Verfahren und Vorrichtung zur Veränderung der Übertragungseigenschaften eines elektrischen Übertragungskreises durch eine Steuerspannung. Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Veränd@erun.g der übertragungseigenechaften elektrischer Kreise in Abhängigkeit von einer Steuerspannung. Das Problem der Kopplungsbeeinflussung durch eine beson dere Regelspannung <RTI
ID="0001.0014"> tritt in der Schwach strom- und Hochfrequenztechnik häufig auf. Es handelt eich dabei ,gewöhnlich um die Veränderung des Ampliinudenverhältnissses zwischen der Ausgangsspannung und der Eingangsspannung eines Regelkreises bei ge gebener Eingangsspannung, wie dies zum Beispiel bei Anordnungen zum automatischen S,abwundausgleieh,
zur Erweiterung oder Be grenzung der Dynamik von Sprache und Musik und bei. ähnlichen Einrichtungen der Fall ist.
Das erfindungsgemäss gekennzeichnete Verfahren zur Änderung des Übertragungs- masses eines Übertragungskreises eignet sich aber auch für zahlreiohe, später beschrie- bene besondere Aufgaben, wo das Ampli- tudenverhältnis oder auch die ,gegenseitige Phasenlage von Wechselströmen oder ,
Span- nungen rasch oder langsam durch eine ent sprechend veränderliche Regelspannung be- einflusst werden soll.
Es ist bekannt, die Übertragun;gseigen- schaften mittels Elektronenröhren mit ge krümmter Charakteristik zu verändern, indem durch Veränderung .der mittleren Steuergittervorspannung und bei besonderen Mehrgitterröhren (z.
B. Hegoden) durch Ver änderung der Vorspannung eines Hilfss- gitters,die Übertragung geändert wird.
Eine spannungsabhängige Kopplungs änderung kann bekanntlich beispielsweise auch erreicht werden durch entsprechende Änderung der Vormagnetisierung '.eisen gesättigter .Spulenkerne (vergl. z. B. Brit. Pa tent Nr. 442 392, 436 482, 455<B>190).</B>
Gemäss vorliegender Erfindung werden nun in einem Übertragungskreis Kondensa toren mit mechanisch nicht verschiebbaren Belägen verwendet, welche Beläge in Ver- bindung mit einer geeigneten Zwischen- schieht die Kapazität dieser Kondensatoren von der angelegten Vorspannung abhängig machen, wobei die Anordnung dieser ver änderbaren Kapazitäten derart getroffen wird,
dass ihre durch eine bestimmte Vor spannungsvariation erzeugte Veränderung die Übertrag@zng beeinflusst.
Zur Ausführung .dieses Verfahrens ei nen sich Kondensatoren, die eine dünne Sperrschicht zwischen geeigneten Elektroden in der Weise enthalten, dass die Kapazität bei den in Frage kommenden Frequenzen von einer zwischen den Belägen angelegten Gleiehspannung abhängt, wobei der Verlust winkel 45' nicht überschreitet. Da diese dünne und schlecht leitende Sperrischieht, deren Stärke im allgemeinen 10-3 cm nicht überschreitet,
ein wesentliches Merkmal die ser Kondensatoren darstellt und da sich für den vorliegenden Zweck in vielen Fällen auch die normalen Sperrschichtgleiehrichter eig nen, werden diese Kondensatoren im folgen den als Sperrsehichtkondensatoren bezeichnet..
Es kann für den physikalischen 31e- cha.nismus dieser Sperrschi:chtkondensato:ren keine allgemein gültige physikalische Erklä rung gegeben werden. Eine vorspannungs- abhängige Kapazitätsbeeinflussung lässt sich jedoch bei zahlreichen Anordnungen mit, a,us- reichend dünnem und entsprechend ein- gelagertem Dielektrikum nachweisen.
So tritt diese Erscheinung beispielsweise in den meisten Fällen bei den verschiedenen bekann ten Trockengleichrichtern, wie 8elengleicli- richter, Kupferoxy dulgleiehrichter, in Sperr- richtung auf.
Auch bei den weniger gebi < äuc .h lichen Gleichrichterkombinationen (Uran dioxyd-, Zinlzoxy dgleicliricliter usw.) ist diese Kapazitätsbeeinflussung nachzuweisen. Es kann sich bei der Spe@rrsehicht um eine zweckmässig eingelagerte Isolierschicht han deln,
die aus einer angrenzenden Ilalbleiter- schicht oder auf irgendeine andere an sich bekannte Art gebildet wird, wie z. B. durch Auftrag genügend dünner Schichten orga nischer Lacke auf einer Leiter- bezw. Halb leiterelektrode.
Für das 7nistandekommen der vorspan- nunbmsabhängigen 1iapaz,itätsbeeinflussun,g ist stets auch die Beschaffenheit .der angrenzen den Elektroden und namentlich die Art der Berührung bezw. die Übergangszone bis zur eigentlichen Sperrschicht von wesentlicher Bedeutung.
Auch die bekannten Elektrolytgleichric h- ter und die trockenen oder nassen Elektrolyt- kondensatoren zeigen einen vorspaunungs- abhängi,gen Kapazitätsverlauf.
Eine beson ders ausgeprägte Vorspannun:gsahhängigkeit weisen beispielsweise Zellen auf, 'bei denen als Anodenmaterial Wolfram, Niob oder Tan- tal in einem geeigneten Elektrolyt verwendet wird. Die Sperrsehieht wird bei solchen Elektrolytzellen durch die Formierung zwi schen Elektrolyt und Metall gebildet.
Dabei ist häufig neben einer sehr raschen Kapa zitätsbeeinflussung noch eine relativ lang same Einwirkung der Vorspaunung zu be- obaehten, welehe als spannuna abhängige Formierung zu deuten ist.
Bei den ':Sperrschichtkondensatoren vom beschriebenen Typus darf die Vorspannung natürlich immer nur so weit variiert wer den, dass der Verlustwinkel die:
zulässige Grenze nicht überschreitet, dass ferner eine Verzerrung der übertragenen WecllseIspan- nungen durch Gleichriehtung in zulässigen Grenzen bleibt und dass der Durchgangs- gleielistrom den zulässigen Wert nicht über schreitet. insbesondere kleiner als<B>15'</B> bleibt.
Bei Zellen, die in der einen Richtung strom- dtirch@ässig sind (.z. ss. Trocken- oder Elek- tro15#tgleichriebter), muss deshalb im all gemeinen mit Vorspannungen gearbeitet werden, die in wirken.
Mit den beschriebenen Sperrschiebtkondensatoren kön nen bei Vorspannungsänderungen von 6-1\3 Volt Kapazitätsänderungen um 30-50/'o er zielt werden.
Die vorspa.nnungsa.bh < tn--ige Kapazitäts- beeinfliiscun.g von Sperrschichtkondensatoren kann auch zur Verinderung der Abstimmung elektrischer Sehivingkreise nutzbar gemacht werden. Dieses Verfahren zur Abstimmungs kontrolle wird im schweizerischem Patent Nr. 202 347 beschrieben. In diesem Pa tent ist der Aufbau und das Verhalten der vorspannungsabhängigen Kondensatoren etwas näher umschrieben.
Diese Umschrei bung kann in sinngemässer Weise aueh für die Sperrschichtkondensatoren übernommen werden, die zur Ausführung des vorliegenden erfindun,b gemässen Verfahrens geeignet sind.
Einige Ausführungsbeispiele der Erfin dung werden im folgenden anhand der Fig. 1 bis 13 beschrieben.
Die vorspannungsabhä.nbg¯igen'Sperrschicht- kondensatoren sind in,den Figuren durch ein besonderes Symbol dargestellt, das stets mit K bezeichnet ist,
wobei durch unsymme- trisehe Zeichnung der tStärke beider Beläge auf das meist unsymmetrische elektrische Verhalten hingewiesen wird.
In Fig. 1 ist eine T-Schaltung, in Fig. 2 eine ff-iSchaltumg, in Fig. 3 eine Brüeken- schaItung dargestellt, bei ,denen :das Verhält nis -der Ausgangsspannungen E#! an den Klemmen 13, 14 bezw. 23, 24 bezw. 33, 34 gegenüber ,der Eingangsspannung E<B>:
,</B> an den Eingangsklemmen 1-1, 12 bezw. 21, 22 bezw. 3.1, 32 in bekannter Weise abhängig iet von den einzelnen Impedanzen Z und der Be lastung an den Ausgangsklemmen.
Bei den Impedanzen Z handelt es sich um Zweipole, die weder solche Resonanzkreise enthalten, noch in ihrer Zusammeneehaltun:g derartige abgestimmte Kreise ergeben, deren Abstim mung bei der Änderung der Übertragun:gs- eigenschaften wesentlich verändert wird.
Durch Variation dieser Impedanzen Z lässt sich nun bekanntläoh das Verhältnis der Aus gangsspannung EZ zur Eingangsopannung El verändern.
Es enthalten nun einzelne dieser Impe danzen Z einen oder mehrere Sperrschieht- kondensatoren, welche nötigenfalls noch mit andern Schaltelementen in,der Weise zusam- mengeschaltet sind, dass das Übertraguugs- mass der Netzuierke durch eine besondere Steuerspannung in ,gewissen Grenzen ver ändert werden kann.
Es liegt auf :der Hand, dass dabei in vielen Fällen einzelne Impedan zen überhaupt weggelassen werden können, wie dies z. B. bei dem Ausführungsbeispiel Fig.4gezeigt wird, und dass .aus den an geführten Grundschaltungen anderseits auch kompliziertere Netzwerke mit steuerbaren Übertragungseigenschaften abgeleitet werden können.
Immerhin lassen sich auch (Schal- tungen zur vorspannun,gsabhängigen. Beein- flussung,der Übertragungseigenschaften durch Sperrschichtkondensatoren angeben, welche nicht ohne weiteres auf die Grundschaltun gen Fig. 1, 2 und -3 zurückzuführen sind.
In einfachster Weise lässt sich das 'Span- nung:sverhältnis bei Potentiometerschaltungen steuern, wie dies zum Beispiel in Fig. 4 ge zeigt wird. Das .Spaunurogsvexhältnis im Leerlauf ist d abei
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wobei unter Z" die Impedanz des Sperr- sehichtkondeneators eingeführt ist,
durch deren vonspannungsabhängige Änderung -also das Spannungsübersetzungsverhältnis beein- flusst werden kann. Dieses Übersetzungsver- hältnis ist im allgemeinen komplex, das heisst es besteht ein Phasenunterrsehied zwischen Ausgangespannung E,
und Eingangsspan nung E,. Der Phasenunterschied kann prak- tiech vermieden werden, wenn Z aus einer Kapazität besteht, deren Verlustwinkel nötigenfalls durch besondere Zusützwider- stände, z.
B. ;gemäss Fig. 12, dem mittleren Verlustwinkel von K angepasst wird.
In, vielen Fällen empfiehlt sich Vertau- schung von Z und g in Fig. 4.
An,Stelle von Z in Fig. 4 kann ebenfalls ein 'Sperrschichtkondensator verwendet wer den, wie dies in Fig. 5 :gezeigt wird. Dabei müssen K,. und K2 in entgegengesetztem Sinne gesteuert werden, z. B. unter Verwen- dung,der Batterie B.
Die Kondeneatomen C, und C" dienen zur Fernhaltung der Vorspan- nung vom Eingangs- und Ausgangsstrom- kreis. Die Drosseln (oder genügend hoch- ohmige Widerstände) W, und Wz vermeiden einen Kurzschluss der Wechselspannungen über den Stauerglkchs-tromkreis.. Durch Ver änderung des Ab,
griffes <B>58</B> der Batterie B können die verlustbehafteten Kapazitäten der Spernschnehtkondensatoren K, und K, in ent- gegenigesetztem Sinne verändert werden, wo durch eine Änderung der Ausgangsamplitude von E-. bei konstanter Amplitude der Ein gangsspannung E, zustande kommt.
Die Potentiometerschaltuugen Fig. 4 und 5, welche durch Weglassung einer Impedanz atts Fig. 1 oder 2 abgeleitet werden können, entsprechen in manchen Fällen noch nicht ganz den praktischen Bedürfnissen.
Wenn beispielsweise die Forderung nach konstan- tem Innenwiderstand an den zwei Eingangs und Ausgangsklemmen besteht, so müssen die Schaltungen bekanntlich aus mindestens drei Zweipolen aufgebaut werden.
Auch aus Gründen einer möglichst einfachen Zufüh rung der Vorspannung zu den einzelnen Sperrschichtkondensatoren können noch 7ahl- reiche besondere Schaltungen von Vorteil sein, die sich nach dem heutigen Stande der Soha.ltungstechnik ohne besondere Schwierig keiten angeben lassen.
Die Anwendung von Schaltungen, die sieh auf eine Brückenschaltung gemäss Fig. 3 zurückführen lassen, empfiehlt sich besonders in solchen Fällen, wo Kopplungsänderungen bis zur vollständigen Entkopplung möglich sein sollen. Ein Schaltungsbeispiel wird durch Fig. 6 dargestellt. Z, und Z_ seien zwei .gleiche Impedanzen, die nötigenfalls durch besondere Parallelwiderstände gleich stromdurchlässig gemacht sind.
Die Sperr- schichtkondensatoren K, und K, werden durch eine von den Klemmen 67 und 68 über die Wechsels Stromsperren <I>TV"</I> W_ zugeführte Gleichspannung e in entgegengesetztem Sinne beeinflusst, so dass durch diese Steuer- spa-nnung- ein ursprüngliches Brückengleich gewicht mehr oder weniger gestört werden kann.
Bei konstanter Amplitude der Ein gangsspannung E, kann also die Amplitude der Ausgangsspannung E., vom Wert Null (bei Brückengleichgewicht) bis zu einem be stimmten Betrag gesteigert werden.
An Stelle der beiden Impedanzen Z, und ZZ in Fig. 6 kann in gewissen Fällen auch eine Drosselspule mit Mittelanzapfung ver- wendet werden, deren Induktivität so gross ist, dass durch die Verbindung mit K, und K2 bei den vorkommenden Frequenzen keine Resonanzen auftreten.
Die vorspannungsabhän,gi.gen Kapazitäten K" KZ erfordern im allgemeinen eine be stimmte R.uhevorspa.nnung, die in @Sperrich- tung wirkt, wenn es sich @dabei beispielsweise um Trockengleichrichter handelt. Zu diesem Zwecke können zum Beispiel die Batterien B,, B. in Fi,g. 6 dienen.
Statt an der in der Fig. 6 angegebenen Stelle kann auch eine Spannungsquelle in Serie mit einem Wechsel- strom-Sperrwi@derstand zwischen den Klem men 68, 64 vorgesehen werden.
Soll der Eingang und der Ausgang der Schaltung gegenüber einem bestimmten Ver gleichspotential (z. B. Erdpotential) symme- trisch sein, so empfiehlt sieh symmetrische Schaltung vom Typus der Fi,g. 7.
Die Steuer spannung e wird den vier Sperrschichtkon- densatoren K,-K4 über Mittelanzapfungen der Drosseln oder Widerstände W, und I1'_, zugeführt. -Sind bei einem bestimmten Vor spannungswert (z. B. Spannung 0) die Kapa zitätswerte der vier Sperre chichtkon:den;sato- ren gleich gross, so ist die Ausgangsspan nung E, bei einer bestimmten Amplitude der Eingangtsspannung E, gleich Null.
Mit wach sender Steuerspannung wird das Brücken gleichgewicht gestört, und dementsprechend wächst die Amplitude der Ausgangs span- nung.
Bei solchen Schaltungen würde es sich unter Umständen auch empfehlen, die Steuer spannung e bei den Klemmen 73 und 74 auf zudrücken und dafür die Ausgangsspannung E, bei den Klemmen 77 und 78 zu ent nehmen.
Es liegt auf der Hand, dass den Sperr schichtkondensatoren in Fig. 7 neben der Steuerspannung e im allgemeinen noch eine bestimmte, in Sperrichtung aller Kondensa- toren wirkende Ruhespannung zugeführt werden muss,
damit die gesamte Gleieh.span- nung an den einzelnen Kondensatoren in kei nem Fall die zuläseigen Grenzen über- schreitet. Solche Ruhespannungsquellen sind
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in <SEP> Fig. <SEP> 7 <SEP> durch <SEP> die <SEP> Batterien <SEP> <I>B,-B4</I> <SEP> an gegeben. <SEP> Den <SEP> besonderen <SEP> Verhältnissen <SEP> ent sprechend <SEP> kann <SEP> die <SEP> Ruhespannung <SEP> aber <SEP> auch
<tb> auf <SEP> zahlmeisshe <SEP> andere <SEP> Arten <SEP> zugeführt <SEP> wer den.
<SEP> In <SEP> besonders <SEP> einfacher <SEP> Weise <SEP> lässt <SEP> sich
<tb> die <SEP> Ruhespannung <SEP> -gemeinsam <SEP> mit <SEP> der <SEP> ver änderlichen <SEP> !Steuerspannung <SEP> e <SEP> zuführen,
<tb> indem <SEP> zum <SEP> Beispiel <SEP> die <SEP> Kondensatoren <SEP> KZ
<tb> und <SEP> X4 <SEP> oder <SEP> K, <SEP> und <SEP> K3 <SEP> in <SEP> Fig. <SEP> 7 <SEP> ,dur-eh <SEP> Fest kondensatoren <SEP> ersetzt <SEP> werden, <SEP> deren <SEP> Kapa zität <SEP> und <SEP> Verlustwinkel, <SEP> nötigenfalls <SEP> unter
<tb> Zuhilfenahme <SEP> besonderer <SEP> Zusatzwiderstände,
<tb> den <SEP> entsprechenden <SEP> Weinten <SEP> von <SEP> K1 <SEP> und <SEP> K3
<tb> bezw. <SEP> K2 <SEP> und <SEP> K4 <SEP> bei <SEP> einer <SEP> bestimmten <SEP> Vor spannun:g <SEP> angepasst <SEP> werden. <SEP> Die <SEP> :Steu:
erspan nung <SEP> e <SEP> wird <SEP> dann <SEP> in <SEP> solchen <SEP> Grenzen <SEP> ver ändert, <SEP> @dass <SEP> sie <SEP> für <SEP> die <SEP> beiden <SEP> verbleibenden
<tb> Sperwchlchtkondeneatoren <SEP> K1 <SEP> und <SEP> K3 <SEP> bezw.
<tb> K2 <SEP> und <SEP> K4 <SEP> stets <SEP> in <SEP> Sperriehtun;g <SEP> wirkt, <SEP> so
<tb> dass <SEP> -weitere <SEP> Spannungsquellen <SEP> nicht <SEP> nötig
<tb> sind.
<tb>
Versichiedene <SEP> der <SEP> für <SEP> die <SEP> Kopplungsbeein flussung <SEP> mit <SEP> @Sperrs@chichtkon@dematoren <SEP> ge eägneten <SEP> 'Schaltungen <SEP> zeigen <SEP> .grosse <SEP> Ähnlich keit <SEP> mit <SEP> bekannten <SEP> M <SEP> odulationsschaltungen.
<tb> So <SEP> lässrt <SEP> sich <SEP> zum <SEP> Beispiel <SEP> :die <SEP> Schaltung
<tb> Fig. <SEP> 7 <SEP> in <SEP> eine <SEP> bekannte <SEP> Rinigmo(lulatoTs-chal tung <SEP> überführen, <SEP> indem <SEP> man <SEP> die <SEP> Konden satoren <SEP> durch <SEP> Gleiebrrichter <SEP> ersetzt <SEP> und <SEP> be sondere <SEP> %hevorspaunungsquellen <SEP> vermeidet.
<tb> Aus <SEP> verschiedenen <SEP> bekannten <SEP> Modulations schaltun:
gen <SEP> lassen <SEP> sich <SEP> umgekehrt <SEP> in <SEP> ein facher <SEP> Weise <SEP> Schaltungen <SEP> zur <SEP> Kopplungs beeinflussung <SEP> durch <SEP> SperTschichtkondensato ren <SEP> e1leiten, <SEP> indem,die <SEP> nichtlinearen <SEP> Wider stände <SEP> durch <SEP> Sperrs,chiehtkondensatoTen <SEP> er setzt <SEP> werden. <SEP> Der <SEP> wesentliche <SEP> Unterschied
<tb> besteht <SEP> in <SEP> adlen <SEP> Fällen:
<SEP> in <SEP> (der <SEP> Tatsache, <SEP> dass
<tb> bei. <SEP> den <SEP> in <SEP> Frage <SEP> kommenden <SEP> bekannten
<tb> Modulationsschaltungen <SEP> Schaltelemente, <SEP> wie
<tb> Trocken- <SEP> oder <SEP> Röhrengleiehuiehtetr, <SEP> verwendet
<tb> werden, <SEP> deren <SEP> Wechs.elstromwiderstand <SEP> @dureh
<tb> Verlagerung <SEP> auf <SEP> einer <SEP> niehtlineairen <SEP> Charak teristik <SEP> von <SEP> einer <SEP> Vompannung <SEP> abhängig <SEP> ge macht <SEP> ist, <SEP> während <SEP> beim <SEP> Verfahren <SEP> zur
<tb> Kopplungsbeeinflussung <SEP> im <SEP> wesentlichen
<tb> nicht <SEP> Widerstände, <SEP> sondern <SEP> Kapazitäten <SEP> mit
<tb> einem <SEP> unter <SEP> 451 <SEP> liegenden, <SEP> Verlustwinkel durch besondere Vorspannurigen ;
gesteuert werden. Es wird aus diesem Grunde möglich, "veränderliche Kopplungen ohne wesentliche Wirkleistungsverluste zu xealisieren.
Die Verwendung von 8perrschichtkonden- satoren bringt allerdings in vielen Fällen eine beträchtliche kapazitive Belastung der an- gesehlossenenStromkreise mit sich. So ent spricht beispielsweise bei einer Schaltung ge mäss Fig. 7 der innere ;Scheinwiderstand an :
den Eingangsklemmen 71, 72 bei Vernach- lässigung der hochohrigen Impedanzen W,, W2 der mittleren verlustbehafteten Kapa zität eines einzelnen :
SperTsehichtkondensa- tors. Durch die Vorspannung e wird dieser Eiugaugsscheinwiderstand nur wenig beein- flusst. Wenn es sich nuir um die Übertra gung ein'e'r besti,mmlen' Frequenz oder eines schmalen Frequenzbandes handelt,
so können diese innern Kapazitäten durch passend be messene Induktivitäten kompensiert werden, so,dass nur ein,den Verlusten entsprechender ohmscher Widerstand übrig bleibt. Diese Induktivität ist parallel zu den Eingangs klemmen 71,
72 zu schalten. und so zu be messen, .dass sie mit der mittleren Kapazität eines Kondensators g auf die Frequenz der bei den Eingangsklemmen aufgedrückten Wechselspannung abgestimmt ist.
Bei der Schaltung Fig.7 kann auch an Stellte von W, eine in obiger Weise bemessene Induk- tivität mit Mittelanzapfung vor .gesehen wer den.
In ,gewissen Fällen empfiehlt es sich auch, die genannte Induktivität nicht par allel zu den Eingangsklemmen zu schalten, sondern in Serie dazu, so dass sie vom Ein- gangssIramdurchflossen wird. Aus Symme- triegründen ist es bei symmetrischen Schal- tungen, wie z.
B. Fig. 7, von Vorteil, (die S erieinduktivität auf zwei Wicklungen zu verteilen, ,die je vor eine Eingangsklemme (71 bezw. 72) geschaltet werden.
In ähnlicher Weise lässt sich eine <B>an-</B> nähernd konstante Fingangskapazitit auch bei andern Schaltungen, wie z. B. Fg. 5, durch Parallel- oder Serieinduktivitäten bei den Eingangsklemmen kompensieren. Es wurde im bisherigen gezeigt, wie sich unter Verwendung von Sperrsehichtkonden- satoren Schaltungen realisieren lassen,
deren" Amplitudenübertragungsverhültnis durch eine besondere Steuerspannung beeinflusst werden kann. In vielen Fällen besteht jedoch die Forderung nach einer steuerspannungsabhän- gigen Phasendrehung der übertragenen Wech selspannung. Auch diese Forderung lässt sich durch zahlreiche Schaltungen erfüllen, wie in Fig. 8 an einem Beispiel gezeigt wird.
Die Scheinwiderstände der Sperrschichtkonden- satoren K, und h. mögen bei einer bestimm ten Vo-rspannung den ohmschen Widerstän den Z, und Z2 entsprechen.
In diesem Falle ist also die Ausgangsspannung E., gegenüber der Eingangsspannung um<B>90'</B> phasen- gedreht, wenn von den zusätzlichen Phasen drehungen abgesehen wird, welche durch die Verlustwiderstände von h', und h, sowie die Belastung der Ausgangsklemmen 88 und 84 hervorgerufen sind.
Diese Phasendrehung lässt sich nun durch entsprechende Kapazi tätsänderungen der SperrschichtlLondensato- ren vergrössern und verkleinern, sie hängt also von der über die Weehselstrombloekie- rungsu-iderstände TT'" <U>TV.</U> und die olimsehen Widerstände Z" Z, den Kondensatoren zu geführten Steuerspannung e ab.
Es lassen sieh noch zahlreiche Schaltun gen zur vorspa.nnungsabhängigen Phasen- drehung aus bekannten Schaltungen ableiten, bei welchen<I>eine</I> -Veränderung der Phasen drehung durch Veränderung von Kapazitäten (z. B. Drehkondensatoren) erfolgt.
Die Schaltung Fig. 8 kann auch um gewandelt werden in eine .Schaltung zur vor spannungsabhängigen Beeinflussung des Am plitudenübertragungsmasses, indem man statt den ohmschen Widerständen Z" Zentspre- chende Kapazitäten vorsieht, die zur Zufüh rung der Vorspannung e zu den Sperr schichtkondensatoren K durch hocbahmige Widerstände überbrückt sind.
Obschon es sich bei den für die Kapa zitätsänderungen massgebenden Vorspannun- gen im allgemeinen um Steuerspannungen handelt, die in zweckmässiger Weise von aussen zugeführt werden, können diese Span nungen in vielen Fällen mit Vorteil auch in diesen Schaltungen selbst erzeugt werden, z. B. in Abhängigkeit von der Amplitude, Frequenz oder Phasenlage der übertragenen Ströme und Spannungen.
Eine solche Schaltung, die sich zur Am- plitudenbegrenzun.g einer Wechselspannung eignet, wird beispielsweise durch Fig. 9 dar gestellt. Dabei wird durch W ein Span- nungsteiler, z. B. eine Induktivität mit einer Mittelanzapfung 95, bezeichnet.
Die Kapa zität des Kondensators C entspreche einer be stimmten extremen Kapazität des verlust behafteten .Sperrschiehtkondensators h bei maximaler Vonspannung. Dabei ist nötigen falls auch der Verlustwiderstand von K durch Gusshaltung von Widerständen bei C, z. B. gemäss Schaltung 12a oder 12b, nach gebildet.
In diesem Falle ist also der Aus gangskreis gegenüber dem Eingangskreis ent- koppelt, das heisst die Ausgangsspannung E.,; bleibt Null, unabhängig von der Eingangs spannung E,.
Durch den Gleichriohter C wird der Kondensator C, über den Wechselstromsperr- widerstand TV, entsprechend der Amplitude der Ausgangs wecbselspan,nung E= aufgela den.
Mit dieser Gleichspannung, die der Aus gangsspannung entspricht, wird auch der Sperrsehiehtkondensutor K über die untere Hälfte von TV aufgeladen. Bei geringer Am plitude ist diese Vorspannung klein, das heisst die Kapazität von K ssdeicht stark ab von -der Kapazität C, wodurch eine feste Kopplung des Ausgangskreises mit dem Ein gangskreis zustande kommt.
Mit wachsender Ausgangswechselspannung nähern sich die beiden Kapazitäten mehr und mehr, das heisst die Kopplung wird verkleinert, so dass ein Wachsen der Amplitude von E, über einen bestimmten Grenzwert vermieden wird.
Bei stark schwankender Amplitude der Ein gangsspannung kann also mit einer der- artigenSchaltung die Ausgangsspannung E, auf annähernd konstante Amplitude geregelt werden. ts handelt sich bei der angegebenen Schaltung Fig.9 um eine Rüückwärts@regler- schaItung,
bei der also dis Übertraguugs- eigenschaften von der Aus;gaagsamplitwde gesteuert werden. Durch Vertauschen von Eingang und Ausgang lässt sieh daraus in einfacher Weise auch eine Verwärtsregler- schaltung bilden.
An Stelle einer Regelung auf konstante Ausgangsamplitude lässt sich auch eine Regelung auf übertriebene Ampli- tudenunterschiede realisieren, wenn durch passende Bemessung der Schaltelemente dafür gesorgt wird,
dass bei wachsenden Vor- spannungen von K das Brückengleiohgewicht mehr und mehr gestört wird.
,Schliesslich kann. in vielen Fällen beider selbsttätigen Amplitudenre,gelung auch ein besonderer Gleichrichter (z. B. G in Fig. 9) vermieden werden, wie dies in Fig. 10 an Hand eines Beispiels ,gezeigt wird.
Die bei den 8perTschichtko.ndensatoren K, und KZ seien in entgegengesetztem Sinne in (Serie ge schaltet und ollen Gleichrichterwirkung zei gen, wie -dies zum Beisspiel der Fall ist, wenn; normale Trockengleichrichter zurr Ver- wendung kommen.
Bei wachsender Ampli tude der Ausgangsspannung E2 laden 'sich also ,die beiden vorspannungsahhängigen Ka pazitIten K" K2 und über die Wech@selstrom- sperrwiderstände W" 'W, -auch ,die beiden grossen Kondensatoren C" C2 mit einer Gleichspannung auf, die ,
dem halben,S,aheitel- wert der Ausgangswechselspannung EZ ent spricht. Dementsprechend möge sich also ,die Seriekapazität der @S.perrschiohtkapazitäten K1, K2 verkleinern, so ,dass ,die Belastung ,der Impedanz Z und,damit auch der Spannungs- abfall in Z abnimmt.
Auf diese Weise wird also das Amplitudenverhältnis von EJE, bei wachsender Ausgangswechselspannung ver grössert, wodurch eine Vergrösserung ,des Am- plitudenumfanges (sog. Dynamikerweiterrung) zustande kommt.
In vielen Fällen. können die besonderen Kondensatoren C,, C2 nebst den ohmschen oder induktiven Widerständen W,, W2 auch erübrigt werden, weil die mittlere Aufladung von Ff" K,
zur Kapazitätsände- rung ausreicht. Natürlich lässt sich auch der umgekehrte Uffekt (Dynamikprmssung)durch ähnliche Schaltungen ebenfalls erreichen.
Bei ,grosser Amplitude der auftretenden Wechselspannungen muss berücksichtigt wer den, .dass durch einen Gleiohrichtereffekt der Sperrschiehtkondensatoren in gewissen Fällen auch unerwünschte Aufladungen dieser Kon densatoren auftreten können, wodurch die der aufgedrückten Steuerspannung entsprechen- den Kapazitätswerte .gestört werden..
Mit Rücksicht auf den spannungsabhängigen Kapazitätsverlauf können auch nichtlineare Verzerrungen auftreten. Es muss desbul'b im allgemeinen dafür gesorgt werden, dass die Wechselspannungen an diesen Kondensatoren eine gewisse Amplitude nicht überschreiten. Dies kann beispielsweise erreicht werden,
indem man mehrere .Sperrschichtkondensato- ren in Serie schaltet, oder indem man. einen Sperrschichtkondensator mit einem Konden sator genügend kleiner konstanter Kapazität in Serie schaltet,
der seinerseits nötigenfalls durch einen Parallelwiderstand für die nuf- zudTückenclen Vorspannungen überbrückt wer den kann. Vergleiche z.
B. den Zweipol nach Fig. 11, durch welchen beispielsweise die Sperrscliichtkondensatoren in,den beschriebe nen Schaltungen ersetzt werden können.
Diese zugeschalteten Festkapazitäten müs sen in vielen Fällen den ,gleichen Frequenz gang, das heisst den :gleichen Verlauf von Scheinwiderstand und Verlustwinkel in Ab- hängigkeit von der Frequenz aufweisen,
wie ihn die Sperrschichtkondensatoren bei einer bestimmten Vorspannung aufweisen. Die Spitze des dem Sperrschichtkondensator ent sprechenden Impedanzvektors bewegt sich bei Änderung der Frequenz erfahrungsgemäss im allgemeinen angenähert auf einem Kreis. Als Nachbildung empfiehlt sich eine .Schaltung gemäss Fig. 12a bezw. 12b,
du roh welche ein entsprechender Verlauf von Kapazität und Verlustwinkel in grossen Frequenzbereichen erreicht werden kann.
Die Verwendung solcher Nachbildungen empfiehlt sich besonders dann, wenn fre- quenzunabhängige Übertragungseigenschaften der Schaltung gefordert werden. Die be- schriebenen Nachbildungen können zum Bei- spiel auch an Stelle der Impedanz Z in Fig. 4 oder 10 bezw. als Nachbildung von K,
und K4 in Fig. 7 bezw. an Stelle der Kapazität C in Fig. 9 vorgesehen werden.
Aus obigen Ausführungen geht hervor, da.B eine Kopplung unter Verwendung von Sperrschichtkondensatoren in mannigfacher Weise nach. Massgabe einer von aussen zu geführten oder im Kreise selbst erzeugten Steuerspannung verändert werden kann, sei es durch Veränderung einer Längsimpedanz (Fig.4), einer Ableitung (Fig.10), beider gemeinsam (Fig. 5),
oder durch Veränderung der Abgleiehung einer Brückenschaltung (Fig. ö, 7, 8,<B>9).</B> Dabei kann im besonderen das Amplitudenverhältnis ,der Eingangs- und Ausgangsspannung oder auch die gegen seitige Phasendrehung dieser Spannungen be- einflusst werden.
Die beschriebenen Schaltungen können naturgemäss nur als Beispiele für die Ver wendung von Sperrschichtkondensatoren mit vorspannungsabhängi.ger Kapazität zur Ver änderung von Kopplungen betrachtet werden. Unter Verwendung der heutigen Kenntnisse der Elektrotechnik, insbesondere der Schwach- strom- und Hochfrequenztechnik, lassen ;sich noch zahlreiche Schaltungen angeben, welche den verschiedenen Forderungen jeweils in be sonders günstiger Weise gerecht werden.
Bei der diese Übertragungseigenschaften beeinflussenden Steuerspannung kann es sich auch um eine rasch veränderliche Span nung handeln, so z. B. um Niederfrequenz schwingungen im hörbaren Frequenzbereich oder auch um Sehwin.gungen noch höherer Frequenz.
In diesem Falle wird also die bei den Eingangsl--,lemmen aufgedrückte "Trägerfre quenz" durch diese Steuerwechselspannung moduliert. Die Spannung .an den Ausgangs klemmen ist amplitudenmoduliert, wenn durch :die Schaltung das Amplitudenübertra- bungsverhältnie durch die Steuerspannung beeinflusst wird, oder sie ist phasenmoduliert, wenn das Phasenübertraügungsmass steuer- spannun,gs@abhängig ist.
Ist die Schaltung insbesondere derart abgeglichen, dass bei aus bleibender Steuerspannung auch die Aus gangsspannung zu Null wird, so handelt es sich um eine Modulation mit unterdrückter Träger,#velle, wie sie beispielsweise auftritt bei Ringmodulatorsehaltungen.
Bei den bekannten Gleichrichter-Modula- tionsschaltungen kommt die Modulation durch das vorspa nnungsabhängige Verhalten nichtlinearer Widerstände zustande, über welche naturgemäss ein beträchtlicher Ver luststrom fliesst,
während bei der Verwven- dung vorspannungsabhängiger Kapazitäten im wesentlichen nur kapazitive Blindleistung aufgenommen wird, welche nötigenfalls durch passend bemessene Induktivitäten kompensiert werden kann. Die bei den Ein gangsklemmen aufgenommene Wirkleistung ist deshalb im Gegensatz zu den bekannten Gleichriehter-Modulation@svorriehtungen (z. B.
Ringmodulatorschaltung) nicht viel grösser als die Wirkleistung der bei den Ausgangs klemmen abgegebenen modulierten Wechsel spannung. Auch die erforderliche Steuer- leistung ist naturgemäss nur gering.
Bei grossem Frequ Lenzunterschied zwischen Träger welle und Steuerfrequenz kann die Leistung der abgegebenen modulierten Wechselspan- nun,g um ein Mehrfaches grösser sein als die Steuerleistung, was bei normalen Gleich- riehtermodulationsschaltungen grundsätzlich nicht möglich ist.
Mit Rücksicht auf die verhältnismässig geringe Steuerleistung lässt sieh das beschrie bene Modulationsverfa.hren auch zu Verstär- kungszwecken verwenden. Man kann der artige Verstärker, die unter Ausnutzung der vorspannunösabhängigenKapa.zitätsbeeinflus- sun;
g arbeiten, treffend als Kondensatorver- stärker bezeichnen. Der Aufbau =und ,die Wir kungsweise eines solchen Verstärkers ist an Hand des Schaltungsbeispiels Fig. 1,3 gezeigt.
Über Klemmen 131, 132 dieses zweistufigen Verstärkers wird eine konstante Wechsel- spannung El zugeführt, deren unveränder- lich@e Frequenz wesentlich höher ist als die Frequenz der über Klemmen 137, 138 zu- geführten zu verstärkenden Wechselspan- nung e,.
Parallel _ zur Hocbfrequenzspeise- spannung E, liegen die jeweils hinterein- andergeschalteten vorspannungsabhänbgigen Kapazitäten K,, K2 bezw. K3,
K4. Der kapa- zitive B#lnndstrom über diese Kapazitäten wird kompensiert durch ,die Induktivität L, ,die mit der mittleren:
Kapazität,däeser Kon densatoren auf ;die konstante Frequenz von E, abgestimmt ist. Über eine Mittelausfüh- rung 231, 2'32 :der Induktivität L wird den Kondensatoren die Ruhevorspa.nnung e, der Batterie B zugeführt, welche durch idie ;
grossen Kapazitäten C, und C, für alle Wechselspannungen überbrückt 'asst. Über eine Anzapfung 233 der Batterie B bezw. über den ohmschen oder induktiven Wider stand W, ka .nn ,dem Punkt I35 zwischen bei den Kapazitäten K,
und K2 eine bestimmte Vorspannuung zugeführt werden, welche für das Verhältnis dieser beiden Kapazitäten massgebend ist.
Die Anzapfung 23'3 bei B ist so ,gewählt, .dass beispielsweise,die Kapa zität von K,. etwas ;
grösser isst als die Kapa zität von K2, wenn die zu verstärkende Spannung e, = 0 ist. Entsprechend -dem Kapazitätsunterechied von K, und K2 tritt also bei 135 gegenüber der Klemme 1,3$ eine Hochfrequenzspannung EZ auf,
die auf alle Fälle kleiner ist als El. Wichst nun e, zu einem positiven Wert an, so vergrössert sich die Vorspannung an K2, während die VoT- spannung an K, kleiner wird. Dementspre chend verkleinert sieb. .beispielsweise auch die Kapazität von K2, während die Kapazität von I[, grösser wird.
Der Kapazitätsunber- sohied zwischen K, und g2 vergrössert sich also bei wachsendem e,, und damit vergrössert sich auch die Hochfrequenzspaunung E2 bei 135. Umgekehrt kann der Kapazitätsunter schied durch eine negative Steuerspannung e, verkleinert werden, bis die Hochfrequenz- apannun.g E2 bei 135 zu Null wind.
Frs liegt nun auf der Hand, dass die Ver hältnisse nicht wesentlich geändert werden, wenn beim Punkt 1.35 beispielsweiss über :den Kondensator C3 Hochfrequenzleistung ent nommen wird, vorausgesetzt, dass der Be- lastungswiderstand gross ist ,gegenüber dem Scheinwiderstand der Kondensatoren K,, K2. Insbesondere wird dadurch auch die über 137,
1.88 aufgenommene Steuerleistung nicht wesentlich vergrössert. Im vorliegenden Fälle wird nun die bei 185 gegenüber 138 auf tretende Hoehfrequenzspannung EZ beispiels weise mit,den Trockenigleichrichtern G,-G, gleichgerichtet, so dass am Eingang des Übertragers T, eine Niederfrequenzspan- nung e2 auftritt,
die bis auf eine -Gleich stromkomponente der Eingangsspannung e, entspricht. Entsprechend dem Übersetzungs- verhältnis ,
dieses Übertragers ist die @Sekun- därspannung e3 um ein Mehrfaches .grösser als e2 und auch grösser als e1. Nun erfolgt nochmals in analoger Weise Steuerung der vorspannungsabhängigen Kapazitäten Kg, g.,
über die Hochfrequenzsperre WZ und Gleich richtung der modulierten Hochfrequenz E, in G,-G". An. ,den Klemmen 1,33, 184 kann somit eine Niederfrequenzspannung e3 ent nommen werden, die grösser ist als e,, wobei auch die abgegebene Leistung ,grösser ist als die bei 137, 138 aufgenommene Steuer leistung.
Es lassen sich nun zahlreiche Modifika tionen und Erweiterungen bei solchen VeT- stärkereinrichtungen vornehmen. Die Gleieh- richtung der modulierten Hochfrequenz kann statt mit den vier Gleichrichtern G,-G4 bezw. G,-G" in irgendeiner andern an sich bekannten Weise erfolgen. Die ;Stufenzahl des Verstärkers lässt sich nötigenfalls ver grössern.
Durch mehrere getrennte Hochfrequenz- stromquellen bezw. durch geeignete Filter in der :Stromzuführang zu den einzelnen Stu fen können Rückkopplungen über den @Speise- stromkreis nötigenfalls vermieden werden.
Die Eingangskapazität der Schaltung bei den .Steuerklemmen <B>137,</B> 1,3$ kann durch ge eignete Anpassungsnetzwerke vermieden wer den.
Handelt es sich bei der Steuerspan nung e, insbesondere um ein Frequenz- gemisch relativ geringer Bandbreite, so ge nügt hierzu unter Umständen eine entspre- chend bemessene Induktivität,
welche parallel zu diesen beiden Klemmen ges.ehaltet wird. An Stelle der bei Fig. 13 gezeigten Steue rung des Amplitudenübertragungsverhält- nisses mit Hilfe der Kapazitäten K1, K2. bezw. K;_ K., kann auch irgend eine andere hierzu geeignete Vorrichtung mit vorspa.n- nungsabhängigen Kapazitäten vorgesehen sein, z.
B. gemäss .Schaltung Fig. 4, G oder 7. Schliesslich können die Übertrager T, welche im allgemeinen zur Spannungserhöhung vor gesehen sind, vermieden werden, wenn ,die modulierte Hochfrequenzspannung vor der Gleichrichtung durch geeignete Mittel (z. B. Hochfrequenzübertrager oder Resonanztrans formator) vergrössert wird.
Method and device for changing the transmission properties of an electrical transmission circuit by means of a control voltage. The present invention relates to a method and a device for changing the transmission-specific electrical circuits as a function of a control voltage. The problem of coupling interference through a special control voltage <RTI
ID = "0001.0014"> occurs frequently in low-current and high-frequency technology. It is usually the change in the amplitude ratio between the output voltage and the input voltage of a control loop with a given input voltage, as is the case, for example, with arrangements for automatic S, smoothing out,
to expand or limit the dynamics of language and music and with. similar facilities is the case.
The method characterized according to the invention for changing the transmission mass of a transmission circuit is, however, also suitable for numerous special tasks described later where the amplitude ratio or the mutual phase position of alternating currents or
Voltages are to be influenced rapidly or slowly by a correspondingly variable control voltage.
It is known to change the transmission properties by means of electron tubes with curved characteristics, by changing the mean control grid bias and in the case of special multi-grid tubes (e.g.
B. Hegoden) by changing the bias of an auxiliary grid, the transmission is changed.
As is known, a voltage-dependent change in the coupling can also be achieved, for example, by a corresponding change in the premagnetization of iron-saturated coil cores (cf., for example, British patent no. 442 392, 436 482, 455 <B> 190). </ B >
According to the present invention, capacitors with mechanically non-displaceable linings are used in a transmission circuit, which linings, in conjunction with a suitable intermediate layer, make the capacitance of these capacitors dependent on the applied bias voltage, the arrangement of these changeable capacitances being made in this way ,
that their change generated by a certain pre-tension variation influences the transmission.
To carry out this method, use capacitors that contain a thin barrier layer between suitable electrodes in such a way that the capacitance at the frequencies in question depends on an equilibrium voltage applied between the linings, the loss angle not exceeding 45 '. Since this is a thin and poorly conductive barrier, the thickness of which generally does not exceed 10-3 cm,
an essential feature of these capacitors and since the normal barrier layer rectifiers are also suitable for the present purpose in many cases, these capacitors are referred to below as barrier layer capacitors ..
No generally valid physical explanation can be given for the physical nature of these blocking capacitor capacitors. A bias-dependent capacitance influence can, however, be demonstrated in numerous arrangements with, a, sufficiently thin and appropriately embedded dielectric.
For example, this phenomenon occurs in most cases with the various known dry rectifiers, such as 8 ele rectifiers, copper oxide rectifiers, in the reverse direction.
This influence on capacitance must also be demonstrated in the case of the less common rectifier combinations (uranium dioxide, tin oxychloride, etc.). The storage layer can be an appropriately embedded insulating layer,
which is formed from an adjacent semiconductor layer or in any other known manner, e.g. B. by applying enough thin layers of organic paints on a ladder BEZW. Semi-conductor electrode.
The nature of the adjacent electrodes and especially the type of contact and / or the type of contact is always important for the occurrence of the preload-dependent influence of the tension. the transition zone to the actual barrier layer is essential.
The known electrolytic rectifiers and the dry or wet electrolytic capacitors also show a preload-dependent capacitance curve.
Cells, for example, in which tungsten, niobium or tantalum in a suitable electrolyte is used as anode material have a particularly pronounced bias voltage dependency. In such electrolyte cells, the barrier is formed by the formation between the electrolyte and metal.
In addition to a very rapid influence on capacity, a relatively slow action of the pre-tensioning can often be observed, which is to be interpreted as a tension-dependent formation.
In the case of the junction capacitors of the type described, the bias voltage may of course only be varied so far that the loss angle is:
admissible limit, that furthermore a distortion of the transmitted AC voltages by alignment remains within admissible limits and that the continuous direct current does not exceed the admissible value. in particular remains smaller than <B> 15 '</B>.
In the case of cells that are current in one direction (.z. See dry or electrically synchronized), it is therefore generally necessary to work with bias voltages that act in.
With the blocking slide capacitors described, capacitance changes of 30-50 / 'o can be achieved with changes in bias voltage of 6-1 \ 3 volts.
The precautionary capacity influence of junction capacitors can also be used to reduce the coordination of electrical seeing circuits. This voting control procedure is described in Swiss Patent No. 202 347. In this Pa tent, the structure and behavior of the bias-dependent capacitors is described in more detail.
This description can also be used analogously for the junction capacitors which are suitable for carrying out the present inventive method.
Some embodiments of the inven tion are described below with reference to FIGS.
The bias-dependent junction capacitors are represented in the figures by a special symbol, which is always marked with K,
The unsymmetrical drawing of the tthickness of both coverings indicates the mostly asymmetrical electrical behavior.
In Fig. 1 a T-circuit, in Fig. 2 a ff-iSchaltumg, in Fig. 3 a bridge circuit is shown, in which: the ratio of the output voltages E #! at the terminals 13, 14 respectively. 23, 24 and 33, 34 opposite, the input voltage E <B>:
, </B> at the input terminals 1-1, 12 resp. 21, 22 and 3.1, 32 in a known manner depending on the individual impedances Z and the load on the output terminals.
The impedances Z are two-pole, which neither contain such resonance circuits, nor result in their combination of such tuned circuits, the tuning of which is significantly changed when the transmission properties are changed.
By varying these impedances Z, the ratio of the output voltage EZ to the input voltage El can now be changed.
Some of these impedances Z now contain one or more blocking layer capacitors, which, if necessary, are also connected to other switching elements in such a way that the transmission level of the network can be changed within certain limits by a special control voltage.
It is obvious that in many cases individual Impedan zen can be omitted at all, as z. B. is shown in the embodiment of Figure 4, and that. On the other hand, more complicated networks with controllable transmission properties can be derived from the basic circuits shown.
At least circuits for bias voltage-dependent influencing of the transmission properties by junction capacitors can also be specified, which cannot simply be traced back to the basic circuits in FIGS. 1, 2 and -3.
The voltage: s ratio in potentiometer circuits can be controlled in the simplest manner, as is shown, for example, in FIG. The .Spaunurogsvex ratio in idle is there
EMI0003.0119
where under Z "the impedance of the barrier layer condenser is introduced,
their voltage-dependent change, i.e. the voltage transmission ratio, can be influenced. This translation ratio is generally complex, i.e. there is a phase difference between the output voltage E,
and input voltage E ,. The phase difference can practically be avoided if Z consists of a capacitance whose loss angle, if necessary, is caused by special auxiliary resistances, e.g.
B.; according to FIG. 12, the mean loss angle of K is adapted.
In many cases it is advisable to swap Z and g in FIG. 4.
Instead of Z in FIG. 4, a junction capacitor can also be used, as shown in FIG. 5. K ,. and K2 are controlled in the opposite sense, e.g. B. using the battery B.
The condensate atoms C, and C "serve to keep the bias voltage away from the input and output circuit. The chokes (or sufficiently high-ohmic resistors) W, and Wz prevent a short circuit of the alternating voltages via the constant-current circuit change of from,
griffes <B> 58 </B> of the battery B, the lossy capacities of the Spernschnecht capacitors K, and K, can be changed in the opposite sense, where by changing the output amplitude of E-. at a constant amplitude of the input voltage E, comes about.
The potentiometer circuits Fig. 4 and 5, which can be derived by omitting an impedance atts Fig. 1 or 2, do not yet completely meet the practical requirements in some cases.
For example, if there is a requirement for constant internal resistance at the two input and output terminals, it is known that the circuits must be made up of at least three two-pole terminals.
Also for reasons of the simplest possible supply of the bias voltage to the individual junction capacitors, numerous special circuits can be of advantage, which can be specified without particular difficulties according to the current state of the power supply technology.
The use of circuits which can be traced back to a bridge circuit according to FIG. 3 is particularly recommended in those cases where coupling changes up to complete decoupling should be possible. A circuit example is shown by FIG. 6. Let Z and Z_ be two equal impedances, which, if necessary, are made equally current-permeable by special parallel resistors.
The junction capacitors K, and K, are influenced in the opposite sense by a DC voltage e supplied from terminals 67 and 68 via the alternating current blocks <I> TV "</I> W_, so that this control voltage an original bridge balance can be more or less disturbed.
With a constant amplitude of the input voltage E, the amplitude of the output voltage E. can be increased from the value zero (with bridge equilibrium) up to a certain amount.
Instead of the two impedances Z 1 and Z Z in FIG. 6, a choke coil with a center tap can also be used in certain cases, the inductance of which is so great that no resonances occur at the frequencies occurring due to the connection with K 1 and K 2.
The capacities K "KZ, which are dependent on the bias voltage, generally require a certain amount of protection, which acts in the blocking direction if, for example, dry rectifiers are involved. For this purpose, batteries B, , B. in Fig. 6 serve.
Instead of the point indicated in FIG. 6, a voltage source in series with an alternating current blocking resistor between the terminals 68, 64 can also be provided.
If the input and the output of the circuit are to be symmetrical with respect to a certain comparison potential (e.g. earth potential), see symmetrical circuit of the type shown in FIG. 7th
The control voltage e is fed to the four junction capacitors K, -K4 via center taps of the chokes or resistors W, and I1'_. -If at a certain bias voltage value (e.g. voltage 0) the capacitance values of the four blocking con: den; sators are the same, the output voltage E, at a certain amplitude of the input voltage E, is equal to zero.
As the control voltage increases, the bridge equilibrium is disturbed and the amplitude of the output voltage increases accordingly.
In such circuits, it would also be advisable to push the control voltage e at terminals 73 and 74 and to take the output voltage E at terminals 77 and 78.
It is obvious that, in addition to the control voltage e, the blocking-layer capacitors in FIG. 7 generally also have to be supplied with a certain open-circuit voltage acting in the blocking direction of all capacitors,
so that the total equilibrium voltage on the individual capacitors never exceeds the permitted limits. Such open circuit voltage sources are
EMI0005.0001
in <SEP> Fig. <SEP> 7 <SEP> indicated by <SEP> the <SEP> batteries <SEP> <I> B, -B4 </I> <SEP>. <SEP> According to the <SEP> special <SEP> conditions <SEP> <SEP> can <SEP> the <SEP> open-circuit voltage <SEP> but <SEP> also
<tb> on <SEP> numerous <SEP> other <SEP> types <SEP> are supplied to <SEP>.
<SEP> <SEP> can be used in <SEP> in a particularly simple <SEP> way <SEP>
<tb> the <SEP> open-circuit voltage <SEP> - jointly <SEP> with <SEP> the <SEP> changeable <SEP>! supply control voltage <SEP> e <SEP>,
<tb> by <SEP> for the <SEP> example <SEP> the <SEP> capacitors <SEP> KZ
<tb> and <SEP> X4 <SEP> or <SEP> K, <SEP> and <SEP> K3 <SEP> in <SEP> Fig. <SEP> 7 <SEP>, dur-eh <SEP> fixed capacitors <SEP> replaces <SEP>, <SEP> their <SEP> capacity <SEP> and <SEP> loss angle, <SEP> if necessary <SEP> under
<tb> Use of <SEP> special <SEP> additional resistors,
<tb> the <SEP> corresponding <SEP> wept <SEP> from <SEP> K1 <SEP> and <SEP> K3
<tb> resp. <SEP> K2 <SEP> and <SEP> K4 <SEP> with <SEP> a <SEP> specific <SEP> preload: g <SEP> can be adjusted <SEP>. <SEP> The <SEP>: Control:
tensioning <SEP> e <SEP>, <SEP> then <SEP> is changed in <SEP> such <SEP> limits <SEP>, <SEP> @that <SEP> you <SEP> for <SEP> the < SEP> two <SEP> remaining
<tb> Sperwchlchtkondeneatoren <SEP> K1 <SEP> and <SEP> K3 <SEP> resp.
<tb> K2 <SEP> and <SEP> K4 <SEP> always <SEP> in <SEP> disabling; g <SEP> works, <SEP> like this
<tb> that <SEP> - further <SEP> voltage sources <SEP> not <SEP> necessary
<tb> are.
<tb>
Different <SEP> the <SEP> for <SEP> the <SEP> coupling influence <SEP> with <SEP> @ locking @ chichtkon @ dematoren <SEP> equated <SEP> 'circuits <SEP> show <SEP> .large <SEP> Similar to <SEP> with <SEP> known <SEP> M <SEP> modulation circuits.
<tb> So <SEP> can be <SEP> <SEP> for <SEP> example <SEP>: the <SEP> circuit
<tb> Fig. <SEP> 7 <SEP> in <SEP> transfer a <SEP> known <SEP> Rinigmo (lulatoTs-chal tung <SEP>, <SEP> by <SEP> and <SEP> the <SEP> Capacitors <SEP> by <SEP> rectifier <SEP> replaces <SEP> and <SEP> especially <SEP> avoids stress sources <SEP>.
<tb> Switch from <SEP> different <SEP> known <SEP> modulations:
gen <SEP> <SEP> can be <SEP> the other way around <SEP> in <SEP> simple <SEP> way <SEP> circuits <SEP> for <SEP> coupling influence <SEP> through <SEP> barrier layer capacitors <SEP > Lead, <SEP> in that the <SEP> non-linear <SEP> resistances <SEP> are replaced by <SEP> blocking capacitors <SEP> <SEP>. <SEP> The <SEP> essential <SEP> difference
<tb> is <SEP> in <SEP> adlen <SEP> cases:
<SEP> in <SEP> (the <SEP> fact <SEP> that
<tb> at. <SEP> know the <SEP> coming <SEP> in <SEP> question <SEP>
<tb> modulation circuits <SEP> switching elements, <SEP> like
<tb> Dry <SEP> or <SEP> tubular steel casing, <SEP> used
<tb>, <SEP> their <SEP> alternating current resistance <SEP> @dureh
<tb> Shift <SEP> to <SEP> a <SEP> non-linear <SEP> characteristic <SEP> of <SEP> a <SEP> voltage <SEP> dependent <SEP> made <SEP> is <SEP> during <SEP> with the <SEP> procedure <SEP> for
<tb> Coupling influence <SEP> in the <SEP> essential
<tb> not <SEP> resistors, <SEP> but <SEP> capacitors <SEP> with
<tb> a <SEP> below <SEP> 451 <SEP>, <SEP> loss angle due to special preloading;
being controlled. For this reason, it becomes possible to "implement variable couplings without significant losses of active power.
However, in many cases the use of junction capacitors results in a considerable capacitive load on the connected circuits. For example, in a circuit according to FIG. 7, the internal impedance corresponds to:
the input terminals 71, 72 neglecting the high-eared impedances W ,, W2 of the average lossy capacitance of an individual:
Transparent condenser. This apparent resistance is only slightly influenced by the initial tension e. If it is only about the transmission of a certain frequency or a narrow frequency band,
In this way, these internal capacitances can be compensated for by suitably dimensioned inductances, so that only one ohmic resistance remains that corresponds to the losses. This inductance is parallel to the input terminals 71,
72 to switch. and to be measured so that it is matched with the average capacitance of a capacitor g to the frequency of the alternating voltage applied to the input terminals.
In the circuit of FIG. 7, instead of W, an inductance measured in the above manner with a center tap can also be provided.
In certain cases it is also advisable not to switch the inductance mentioned in parallel to the input terminals, but in series with them so that the input signal flows through it. For reasons of symmetry, it is important for symmetrical circuits such as
B. Fig. 7, advantageous (to distribute the series inductance over two windings, which are each connected to an input terminal (71 or 72).
In a similar way, an almost constant input capacitance can also be used in other circuits, such as e.g. B. Fg. 5, compensate by parallel or series inductances at the input terminals. It has been shown above how circuits can be implemented using blocking layer capacitors,
whose "amplitude transmission ratio can be influenced by a particular control voltage. In many cases, however, there is a requirement for a control voltage-dependent phase rotation of the transmitted AC voltage. This requirement can also be met by numerous circuits, as shown in FIG. 8 in an example.
The impedances of the junction capacitors K, and h. the ohmic resistances Z1 and Z2 correspond to a certain bias voltage.
In this case, the output voltage E. is phase rotated by <B> 90 '</B> compared to the input voltage, if the additional phase rotations are disregarded, which are caused by the loss resistances of h' and h, as well as the load of output terminals 88 and 84 are caused.
This phase rotation can now be increased and decreased by corresponding changes in the capacitance of the barrier layer capacitor, ie it depends on the resistance via the alternating current blocking resistance TT '"<U> TV. </U> and the olimetric resistances Z" Z, den Capacitors to conducted control voltage e.
Numerous circuits for voltage-dependent phase rotation can be derived from known circuits in which <I> a </I> change in phase rotation occurs by changing capacitances (e.g. variable capacitors).
The circuit of FIG. 8 can also be converted into a circuit for the voltage-dependent influencing of the amplitude transmission rate by providing, instead of the ohmic resistances Z ", corresponding capacitances which are used to supply the bias voltage e to the blocking layer capacitors K by means of high capacities Resistances are bridged.
Although the bias voltages decisive for the capacitance changes are generally control voltages that are conveniently supplied from the outside, these voltages can in many cases also be generated with advantage in these circuits themselves, e.g. B. depending on the amplitude, frequency or phase position of the transmitted currents and voltages.
Such a circuit, which is suitable for limiting the amplitude of an alternating voltage, is represented, for example, by FIG. W is a voltage divider, e. B. an inductor with a center tap 95 is designated.
The capacitance of the capacitor C corresponds to a certain extreme capacitance of the loss-prone. Blocking capacitor h at maximum voltage. It is necessary if the loss resistance of K by holding resistors at C, z. B. according to circuit 12a or 12b, formed after.
In this case, the output circuit is decoupled from the input circuit, that is, the output voltage E.,; remains zero, regardless of the input voltage E ,.
The capacitor C is charged by the rectifier C, via the AC blocking resistor TV, in accordance with the amplitude of the output alternating voltage E =.
With this DC voltage, which corresponds to the output voltage, the blocking capacitor K is also charged via the lower half of TV. At a low amplitude, this bias voltage is small, that is, the capacitance of K ssdeicht strongly from -the capacitance C, whereby a fixed coupling of the output circuit with the input circuit comes about.
As the output AC voltage increases, the two capacitances approach each other more and more, that is, the coupling is reduced, so that an increase in the amplitude of E above a certain limit value is avoided.
With a strongly fluctuating amplitude of the input voltage, the output voltage E, can be regulated to an approximately constant amplitude with such a circuit. The circuit shown in Fig. 9 is a reverse controller circuit,
In which the transmission properties are therefore controlled by the output amplification. By interchanging the input and output, you can also easily create a reversing regulator circuit.
Instead of regulating to a constant output amplitude, regulating to exaggerated amplitude differences can also be implemented if the switching elements are appropriately dimensioned to ensure that
that with increasing pre-tensioning of K the bridge weight is disturbed more and more.
, After all, can. In many cases, with automatic amplitude control, a special rectifier (e.g. G in FIG. 9) can also be avoided, as is shown in FIG. 10 using an example.
The eight-layer capacitors K and KZ are connected in series in the opposite sense and show a rectifier effect, as is the case, for example, when normal dry rectifiers are used.
As the amplitude of the output voltage E2 increases, the two capacitors K "K2, which are dependent on the bias voltage, and via the AC blocking resistors W" "W, -also, the two large capacitors C" C2 are charged with a direct voltage which,
corresponds to half the, S, unit value of the alternating output voltage EZ. Accordingly, let the series capacitance of the @ S.perrschiohtkapacity K1, K2 decrease, so that the load, the impedance Z and thus the voltage drop in Z decreases.
In this way, the amplitude ratio of EJE is increased as the output AC voltage increases, which results in an increase in the amplitude range (so-called dynamic expansion).
In many cases. the special capacitors C ,, C2 in addition to the ohmic or inductive resistances W ,, W2 can also be dispensed with because the average charge of Ff "K,
sufficient to change capacity. Of course, the reverse U-effect (dynamic measurement) can also be achieved using similar circuits.
In the case of a large amplitude of the alternating voltages that occur, it must be taken into account that, due to the rectifier effect of the blocking capacitors, undesired charging of these capacitors can also occur in certain cases, which disrupts the capacitance values corresponding to the applied control voltage.
With regard to the voltage-dependent capacitance curve, non-linear distortions can also occur. In general, care must be taken that the alternating voltages on these capacitors do not exceed a certain amplitude. This can be achieved, for example,
by connecting several barrier layer capacitors in series, or by. connects a junction capacitor with a capacitor of sufficiently small constant capacitance in series,
which in turn can be bridged by a parallel resistor for the additional bias voltages if necessary. Compare e.g.
B. the two-pole according to FIG. 11, by which, for example, the blocking capacitors in the circuits described can be replaced.
In many cases, these connected fixed capacities must have the same frequency response, i.e. the same profile of impedance and loss angle depending on the frequency,
like the junction capacitors exhibit at a certain bias. Experience has shown that when the frequency changes, the tip of the impedance vector corresponding to the junction capacitor generally moves approximately on a circle. A circuit according to FIG. 12a or FIG. 12b,
du raw which a corresponding course of capacity and loss angle can be achieved in large frequency ranges.
The use of such simulations is particularly recommended when frequency-independent transmission properties of the circuit are required. The described simulations can also be used, for example, instead of the impedance Z in FIG. as a replica of K,
and K4 in Fig. 7 respectively. can be provided in place of the capacitance C in FIG.
From the above it is evident that coupling using junction capacitors is in manifold ways. Depending on an externally supplied or self-generated control voltage, be it by changing a series impedance (Fig. 4), a derivative (Fig. 10), both together (Fig. 5),
or by changing the offset of a bridge circuit (Fig. 6, 7, 8, 9). In particular, the amplitude ratio, the input and output voltage or the mutual phase shift of these voltages can be influenced .
The circuits described can, of course, only be viewed as examples for the use of junction capacitors with a bias voltage-dependent capacitance to change couplings. Using today's knowledge of electrical engineering, in particular low-current and high-frequency technology, it is still possible to specify numerous circuits which meet the various requirements in a particularly favorable manner.
The control voltage influencing these transmission properties can also be a rapidly changing voltage, e.g. B. low-frequency oscillations in the audible frequency range or even higher frequency visual oscillations.
In this case, the "carrier frequency" applied to the input terminals is modulated by this AC control voltage. The voltage at the output terminals is amplitude-modulated if: the circuit affects the amplitude transmission ratio by the control voltage, or it is phase-modulated if the phase transmission factor is dependent on the control voltage, gs @.
If the circuit is adjusted in such a way that the output voltage also becomes zero when the control voltage remains off, this is a modulation with a suppressed carrier wave, as occurs, for example, in ring modulator configurations.
In the known rectifier-modulation circuits, the modulation comes about through the voltage-dependent behavior of non-linear resistors, through which a considerable loss current naturally flows.
while when using bias-dependent capacitances essentially only capacitive reactive power is consumed, which, if necessary, can be compensated by suitably dimensioned inductances. The active power consumed by the input terminals is therefore, in contrast to the well-known straight-line modulation devices (e.g.
Ring modulator circuit) not much greater than the effective power of the modulated AC voltage delivered at the output terminals. Naturally, the tax payment required is also only small.
If there is a large frequency difference between the carrier wave and the control frequency, the output of the modulated alternating voltage output can be several times greater than the control output, which is fundamentally not possible with normal rectified modulation circuits.
In view of the comparatively low control power, the described modulation method can also be used for amplification purposes. One can use the type of amplifier that uses the capacitance-independent
g work, aptly referred to as a capacitor amplifier. The structure = and, the manner in which we act such an amplifier is shown using the circuit example Fig. 1,3.
A constant alternating voltage E1 is supplied via terminals 131, 132 of this two-stage amplifier, the invariable frequency of which is significantly higher than the frequency of the alternating voltage e, which is supplied via terminals 137, 138 and is to be amplified.
In parallel with the high frequency supply voltage E, there are the respective series-connected bias voltage-dependent capacitances K 1, K 2 and K3,
K4. The capacitive B # internal current across these capacitances is compensated by the inductance L, which corresponds to the mean:
Capacitance, which capacitors are tuned to; the constant frequency of E. Via a central extension 231, 2'32: the inductance L is fed to the capacitors with the quiescent voltage e, of the battery B, which is fed through iie;
large capacities C, and C, bridged for all AC voltages' asst. About a tap 233 of the battery B respectively. via the ohmic or inductive resistance W, ka .nn, the point I35 between the capacities K,
and K2 a certain bias voltage, which is decisive for the ratio of these two capacitances.
The tap 23'3 at B is chosen so that, for example, the capacity of K,. something ;
eats larger than the capacity of K2 when the voltage to be amplified is e, = 0. Corresponding to the difference in capacitance between K, and K2, a high-frequency voltage EZ occurs at 135 compared to terminal 1.3 $,
which is in any case smaller than El. If e, increases to a positive value, the bias voltage at K2 increases, while the VoT voltage at K, decreases. The screen is reduced accordingly. For example, also the capacity of K2, while the capacity of I [, increases.
The difference in capacitance between K1 and g2 increases with increasing e ,, and thus the high-frequency voltage E2 also increases at 135. Conversely, the difference in capacitance can be reduced by a negative control voltage e, until the high-frequency voltage E2 at 135 to zero wind.
It is now obvious that the conditions will not be significantly changed if, in point 1.35, for example, high-frequency power is drawn from capacitor C3, provided that the load resistance is high compared to the impedance of capacitors K ,, K2 . In particular, the 137,
1.88 tax benefit not significantly increased. In the present case, the high-frequency voltage EZ occurring at 185 compared to 138 is, for example, rectified with the dry rectifiers G, -G, so that a low-frequency voltage e2 occurs at the input of the transformer T,
which corresponds to a DC component of the input voltage e. According to the translation ratio,
of this transformer, the @ secondary voltage e3 is several times greater than e2 and also greater than e1. The preload-dependent capacitances Kg, g.,
Via the high-frequency block WZ and rectification of the modulated high-frequency E, in G, -G ". An., the terminals 1,33, 184 can thus be taken from a low-frequency voltage e3, which is greater than e ,, with the output power , is greater than the tax benefit recorded at 137, 138.
Numerous modifications and expansions can now be made to such VeT amplifier devices. The direction of equation of the modulated high frequency can instead of the four rectifiers G, -G4 respectively. G, -G "take place in some other manner known per se. The number of stages of the amplifier can be increased if necessary.
By several separate high frequency power sources respectively. By using suitable filters in the: Power supply to the individual stages, feedback via the @ supply circuit can be avoided if necessary.
The input capacitance of the circuit at the control terminals <B> 137, </B> 1.3 $ can be avoided by using suitable matching networks.
If the control voltage e is concerned, in particular a frequency mix with a relatively low bandwidth, an appropriately dimensioned inductance may be sufficient for this purpose,
which is held parallel to these two terminals. Instead of the control of the amplitude transmission ratio shown in FIG. 13 with the aid of the capacitances K1, K2. respectively K; _ K., any other suitable device with voltage dependent capacities can also be provided, e.g.
B. according to .Schaltung Fig. 4, G or 7. Finally, the transformers T, which are generally seen to increase the voltage before, can be avoided if the modulated high-frequency voltage before rectification by suitable means (z. B. high-frequency transformer or resonance trans formator) is enlarged.