current pulse with the target actuation time Ts from the target current mean value is directly proportional to the difference between the current-time areas of this current pulse and the target current pulse and is given with 12 = ali and I'2 = au'1 by 1a1 - 1aS = 1 / Tp (FI - Fs), 3) being the actual current. Time area Fl and the target current. Time area Fs is determined by
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Since the values for To, TE, Tp, Ts and a are assumed to be constant,
the equation results for the error of the arithmetic mean current value
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i.e. the mean error is determined by the difference between the actual value and the target value of the first current amplitude.
With each actual current pulse, the actuating time is now shifted so that the resulting change in the current. Time area equal to the mean error becomes:
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The combination of equations 5) and 6) directly gives the required correction value for the actuation time.
The current curve of an actual current pulse P1 corrected in this way is drawn in with a dashed line in FIG. Since the actual value I 'of the first current amplitude must first be determined for the correction of the actuating time and then the correction value is to be determined from this actual value and the setpoint I1 of the first current amplitude, it must be understood from FIG. 1 that the set actuating time Ts in the second half of the pulse. Furthermore, in the case of an upward mean value correction, the maximum value for the corrected actuation time Tsmax must have a sufficient time interval from the moment of the actual value acquisition, and in the case of a mean value correction downward it must be at or at the end of the pulse TE.
These conditions together with the time value for the pulse start To determine the modulation range. As can also be readily understood from FIG. 1, this modulation range can be enlarged if a current instantaneous value IM, I'M is selected as the setpoint and actual value instead of the first current amplitude at a measurement time TM lying in front of it, this measurement time TM for the pulse train is constant.
The above statements also apply to the root mean square. For the quadratic current mean in equations 5) and 6) I'l, II, sin t and a are to be replaced by I'l2, 112, sin2t and a2.
The control method according to the invention is applicable to all current pulses in which the current curves are represented by functions that can be integrated. 2 shows a current pulse with a triangle and in FIG. 3 a current pulse with a rectangle as the basic form. In the case of rectangular current pulses, there is a particularly wide modulation range, since the difference between the actual and target value of the first current amplitude can be detected with sufficient accuracy for the control even at the beginning of the pulse.
The actual value of the first current amplitude, or generally the instantaneous current value at a specific point in time TM in the first pulse section of the current pulse, is in the form of an electrical current or voltage signal, the actual value signal, in a manner known per se, e.g. obtained by means of a current transformer connected downstream of the inductive consumer. As described above, the actual value signal should be generated as soon as possible after the pulse start To. The actual value signal is then processed together with a corresponding setpoint signal to form a control signal for the start of the second pulse section with the second, higher current amplitude I'2. The processing for the control signal has to take place in a fraction of the pulse width Tp.
The for the whole control process, i.e. for the generation of the actual value signal, for its processing and for the changeover to the second pulse section, the smallest pulse width and the highest pulse frequency for the current pulses, for which an effective control of a constant average current value is still guaranteed. The processing of the actual and setpoint signals to form the control signal is based on the computational determination of the actuating time Ts, which was still unknown when the actual value signal was generated, by equating the current.
Time areas for the arithmetic or quadratic current mean value of the target current pulse with a predetermined actuation time Ts and a specific first current amplitude II and a corresponding current pulse with the determined first current amplitude I'l and the unknown actuation time T's and can be used for any possible change of the equation elements simply constructed signal processing device ensuring the desired processing time can be modified.
FIG. 4 shows in the form of a block diagram an example of a device for executing the control method in a roller seam welding machine. The inductive consumer is a welding transformer 1, to the secondary winding ls of which a pair of welding rollers 2 is connected. A light barrier 3 scans the workpieces 4 entering the welding roller pair 2 and generates an operating control signal for switching the welding current on and off. The primary winding lp is connected at one end via a selector 5 comprising a plurality of taps for adapting the welding current output to the workpiece and a first valve device 6 to the one connection 11 of a e.g. 380 V AC network and connected at its other end via a reactance 8 and a current transformer 9 to the other network connection 12.
A second valve device 7 bridges the reactance 8, and a resistor R is connected in parallel with the primary winding lp of the welding transformer 1. During roller seam welding, welding is carried out with alternating positive and negative current pulses, and accordingly the first valve device 6 is connected to a phase control 14 of a conventional type, so that the first valve device 6 applies a half-wave of the AC line voltage to the primary winding lp of the welding transformer 1 for each current pulse. For this purpose, the first valve device 6 contains controllable, preferably semiconductor valves, such as anti-parallel thyristors Th1 and Th2. At the beginning of each current pulse, the second valve device 7 is switched off, so that the primary winding lp of the welding transformer 1 is connected in series with the reactance 8.
By switching on the second valve device 7 when a current pulse is present, the reactance 8 is switched off, so that the current increases.
By switching off the reactance 8, current pulses are generated for the consumer, which are composed of a first section with the first current amplitude I 'and a second section with the second current amplitude I'2, the ratio of I'2 / I' 1 determined amplitude factor a determined by the dimensioning of welding transformer 1 and reactance 8 and is constant with a unchanged setting of the selector 5 for a sequence of current pulses. The second valve device 7, which is constructed like the first valve device 6 and e.g. contains anti-parallel connected thyristors Th3 and Th4, is connected to a control device 20, which can essentially correspond to a conventional phase control.
The thyristors Thi and Th2 of the first valve device 6 are ignited with ignition pulses generated by a first ignition amplifier 13 and the thyristors Th3 and Th4 of the second valve device 7 are triggered with ignition pulses generated by a second ignition amplifier 19.
The operating control signal SB generated by the light barrier 3 and which determines the start and end of a welding spot series controls the excitation of a control voltage generator 16 via a time signal generator 15. The control voltage is processed in a setpoint processing module 17 for the desired phase angle. An ignition angle slide 18, to which a sawtooth voltage Ss synchronous with the mains voltage is supplied, is connected to the setpoint processing module 17. To generate the sawtooth voltage, a transformer 13 is connected, as is conventional, to the mains connections 11 and 12, which outputs a synchronous alternating voltage to a rectifier 26 with the alternating mains voltage. A sawtooth generator 27 is controlled with the rectified voltage half-waves.
The firing angle slide 18 generates the firing signals for the thyristors Thl and Th2 of the first valve device 6, with which, after amplification in the first firing amplifier, the one thyristor Thl with every positive half-wave and with every negative half-wave of the mains voltage the other thyristor Th2 to the desired pulse start corresponding to To Point in time is ignited. If a thyristor, e.g. Thl, is ignited, current flows through the primary winding lp of the welding transformer 1 and through the reactance 8, and the current transformer 9 outputs a voltage signal analogous to the current intensity to a rectifier 10.
For the current mean value control, the first current amplitude I'1 is used here as the actual value signal, and the output voltage of the rectifier 10 is applied to a maximum value memory 22 in order to generate this actual value signal.
If the instantaneous current value at a specific measuring time TM is used as the actual value signal, the instantaneous voltage value is sampled and stored in a memory at every half-wave of the voltage output by the rectifier 10 at the instant TM. An erase circuit 21 is connected to the memory, in the exemplary embodiment shown to the maximum value memory 22, which is controlled by the mains-synchronous sawtooth voltage Ss after every half cycle of the mains AC voltage, i.e. clears the memory after each current pulse and prepares it for the subsequent current pulse.
A setpoint / actual value comparator 23 is connected to the maximum value memory 22. The setpoint-actual value comparator 23 receives from the setpoint processing module
17 a signal voltage which is analogous to the pulse start To and a setpoint signal which is analogous to the setpoint of the first current amplitude II, and in addition the tap of a potentiometer 24 is connected to the comparator 23, with which a signal voltage which determines the desired setpoint actuation time Ts can be applied to the comparator. Depending on the shape of the current pulses and the arithmetic or geometric mean current value to be kept constant, the setpoint-actual value comparator 23 is based on the resolution of the respective current. Time equations are put together according to the conventional building blocks given the unknown actuation time TS.
The control signal generated by the setpoint-actual value comparator 23 is applied to an ignition angle slide 25 which, like the ignition angle slide 18 for the first valve device 6, is controlled with the sawtooth voltage Ss.
With the control signals supplied by the ignition angle slider 25 and amplified in the second ignition amplifier 19 connected to it, the thyristor Th4 is ignited with every positive current pulse and the thyristor 3 is ignited with every negative current pulse and thus the reactance 8 is switched off, in each case to one by the respective control signal of the setpoint-actual value comparator 23, the actuating time TS determined by which the current pulse is influenced in such a way that the mean current value of the completed current pulse is equal to the target current mean value.