BRPI0111295B1

BRPI0111295B1 - método e sistema para controlar a transmissão de sinal entre uma estação-base e uma estação remota

Info

Publication number: BRPI0111295B1
Application number: BRPI0111295A
Authority: BR
Inventors: Ylitalo Juha; Katz Marcos
Original assignee: Nokia Corp; Spyder Navigations Llc
Priority date: 2000-06-02
Filing date: 2001-06-01
Publication date: 2018-09-11
Also published as: ATE329417T1; AU6053301A; CA2410982C; JP2004502376A; KR20030034083A; US7792206B2; EP1287627B1; DE60120515T2; WO2002001732A3; CN100421363C; EP1489756A1; DE60120516T2; EP1287627A2; US7139324B1; US20100322337A1; DE60131533D1; EP1487134B1; CN100392996C; US20050157684A1; CN1439201A

Abstract

"sistema de realimentação de enlace fechado para melhor desempenho no enlace descendente". um método inclui receber, pelo menos, dois sinais codificados de espaço-tempo de um sistema de antena associado com uma primeira estação, determinar informação de estado de canal complexa com base nos sinais codificados de espaço-tempo, e transmitir a informação de estado de canal complexa para a primeira estação. em uma modalidade alternativa, um método inclui transmitir, pelo menos, dois sinais codificados de espaço-tempo nos respectivos feixes de um arranjo de antena de múltiplos feixes, medir uma resposta de impulso de canal para cada sinal codificado de espaço tempo numa segunda estação, e transmitir uma marca distintiva de um conjunto selecionado de sinais menos atenuados da segunda estação para a primeira estação. o arranjo de antena de múltiplos feixes é associado com uma primeira estação. os feixes transmitem um código de assinatura embutido em cada respectivo sinal codificado de espaço-tempo, e os códigos de assinatura são ortogonais, de maneira tal que a segunda estação possa separar e medir a resposta de impulso de canal correspondente a cada sinal codificado de espaço-tempo. os sinais codificados de espaço-tempo incluem o conjunto selecionado de sinais menos atenuados e um conjunto restante de sinais mais atenuados. em uma modalidade alternativa, um método inclui selecionar, pelo menos, dois feixes dos vários feixes formados por um arranjo de antena de múltiplos feixes associado com uma primeira estação para transmissão de pelo menos, dois sinais codificados de espaço-tempo correspondentes produzidos por um codificador de espaço tempo, determinar um atraso de tempo associado com cada um dos pelo menos dois sinais codificados de espaço tempo recebidos em cada respectivo feixe, e enquadrar numa linha de atraso variável o atraso de tempo correspondente a cada feixe, cada linha de atraso variável sendo acoplada entre o arranjo de antena de múltiplos feixes e o codificador de espaço-tempo.

Description

(54) Título: MÉTODO E SISTEMA PARA CONTROLAR A TRANSMISSÃO DE SINAL ENTRE UMA ESTAÇÃO-BASE E UMA ESTAÇÃO REMOTA (51) Int.CI.: H04B 7/06; H04W 52/42 (30) Prioridade Unionista: 02/06/2000 US 09/586.561 (73) Titular(es): SPYDER NAVIGATIONS L.L.C.

(72) Inventor(es): JUHA YLITALO; MARCOS KATZ (85) Data do Início da Fase Nacional: 29/11/2002 “MÉTODO E SISTEMA PARA CONTROLAR A TRANSMISSÃO DE SINAL ENTRE UMA ESTAÇÃO-BASE E UMA ESTAÇÃO REMOTA”

Antecedentes da Invenção

Campo da Invenção

A presente invenção diz respeito a um sistema para controlar a transmissão de sinal no enlace descendente de uma estação-base de um sistema de rádio celular para uma estação remota. Em particular, a invenção diz respeito a um sistema de controle de fase e amplitude de enlace fechado para ajustar a fase e amplitude de sinais transmitidos no enlace descendente.

Descrição da Tecnologia Relacionada

Sistemas de telefonia celular são operados em ambientes que dão origem a percursos múltiplos ou reflexões de seus sinais, particularmente em ambientes urbanos. Na figura 1, o transmissor da estação-base 1 transmite seu sinal para a estação remota 2 (geralmente móvel) por um percurso direto

3. Entretanto, por causa da presença de grandes edifícios 4, o transmissor 1 também transmite seu sinal para a estação remota 2 pelo percurso indireto 5, dando origem ao espalhamento angular AS entre a direção de chegada do percurso direto 3 na estação remota 2 e a direção de chegada do percurso indireto 5 na estação remota 2. O percurso direto 3 e o percurso indireto 5 são recombinados na estação remota 2, onde sinais construtivos e destrutivos superpostos provocam aleatoriedade ou o que parece ser zonas de desvanecimento aleatório e de apagão.

Para reduzir os efeitos de percursos múltiplos, de 20/06/2016, pág. 29/112 sistemas conhecidos empregam técnicas de diversidade de transmissão temporal-espacial. Na figura 2, um transmissor conhecido inclui codificador de diversidade de transmissão temporal-espacial 10, multiplicadores complexos 12 e 14, e antenas 16 e 18. O codificador de diversidade de transmissão temporal-espacial 10 processa o sinal de entrada SENTRADA em dois sinais de canal CH1 e CH2. Os multiplicadores 12 e 14 podem conferir um mesmo código de ortogonalização OC aos dois sinais de canal CH1 e CH2 para identificar que os dois canais contêm informação sobre o sinal de entrada Sentrada; entretanto, diferentes identificadores ortogonais (por exemplo, sequências pilotos ou sequências de treinamento) são aplicados a diferentes sinais de antena, de maneira tal que a estação remota possa identificar separadamente os sinais das duas antenas. Os sinais de canal multiplicados são transmitidos nas respectivas antenas 16 e 18 substancialmente espaçadas uma certa distância uma da outra (por exemplo, por 20 comprimentos de onda). Tais antenas espaçadas são referidas como antenas de diversidade. Em ambientes de percursos múltiplos ocorre desvanecimento severo, quando diferentes percursos de propagação se somam destrutivamente na antena receptora. Utilizando-se antenas de diversidade, a probabilidade de que tanto o sinal CH1 como CH2 fiquem com desvanecimento profundo é baixa, uma vez que é provável que os dois sinais se propaguem por percursos diferentes, tais como os percursos múltiplos 3 e 5. As antenas de diversidade podem ser antenas unidirecionais ou antenas direcionadas nos setores de antena com setores sobrepostos. Quando antenas de dide 20/06/2016, pág. 30/112 versidade são separadas suficientemente no espaço, elas podem ser consideradas como ortogonais, uma vez que elas propagam sinais em canais não-correlatos (isto é, percursos).

O sinal de entrada Sentrada leva dois símbolos, S1 e S2, em sucessão temporal, o primeiro símbolo na janela de símbolo entre 0 e T, e o segundo símbolo na janela de símbolo entre T e 2T. Na figura 3, o codificador exemplar 10 usa uma técnica de modulação QPSK e inclui registro de alinhamento temporal 20 e registros de retenção 22 para reter os dois símbolos. O sinal SBBC da portadora da banda-base é invertido no inversor 24 para produzir SBBC da portadora da banda-base negativo. O modulador QPSK 26 codifica o símbolo S1 no sinal SBBC da portadora da banda-base para produzir um primeiro símbolo modulado, e o modulador QPSK 28 codifica o símbolo S1 no sinal SBBC da portadora da banda-base negativa para produzir um conjugado modulado do primeiro símbolo. O modulador QPSK 30 codifica o símbolo S2 no sinal SBBC da portadora da banda-base para produzir um segundo símbolo modulado, e o modulador QPSK 32 codifica o símbolo S2 no sinal SBBC da portadora da banda-base negativa para produzir um conjugado modulado do segundo símbolo. O conjugado modulado do segundo símbolo é invertido no inversor 34 para produzir um conjugado modulado negativo do segundo símbolo. O multiplexador analógico 36 comuta o primeiro símbolo modulado para o primeiro canal durante a primeira janela temporal de símbolo (isto é, de 0 a T, figura 2) e comuta o conjugado modulado negativo do segundo símbolo no primeiro canal durante a segunda janela temporal de símbolo (isto é, de T a de 20/06/2016, pág. 31/112

2T, figura 2), de maneira tal que o sinal em CH1 seja [S1, S2*] . O multiplexador analógico 38 comuta o segundo símbolo modulado no segundo sinal de canal durante a primeira janela temporal de símbolo (isto é, de 0 a T, figura 2) e comuta o conjugado modulado do primeiro símbolo no segundo sinal de canal durante a segunda janela temporal de símbolo (isto é, de T a 2T, figura 2), de maneira tal que o sinal em CH2 seja [S2, S1*] .

Na figura 2, o código OC consiste de um código aplicado a ambos os multiplicadores 12, 14 que é usado como uma função de espalhamento de CDMA para isolar os dois sinais transmitidos das antenas 16 e 18 de outros sinais que possam gerar interferência co-canal. Os multiplicadores 12 e 14 multiplicam o primeiro e segundo sinais de canal antes de serem transmitidos pelas antenas 16 e 18. Os conversores de subida RF não estão mostrados por questão de simplificação.

Na estação remota 2, um receptor recebe sinais tanto da antena 16 como 18 em uma única antena, converte para baixo os sinais, agrupa os sinais, utilizando-se código OC, e recupera uma composição de canais CH1 e CH2 transmitida das antenas 16 e 18, respectivamente. Na primeira janela temporal de símbolo entre 0 e T, o sinal modulado QPSK composto R1 é recebido (em que R1 = kuS1 + k12S2) , e na segunda janela temporal de símbolo T e 2T, o sinal modulado QAPSK R2 é recebido (em que R2 = -k21S2* + k22S1* e o asterisco se refere a um conjugado complexo). A constante k11 é uma constante do percurso de transmissão da primeira antena 16 para a estação remota 2 durante a primeira janela temporal, a de 20/06/2016, pág. 32/112 constante ki2 é uma constante do percurso de transmissão da segunda antena 18 para a estação remota 2 durante a primeira janela temporal, a constante k21 é uma constante do percurso de transmissão da primeira antena 16 para a estação remota 2 durante a segunda janela temporal, e a constante k22 é uma constante do percurso de transmissão da segunda antena 18 para a estação remota 2 durante a segunda janela temporal. O receptor desvira o canal para recuperar símbolos suaves S1' e S2', em que

SU = knR1 + k12R2 e S2' = k21* + k22R1*

Nesta técnica do codificador de tempo-espaço, o primeiro e segundo símbolos são transmitidos com redundância de antenas separadas. O primeiro símbolo é codificado para ser transmitido tanto na primeira como na segunda janelas temporais de símbolo, e o segundo símbolo é também codificado para ser transmitido tanto na primeira como na segunda janelas temporais de símbolo. O efeito desta técnica de recuperação de símbolo é que regiões de desvanecimento ou de apagão que podem surgir durante uma janela temporal de símbolo é menos provável de surgir durante ambas janelas temporais de símbolo, quando o entrelaçamento temporal é também explorado. O entrelaçamento temporal é usado antes da codificação de espaço-tempo para tornar os bits adjacentes menos correlacionados no tempo. Uma vez que os símbolos recebidos são recuperados dos sinais recebidos durante ambas as janelas temporais, R1 e R2, o efeito de desvanecimento é diminuído.

Entretanto, a tecnologia anterior não explora as vantagens fornecidas pelo gerenciamento de potência e de fade 20/06/2016, pág. 33/112 se independentes de feixes individuais transmitidos por diferentes tipos de antenas de diversidade para se conseguir maior eficiência espectral na estação-base, minimizando-se ainda a interferência co-canal. A tecnologia anterior não explora vantagens providas pelo gerenciamento de potência espacial de feixes direcionados independentemente para se conseguir maior eficiência espectral na estação-base, minimizando-se ainda a interferência co-canal.

Sumário da Invenção

É um objetivo da presente invenção melhorar o desempenho no enlace descendente de um sistema de rádio celular. É um outro objetivo minimizar efeitos indesejados de desvanecimento e apagão.

Esses e outros objetivos são alcançados com um método que inclui receber, pelo menos, dois sinais codificados de espaço-tempo de um sistema de antena associado com uma primeira estação, determinar informação de estado de canal complexa com base nos sinais codificados de espaço-tempo recebidos, e transmitir a informação de estado de canal complexa para a primeira estação.

Esses e outros objetivos são alcançados com uma modalidade alternativa, em que o método inclui transmitir, pelo menos, dois sinais codificados de tempo-espaço nos respectivos feixes de um arranjo de antena de múltiplos feixes, medir uma resposta de impulso de canal para cada sinal codificado de espaço-tempo numa segunda estação, e transmitir uma marca distintiva de um conjunto selecionado de sinais menos atenuados da segunda estação para a primeira estação.

de 20/06/2016, pág. 34/112

O arranjo de antena de múltiplos feixes é associado com uma primeira estação. Os feixes transmitem um código de assinatura embutido em cada respectivo sinal codificado de espaçotempo, e os códigos de assinatura são ortogonais, de maneira tal que a segunda estação possa separar e medir a resposta de impulso do canal correspondente a cada sinal codificado de espaço-tempo. Os sinais codificados de espaço-tempo incluem o conjunto selecionado de sinais menos atenuados e um conjunto restante de sinais mais atenuados.

Esses e outros objetivos são alcançados com uma modalidade alternativa, em que o método inclui selecionar, pelo menos, dois feixes entre diversos feixes formados por um arranjo de antena de múltiplos feixes associados com uma primeira estação para transmissão de, pelo menos, dois sinais codificados de espaço-tempo correspondentes produzidos por um codificador de espaço-tempo, determinar um atraso de tempo associado com cada um dos pelo menos dois sinais codificados de espaço-tempo recebidos em cada respectivo feixe, e introduzir numa linha de atraso variável o atraso de tempo correspondente a cada feixe, cada linha de atraso variável sendo acoplada entre o arranjo de antena de múltiplos feixes e o codificador de espaço-tempo.

Descrição Resumida dos Desenhos

A invenção será descrita em detalhe na descrição seguinte de modalidades preferidas com referência às figuras seguintes, em que:

A Figura 1 é uma vista esquemática do ambiente de rádio no qual a presente invenção é empregada;

de 20/06/2016, pág. 35/112

A Figura 2 é um diagrama de blocos de uma estaçãobase conhecida;

A Figura 3 é um diagrama de blocos de um codificador espaço-tempo conhecido;

A Figura 4 é um diagrama de blocos de um aparelho de estação-base de acordo com uma modalidade da presente invenção;

A Figura 5 é um diagrama de blocos de um aparelho de estação-base de acordo com uma outra modalidade da presente invenção;

A Figura 6 é um diagrama esquemático de um sistema de antena refletora de seis pontas conhecida;

A Figura 7 é um diagrama esquemático de uma antena com arranjo em fase conhecido;

A Figura 8 é um diagrama esquemático em vista plana de um sistema de antena de três setores exemplar;

A Figura 9 é um diagrama esquemático de uma antena “Matriz de Butler conhecida;

A Figura 10 é um diagrama esquemático de uma antena com arranjo em fase de feixe duplo;

A Figura 11 é um diagrama de blocos de um aparelho de estação-base de acordo com uma outra modalidade da presente invenção;

A Figura 12 é um diagrama de blocos de um aparelho de estação-base TDMA de acordo com uma outra modalidade da presente invenção;

A Figura 13 é um diagrama de blocos de um sistema de gerenciamento de potência de feixe de enlace fechado de de 20/06/2016, pág. 36/112 acordo com a presente invenção;

A Figura 14 é um diagrama de blocos de um sistema de rádio de acordo com a presente invenção;

As Figuras de 15-17 são fluxogramas de métodos de determinação de espectro de potência angular de acordo com a presente invenção;

A Figura 18 é um gráfico de um espectro de potência angular recebido e/ou computado pela presente invenção;

A Figura 19 é um diagrama de blocos de uma modalidade da presente invenção;

A Figura 20 é um fluxograma de um método de controle de realimentação de acordo com a presente invenção;

A Figura 21 é uma vista esquemática que ilustra o sinal de percursos múltiplos processado pela invenção com uma antena de cobertura por setor;

A Figura 22 é um gráfico que mostra o sinal direto e por percursos múltiplos da figura 21 que é recebido por uma estação remota;

A Figura 23 é uma vista esquemática que ilustra o sinal de percursos múltiplos processado pela invenção com uma antena de múltiplos feixes cobrindo um setor;

A Figura 24 é um gráfico que mostra o sinal direto e uma réplica atrasada do sinal direto da figura 21 ou 23 que é recebido por uma estação remota;

A Figura 25 é um diagrama que mostra o sinal de percursos múltiplos da figura 21 ou 23 que é recebido por uma estação remota;

A Figura 26 é um diagrama de blocos de um aparelho de 20/06/2016, pág. 37/112 da estação-base com uma linha de atraso programável de acordo com uma modalidade da presente invenção;

A Figura 27 é um gráfico que representa um perfil de distribuição de atraso de acordo com a invenção;

A Figura 28 é um fluxograma de um método estabelecido de acordo com a presente invenção;

A Figura 29 é um fluxograma de um método de alinhamento de tempo de acordo com a presente invenção; e

A Figura 30 é um fluxograma de um método de realimentação de acordo com a presente invenção.

Descrição Detalhada de Modalidades Preferidas Para se conseguir maior eficiência espectral nas transmissões da estação-base, minimizando-se ainda interferência co-canal, foi desenvolvido o gerenciamento de potência independente de feixes individuais transmitidos por diferentes antenas das antenas de diversidade, e técnicas de codificação tempo-espaço de feixe foram desenvolvidas para explorar o ângulo da diversidade de chegada e explorar o gerenciamento de potência espacial de feixes direcionados independentemente. Técnicas de tempo-espaço de feixe diferem de técnicas de codificação de espaço-tempo conhecidas, pelo seu uso de dois ou mais feixes ortogonais direcionados independentemente para explorar o gerenciamento de potência e largura de feixe e o ângulo de diversidade de chegada. Feixes ortogonais são identificáveis separadamente para o receptor com utilização de polarização perpendicular (caso de dois feixes), utilizando-se um código piloto diferente para cada feixe em um sistema CDMA, além do código de espalhamende 20/06/2016, pág. 38/112 to espectral de CDMA, que é comum a todos os feixes, utilizando-se um código de espalhamento espectral diferente para cada feixe num sistema CDMA sem códigos piloto, utilizandose uma sequência de treinamento diferente (por exemplo, código piloto) multiplexada em cada feixe em um sistema TDMA. Técnicos habilitados perceberão que existem outras técnicas de feixe ortogonal não listadas anteriormente ou técnicas que usam diferentes combinações das técnicas referidas que são equivalentes para fornecer um meio para o receptor na estação remota identificar separadamente os feixes individuais e recuperar os sinais que eles portam.

Técnicas de gerenciamento de potência para transmitir diferentes potências em diferentes feixes ortogonais melhoram a eficiência espectral na estação-base em uma base larga de sistema pela minimização de interferência co-canal, mesmo quando este controle de gerenciamento de potência for aplicado a feixes direcionados a setor sobreposto ou feixes unidirecionais de antenas de diversidade. Entretanto, com feixes codificados ortogonalmente que são direcionados diferentemente, o gerenciamento de potência espacial de feixes direcionados independentemente fornece melhorias ainda maiores. O desempenho no enlace descendente relativamente fraco de ambientes de rádio com grandes espalhamentos angulares é melhorado significativamente pela aplicação de técnicas de codificação tempo-espaço de feixe aqui descritas.

Na figura 4, uma primeira modalidade de um transmissor melhorado 100 (referido como gerenciamento de potência de antenas de diversidade) inclui um codificador de dide 20/06/2016, pág. 39/112 versidade de transmissão espacial-temporal conhecido 10 e multiplicadores complexos 12 e 14. O transmissor melhorado 100 inclui ainda amplificadores de escala 102 e 104 e diversas antenas 16 e 18. Num sistema CDMA, os multiplicadores 12, 14 conferem diferentes códigos de espectro espalhado a diferentes feixes, de maneira tal que um receptor numa estação remota 2 possa discernir os feixes separadamente.

Embora códigos de espalhamento diferenciáveis individuais em um sistema CDMA sejam aplicados a multiplicadores 12, 14, na forma aqui descrita, para criar os feixes ortogonais, percebe-se que qualquer meio para criar feixes ortogonais permite o gerenciamento de potência separado das transmissões das antenas de diversidade (isto é, cobertura sobreposta), ou de antenas direcionais controláveis para esse caso. Por exemplo, em um sistema CDMA, em que os multiplicadores 12 e 14 são providos com os mesmos códigos de espalhamento, um outro conjunto de multiplicadores 12' e 14' (não mostrado) pode ser usado para conferir códigos pilotos aos sinais de canal. Os multiplicadores 12' e 14' são então providos com códigos piloto ortogonais, de maneira que o receptor na estação remota 2 possa discernir separadamente os feixes. Em uma outra variante, as antenas 16 e 18 são constituídas por uma única antena com dois elementos excitadores arranjados para gerar dois feixes que são polarizados ortogonalmente (por exemplo, polarizados numa inclinação de +/45 graus em relação à vertical ou a alguma outra referência), mas que, de outra forma, cobrem o mesmo setor. Tais feixes são ortogonais, e transmissões pelos respectivos perde 20/06/2016, pág. 40/112 cursos de sinal sofrem desvanecimento não correlacionado.

Sinais de controle de escala SA1 e SA2 controlam separadamente a amplificação ou atenuação obtida pelos amplificadores desmultiplicadores individuais 102 e 104, respectivamente. Os sinais de controle de escala SA1 e SA2 podem ser reais às amplitudes da escala, ou imaginários com as fases de deslocamento, ou complexos, tanto com os componentes reais como imaginários, tanto com as amplitudes de escala como as fases de deslocamento. Percebe-se que a amplificação pode ser aplicada à saída do codificador 10, antes dos multiplicadores 12 e 14, depois dos multiplicadores 12 e 14, ou nas antenas 16 e 18.

As antenas 16, 18 são antenas de diversidade que cobrem setores sobrepostos, ou são unidirecionais. Esta primeira modalidade difere dos sistemas codificados de espaçotempo conhecidos, em que a potência transmitida em cada feixe é controlada separadamente pelo SA1 e SA2.

Na figura 5, uma segunda modalidade de um transmissor melhorado 100 (referido como gerenciamento de potência espectral angular) inclui codificador de diversidade de transmissão espacial-temporal 10 e multiplicadores complexos 12 e 14. O transmissor melhorado 100 inclui ainda amplificadores desmultiplicadores 102 e 104 e antenas direcionais controladas 106 e 108, direcionadas para o percurso direto 3 e para o percurso indireto 5 (figura 1), ou para alguma outra direção, de forma a cobrir o espalhamento angular AS, ou à parte do espectro de potência angular que excede um umbral, conforme aqui descrito. Em um sistema CDMA, os multide 20/06/2016, pág. 41/112 plicadores 12, 14 conferem diferentes códigos de espalhamento espectral a diferentes feixes, ou usam outros meios, de maneira tal que um receptor na estação remota 2 possa discernir os feixes separadamente, conforme descrito para a primeira modalidade, utilizando-se antenas de diversidade. Sinais de controle de ajuste de escala SA1 e SA2 controlam separadamente a amplificação ou atenuação conseguida pelos amplificadores desmultiplicadores individuais 102 e 104, respectivamente. Os sinais de controle de escala SA1 e SA2 podem ser reais às amplitudes da escala, ou imaginários com as fases de deslocamento, ou complexos, com componentes tanto reais como imaginários, tanto das amplitudes de escala como de fases de deslocamento. Percebe-se que a amplificação pode se aplicar à saída do codificador 10, multiplicadores anteriores 12 e 14, multiplicadores posteriores 12 e 14 ou nas antenas 106 e 108. Embora códigos de espalhamento individuais em um sistema CDMA sejam aplicados aos multiplicadores 12, 14 na forma aqui descrita para criar os feixes ortogonais, percebe-se que qualquer meio para criar feixes ortogonais possibilita separar o gerenciamento de potência das transmissões das antenas direcionais controladas (isto é, direções selecionadas, na forma aqui descrita).

Em uma terceira modalidade (referida como diversidade direcional e não mostrada separadamente), os amplificadores 102 e 104 da figura 5 são removidos do transmissor 100, de maneira tal que nenhuma amplificação diferencial seja conseguida, e tanto o canal CH1 como CH2 têm amplificação balanceada e igual, mas seus sinais são transmitidos direcide 20/06/2016, pág. 42/112 onalmente por antenas direcionais controladas 106 e 108.

Existem diversos meios de implementar antenas direcionais controladas. Na figura 6, o sistema de antena direcional controlada de seis pontas 6 inclui antenas refletoras de seis cantos co-situadas 8, tal como uma antena refletora de cantos 8, arranjada em um círculo e toda representada em vista plana. Cada antena refletora de cantos 8 inclui um dipolo de semi-onda simples 12 como um elemento excitador e refletores de canto 14. Cada antena refletora de canto 8 ilumina um feixe de 60 graus de largura em uma vista plana. O sistema de antena de hex-diversidade 6 foi mostrado para fornecer informação de localização angular que dá o ângulo de azimute de uma estação-base para a estação remota com base na intensidade de sinal recebido em 820 MHz (Rhee, SangBin, “Vehicle Location In Angular Sectors Based On Signa Strength”, IEEE Trans. Veh. Technol., vol VT-27, pp 244-258, nov. 1978) . Tais antenas refletoras de canto co-situadas poderíam dividir uma cobertura de 360 graus em três setores (antenas de 120 graus), quatro setores (antenas de 90 graus), cinco setores (antenas de 72 graus), oito setores (antenas de 45 graus), ou qualquer número conveniente de setores que possa ser aplicável.

Na segunda e terceira modalidades da presente invenção, é usado um sistema de antena direcional controlado para transmissor de rádio celular 1 (figura 1). Um sistema de antena direcional controlado é definido como capaz de fornecer dois ou mais feixes distintos e separadamente controláveis. Pode ser uma antena simples com dois ou mais elede 20/06/2016, pág. 43/112 mentos excitadores arranjados para gerar dois ou mais feixes (por exemplo, arranjados de forma a gerar dois feixes discerníveis polarizados, respectivamente, numa inclinação de +/- 45 graus em relação à vertical, mas que, de outra forma, cubram o mesmo setor). Pode ser um sistema de múltiplas antenas para gerar feixes que cubram diferentes setores. Por exemplo, o sistema de antena direcional controlado pode vantajosamente ser um sistema refletor de seis cantos, tal como o sistema de antena representado na figura 6. O sistema de antena direcional controlado é usado em um modo de recebimento para determinar a localização angular da estação remota 2 com base em um sinal transmitido da estação remota 2. Os dois setores com os sinais recebidos mais fortes são identificados como a direção mais provável de chegada de percurso direto 3 e do percurso indireto 5 (ver figura 1) . As antenas que iluminam esses dois setores são selecionadas para ser antenas direcionais 106 e 108 da segunda e terceira modalidades da presente invenção (figuras 4 e 5). Alternativamente, as respectivas direções de chegada podem ser determinadas com base num cálculo do espectro de potência angular na forma discutida a seguir.

Na figura 7, a antena de feixe dirigível com arranjo em fase 20 conhecida inclui um arranjo de elementos excitadores 22 (por exemplo, dipolo de semi-onda) dispostos para ficar espaçados do plano do chão ou do plano refletor 24. A figura 7 representa oito elementos radiantes, apesar de que possam ser usados mais ou menos elementos. Cada elemento excitador 22 é alimentado com um sinal de um deslocade 20/06/2016, pág. 44/112 dor de fase correspondente 26. Cada deslocador de fase 26 altera a fase e atenua (ou amplifica) a amplitude de sinal S de acordo com uma porção de controle individual correspondente de sinal de controle C. Por exemplo, o sinal de controle C inclui 8 parâmetros de deslocamento de fase e 8 parâmetros de atenuação. Cada parâmetro de fase e amplitude controla individualmente a fase e amplitude radiada de um elemento correspondente dos oito elementos excitadores da antena 20. A largura do feixe angular de uma antena como essa está limitada pela relação do comprimento de onda do sinal que está sendo irradiado dividida pelo valor da abertura D; entretanto, controlando-se as amplitudes de sinal nos elementos do excitador 22 distribuídos pela antena com o que é chamada de uma função de ponderação, o feixe pode ser perfilado para alargar o feixe, achatar o centro do feixe e/ou suprimir lobos laterais. Controlando-se o gradiente da fase nos elementos excitadores na antena, o feixe pode ser direcionado eletronicamente para apontar numa direção controlada.

Numa variante da segunda e terceira modalidades, o sistema de antena para o transmissor 1 (figura 1) inclui várias antenas com arranjo em fases 20 organizadas em um sistema de múltiplas antenas. Na figura 8, um sistema de múltiplas antenas exemplar pode incluir três antenas (tidas para ser antenas com arranjo em fase 20) arranjadas para apontar para fora em direções angulares igualmente espaçadas, de maneira tal que as três antenas com arranjo em fase 20 sejam formadas no sistema de antena na estação-base. Cada antena de 20/06/2016, pág. 45/112 é projetada para cobrir um setor de 120 graus. A estaçãobase localiza a estação remota varrendo eletronicamente a antena 20. Os pesos de cada elemento irradiante são, preferivelmente, estabelecidas no máximo, e são todos iguais, de maneira tal que a antena forneça seu feixe mais estreito (feixe mais direcional). O feixe de recebimento é varrido em etapas, computando-se primeiramente os parâmetros de fase para o sinal de controle C que representa um gradiente em fase pela antena para alcançar um ponto do feixe desejado e, em seguida, controlando-se a antena 20 para apontar na direção desejada. Em segundo lugar, um receptor no transmissor 1 (figura 1) detecta qualquer intensidade de sinal recebido. As etapas de apontar um feixe de recebimento e detectar uma intensidade de sinal são repetidas a cada uma das diversas posições do feixe, até que todo o setor coberto pela antena 20 tenha sido varrido. Desta maneira, a localização angular da estação remota 2 é determinada numa precisão limitada somente pela largura do feixe obtenível mais estreita da antena 20. Uma vez que as localizações do percurso direto 3 e do percurso indireto 5 são determinadas para ficar em diferentes setores (por exemplo, setores a 120 graus), as antenas 106 e 108 (figura 5) são selecionadas entre as diversas antenas 20 do sistema de antena que estão mais perto do percurso direto 3 e do percurso indireto 5, e dentro do setor coberto por cada antena selecionada 20, os gradientes de fase que definem feixes apontando para as localizações angulares para o percurso direto 3 e para o percurso indireto 5 são determinados. Alternativamente, quando os percursos 3 e de 20/06/2016, pág. 46/112 ficam em um único setor, dois feixes de transmissão podem ser formados num único setor a ser direcionado ao longo dos percursos 3 e 5, se o sistema de antena for capaz de formar os dois feixes em um único setor (ver discussão a seguir com relação à figura 10).

Na figura 9, o sistema de antena 30 inclui quatro elementos irradiantes 32 dispostos para ficarem espaçados do plano do chão ou do plano do refletor 34. Cada elemento de radiação ou excitador 32 é alimentado com um sinal da matriz de Butler 36 conhecida. A matriz de Butler fornece funções de deslocamento de fase e de combinação que operam nos sinais S1, S2, S3 e S4, de maneira tal que a radiação dos quatro elementos excitadores 32 combine para gerar quatro feixes fixos direcionados angularmente e ortogonais B1, B2, B3 e B4. Em geral, uma matriz de Butler realiza uma função de processamento de Fourier para alimentar M elementos irradiantes de maneira a formar M feixes fixos e ortogonais (“setores angulares) . Por exemplo, no sistema de antena 30, o sinal S1 é transmitido somente no primeiro feixe B1, o sinal S2 é transmitido somente no segundo feixe B2, o sinal S3 é transmitido somente no terceiro feixe B4 e o sinal S4 é transmitido somente no quarto feixe B4. Uma matriz de comutação pode ser usada para direcionar os sinais desejados (por exemplo, os sinais CH1 e CH2 da figura 5) em qualquer uma das linhas para os sinais S1, S2, S3 e S4 e daí nos respectivos feixes B1, B2, B3 e B4.

Numa variante da segunda e terceira modalidades, o sistema de antena do transmissor 1 (figura 1) inclui diverde 20/06/2016, pág. 47/112 sas antenas “matriz de Butler 30 organizadas em um sistema de múltiplas antenas. Na figura 8, um sistema de múltiplas antenas exemplar inclui três antenas (tidas aqui como antenas de “matriz de Butler 30) arranjadas para apontar para fora em direções angulares igualmente espaçadas, de maneira tal que as três antenas de “matriz de Butler 30 sejam formadas no sistema de antena na estação-base. Cada antena 30 é projetada para cobrir um setor de 120 graus, por exemplo, com quatro feixes. A estação-base localiza a estação remota comutando-se eletronicamente os quatro feixes (cada um com 30 graus) de cada uma das três antenas 30 e detectando a intensidade do sinal recebido. Desta maneira, a localização angular da estação remota 2 é determinada com uma precisão de uma largura de feixe da antena 30. Uma vez que as localizações do feixe direto 3 e do feixe indireto 5 são determinadas, as antenas 30 que constituem o sistema de antena para o transmissor 1 (figura 1) se o percurso direto 3 e o percurso indireto 5 ficarem em setores diferentes. As duas antenas de “matriz de Butler 30 particulares são selecionadas para cobrir os setores que estão mais próximos do percurso direto 3 e do percurso indireto 5, e, a partir daí, é selecionado um feixe particular em cada antena selecionada 30 que mais de perto se alinhe com o percurso. Alternativamente, as antenas 106 e 108 podem ser selecionadas para diferentes feixes da mesma antena de “matriz de Butler 30. No setor coberto por cada antena 30, o feixe que aponta para a localização angular de cada um do percurso direto e percurso indireto 5 é selecionado por uma matriz de comutação (não de 20/06/2016, pág. 48/112 mostrada).

Na figura 10, a antena 40 é uma versão modificada da antena com arranjo em fase 20 para fornecer dois feixes independentemente dirigíveis e modeláveis. A antena 40 inclui um arranjo de elementos excitadores 42 (por exemplo, dipolos de semionda) dispostos de forma a ficarem espaçados do plano do chão ou do plano refletor 44. A figura 10 representa oito elementos irradiantes, apesar de que possam ser usados mais elementos ou menos elementos. Entretanto, diferente da antena 20, cada elemento excitador na antena 40 é alimentado por um sinal de um somador correspondente 48. Cada somador 48 sobrepõe sinais (por exemplo, adiciona) de dois deslocadores de fase correspondentes 46-1 e 46-2 de um segundo banco de deslocadores de fase. Cada comutador de fase 46-1 no primeiro banco altera a fase e atenua (ou amplifica) a amplitude do sinal S1 de acordo com uma parte de controle individual correspondente do sinal de controle C1. Por exemplo, o sinal de controle C1 inclui 8 parâmetros de deslocamento de fase e 8 parâmetros de atenuação para controlar individualmente a saída de fase e amplitude do comutador de fase correspondente 46-1. Correspondentemente, cada deslocador de fase 46-2 no segundo banco altera a fase e atenua (ou amplifica) a amplitude de sinal S2 de acordo com uma parte de controle individual correspondente do sinal de controle C2. Por exemplo, o sinal de controle C2 inclui 8 parâmetros de deslocamento de fase e 8 parâmetros de atenuação para controlar individualmente a saída de fase e amplitude do comutador de fase correspondente 46-2. Os somadores de 20/06/2016, pág. 49/112 combinam as saídas dos respectivos deslocadores de fase

46-1 e 46-2 e fornecem o sinal combinado aos elementos irradiantes 42. Desta maneira, o sinal de controle C1 controla um primeiro feixe que irradia sinal S1, e o sinal de controle C2 controla simultaneamente um segundo feixe que irradia o sinal S2.

Numa variante da segunda e terceira modalidades, o sistema de antena para o transmissor 1 (figura 1) inclui diversas antenas com arranjo em fase 40 organizadas em um sistema de múltiplas antenas. Na figura 8, um sistema de múltiplas antenas exemplar inclui três antenas (tidas aqui para ser antenas com arranjo em fase 40) arranjadas para apontar para fora em direções angulares igualmente espaçadas, de maneira tal que as três antenas com arranjo em fase 40 sejam formadas em um sistema de antena na estação-base. Cada antena 40 é projetada para cobrir um setor de 120 graus com dois feixes independentemente modelável e dirigível. A estaçãobase localiza a estação remota varrendo eletronicamente um feixe de antena 40, conforme supradescrito com relação à antena 20 (figura 7). Uma vez que as localizações do percurso direto 3 e do percurso indireto 5 tenham sido determinadas, as antenas 106 e 108 (f5) são selecionadas entre as diversas antenas 40 do sistema de antenas que estão mais próximas do percurso direto 3 e do percurso indireto 5, e no setor coberto por cada antena selecionada 40, os gradientes de fase que definem feixes que apontam numa localização angular para o percurso direto 3 e para o percurso indireto 5 são determinados.

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Alternativamente, as antenas 106 e 108 podem ser selecionadas para ser feixes diferentes da mesma antena de feixe duplo 40. Na figura 11, as antenas 106 e 108 (figura 1) são implementadas em feixes individuais (isto é, feixes 1 e 2) da antena de feixe duplo 40, e amplificadores desmultiplicadores 102 e 104 (da figura 5) não são necessários, uma vez que a função de ajuste de escala pode ser conseguida ajustando-se a escala dos coeficientes de amplitude de sinais de controle C1 e C2 (figura 10).

Numa quarta modalidade, a estação-base usa um transmissor de acesso múltiplo por divisão de tempo (TDMA) em vez de um transmissor CDMA de espalhamento espectral. Na figura 12, a sequência de treinamento TS1 é modulada no modulador QPSK 101 e daí alimentada a uma primeira entrada do multiplexador 105, e a sequência de treinamento TS1 é modulada no modulador APSK 101 e daí alimentada a uma primeira entrada do multiplexador 105, e a sequência de treinamento TS2 é modulada no modulador QPSK 103 e daí alimentada a uma primeira entrada do multiplexador 107. As sequências de treinamento TS1 e TS2 são ortogonais e fornecem meios pelos quais a estação remota 2 pode discernir entre os feixes quase como os códigos pilotos ajudam distinguir feixes em um sistema CDMA. No sistema TDMA, os multiplicadores 12 e 14 (das figuras 4, 5 e 11) são omitidos e os sinais de canal CH1 e CH2 são alimentados às segundas entradas dos multiplexadores 105 e 107, respectivamente. Nesta quarta modalidade, os amplificadores 102 e 104 independentemente amplificam ou atenuam as saídas dos respectivos multiplicadores 105 e 107.

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As saídas dos amplificadores 102 e 104 são alimentadas ao sistema de antena (por meio de conversores de subida, etc., não mostrados). O sistema de antena pode fornecer a cobertura sobreposta de antenas de diversidade 16, 18 (figura 4) tal como na primeira modalidade, ou pode fornecer cobertura direcional controlada das antenas direcionais 106, 108 (figuras 5 e 11) tal como na segunda e terceira modalidades. Além do mais, no caso de cobertura direcional controlada, uma variante pode ser se privar do gerenciamento de potência e omitir os amplificadores 102, 104 e se basear na diversidade angular (feixe) por meio de feixes de direção das antenas direcionais 106, 108. Uma janela de dados em um sistema de divisão de tempo pode incluir, por exemplo, 58 bits de dados seguidos por 26 bits de uma sequência de treinamento seguidos por 58 bits de dados, como em um sistema GSM. A sequência de treinamento identifica a fonte de sinal SENTRADA e o feixe individual para a estação remota 2, de maneira tal que a estação remota possa discernir separadamente os feixes. Desta maneira, a estação remota 2 pode receber separadamente os dois feixes por meio das sequências de treinamento, em vez de usar códigos de espalhamento ortogonal em um sistema CDMA.

Embora tenham sido discutidos dois feixes, extensões a técnicas de codificação de ordem superior com mais feixes são diretas. Por exemplo, quatro símbolos S1, S2, S3, S4) codificados em quatro sinais de canal (CH1, CH2, CH3, CH4) em quatro janelas temporais de símbolo, de maneira tal que os símbolos originais sejam recuperáveis dos sinais de de 20/06/2016, pág. 52/112 canal codificados. Os quatro sinais de canal são então transmitidos da estação-base em quatro feixes, cada feixe correspondente a um sinal de canal dos sinais de canal CH1, CH2, CH3 e CH4. Embora técnicas de modulação PSK estejam aqui discutidas, extensões a outras técnicas de modulação são diretas, e extensões a outras técnicas de modulação (por exemplo, QAM) podem ser igualmente usadas.

Na figura 13, um sistema de controle de enlace fechado para gerenciar potências de transmissão está representado como o processo S10. Na etapa S102, a estação-base seleciona o nível de potência a ser transmitida de cada antena. Por exemplo, em um sistema de duas antenas, a estaçãobase seleciona potências P1 e P2 com base na potência total (isto é, P1 + P2) definida por um enlace de controle de potência convencional (por exemplo, enlace de controle típico para um sistema CDMA) e as potências relativas (isto é, P1/P2) definidas pelos coeficientes de controle de potência medidos na estação remota 2. Na etapa S104, um valor que representa o nível de potência de transmissão selecionado é transmitido para a estação remota em um canal de sinalização. Na etapa S106, o nível de potência recebido na estação remota de cada padrão de radiação de antena é medido, e os coeficientes de controle de potência correspondentes são determinados. Os coeficientes de controle de potência para cada padrão de radiação de antena são determinados na estação remota 2 para ser proporcionais à potência recebida na estação remota 2 divididos pela potência transmitida indicada pelo valor do nível de potência que é transmitido para a esde 20/06/2016, pág. 53/112 tação remota em um canal de sinalização. Na etapa 106, os coeficientes de controle de potência são transmitidos da estação remota para a estação-base em um canal de sinalização. Na etapa S108, os coeficientes de controle de potência da etapa S106 são comparados para cada antena. Na etapa S110, ajustes na potência do sinal de transmissão são determinados de acordo com a comparação da etapa S108. Os ajustes são feitos para aumentar as potências de transmissão transmitidas nos canais que têm qualidades de transmissão favoráveis e reduzir as potências de transmissão em canais que têm qualidades de transmissão deficientes. Em seguida, na etapa S102 no início do ciclo, a estação-base seleciona potências de transmissão ajustadas para formar a base das potências a serem transmitidas das antenas durante o ciclo seguinte do gerenciamento de potência de feixe de enlace fechado. O atraso do ciclo de enlace pode ser uma janela temporal, como num sistema de TDMA de terceira geração.

Alternativamente, a estação remota pode comparar (na etapa S108) os coeficientes de controle de potência para cada antena a partir da etapa S106 e em seguida, computar informação indicativa do coeficiente de potência a ser transmitida da estação remota para a estação-base em um canal de sinalização no enlace ascendente. Por exemplo, uma relação dos coeficientes de controle de potência (por exemplo, P1/P2 no caso de duas antenas) pode ser vantajosamente computada como a informação do indicador de coeficiente de potência e transmitida na direção no enlace ascendente. Ou a informação do indicador do coeficiente de potência pode ser de 20/06/2016, pág. 54/112 o valor quantizado da relação (por exemplo, um único bit indicando se P1 > P2 ou não).

Alternativamente, na etapa S104, a potência de transmissão selecionada é salva para um tempo de ciclo do sistema de controle de enlace fechado. Por exemplo, em um sistema de duas antenas, a estação-base seleciona potências P1 e P2 com base na potência total (isto é, P1 + P2) definida por um enlace de controle de potência convencional (por exemplo, um enlace de controle típico de um sistema CDMA) e as potências relativas (isto é, P1/P2) definidas pelos coeficientes de controle de potência medidos na estação remota 2. Na etapa S106, os níveis de potência recebidos na estação remota de cada padrão de irradiação de antena são medidos na estação remota 2 e transmitidos como coeficientes de controle de potência em um canal de sinalização no enlace ascendente da estação remota 2 para a estação-base 1. Os coeficientes de controle de potência são normalizados nas suas respectivas potências de transmissão salvas na etapa S104. Na etapa S108, os coeficientes de controle de potência normalizados da etapa S106 são comparados na estação-base para cada antena. Na etapa S110, os ajustes na potência de sinal de transmissão são determinados de acordo com a comparação da etapa S108. Em seguida, na etapa S102, no início do ciclo, a estação-base seleciona as potências de transmissão ajustadas para formar a base das potências a serem transmitidas das antenas durante o ciclo seguinte do gerenciamento de potência de feixe de enlace fechado.

Na figura 14, um sistema de rádio celular com conde 20/06/2016, pág. 55/112 troles de gerenciamento de potência de feixe no enlace fechado inclui estação-base 210 e estação remota 230. A estação-base 210 inclui codificadores de espaço-tempo 212 para codificar uma corrente de símbolos em primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo, sistema de antena 216, transmissor 214 para transmitir o primeiro e o segundo sinais codificados de espaço-tempo nas respectivas primeira e segunda potências de transmissão iniciais do sistema de antena de maneira a formar os respectivos primeiro e segundo padrões de radiação, o receptor da estação-base 220 para receber informação do indicador de coeficiente de potência da estação remota, e controlador de gerenciamento 222 para determinar primeira e segunda potências de transmissão ajustadas com base nas respectivas primeira e segunda potências de transmissão e na informação do indicador de coeficiente de potência.

O sistema de antena 216 pode incluir diversas antenas, onde cada antena é uma antena que gera tanto um padrão de radiação substancialmente unidirecional como um padrão de radiação direcionado para um setor. Antenas unidirecionais ficam vantajosamente espaçadas umas das outras. O sistema de antena 216 pode formar o primeiro e o segundo padrão como padrões de radiação ortogonais capazes de ser recebidos separadamente na estação remota. Alternativamente, o transmissor 214 inclui um circuito para processar o primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo, de maneira tal que os sinais transmitidos do sistema de antena sejam ortogonais e que possam ser recebidos separadamente na estação de 20/06/2016, pág. 56/112 remota .

O sistema de antena 216 é capaz de gerar diversos feixes (isto é, uma antena de múltiplos feixes) e a estaçãobase inclui controle de antena 218 para controlar a antena de múltiplos feixes para formar os diversos feixes. Em uma modalidade, a antena de múltiplos feixes pode ser uma antena de matriz de Butler de múltiplas portas, e, neste caso, o transmissor 214 incluirá amplificadores para ajustar a escala do primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo para formar os respectivos primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo com escala ajustada com base nas respectivas primeira e segunda potências de transmissão ajustadas, e o controle de antena 218 incluirá uma chave para acoplar o primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo ajustados na escala nas respectivas primeira e segunda portas. Da antena de matriz de Butler para formar os respectivos primeiro e segundo feixes.

Alternativamente, a antena de múltiplos feixes inclui um sistema de antena com arranjo em fase, e o controle de antena 218 inclui um controlador de direção do feixe para formar primeira e segunda funções de ponderação. O controlador de direção de feixe inclui lógica para entrar com a primeira e segunda funções de ponderação no sistema de antena com arranjo em fase para ajustar os ganhos da antena dos respectivos primeiro e segundo feixes com base nas respectivas primeira e segunda potências de transmissão ajustadas sem amplificadores desmultiplicadores no transmissor 214. O sistema de antena com arranjo em fase pode incluir tanto ande 20/06/2016, pág. 57/112 tena com arranjo em fase de diversos feixes (por exemplo, 40 da figura 10) como várias antenas com arranjo em fase (por exemplo, 20 da figura 7).

Em algumas modalidades, a informação do indicador de coeficiente de potência inclui primeiro e segundo coeficientes de controle, e o receptor da estação-base 220 recebe informação de sinalização no enlace ascendente e detecta valores dos primeiro e segundo coeficientes de controle de potência na informação de sinalização no enlace ascendente.

O controlador de gerenciamento de potência 222 inclui um circuito (por exemplo, lógica ou um processador) para determinar que a primeira potência de transmissão ajustada seja maior do que a segunda potência de transmissão ajustada, quando a característica de atenuação do primeiro percurso indicado (ou primeiro coeficiente de controle) for menor do que a característica de atenuação do segundo percurso indicado (ou segundo coeficiente de controle de potência).

A estação remota 230 inclui receptor de estação remota 234, detector 236, circuito de medição de potência 238 e processador 240. O receptor 234, o detector 236, o circuito de medição 238 e o processador 240 constituem um circuito pelo qual a estação remota 230 pode determinar uma característica de atenuação do primeiro percurso indicado com base em uma potência recebida do primeiro padrão de radiação e medida no circuito 238 e uma potência de transmissão inicial determinada no detector 236. Com este circuito, a estação remota 230 pode determinar uma característica de atenuação do primeiro percurso indicado para um primeiro pade 20/06/2016, pág. 58/112 drão de radiação do sistema de antena 216, e uma característica de atenuação do segundo percurso indicado para um segundo padrão de radiação do sistema 216, uma vez que dois padrões de radiação podem ser recebidos separadamente. O detector 236 determina a potência de transmissão inicial, o circuito de medição de potência 238 mede a potência recebida do padrão de radiação recebido pelo receptor 234, e o processador 240 determina que um coeficiente de controle de potência seja proporcional à potência recebida dividida pelo valor da potência de transmissão inicial. O circuito de medição de potência 238 mede uma potência instantânea recebida, ou em uma modalidade alternativa, mede uma potência média recebida, ou em uma modalidade alternativa mede ambas e forma uma combinação da potência instantânea recebida e a potência média recebida. A estação remota 230 inclui ainda transmissor 242 para transmitir valores de informação do indicador de coeficiente de potência ou das características de atenuação do primeiro e segundo percursos indicados para a estação-base.

Em uma variante, o processador 240 forma a informação do indicador de coeficiente de potência como uma relação da característica de atenuação do primeiro percurso indicado dividia pela característica de atenuação do segundo percurso indicado. Em uma variante alternativa, o processador 240 compõe a informação do indicador do coeficiente de potência com um primeiro valor, quando a característica de atenuação do primeiro percurso indicado for menor do que a característica de atenuação do segundo percurso, e compõe a de 20/06/2016, pág. 59/112 informação do indicador de coeficiente de potência com um segundo valor, quando a característica de atenuação do primeiro percurso indicado for maior do que a característica de atenuação do segundo percurso indicado.

Em uma modalidade exemplar, a estação-base transmite um primeiro sinal numa primeira potência de sinal predeterminada P1 da primeira antena, e um receptor na estação remota 2 determina que o primeiro coeficiente de controle de potência PCC1 seja uma potência recebida da primeira antena na estação remota. A estação-base também transmite um segundo sinal numa segunda potência de sinal predeterminada P2 da segunda antena, e um receptor na estação remota 2 determina que o segundo coeficiente de controle de potência PCC2 seja uma potência recebida da segunda antena na estação remota.

Tanto o primeiro como o segundo sinais são transmitidos simultaneamente das respectivas primeira e segunda antenas em operação ordinária nos seus respectivos níveis de potência predeterminados. As potências de transmissão podem ser distintas nos seus respectivos níveis de potência predeterminados. As potências de transmissão podem ser distintas na estação remota 2 por meio de diferentes códigos ortogonais OC em multiplicadores 12 e 14 (figuras 4, 5 e 11) ou por meio de sequências de treinamento ortogonais, tais como as que podem ser usadas numa estação-base TDMA (figura 12). O receptor na estação remota 2 determina a potência do sinal recebido de cada antena e transmite um valor que representa essas potências de sinal recebidas para a estação-base em uma parte dos dados de sinalização no enlace ascendente na de 20/06/2016, pág. 60/112 forma de coeficientes de controle de potência individuais PCC1 e PCC2, ou como um coeficiente de controle de potência relativa PCC1/PCC2.

Em uma modalidade preferida, a estação-base primeiramente transmite sinais em operação ordinária das diversas antenas nas potências selecionadas que podem ser diferentes (S102). Em uma variante, a estação-base transmite os níveis de potência selecionados para serem transmitidos de cada uma das diversas antenas em um canal de sinalização no enlace descendente. A estação remota (1) recebe os níveis de potência selecionados da estação (S104), (2) determina as potências de sinal recebidas das antenas (S106), e (3) compara a potência transmitida da estação-base de cada antena com as potências recebidas na estação remota para determinar as atenuações relativas nos percursos de enlace descendentes (S108) como a relação da potência recebida para a potência transmitida correspondente. A estação remota transmite esta relação determinada para cada antena como coeficientes de controle de potência de volta para a estação-base nos dados de sinalização no enlace ascendente. Em seguida, a estaçãobase ajusta a potência que pode ser transmitida da estaçãobase de cada antena de acordo com as atenuações relativas determinadas para todas as demais transmissões no enlace descendente (S110).

Em uma outra variante, (1) a estação remota determina que coeficientes de controle de potência sejam potências de sinal recebidas das antenas (S106), e (2) a estação remota retransmite os coeficientes de controle de potência de 20/06/2016, pág. 61/112 para a estação-base nos dados de sinalização no enlace ascendente. Em seguida, a estação-base (1) ajusta os atrasos de tempo do enlace fechado na sua recepção dos coeficientes de controle de potência da estação remota 2 (S104), (2) compara a potência transmitida da estação-base de cada antena com os coeficientes de controle de potência recebidos na estação remota para determinar as atenuações relativas nos percursos de transmissão no enlace descendente (S108), e (3) ajusta a potência que pode ser transmitida da estação-base de cada antena de acordo com as atenuações relativas determinadas para todas as transmissões descendentes posteriores (S110).

Em cada variante, a potência que pode ser transmitida de uma antena será maior para as antenas associadas com percursos determinados para possuir uma menor atenuação de percurso. Por exemplo, uma característica de atenuação de percurso indicada é vantajosamente determinada para ser a relação da potência recebida na estação remota 2 para a potência transmitida da estação-base 1. Desta maneira, pouca ou nenhuma potência é transmitida num percurso que não é bem recebido pela estação remota 2, enquanto que uma maior potência é transmitida em um percurso que é bem recebido pela estação remota 2. Em vários ambientes de percursos múltiplos, aumentando-se a potência transmitida num percurso que tem muitas atenuações, melhora-se pouco a recepção na estação remota 2, mas tal maior potência deve contribuir para interferência co-canal sofrida por outras estações remotas. Para melhorar o sistema de rádio celular global, é possível que os percursos com menor atenuação tenham as maiores pode 20/06/2016, pág. 62/112 tências de feixe de transmissão. A estação-base ajusta a potência transmitida de cada antena pelos sinais de ajuste de escala de controle SA1 e SA2 (figuras 4 e 5) ou controlandose o ganho da antena geral para cada feixe ajustando-se os parâmetros de amplitude no sinal de controle C (da figura 6) ou em sinais C1 e C2 (da figura 9).

Numa modalidade deste método de enlace fechado de controle de potência, a estação remota determinada qual antena (ou feixe) está associada com o percurso de menor atenuação. A estação remota retransmite uma indicação de qual antena (ou feixe) é favorecida (isto é, menor atenuação) para a estação-base em um percurso de sinalização no enlace ascendente. Para conservar o número de bits transmitidos neste percurso de sinalização no enlace ascendente, a estação remota preferivelmente, determina a antena favorecida e indica isto por meio de um único bit (isto é, um “0 significa que antena 16 é favorecida e um “1 significa que a antena 18 é favorecida, ver figura 4) . A estação-base recebe este único bit indicador e aplica o mesmo para determinar um balanço de potência relativo predeterminado. Por exemplo, foi determinado que aplicando-se 80% da potência total na antena 16 (por exemplo, quando esta é a antena favorecida) e 20% da potência total na antena 18, isto fornece consistentemente melhor desempenho do que aplicando-se 100% da potência total na antena 16 e nenhuma potência na antena 18. Assim, a estação-base recebe o único bit relativo ao indicador de potência e seleciona para que a potência relativa P1/P2 para as antenas 16 e 18 sejam 80%/20% para uni bit indicador de 20/06/2016, pág. 63/112 “1 e 20%/80% para um bit indicador “0.

Em ambientes de rádio que variam lentamente, os coeficientes (ou qualquer informação de canal relacionada) podem ser analisados em segmentos, e os segmentos (contento menos bits do que o coeficiente completo) podem ser transmitidos para a estação-base nos dados de sinalização no enlace ascendente por meio de mais janelas temporais de transmissão ascendente. Dentro de um segmento (talvez diversas janelas temporais TDMA), os bits mais significativos são transferidos preferivelmente em primeiro lugar, e esse valores de curso são gradualmente atualizados para ser mais preciso com utilização dos bits consecutivos. Ao contrário, em ambientes de rádio que variam rapidamente, um símbolo de sinalização reservado especial pode indicar o uso de um ou mais formatos compactados alternativos para a transmissão ascendente dos coeficientes onde um expoente médio de todos os coeficientes é transmitido (ou presumido de acordo com o símbolo de sinalização) na transmissão ascendente, e em seguida, somente os bits mais significativos dos coeficientes são então transmitidos (isto é, truncando os bits menos significativos). No caso extremo, somente um bit é transmitido na direção de transmissão ascendente, indicando que o coeficiente de controle de potência é 1 (por exemplo, 80% da transmissão de potência total), quando o canal de transmissão descendente for bom, e indicando que o coeficiente de controle de potência for 0 (por exemplo, somente 20% da transmissão de potência total), quando o canal associado não for adequado.

Este controle de enlace fechado no gerenciamento de 20/06/2016, pág. 64/112 de potência de feixe é auto adaptativo. Se os coeficientes de controle de potência forem transmitidos de forma ascendente para a estação-base que provoca super compensação na potência do feixe, este sistema de controle de enlace fechado corrigirá isto durante o ciclo de controle de enlace fechado seguinte. Técnicos habilitados perceberão que outras técnicas de compactação de dados podem ser empregadas na sinalização no enlace ascendente para ajustar a ambientes de rádio que variam rapidamente. Similarmente, técnicos habilitados perceberão que a estação remota, não a estação-base, pode computar comandos para a estação-base de forma a aumentar, ou diminuir, a potência em feixes específicos.

Em uma variante alternativa adequada para variar lentamente os ambientes de rádio, o primeiro e segundo feixes podem ser transmitidos sequencialmente nos seus respectivos níveis de potência predeterminados em um modo de calibração. Em uma variante como essa, somente um feixe é transmitido por vez, de maneira tal que a estação remota não precisa empregar códigos ortogonais OC ou sinais piloto ortogonais para determinar de qual feixe a intensidade de sinal recebido (por exemplo, coeficiente de controle de potência) foi recebida. Uma vez que a atenuação de canal esteja determinada, o sinal SENTRADA é transmitido por meio da técnica de codificação tempo-espaço de feixe.

Além das modalidades que se baseiam em amplificadores 102 e 104, ou em ganho de feixe em antenas com arranjo em fase para controlar o gerenciamento de potência de enlace fechado, uma outra modalidade se baseia no gerenciamento de de 20/06/2016, pág. 65/112 diversidade angular e/ou gerenciamento de largura de feixe com o gerenciamento de potência sendo omitido. Ainda uma outra modalidade se baseia tanto no gerenciamento de potência como tanto no gerenciamento de diversidade angular, gerenciamento de largura de feixe, como ambos.

O desempenho das técnicas de codificação tempoespaço de feixe depende, pelo menos em parte, do espalhamento angular AS que caracteriza o ambiente de rádio e de como a estação-base adapta os feixes para corresponderem com o espalhamento angular. O desempenho de transmissão descendente é geralmente melhorado quando os feixes de transmissão descendentes são direcionados em ângulos de chegada em que ocorrem picos bem pronunciados num espectro de potência angular de um sinal proveniente de uma estação remota. Os picos bem pronunciados sugerem boa transmissão pelo percurso indicado (por exemplo, direção provável dos percursos 3 e 5). Entretanto, picos bem pronunciados nem sempre podem ser encontrados. Quando o espectro de potência angular for difuso e não puderem ser encontrados picos bem pronunciados, é feita uma estimativa do espalhamento angular AS, e os diversos feixes usados para transmissões no enlace descendente são alocados para cobrir aproximadamente o espalhamento angular. Desta maneira, a transmissão no enlace descendente corresponde espacialmente ao canal total determinado pelo espalhamento angular.

O circuito para medir o espectro de potência angular inclui receptor 220 (figura 14) e tal sinal e conjunto de circuitos de processamento de dados, conforme é necessáde 20/06/2016, pág. 66/112 rio para determinar o espectro de potência angular e picos nele, conforme discutido a seguir. Quando um pico no espectro de potência angular for detectado, uma posição angular é definida pelo pico. Então, para orientar a direção do feixe para uma posição angular detectada, o controlador da antena 218 computa um vetor de direção do arranjo para entrar no sistema de antena 216 (figura 14). Quando um número excessivo de picos é detectado no espectro de potência angular, o controlador do gerenciamento de potência 222 (figura 14) seleciona as direções angulares a serem usadas para formar os feixes. O controlador de gerenciamento de potência 222 pode selecionar direções de feixes para um ângulo específico de percursos de chegada (isto é, picos), ou controlador de gerenciamento de potência 22 pode selecionar direções de feixe, e, possivelmente larguras de feixe, de maneira a cobrir um espalhamento angular detectado. As direções selecionadas são fornecidas ao controlador da antena 218 para formar os comandos de feixe para o sistema de antena.

Em sistemas que usam duplexação por divisão de frequência, as transmissões no enlace ascendente ou descendente ocorrem em frequências diferentes. Não existe nenhuma garantia de que picos medidos no espectro de potência de enlace ascendente ocorram em ângulos que correspondam aos ângulos com bom desempenho de transmissão na direção de enlace descendente. Entretanto, empregando-se tanto gerenciamento de diversidade angular como gerenciamento de largura de feixe, ou ambos, haverá uma maior probabilidade de se produzir uma boa transmissão no enlace descendente.

de 20/06/2016, pág. 67/112

Tanto o gerenciamento de diversidade angular como de largura de feixe necessitam uma medição do espectro de potência angular de uma forma ou de outra. A estação remota transmite um sinal ascendente em sua operação normal (por exemplo, operação de sinalização), o sistema de antena na estação-base recebe o sinal, e a estação-base determina um espectro de potência angular (isto é, uma potência recebida como uma função do ângulo de azimute em uma vista plana). A figura 18 é um gráfico que representa a localização angular da potência do sinal recebido da estação remota 2. Na figura 18, medições de potência discretas em cada uma das localizações angulares 12 estão mostradas com base, por exemplo, em doze feixes de antena de localização fixa apontada em intervalos de 30 graus no sistema de antena para a estação-base 1. O sistema de antena de 12 feixes exemplar pode incluir três antenas de matriz de Butler, arranjadas triangularmente, de maneira à forma o sistema de antena de 12 feixes, onde cada antena da matriz de Butler forma quatro feixes. Embora um sistema de antena de 12 feixes seja considerado neste exemplo, pode-se perceber que qualquer número de feixes em um sistema de antena pode ser aplicado à presente invenção (por exemplo, 24 feixes, etc.).

Alternativamente, o sistema de antena pode incluir três antenas com arranjo em fase, arranjadas triangularmente, para formar um sistema de antena capaz de formar os 12 feixes, onde cada antena do arranjo em fase forma um feixe direcionável com uma largura de feixe de 30 graus, de maneira a permitir o varrimento por quatro posições de feixe. O de 20/06/2016, pág. 68/112 sistema de antena de 12 feixes pode também incluir 12 antenas de um tipo qualquer que tenha uma largura de feixe de 30 graus e que fiquem dispostas angularmente em incrementos de 30 graus em torno de um setor de 360 graus. Embora um sistema de antena de 12 feixes seja considerado neste exemplo, pode-se perceber que qualquer número de feixes no sistema de antena pode ser aplicado à presente invenção (por exemplo, 24 feixes, etc.).

Um sistema de antena com base em uma antena com arranjo em fase fornece uma oportunidade de gerar um espectro de potência angular mais interpolado (por exemplo, G1 da figura 18) direcionando o feixe da antena para apontar para tantas posições angulares forem desejadas para gerar o espectro de potência angular. O controlador de gerenciamento de potência 222 (figura 14) gera o espectro de potência angular no processo S20 (figura 15) enlaçando θ nas etapas S20A e S20B e determinando a potência angular na etapa S21. Dado o ângulo θ, o controlador do gerenciamento de potência faz com que o controlador da antena 218 (figura 14) compute um vetor de direção do arranjo e aponte a antena (etapa S211 da figura 16). A antena do arranjo em fase então recebe um sinal no receptor 220 (figura 14) da estação remota 2 em cada elemento de irradiação da antena com arranjo em fase para formar um vetor de sinal na etapa S212 da figura 16. Cada elemento de irradiação fica, preferivelmente, espaçado de um elemento adjacente em meio comprimento de onda. Por exemplo, se uma antena com arranjo em fase fosse incluir 12 elementos de irradiação (somente 8 elementos de irradiação estão mosde 20/06/2016, pág. 69/112 trados na antena 20 da figura 7), o sinal recebido em cada um dos 12 elementos de irradiação seria amostrado para formar um vetor de sinal medido. O sinal amostrado é, preferivelmente, um valor complexo com informação de fase e amplitude. Os sinais de cada um dos 12 elementos de irradiação são formados em um vetor de sinal recebido de 12 elementos como vetor coluna X . Em seguida, a transposição do conjugado complexo do vetor do sinal recebido X é formado como vetor linha X^H , e a matriz de covariância espacial do sinal recebido, R = XX^H , é calculada na etapa S213 (figura 16). Quando o vetor do sinal recebido x tiver comprimento de 12 elementos, então a matriz de covariância espacial do sinal recebido, R = XX^H , será uma matriz 12 por 12.

O vetor de direção do arranjo α(θ) é um vetor coluna com um elemento do vetor para cada elemento irradiante da antena com arranjo em fase. Por exemplo, se a antena com arranjo em fase incluísse 12 elementos irradiantes (por exemplo, semidipolos), o vetor de direção α(θ) incluiria 12 elementos de vetor. O vetor de direção do arranjo α(θ) é a constante C da figura 7, e é usado para apontar o feixe da antena com arranjo em fase em direção ao ângulo de azimute θ. Cada elemento de vetor é dado por:

ã_m (θ) = exp(- j x k x m x d x sinR),

Em que k é 2π dividido pelo comprimento de onda, m é um índice de 0 a M (por exemplo, de 0 a 11, para uma antena de 12 elementos) definindo um número associado com o elemento irradiante da antena com arranjo em fase, d é a separação entre elementos irradiantes da antena com arranjo em fase de 20/06/2016, pág. 70/112 (preferivelmente, metade do comprimento de onda) e θ é o ângulo de azimute do feixe da antena formado.

Cada elemento vetor do vetor de direção do arranjo αθ é um elemento do vetor correspondente da constante C representado na figura 7, de maneira tal que o vetor completo combine para define um ângulo de chegada θ do sinal recebido no feixe de recebimento, em que θ é um ângulo em relação a uma direção de referência conveniente da antena com arranjo em fase. A transposição do conjugado complexo do vetor de direção do arranjo α(θ) é vetor linha α(θ)^H .

O produto, xx^H α(θ) , é ainda um vetor coluna com um elemento do vetor para cada elemento irradiante da antena com arranjo em fase. O produto, α(θ)^Hxx^Hã(&) , é um ponto único, um escalar, determinado na etapa S214 (figura 16) para dar o valor do espectro da potência angular Γ(θ) no ângulo de chegada θ. Assim, o espectro de potência angular Γ(θ) está representado na figura 18 em G1 e é computado para ser:

ρ(θ) = α(θ) ^Hxx ^Hã(&)

Em que α(θ) é um vetor de direção do arranjo, x é o vetor do sinal recebido, xx^H é a matriz de covariância espacial do sinal recebido, e H denota a transposição do conjugado complexo.

A equação supradescrita para computar o vetor de direção do arranjo assume que os elementos irradiantes espaçados em meio comprimento de onda ficam arranjados linearmente. Entretanto, técnicos habilitados perceberão como computar um vetor de direção do arranjo para elemento irradiantes arranjados ao longo de um percurso curvo. Três arranjos de 20/06/2016, pág. 71/112 de antena ligeiramente “arqueados para fora podem ser vantajosamente empregados no sistema de antena representado na figura 8. Na realidade, os arranjos de antena podem ser severamente “arqueados para fora de maneira a formar um círculo (por exemplo, figura 6). Técnicos habilitados perceberão que a comutação de um vetor de direção do arranjo para tais arranjos severamente curvos de elementos irradiantes empregarão vantajosamente controle de amplitude, bem como controle de fase, no vetor de direção do arranjo.

Para fornecer um melhor desempenho, o espectro de potência angular é determinado calculando-se a média de repetidas medições. Na figura 17, o vetor de direção do arranjo é preparado e o feixe de antena é apontado na etapa S211. As diversas medições são feitas no enlace das etapas S215A e S215B. Neste enlace, o vetor do sinal recebido x é repetidamente medido na etapa S216 e a matriz de covariância R é repetidamente determinada e salva na etapa S217. Então, uma matriz de covariância média é determinada na etapa S218, e o espectro de potência angular Ρ(θ) é determinado na etapa S214. Esta determinação da média é repetida diversas vezes num intervalo de tempo para cada direção predeterminada θ. Desta maneira, é feita a média do fenômeno do desvanecimento rápido. O período de tempo deve ser pequeno o bastante para que uma estação remota móvel 2 não altere a posição suficientemente para alterar o feixe no qual ele fica localizado durante o período de cálculo da média. Este período de tempo é, preferivelmente, maior do que o tempo de coerência do canal para calcular a média dos efeitos de desvanecimento ráde 20/06/2016, pág. 72/112 pido. Embora o tempo de coerência do canal não seja definido de forma rigorosa e universal, ele pode ser tido como proporcional e aproximadamente igual ao inverso do espalhamento Doppler.

O espalhamento Doppler é mais rigorosamente definido. Por causa de uma velocidade relativa entre a estaçãobase e uma estação remota móvel, haverá um deslocamento físico na frequência recebida em relação à frequência transmitida. O espalhamento Doppler é o dobro deste deslocamento de frequência. Por exemplo, o deslocamento de frequência Doppler é a relação da velocidade relativa para o comprimento de onda (nas mesmas unidades, metro/segundo dividido por metro ou pés/segundo dividido por pés, etc.). Se uma estação remota móvel estiver se deslocando a 13,9 metros/segundo (cerca de 50 km/h) e o comprimento de onda for cerca de 0,15 metro (por exemplo, sinal de 2.000 MHz com a velocidade da luz igual a 300.000.000 metros por segundo), então o deslocamento de frequência Doppler é de 92,7 Hz, o espalhamento Doppler é de 185 Hz, e o tempo de coerência de canal é cerca de 5,4 mili-segundos. Pode-se verificar facilmente que a uma velocidade relativa de 40 metros por segundo (cerca de 144 km/h) o tempo de coerência de canal é cerca de 1,9 milisegundos, e que a uma velocidade relativa de 1 metro por segundo (cerca de 3,6 km/h) o tempo de coerência de canal é cerca de 75 mili-segundos.

O intervalo de tempo de cálculo da média é, preferivelmente, estabelecido para ser maior do que o inverso do espalhamento Doppler e menor do que o tempo no qual uma esde 20/06/2016, pág. 73/112 tação móvel que se move numa velocidade angular esperada se move metade da largura do feixe do sistema de antena da estação-base. A estação-base sabe a faixa da estação remota ou pode inferir a faixa a partir da intensidade do sinal. A estação-base é projetada para comunicar com estações móveis que possam se mover a velocidades até um valor predeterminado. Esta velocidade dividida pela faixa pode ser tida como a velocidade angular, se a estação móvel estiver se movendo radialmente em torno da estação-base. Estabelecendo-se o intervalo de cálculo da média como metade da largura do feixe dividida pela velocidade angular dá uma estimativa do tempo no qual uma estação remota móvel 2 não alterará suficientemente a posição para alterar o feixe no qual ele fica localizado durante o período de cálculo da média.

O período de tempo no qual é calculada a média da potência P(0) é normalmente muito maior do que o tempo de coerência de canal. Por exemplo, em um sistema CDMA de banda larga que opera em um ambiente com uma alta incidência de reflexões de percursos múltiplos (por exemplo, ambiente urbano), o período médio poderia ser dezenas de janelas temporais. Para ambientes internos com uma alta incidência de reflexões de percursos múltiplos, o móvel é muito menor e o período de cálculo da média pode ser muito maior.

A estação-base computa o espectro de potência angular e determina se picos bem pronunciados estão ou não indicados no espectro de potência. Quando picos bem pronunciados estão indicados, a localização angular de cada pico é determinada. Quando o espectro de potência é difuso e não é de 20/06/2016, pág. 74/112

7 indicado nenhum pico bem pronunciado, a estação-base determina o espalhamento angular AS primeiramente determinando-se os ângulos nos quais o espectro de potência angular recebido excede um umbral predeterminado (G2 na figura 18). O limiar pode também ser adaptável com base no ambiente de rádio (por exemplo, densidade de sinal) detectado pela estação-base 1.

Picos bem pronunciados no espectro de potência angular podem ser detectados, por exemplo, por meio de um teste de dois umbrais. Por exemplo, determinar uma primeira extensão angular contínua (em graus ou radianos) na qual o espectro de potência excede um primeiro umbral G3. Em seguida, determinar uma segunda extensão angular contínua na qual o espectro de potência excede um segundo umbral G2 (menor do que o primeiro umbral G3). Quando a relação da primeira extensão angular dividida pela segunda extensão angular for menor do que um valor predeterminado, os picos são indicados.

Quando os picos são indicados, o gerenciamento da diversidade angular (isto é, gerenciamento da direção de chegada dos feixes) é invocado, e possivelmente o gerenciamento da largura do feixe é invocado. O pronunciamento acentuado dos picos espectrais pode ser determinado comparandose o espectro de potência angular com os dois umbrais. Por exemplo, na figura 18, três picos excedem o umbral G2, mas somente dois picos excedem o umbral G3. O espalhamento angular de um único pico determinado de acordo com o umbral G2 é mais amplo do que o espalhamento angular determinado de acordo com o umbral G3. A relação do espalhamento angular do único pico determinado por G3 comparado com o espalhamento de 20/06/2016, pág. 75/112 determinado por G2 é uma medida do pronunciamento acentuado do pico. Alternativamente, o umbral contra o qual o espectro de potência angular é medido pode se mover adaptativamente até que haja, no máximo, dois picos no espectro de potência angular acima do umbral para revelar as direções dos percursos 3 e 5. Por exemplo, quando dois picos bem pronunciados ocorrerem no espectro de potência angular e a estação-base transmitir dois feixes, a estação-base define a direção desses picos (isto é, as duas direções angulares distintas onde o espectro de potência excede o umbral G3) para ser as direções angulares para os percursos 3 e 5 (figura 1). Isto é referido como um ângulo de diversidade de chegada. A estação-base aponta feixes direcionáveis, ou seleciona feixes fixos para apontar, ao longo dos respectivos percursos 3 e 5. Técnicos habilitados perceberão como estender o gerenciamento de diversidade angular a mais de dois feixes.

Em algumas ocasiões, o espectro de potência angular inclui três ou mais posições angulares que correspondem aos respectivos picos no espectro de potência angular. Quando a estação-base tem dois feixes, a estação-base seleciona primeira e segunda posições angulares entre três ou mais posições angulares, tanto (1) com base em se evitar os ângulos nos quais usuários de co-canais ficam localizados, de maneira a minimizar interferência co-canal com base na largura do sistema, como (2) de maneira a balancear a distribuição de potência em amplificadores da estação de transmissão.

As larguras dos feixes numa antena com arranjo em fase são geralmente selecionadas controlando-se a amplitude de 20/06/2016, pág. 76/112 dos elementos no vetor de direção do feixe (por exemplo, o vetor C da figura 7). Quando o sistema de antena inclui uma antena com arranjo em fase com larguras de feixe controláveis e os picos espectrais são bem pronunciados, a estaçãobase estabelece ou seleciona feixes para serem tão estreitos quanto práticos para o dado sistema de antena, a fim de concentrar a potência de transmissão em direções ao longo dos respectivos percursos 3 e 5. Espera-se que os percursos 3 e 5 tenham boas propriedades de transmissão, uma vez que os picos de potência espectrais são bem pronunciados.

Por outro lado, quando o espectro de potência angular for tão difuso a ponto de os picos serem fracos e não indicados, uma janela angular geral é determinada com base no valor angular no qual o espectro de potência excede um umbral (por exemplo, G2 da figura 18) ou, pelo menos, o valor angular contínuo necessário para cobrir os picos onde o espectro de potência angular excede o umbral. Num caso desses, modalidade preferidas da invenção selecionam feixes de maneira tal que a soma das larguras dos feixes para todos os feixes usados para transmissões no enlace descendente se iguale aproximadamente ao espalhamento angular AS.

Quando o sistema de antena inclui uma antena com arranjo em fase com larguras de feixe controláveis, porém os picos espectrais não são tão pronunciados, a estação-base primeiro determina que o espalhamento angular seja o valor angular do espectro de potência que é maior do que um umbral ou, pelo menos, a extensão angular contínuo necessária para cobrir os picos onde o espectro de potência angular excede o de 20/06/2016, pág. 77/112 umbral. Então, a estação-base estabelece ou seleciona as larguras de feixe para os feixes para cobrir aproximadamente o espalhamento angular. Isto é referido como diversidade de potência angular ou gerenciamento de largura de feixe. Por exemplo, uma em seguida, de dois feixes que procura cobrir o espalhamento angular selecionará uma largura de feixe dos dois feixes para ser cerca da metade da extensão angular, e a estação-base aponta os dois feixes para cobrir substancialmente o espalhamento angular.

Extensões a mais feixes são diretas, conforme perceberão os técnicos habilitados. Por exemplo, quando a estação-base tem capacidade de codificar tempo-espaço de feixe em uma estação-base de quatro feixes, uma largura de feixe é selecionada para cada feixe que tem aproximadamente um quarto do espalhamento angular. Desta maneira, a transmissão no enlace descendente corresponderá espacialmente ao canal. É vantajoso corresponder à cobertura dos feixes ortogonais com o espalhamento angular do canal para se obter máximo ganho de diversidade angular. Entretanto, normalmente são adequados dois ou quatro feixes.

Quando a estação-base tem um sistema de antena com vários feixes fixos (tal como uma antena refletora de seis cantos) e que não o espectro de potência angular é difuso e o espalhamento angular AS excede a largura do feixe de um único feixe, uma variante desejável da invenção combina dois feixes adjacente em um único feixe mais amplo (por exemplo, combina dois feixes de 60 graus em um único feixe de 120 graus) para mais bem corresponder ao canal de rádio. Num cade 20/06/2016, pág. 78/112 so desses, os dois feixes adjacentes são usados como um feixe único mais amplo, empregando o mesmo código piloto ou código de ortogonalização. E estação/base de feixe fixo, é vantajoso que o número de feixes M que pode ser gerado seja maior (por exemplo, M>4, e preferivelmente, pelo menos, 8) de maneira tal que possa se obter uma alta resolução de feixe. Quando for necessário um feixe mais amplo para mais bem corresponder ao canal, dois feixes adjacentes podem ser combinados.

A presente invenção se ajusta bem a uma estaçãobase em que o sistema de antena emprega técnicas de formação de feixe digitais em uma antena com arranjo em fase (por exemplo, antena 20 da figura 7 e antena 40 da figura 10) . Com técnicas de formação de feixe digital, o número aparente de elementos num arranjo de antena (isto é, a dimensão da abertura aparente) pode ser ajustado eletronicamente, utilizando-se ponderação zero em alguns dos elementos, de acordo com o espalhamento angular disponível. Desta maneira, a largura de feixe pode ser facilmente adaptada para corresponder ao espalhamento angular. Este controle de largura de feixe opera como um sistema de controle de enlace aberto.

Numa modalidade alternativa, técnicas de salto de frequência do feixe são empregadas quando o espectro de potência angular excede o umbral numa extensão angular grande. Uma técnica de salto de frequência de feixe é uma técnica que cobre o espalhamento angular sequencialmente. Por exemplo, quando os feixes de transmissão em qualquer uma janela temporal não cobrem o espalhamento angular, o espalhamento de 20/06/2016, pág. 79/112 angular pode ser coberto durante janelas temporais subsequentes. Considere um sistema exemplar que tem uma estaçãobase de dois feixes capaz de formar feixes de 30 graus, em que o espalhamento angular cobre 120 graus (isto é, a largura de quatro feixes). No sistema de salto de frequência do feixe, a estação-base forma dois feixes de 30 graus para transmissão durante uma primeira janela temporal, de maneira a cobrir um setor de 60 graus do espalhamento angular de 120 graus, e forma dois outros feixes de 30 graus para transmissão durante uma segunda janela temporal, de maneira a cobrir o setor dos 60 graus restantes do espalhamento angular de 120 graus.

O salto de frequência do feixe melhora bastante o desempenho em ambiente de rádio com grandes espalhamentos angulares. Sabe-se que o desempenho no enlace descendente degrada em sistemas de rádio celular multiplex por divisão de frequência quando o espalhamento angular fica grande, por causa, pelo menos em parte, da maior incerteza angular na seleção ideal de direções para transmissão. Em sistema duplex por divisão de frequência, as direções de enlace ascendente para ter uma boa capacidade de transmissão de potência (baixa atenuação) poderiam ter num desvanecimento profundo para uma transmissão no enlace descendente por causa das diferentes frequências da portadora.

Com um espalhamento angular grande no ambiente de rádio, o número de direções possíveis para transmissão no enlace descendente será grande. Em vez de selecionar as duas melhores direções, a diversidade espacial é alcançada forde 20/06/2016, pág. 80/112 mando-se sequencialmente feixes de enlace descendente para cobrir todas as direções potencialmente boas, em que o espectro de potência angular excede um umbral. Isto é particularmente importante em microcélulas ou picocélulas, em que o espalhamento angular pode cobrir todo o setor ou toda a célula.

No cenário em que a estação remota 2 é fixa ou de baixa mobilidade, o salto de frequência do feixe apresenta vantagens adicionais em relação à seleção de duas direções mais forte. Quando as duas melhores direções são selecionadas como as direções de transmissão do feixe para um grande número de rajadas rápidas consecutivas, existe uma desvantagem considerável (em termos de perda de dados), se as direções selecionadas forem uma escolha errada (por exemplo, enlace descendente em desvanecimento profundo ainda que o enlace ascendente seja bom). Entretanto, por meio de saltos na frequência do feixe num grupo de direções potenciais, a perda de dados de qualquer uma direção que se vira para ficar em desvanecimento profundo será por apenas uma duração limitada (por exemplo, somente uma janela temporal). Esta diversidade angular tende “branquear os erros gerados pela seleção de direções de transmissão más.

Além do mais, a interferência co-canal com outras estações remotas gerada durante transmissões com salto de frequência do feixe tenderão ser esbranquiçadas pelo espalhamento espacial do sinal transmitido. A interferência cocanal pode ser particularmente problemática quando conexões de altas taxas de bits de dados forem requeridas, uma vez de 20/06/2016, pág. 81/112 que conexão de altas taxas de bits de dados são conseguidas com altas potências de feixe. O grande valor de potência de feixe envolvido em conexão de alta taxa de bits gera interferência altamente colorida (distribuída não-uniformemente), quando um esquema de transmissão sem saltos de frequência for empregado pela estação-base para seleção do feixe.

Na figura 19, uma outra modalidade da invenção inclui estação-base 210 e estação remota 230, conforme descrito com referência à figura 14. Na presente modalidade, a estação-base 210 inclui amplificadores de ponderação 102 e 104 para aplicar os respectivos pesos W1 e W2 nos respectivos sinais de alimentação CH1 e CH2. Na presente modalidade, os pesos W1 e W2 são números complexos ou, pelo menos, pares de fase e amplitude para controlar tanto a amplitude como fase do sinal transmitido das antenas 16 e 18. Os sinais ponderados podem alternativamente ser transmitidos de antenas direcionais 106 e 108. A figura 19 representa diplexadores 16D e 18D acoplados entre os amplificadores de ponderação e as respectivas antenas para duplexar as antenas, de maneira que elas possam ser usadas num modo de recebimento no enlace ascendente, bem como num modo de transmissão no enlace descendente; entretanto, uma antena de estação-base separada pode ser usada para receber sinais no enlace ascendente.

Numa variante preferida, uma antena é usada como uma referência, com seu peso correspondente estabelecido em 1+j0 (ou amplitude = 1, fase = 0^o). O outro peso é determinado em relação ao peso de referência. Em geral, a estaçãode 20/06/2016, pág. 82/112 base 210 pode empregar dois ou mais canais, cada um com uma antena, diplexador, amplificador de ponderação e todos os codificadores associados. Se M for o número de antenas de transmissão, então o número de pesos que deve ser determinado é M - 1, uma vez que somente informação diferencial (isto é, pesos) precisa ser determinada. Sem perda de generalidade, a descrição seguinte focaliza duas antenas de transmissão (m = 2), de maneira tal que somente um peso de número complexo precisa ser determinado.

Na figura 19, a estação remota 230 inclui antena da estação remota 232, receptor da estação remota 234 acoplada à antena da estação remota 232 por meio do diplexador 233, circuito de medição de sinal 238, e processador 240. O receptor 234 constitui um circuito pelo qual a estação remota 230 recebe primeiro e segundo sinais das respectivas primeira e segunda antenas de transmissão. O circuito de medição de sinal 238 e o processador 240 e os módulos de controle aqui descritos constituem um circuito pelo qual a estação remota 230 determina informação de estado de canal com bases nos primeiro e segundo sinais recebidos e segmenta a informação de estado de canal em uma pluralidade de segmentos de informação de estado de canal. O circuito de medição de sinal 238 mede a intensidade (e fase) do sinal recebido de cada uma das diversas antenas ortogonais, e o processador 240 determina informação de estado de canal. O circuito de medição de sinal 238 mede a intensidade do sinal instantâneo (e fase) recebido, ou em uma variante alternativa, mede a intensidade do sinal média recebido e uma fase num tempo de de 20/06/2016, pág. 83/112 referência .

O processador determina a informação de estado de canal a partir da informação fornecida pelo circuito de medição de sinal 238. O processador seleciona um sinal de referência entre os sinais recebidos de diferentes antenas. Para cada uma das diversas antenas, o processador divide a intensidade do sinal recebido (e fase) determinada pelo circuito de medição de sinal 238 pela intensidade do sinal de referência selecionado (e fase). Esta relação é determinada como uma proporção de números complexos (ou pares de fase/amplitude). A relação para a antena de referência é, por definição 1 + j0. No caso de duas antenas, existe somente uma relação a ser transmitida, a relação da antena de referência sendo uma referência constante.

O processador 240 determina a informação de estado de canal a partir da relação normalizada, ou das relações, Cada relação inclui tanto informação de amplitude como de ângulo. É o objetivo deste processo ajustar a fase do sinal transmitido de duas antenas (ou mais) de maneira tal que elas venham se reforçar construtivamente na estação remota 230. Para assegurar reforço construtivo, é desejável atrasar ou avançar a fase de um sinal transmitido de cada antena em relação à antena de referência. Por exemplo, se a primeira antena 16 for a antena de referência, então a porção angular da relação para o sinal recebido da segunda antena 18 é ainda examinada. Se este ângulo for avançado 45 graus em relação à antena de referência, será necessário introduzir um atraso de 45 graus no transmissor para a segunda antena 18 de 20/06/2016, pág. 84/112 para se conseguir reforço construtivo na estação remota 230. Assim, o processador 240 determina o valor do atraso ou avanço de fase necessário para conseguir reforço construtivo na estação remota 230, adicionando-se o atraso adicional desejado na fase do sinal transmitido inicial, e, se o resultado da adição for maior do que 360, então subtraindo-se 360. Este ângulo de fase então se torna o ângulo de fase transmitido como parte da informação de estado de canal.

O processador 240 também determina a parte de amplitude da informação de estado de canal. O objetivo aqui é enfatizar a antena com o melhor percurso (isto é, percurso de atenuação mais baixa) da antena para a estação remota 230. A potência total transmitida de todas as antenas pode ser considerada aqui constante. A questão pode ser resolvida pela parte de amplitude da informação de estado de canal é como dividir a potência total transmitida.

Para isto, o processador 240 mede o ganho do canal (o inverso da atenuação) computando-se, para cada antena, a relação da potência recebida dividida pela potência recebida no sinal de referência. A potência recebida é o quadrado da intensidade de sinal medido pelo circuito de medição de sinal 238 (isto é, Pí=(ai)², em que ai é a intensidade do sinal da antena i). O sinal transmitido por cada antena, ou feixe de antena, diferente inclui seu código piloto exclusivo ou mutuamente ortogonal modulado em um sinal transmitido na potência do sinal PTX. A estação remota mede a resposta de impulso de canal complexa, Hí=aíexp(fí), como uma relação do sinal recebido dividido pelo sinal de referência recebido, de 20/06/2016, pág. 85/112 em que Φι é a fase relativa do sinal que está sendo medido e ai é a intensidade do sinal relativo. Em seguida, Pi é determinado como o quadrado de ai. A resposta do canal relativa para cada antena é medida em termo de potência recebida. Se somente um bit fosse reservado no canal de sinalização no enlace ascendente para informação de realimentação de amplitude, o bit, preferivelmente, comandaria 80% da potência total a ser transmitida pela antena com o percurso de atenuação mais baixa para a estação remota 230 e comandaria 20% da potência total a ser transmitida pela antena com o percurso de atenuação mais alta.

Se dois bits fossem reservados no canal de sinalização no enlace ascendente para informação de realimentação de amplitude, os bits poderiam definir quatro estados de amplitude. Por exemplo, o processador 240 poderia comutar uma relação entre a atenuação do percurso da antena 16 e a atenuação do percurso da antena 18 e, em seguida, fatiar a relação de acordo com uma faixa predeterminada de valores que esta relação pode assumir. O processo de fatiamento define quatro subfaixas e identifica em qual das quatro faixas a relação computada se ajusta. Cada subfaixa definiria a divisão desejada da potência total transmitida pelas duas antenas 16 e 18 para ser, por exemplo, 85%/15%, 60%/40%, 40%/60% e 15%/85%, respectivamente. Os dois bits assim codificariam uma dessas divisões como a divisão desejada na potência total transmitida pelas duas antenas.

Técnicos habilitados perceberão, sob a luz desses preceitos, que a porção da amplitude da informação de estado de 20/06/2016, pág. 86/112 de canal pode ser computada de várias maneiras. Aqui está descrito um meio de pesquisa em tabela, apesar de que outros meios de computar a divisão da potência total a ser transmitida sejam equivalentes. Deve-se perceber que três ou mais bits podem ser usados para definir a divisão de potência.

O processador 240 também segmenta a informação de estado de canal (incluindo a porção da amplitude e a porção de ângulo de fase supradescritas) em uma pluralidade de segmentos de informação de estado de canal com base no projeto. A estação remota 230 inclui ainda transmissor 242 para transmitir a pluralidade de segmentos de informação de estado para a estação-base 210.

A informação de estado de canal a ser transmitida é um coeficiente complexo na forma de informação de fase e amplitude, e deve ser transmitida da estação remota 230 para a estação-base 210 em um certo número de segmentos (N segmentos) portados em janelas correspondentes em um canal de sinalização no enlace ascendente. Uma partição das N janelas em N1 e N2 (em que N = N1 + N2) é feita de uma maneira tal que as primeiras N1 janelas portem informação de fase e as demais N2 janelas portem informação de amplitude. Em princípio, N1 e N2 podem ser escolhidos arbitrariamente, apesar de que um valor comum para esses parâmetros possa ser N1 = N2 = N/2. Considere que cada janela reserve K bits para portar o segmento de informação correspondente. A fase pode ser resolvida com uma precisão de:

. - ^{360 φ} min ^— 2 N₁K ’ e a amplitude pode ser calculada com uma precisão de:

de 20/06/2016, pág. 87/112 λ _ max imn ^_ 2 N ₂ K ’

Em que Amax é a amplitude máxima.

Por exemplo, considere que o número de janelas, N, é 6, e que três janelas são reservados para cada de N1 E N2. Considere que o número de bits por janela, K, é 1, e considere que a amplitude máxima, Amax, é 3 volts. Então, a precisão da fase e da amplitude são Φmin = 45^o, e a amplitude Amin é 0,375 volts. Entretanto, se o número de bits por janela, K, fosse aumentado para 2, a precisão da fase e da amplitude que poderia ser transmitida seria Φmin = 5,6^o e a amplitude

Amin ser 0,05 volts.

Em geral, a versão quantizada ou truncada da informação de estado de canal exata é formada de maneira tal que os bits na versão truncada se correspondam exatamente ao número de bits disponível no canal de sinalização no enlace ascendente. A versão truncada é segmentada em segmentos de fase Φι (i = 1 a N1), e os segmentos são transmitidos em uma ordem hierárquica, de maneira tal que o bit mais significativo (MSB) seja transmitido no primeiro segmento e o bit menos significativo (LSB) seja transmitido no último segmento. Similarmente, cada segmento de amplitude, Ai (i = 1 a N2) contém um segmento quantizado ou truncado da informação de estado de canal exata (a relação) e é transmitido em uma ordem hierárquica.

A presente modalidade da invenção melhora o desempenho no enlace descendente de comunicações móveis, por causa da maior precisão do ângulo de fase e da amplitude para uso na formação de feixes no enlace descendentes. Esta modade 20/06/2016, pág. 88/112 lidade é particularmente adequada para ambientes de baixa mobilidade, e se ajusta a aplicações de alta taxa de dados em ambientes internos e de rua. A modalidade é particularmente adequada para aplicações de dados sem fio de alta taxa de bits para computadores portáteis.

Por exemplo, considere que a estação remota esteja se movendo numa velocidade de v = 1 metro por segundo (3,6 quilômetros por hora) e que a frequência da portadora seja 2 gigahertz (λ = 0,15 metros). A frequência de Doppler máxima íd é va/λ e o tempo de coerência do canal Tc é computada para ser:

Tc = 1/(2fD)^/(2v) = 75 mili-segundos Pode-se considerar que a informação de estado de canal permanecerá estável (aproximadamente constante) por um período de tempo igual a Tc/10 e, portanto, a informação de estado de canal pode ser transmitida da estação remota 230 para a estação-base 210 neste período de tempo estável de 7,5 milisegundos. Uma vez que os padrões de largura de banda CDMA (WCDMA) e definem durações de janela em 0,625 mili-segundo, pode-se usar 12 janelas para retransmitir informação de estado de canal para a estação-base.

Existem diversas maneiras de empacotar a informação de estado de canal em janelas no enlace ascendente. A tabela 1 ilustra um exemplo baseado em somente um bit por janela (K = 1). Na tabela 1, é usada precisão de três bits, tanto para informação de ângulo de fase como de amplitude. O ângulo de fase é transmitido nas primeiras 6 janelas, e a informação de amplitude é transmitida nas últimas 6 janelas.

de 20/06/2016, pág. 89/112

Em ambos os casos, os bits mais significativos são transmitidos primeiro. Na janela 1, o bit mais significativo do ângulo de fase de três bits é transmitido. Na janela 2, o mesmo bit é repetido para melhorar a confiabilidade. Depois disso, os demais bits de ângulo de fase são transmitidos, e a informação de amplitude é transmitida da mesma maneira. O primeiro bit dá o ângulo de fase com uma precisão de 180^ocomo se fosse em bit-um. Depois da janela 3, o ângulo de fase é transmitido a uma precisão de 90^o como se em bit-dois, e depois da janela 5, o ângulo de fase é transmitido com uma precisão de 45^o como em bit-três. Se for considerado que o ângulo de fase muda cerca de 360^o durante o tempo de coerência do canal, então, nos exemplos apresentados, o ângulo de fase mudará cerca de 36^o no período de tempo de 7,5 milisegundos que ele leva para transmitir 12 janelas. Isto corresponde bem à precisão de fase obtenível com dados de três bits (45^o).

Depois da janela 7, a informação de amplitude é transmitida com uma precisão de 0,5 da amplitude máxima, como se em bit-um. Depois da janela 9, a informação de amplitude é transmitida com uma precisão de 0,25 da amplitude máxima, como se em bit-dois, e depois da janela 11, a informação de amplitude é transmitida com uma precisão de 0,125 da amplitude máxima, como em bit-três.

TABELA 1

Formato para Transmitir Informação de Estado de Canal para a estação-Base
Número do Ja-	Bit de Reali-	Número do	Bit de Reali-

de 20/06/2016, pág. 90/112

nela	mentação	Janela	mentação
1	Fase MSB	7	Amplitude MSB
2	Fase MSB	8	Amplitude MSB
3	Fase Bit 2	9	Amplitude Bit 2
4	Fase Bit 2	10	Amplitude Bit 2
5	Fase LSB	11	Amplitude LSB
6	Fase LSB	12	Amplitude LSB

Em geral, a informação de fase é mais importante do que a informação de amplitude. A combinação de relação máxima ideal realiza somente cerca de 1 dB melhor ou igual à combinação de ganho igual que poderia ser usada se não houvesse nenhuma realimentação de informação de amplitude, e, assim, uma maior alocação aos bits de fase (N1) e uma menor alocação aos bits de amplitude (N2) apresenta vantagens. Por exemplo, pode-se alocar três bits de fase e dois bits de amplitude, de maneira tal que a realimentação de informação de estado de canal possa ser transmitida em um formato WCDMA sem redundância em 3,125 mili-segundos.

O equilíbrio entre a capacidade de realimentação permitida (por exemplo, um ou mais bits/janela), a confiabilidade de realimentação (por exemplo, número de bits repetidos ou redundantes) e precisão de realimentação (por exemplo, número de ângulo de fase e bits de amplitude) são específicos da aplicação e ambiente. Por exemplo, um código de verificação de três bits em um formato SECDED (erro simples corrige, erro duplo detecta) bem conhecido pode anexado no final de 8 bits de informação para fornecer verificação de erro com redundância. Técnicos habilitados, sob a luz desses de 20/06/2016, pág. 91/112 preceitos, perceberão como corresponder à capacidade de realimentação, a confiabilidade de realimentação e a precisão de realimentação à aplicação e ambiente.

O processador 240 (figura 19) segmenta a informação de estado de canal em uma pluralidade de segmentos de informação de estado de canal de acordo com o formato definido pelos modos do sistema. Na realidade, o sistema pode ser projetado com múltiplos modos, cada modo definindo diferentes formatos. Por exemplo, um modo pode transmitir somente informação de correção de ângulo de fase comandando amplitudes iguais a cada uma das antenas, e um outro modo pode transmitir três bits de informação de ângulo de fase e um bit de informação de amplitude. Em seguida, a transmissão 242 codifica a pluralidade de segmentos de informação de estado de canal em um canal de sinalização no enlace ascendente e transmite a informação codificada por meio do diplexador 233 e da antena 232 para a estação-base 210.

Em uma variante da modalidade, existem diversos modos que requerem de 1 a, por exemplo, 20 bits para expressar informação de estado de canal no canal de sinalização no enlace ascendente. Nesta variante, o processador 240 determina a taxa na qual a informação de estado de canal muda, com base nas alterações de atualização para atualização. Quando a taxa for baixa, indicando uma estação remota com movimento lento ou estacionária, o modo de realimentação é adaptativamente alterado para um modo que permita que mais bits de dados da informação de estado de canal seja transmitida para a estação-base. Entretanto, quando a informação de de 20/06/2016, pág. 92/112 estado de canal mudar rapidamente, indicando que a estação remota está se movendo rapidamente, então o modo de realimentação é alterado adaptativamente a um modo que transmite menos bits para cada atualização de informação de estado de canal.

A estação-base 210 recebe a informação codificada no canal de sinalização no enlace ascendente e decodifica a pluralidade de segmentos de informação de estado de canal no receptor/detector 220. O processador 220P então reconstrói a informação de estado de canal a partir da pluralidade de segmentos de informação de estado de canal recebida e produz pesos W1 e W2. Os pesos W1 e W2 são providos aos respectivos amplificadores 102 e 104 para ponderar o primeiro e segundo sinais de alimentação CH1 e CH2 para alimentar às respectivas primeira e segunda antenas 16 e 18 com base na informação de estado de canal reconstruída.

Duas variantes desta modalidade podem ser implementadas no processador 220P. Primeiro, o processador pode coletar todos os segmentos para reconstruir a informação de estado de canal total antes de formar pesos W@1 e W2 para aplicar aos amplificadores 102 e 104. Alternativamente, a informação de estado de canal é transmitida ao ângulo de fase da estação-base primeiro e dentro dos segmentos de ângulo de fase, primeiro os bits mais significativos. Os valores de W1 e W2 podem ser atualizados no processador, à medida que cada bit é recebido, para fornecer mais realimentação imediata aos amplificadores 102, e 104. Isto produz, com efeito, uma maior largura de banda de realimentação.

de 20/06/2016, pág. 93/112

6

Na figura 20, um método prático no processador 240 inclui diversas etapas que são tipicamente implementadas no processador com módulos de programas de suporte de computador e/ou lógica. Entretanto, técnicos habilitados perceberão que as etapas podem ser implementadas no processador por meio de ASIC ou outro conjunto de circuitos adequados ao cliente.

Na etapa S2, para cada uma das diversas antenas, o processador recebe a intensidade do sinal de fase recebidos (um número complexo) determinado pelo circuito de medição de sinal 238. Na etapa S4, o processador seleciona um dos sinais recebidos para ser um sinal de referência. Esta seleção pode ser arbitrária ou pode ser para selecionar o sinal com maior atraso de fase (o que menos se deseja ou quer que seja diminuído). Na etapa S6, o processador divide a intensidade do sinal e a fase recebidos (um número complexo) determinado pelo circuito de medição de sinal 238 pela intensidade do sinal de referência e fase recebido (um número complexo). A relação para a antena de referência é, por definição, 1+j0. No caso de duas antenas, existe somente uma relação a ser determinada e transmitida, a relação da antena de referência sendo uma referência constante.

Na etapa S8 (figura 20), o processador 240 determina a quantidade de atraso ou avanço de fase necessária em cada antena de transmissão para se conseguir reforço construtivo na estação remota 230. Se o sinal de referência for escolhido para ser o sinal com o maior atraso, os demais sinais podem conseguir alinhamento de fase com o sinal de rede 20/06/2016, pág. 94/112 ferência adicionando-se um atraso na antena. A etapa S8 determina o atraso adicional requerido, mas, se o atraso de fase adicional incorporado à fase do sinal não-referência resultar em uma fase que seja maior do que 360 graus, então subtrai 360. Este ângulo de fase então se torna o ângulo de fase transmitido como parte da informação de estado de canal. Técnicos habilitados sob a luz desses preceitos perceberão que a etapa S8 pode ser realizada na estação-base, de maneira tal que somente o ângulo de fase da resposta de impulso de canal precise ser transmitida no canal de sinalização no enlace ascendente.

Na etapa S10, é determinada informação de gerenciamento de potência para definir a distribuição de transmissão (a alocação da potência total entre as antenas de transmissão). Técnicos habilitados perceberão, sob a luz desses preceitos, que a porção da amplitude da informação de estado de canal pode ser computada de várias maneiras. Está aqui descrito um meio de pesquisa em tabela, apesar de que outros meios de computar a divisão da potência total a ser transmitida sejam equivalentes.

Por exemplo, a amplitude relativa e fase relativa do sinal de cada antena podem ser transmitidas no canal de sinalização no enlace ascendente para a estação-base para processo posterior. Alternativamente, a estação remota pode determinar na etapa S10 uma marca distintiva da distribuição de potência desejada. Se somente um bit fosse reservado no canal de sinalização no enlace ascendente para informação de realimentação de amplitude, o bit, preferivelmente, comandade 20/06/2016, pág. 95/112 ria 80% da potência total a ser transmitida pela antena com o percurso de menor atenuação para a estação remota 230, e comandaria 20% da potência total a ser transmitida pela antena com o percurso de maior atenuação. Se dois bits fossem reservados no canal de sinalização no enlace ascendente para informação de realimentação de amplitude, os bits definiriam quatro subfaixas de amplitude. Por exemplo, 85%/15%, 60%/40%, 40%/60% e 15%/85%, respectivamente. Os dois bits codificariam então uma dessas subfaixas como a divisão desejada na potência total transmitida pelas duas antenas. Extensões a mais antenas ou ao uso de mais bits para representar a porção da amplitude da informação de estado de canal ficarão aparente aos técnicos habilitados. A natureza exata da tabela de pesquisa ou de outros meios depende do número de bits reservados no formato no enlace ascendente para portar a porção da amplitude da informação de estado de canal.

Na etapa S12, a informação de estado de canal é segmentada e empacotada nos formatos aqui descritos (por exemplo, tabela 1). Na etapa S14, os segmentos são transmitidos sequencialmente no canal de sinalização no enlace ascendente para a estação-base. Daí, os respectivos pesos para as antenas são recuperados e aplicados aos amplificadores 102 e 104 (figura 19).

Em sistemas Duplexados por Divisão de Frequência em que comunicações ascendentes e descendentes são feitas por diferentes frequências, não é possível determinar exatamente o estado do canal no enlace descendente a partir de informação no enlace ascendente, uma vez que as duas direde 20/06/2016, pág. 96/112 ções são baseadas em diferentes frequências. O presente sistema apresenta a vantagem de medição do estado do canal no enlace descendente a partir de dados no enlace descendente e, em seguida, o envio de comandos no canal de sinalização no enlace ascendente para ajustar a amplitude e fase dos sinais no enlace descendentes transmitidos.

Na figura 21, a antena 1 da estação-base é uma antena do tipo cobertura por setor. A antena 1 transmite um sinal para a estação remota 2 pelo percurso direto 3; entretanto um outro sinal de percursos múltiplos reflete a dispersão da onda de rádio 4 e se desloca pelo percursos múltiplos 5. Em decorrência disto, a estação remota 2 recebe duas réplicas do sinal em tempos ligeiramente diferentes. Na figura 22, as duas réplicas estão representadas como sinais recebidos no tempo nT e no tempo nT + τ, em que τ é o atraso de tempo adicional que ocorre por causa do comprimento adicional de percursos múltiplos 5, quando comparado com o percurso direto 3. O atraso de percursos múltiplos pode ser tal a causar interferências destrutivas entre os dois sinais recebidos pelos dois percursos. Dispersões de onda de rádio adicionais podem criar ainda mais sinais de percursos múltiplos.

Um receptor Rake convencional correlaciona um sinal local (por exemplo, o código de espalhamento de um sinal CDMA) e o sinal recebido que inclui réplicas de sinal recebido com diferentes atrasos. Com atrasos corretos, os sinais são combinados coerentemente para reforçar energias. Quando o sinal local (por exemplo, código de espalhamento desejado) de 20/06/2016, pág. 97/112 for correlacionado com um sinal proveniente de um percurso de sinal desejado, o sinal local é também correlacionado com cada uma das outras réplicas de sinal (por exemplo, réplicas de sinal provenientes de percursos de sinal com diferentes atrasos). Os termos correspondentes à correlação com as outras réplicas de sinal são termos indesejados, e eles tendem degradar o desempenho do sistema. Os termos de correlação indesejados também causam uma perda de ortogonalidade entre diferentes usuários com diferentes códigos e, em decorrência disto, usuários de co-canais começa interferir entre sistema. O efeito de degradação se torna mais pronunciado com códigos de espalhamentos menores que são tipicamente usados em enlaces de altas taxas de bit.

A presente invenção opera o receptor Rake de uma maneira fora do convencional. Por meio de formação de feixe, a presente invenção separa diferentes percursos de sinal e aplica compensação de deslocamento de tempo de prétransmissão em cada réplica de sinal (por exemplo, a cada feixe) de maneira tal que todas as réplicas de sinal cheguem ao receptor simultaneamente. Desta maneira, o receptor parece receber um sinal processado somente por um canal com 1derivação, mesmo se na realidade ele receber e combinar coerentemente múltiplos sinais por percursos múltiplos (por exemplo, percursos 3 e 5 na figura 1). Isto evita uma perda de ortogonalidade e minimiza ou elimina termos de correlação cruzada que poderiam de outra forma degradar o desempenho do sistema.

Numa modalidade da presente invenção os dados dede 20/06/2016, pág. 98/112 sejados são incluídos em dois ou mais sinais codificados de espaço-tempo. Os sinais são identificados por códigos de assinatura exclusivos e mutuamente ortogonais. Se um dos sinais codificados de espaço-tempo for atrasado significativamente em relação a um outro, a ortogonalidade dos códigos de assinatura pode ser reduzida. É preferível atrasar o sinal de menor trajetória, de maneira a chegar na estação remota 2 ao mesmo tempo em que o sinal de menor trajetória chega na estação remota 2.

Na figura 23, um sistema exemplar inclui antena 1 e estação remota 2. A antena exemplar 1 pode ser uma antena de múltiplos-feixes de matriz de Butler ou qualquer outro arranjo de antena de múltiplos-feixes. Os dados desejados neste exemplo são codificados em dois sinais codificados de espaço-tempo I2 e I5. Os sinais codificados de espaço-tempo I2 e I5 são transmitidos em feixes D2 e D5, respectivamente. O feixe D5 transmite o sinal I5 para a estação remota 2 pelo percurso direto 3. O feixe D2 transmite o sinal I2 para a estação remota 2 pelos percursos múltiplos indiretos 5.

Na figura 26, está representado um codificador exemplar para geração de sinais codificados de espaço-tempo I2 e I5. A figura 26 é similar à figura 2, exceto que as antenas 16 e 18 da figura 2 são substituídas pela antena de múltiplos feixes da figura 23 e uma linha de atraso programável (por exemplo, uma linha de atraso multi-derivação selecionável) são acopladas entre o multiplicador 14 e a antena de múltiplos feixes. O multiplicador 12 codifica o sinal CH1 com um código de assinatura (OC) que é mutuamente ortode 20/06/2016, pág. 99/112 gonal ao código de assinatura que é codificado no sinal CH2 pelo multiplicador 14. Os códigos de assinatura podem ser variavelmente sequências de treinamento ortogonais, códigos pilotos ou sequências de espalhamento. Por meio desses códigos de assinatura, a estação remota 2 separa o sinal que é recebido num percurso direto do feixe D5 do sinal que é recebido num percurso indireto do feixe D2, desde que os códigos de assinatura permaneçam ortogonais. Técnicos habilitados perceberão que os dois feixes e os sinais codificados de espaço-tempo correspondentes representados nas figuras 23 e 26 podem ser generalizados para mais do que dois, e que linhas de atraso programáveis adicionais podem ser necessárias para sincronizar no tempo todos os sinais.

O sinal direto do feixe D5 é recebido na estação remota 2 antes de o sinal indireto do feixe D2 ser recebido por um tempo τ, conforme representado nas figuras 24 e 25. A fim de manter melhor ortogonalidade entre os códigos de assinatura, é desejável alinhar os sinais no tempo. Um receptor (possivelmente na estação-base, e possivelmente na estação remota 2, conforme discutido a seguir) determina o atraso de tempo τ necessário para alinhar os sinais. O último sinal recebido na estação remota 2 (por exemplo, o sinal I2) pode ser considerado como um sinal codificado de tempoespaço de referência. Os demais sinais podem então ser considerados como pelo menos um sinal codificado de espaçotempo restante (por exemplo, o sinal I5). Nesta modalidade, o pelo menos um sinal codificado de espaço-tempo restante é atrasado na linha de atraso programável da estação-base (ver de 20/06/2016, pág. 100/112 figura 26) antes de ser transmitido. O sinal, ou sinais, é ou são atrasados por um atraso suficiente para assegurar que cada um dos pelo menos um sinal codificado de espaço-tempo restante se alinha no tempo com o sinal de referência, quando recebido na estação remota. No exemplo representado na figura 23, o último sinal recebido na estação remota 2 é o sinal I2, por causa do maior comprimento dos percursos múltiplos 5. O sinal I5 necessitará ser atrasado, de maneira tal que ele chegará na estação remota 2 no mesmo tempo que o sinal I2 chega na estação remota 2.

Tanto na tecnologia de diversidade de feixe-espaço (figura 2) como na de diversidade de feixe-espaço (figura 23), é importante que o receptor remoto separa sinais CH1 e CH2, conforme supradiscutido. Isto é conseguido por meio de códigos de assinatura ortogonal de várias formas. A diferença no tempo de chegada, quando os sinais de dois percursos, o percurso direto 3 e os percursos múltiplos 5, chegam na estação remota 2 é referida como o atraso por espalhamento. Quando o atraso por espalhamento não existe, ou é mínimo, a ortogonalidade dos códigos de assinatura é preservada. Entretanto, nos canais seletivos de frequência, em que existe um considerável espalhamento por atraso dos códigos de assinatura, a ortogonalidade entre os canais pode ser perdida, e a estação remota 2 encontrará dificuldades para separar sinais levados nos respectivos canais. As sequências de codificação mais comuns são caracterizadas por funções de correlação cruzada não-ideais (CCF) que têm um valor baixo ou nulo somente para um dado relacionamento de fase entre os códe 20/06/2016, pág. 101/112 digos de assinatura, e para outros relacionamentos de fase, os CCF são diferentes de zero.

Vários sinais de diversidade de espaço-tempo destinados à transmissão para a estação remota 2 por canais percursos múltiplos sofrerão diferentes atrasos. Em virtude de o valor da CCF numa dada posição fora de fase ser tipicamente diferente de zero e diferente de posição para posição, o efeito de diferentes atrasos de percurso impostos pelos canais de rádio nos sinais transmitidos serão de diminuir a ortogonalidade entre os códigos de assinatura usados pela estação remota 2 para separar os sinais. Esta perda de ortogonalidade resulta na deterioração no ganho de diversidade que poderia de outra forma ser alcançado pela transmissão de código de espaço-tempo de sinais entre uma estação-base e uma estação remota em um sistema de enlace sem fio.

Na presente modalidade, um arranjo de antena de múltiplos feixes associado com a estação remota recebe um sinal no enlace ascendente da estação remota de interesse em cada um dos diversos feixes do arranjo de antena de múltiplos feixes. O sinal no enlace ascendente pode ser um sinal piloto, um canal de sinalização no enlace ascendente, ou qualquer outro canal no enlace ascendente que identifique a fonte do sinal na estação remota de interesse. O sinal no enlace ascendente é recebido como diversos sinais derivados de sinais de rádio recebidos em diversos feixes correspondentes do arranjo de antena de múltiplos feixes.

Para cada um dos diversos sinais recebidos, um receptor na estação-base separa um componente do sinal identide 20/06/2016, pág. 102/112 ficado por um código de assinatura como originando na estação remota particular de interesse. O componente do sinal recebido de cada um dos diversos feixes inclui uma réplica do sinal identificado para a estação remota particular de interesse num atraso de tempo particular ou espalhamentos por atraso do componente do sinal de um feixe de referência. Um receptor na estação-base processa os diversos componentes do sinal de seus respectivos feixes para identificar que um feixe de referência contém o último componente do sinal recebido e um espalhamento por atraso necessário para alinhar cada um dos outros componentes de sinal recebidos de seus respectivos feixes com o componente do sinal recebido no feixe de referência. Quando a estação-base serve mais de uma estação remota, este processo pode ser repetido para cada estação remota ou para as estações remotas selecionadas. As estações remotas selecionadas poderiam ser as com alta potência de transmissão. Alta potência de transmissão deve ser necessária, por exemplo, por exigências de alta taxa de dados.

A Figura 27 mostra uma resposta de impulso do canal representativo ou perfil de distribuição de atraso 300 para um sistema de estação-base de 16 feixes que é similar ao sistema de estação-base de 8 feixes representado na figura 23. A estação-base mede os espalhamentos por atraso τ associados com cada feixe da antena de múltiplos feixes. Para sinais recebidos que têm intensidades de sinal acima de um umbral, um x indica intensidade de sinal instantânea e/ou média que excedem um dado umbral. As direções D3, D6 e D12 representadas em 304, 306 e 308, respectivamente, incluem de 20/06/2016, pág. 103/112 sinais com um espalhamentos por atraso mínimo (por exemplo, atrasos de demora T4 a T6) . Se diversas direções potenciais forem disponíveis, direções preferidas entre as direções disponíveis são selecionadas com base em critério adicional, tal como branqueamento de interferência gerada, a distribuição uniforme de potência nos diversos amplificadores de potência usados pela estação-base e no escape de direções em que poderia ser causada uma interferência acima da média nos usuários de co-canal. Por exemplo, um feixe de alta potência poderia causar interferência em um ou vários usuários de baixa taxa de bit, se os usuários de baixa taxa de bit fossem localizados numa área iluminada pelo feixe de alta potência. Em algumas situações favoráveis, salto de frequência do feixe pode também ser aplicado a fim de se conseguir um branqueamento de interferência mais efetivo.

Em operação, a estação-base seleciona direções com espalhamentos por atraso mínimos. Por exemplo, a estaçãobase seleciona, pelo menos, dois feixes entre diversos feixes que podem ser formados pelo arranjo de antena de múltiplos feixes para transmissão de, pelo menos, dois sinais codificados de espaço-tempo em feixes correspondentes dos pelo menos dois feixes. Os pelo menos dois feixes incluem um feixe de referência e, pelo menos, um feixe restante. A estação-base também determina a partir do perfil de distribuição de atraso 300 um atraso de tempo correspondente a cada feixe do pelo menos um feixe restante para uso na programação da linha de atraso programável.

A estação-base codifica cada sinal dos pelo menos de 20/06/2016, pág. 104/112 dois sinais codificados de espaço-tempo com um código de assinatura que sejas mutuamente ortogonais de maneira a formar um sinal codificado de espaço tempo de referência e, pelo menos, um sinal codificado de espaço-tempo restante (ver 12 e 14 da figura 26). No exemplo da figura 23, o sinal codificado de espaço-tempo de referência pode ser considerado o sinal I2 e o pelo menos um sinal codificado de espaço-tempo de referência pode ser considerado o sinal I5. Entretanto, técnicos habilitados perceberão, sob a luz desses preceitos, como estender a presente modalidade a mais de dois sinais codificados de tempo-espaço.

A estação-base atrasa cada sinal do pelo menos um sinal codificado de tempo-espaço restante para formar, pelo menos, um sinal codificado de tempo-espaço atrasado (por exemplo, o sinal I5 da figura 26). A estação-base então transmite o sinal codificado de espaço-tempo de referência (por exemplo, o sinal I2) e o pelo menos um sinal codificado de tempo-espaço atrasado (por exemplo, o sinal I5) nos respectivos feixes dos pelo menos dois feixes, de maneira tal que tanto o sinal codificado de espaço-tempo de referência como o pelo menos um sinal codificado de espaço-tempo restante cheguem na estação remota 2 ao mesmo tempo.

A presente modalidade não se baseia num canal de realimentação da estação remota para a estação-base. Em vez disso, as direções de transmissão são selecionadas pela estação-base somente pelas medições no enlace ascendente de sinais de sinalização normais. Calculando-se a média da resposta do canal no enlace ascendente ao longo do tempo para de 20/06/2016, pág. 105/112 atenuar desvanecimento rápido, a resposta de potência da resposta do canal no enlace descendente pode ser estimada. Os canais para enlace ascendente de descendente indicados são recíprocos com relação à potência.

Entretanto, em sistemas de duplexação por divisão de frequência (FDD), uma medição de realimentação poderia fornecer resultados às expensas de complexidade adicional. Em sistema de duplexação por divisão de frequência, em que comunicações ascendentes e descendentes são feitas por diferentes frequências, não é possível determinar exatamente o estado do canal no enlace descendente a partir de informação no enlace ascendente, uma vez que duas direções são baseadas em diferentes frequências.

As modalidades supradescritas descrevem uma modalidade em que a estação-base mede a resposta do canal no enlace ascendente como um substituto para a resposta do canal no enlace descendente. Para se obter a resposta do impulso do canal no enlace descendente completa, é necessário medir o canal no enlace descendente diretamente, e transmitir a informação do canal no enlace descendente em um canal de realimentação de uma estação remota que faz a medição para a estação-base que precisa das medições (por exemplo, perfil de distribuição do atraso 300).

Em vez de fazer o cálculo necessário para seleção de direção e atraso na estação-base, a estação remota participa dessas funções ou as realiza. Um acordo sobre o sinal padrão é transmitido das estações base a todas as estações remotas com um identificador ou assinatura codificada, codide 20/06/2016, pág. 106/112 ficada em cada feixe, tais como sequências piloto ou de treinamento ou códigos de espalhamento mutuamente ortogonais. A estação remota mediria então a resposta de impulso do canal (por exemplo, perfil de distribuição do atraso 300) e informaria a estação-base as direções e atrasos preferidos para transmissão.

Técnicos habilitados perceberão, sob a luz desses preceitos, que o desempenho do canal pode ser medido num processo de duas etapas. Na primeira etapa, a estação-base faz uma estimativa da resposta do impulso do canal no enlace ascendente e usa esta estimativa como um substituto para a resposta do impulso do canal no enlace descendente. Em seguida, a estação-base aplica os atrasos a, pelo menos, um sinal codificado de espaço-tempo restante que são indicados pelo primeiro processo de estimativa.

Na segunda etapa, o canal no enlace descendente é medido diretamente. Um acordo a respeito do sinal padrão é transmitido da estação-base a todas as estações remotas com um identificador ou assinatura codificada, codificada em cada feixe, tais como sequência piloto ou de treinamento ou códigos de espalhamento mutuamente ortogonais. A estação remota mediria então a resposta do impulso do canal (por exemplo, perfil da distribuição do atraso 300) e informaria a estação-base por um canal de realimentação das direções e atrasos preferidos para transmissão.

Na Figura 28, o processo estabelecido S200 mede a resposta do canal no enlace ascendente e estabelece os atrasos medidos para controlar a transmissão do canal no enlace de 20/06/2016, pág. 107/112 descendente. O processo S200 inclui a etapa S202 para medir a resposta do canal, etapa S204 para selecionar feixes para uso, etapa S206 para determinar atrasos de tempo para os feixes selecionados, e etapa S208 para configurar linhas de atraso variáveis na estação-base (ver figura 26) para impor os atrasos determinados. As linhas de atraso variáveis podem ser construídas a partir de uma sequência de elementos de atraso fixos com múltiplas derivações dispostas entre os elementos. A linha de atraso é variada selecionado-se diferentes derivações como uma saída por meio de uma chave. Na etapa S204, a estação-base seleciona, pelo menos, dois feixes dos diversos feixes formados por um arranjo de antena de múltiplos feixes associado com uma estação-base (embora somente dois feixes estejam mostrados nas figuras 23 e 26) . Nos feixes, são transmitidos correspondentemente, pelo menos, dois sinais codificados de espaço-tempo produzidos por um codificador de espaço-tempo (embora somente dois sinais estejam mostrados nas figuras 23 e 26). Os pelo menos dois feixes incluem um feixe de referência e, pelo menos, um feixe restante. Na etapa S206, a estação-base determina um atraso de tempo correspondente a cada feixe do pelo menos, um feixe restante. Na etapa S208, a estação-base estabelece uma linha de atraso variável do atraso de tempo correspondente a cada feixe do pelo menos um feixe restante. Cada linha de atraso variável é acoplada entre o arranjo de antena de múltiplos feixes e o codificador de espaço-tempo (ver figura 20).

Na Figura 29, o processo de alinhamento de tempo de 20/06/2016, pág. 108/112

S220 marca o sinal codificado de espaço-tempo para cada feixe selecionado com um código de assinatura ortogonal a todos os outros feixes na etapa S222, atrasa os feixes selecionados de acordo com espalhamento determinado na etapa S224 e transmite os sinais atrasados para a estação-base na etapa S226. Na etapa S222, a estação-base codifica cada sinal dos pelo menos dois sinais codificados de espaço-tempo com um código de assinatura que é mutuamente ortogonal a cada outro código de assinatura codificado nos pelos menos dois sinais codificados de espaço-tempo de maneira a formar um sinal codificado de espaço-tempo de referência e pelo menos um sinal codificado de espaço tempo restante. Na etapa S224, a estação-base atrasa cada sinal do pelo menos um sinal codificado de espaço-tempo restante em uma respectiva linha de atraso variável para forma, pelo menos, um sinal codificado de espaço-tempo atrasado. Na etapa S226, a estação-base transmite o sinal codificado de espaço-tempo de referência e o pelo menos um sinal codificado de espaço tempo atrasado nos respectivos feixes dos pelo menos dois feixes.

Na figura 30, uma estação remota por meio de processo de realimentação S240 mede informação de estado de canal complexo no enlace descendente e alimenta esta informação de volta para a estação-base. O processo S240 inclui a etapa S242 para receber, pelo menos, duas assinaturas de identificação (por exemplo, sinais piloto diferentes) de um sistema de antena associado com uma estação-base, etapa S244 para determinar informação de estado de canal complexa com base nos sinais recebidos, etapa S246 para segmentar a inde 20/06/2016, pág. 109/112 formação de estado de canal complexa em uma pluralidade de segmentos de informação de estado de canal, e etapa S248 para transmitir a pluralidade de segmentos de informação de estado de canal numa sequência para a estação-base. A sequência de segmentos transmite os bits mais significativos da amplitude antes dos bits menos significativos da amplitude. A sequência de segmentos transmite um bit do ângulo de fase antes de um bit correspondente de amplitude com o mesmo nível de significância do bit. Nota-se que para realimentação de medições de resposta de impulso de canal, cada feixe (ou antena) deve ser associada com uma assinatura piloto exclusiva que seja ortogonal a todas as outras assinaturas piloto.

Técnicos habilitados perceberão, sob a luz desses preceitos, que vários componentes de sistema podem ser implementados em conjunto de circuitos elétricos, circuitos integrados específicos para aplicações especiais (ASIC) ou computadores ou processadores que executaram programas de suporte lógico de computador ou o uso de tabelas de dados. Por exemplo, codificador 10, multiplicadores 12, 14 e amplificadores 102, 104 das figuras 4, 5, 11 ou 12 podem ser implementados no conjunto de circuitos ou ASIC ou, em alguns casos, processadores controlados por circuitos lógicos, dependendo das exigências de desempenho. O formador de feixe 40 da figura 11 é tipicamente implementado no conjunto de circuitos ou ASIC, e moduladores 101, 103 e multiplexadores 105, 107 são tipicamente implementados no conjunto de circuitos ou ASIC, mas podem ser implementados em processadores controlados por suporte lógico de computador. Vários compode 20/06/2016, pág. 110/112 nentes da estação-base 16D, 18D, 102, 104, 220 e 220P e vários componentes da estação remota 232, 233, 234, 238, 240 e 242 da figura 19 podem ser implementados no conjunto de circuitos ou ASIC, mas podem ser implementados em processadores controlados por suporte lógico de computador. Técnicos habilitados perceberão que várias funções aqui descritas podem ser implementadas no conjunto de circuitos, ASIC ou em processadores controlados por suporte lógico de computados de acordo com as exigências de desempenho.

Tendo sido descritas modalidades preferidas de um novo sistema de realimentação de enlace fechado para melhor desempenho no enlace descendente (que se destinam ser ilustrativos, e não limitantes), nota-se que modificações e variações podem ser feitas por técnicos habilitados sob a luz dos preceitos apresentados. Portanto, deve-se entender que alterações podem ser feitas em modalidades particulares da invenção descrita que se enquadram no escopo e espírito da invenção na forma definida pelas reivindicações anexas.

Tendo então sido descrita a invenção com os detalhes e particularidades requeridas pelas leis de patente, o que se reivindica e se deseja proteger pela Carta-Patente está apresentado nas reivindicações anexas.

de 20/06/2016, pág. 111/112

Claims

REIVINDICAÇÕES

1. Método para controlar a transmissão de sinal entre uma estação-base e uma estação remota, CARACTERIZADO pelo fato de compreender as etapas de:

receber (S242) pelo menos dois sinais codificados de espaço-tempo de um sistema de antena (216) associado com uma primeira estação (210);

determinar (S244) informação de estado de canal complexa com base nos sinais codificados de espaço-tempo recebidos;

projetar (S246) múltiplos modos de operação, em que cada um dos ditos modos aloca uma taxa diferente de bits para transmitir partes de fase em relação a bits para transmitir partes de amplitude da dita informação de estado de canal complexa; e enviar (248) informação de estado de canal complexa para a primeira estação (210) de acordo com um dos modos.
2. Método de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de adicionalmente compreender uma etapa de segmentar (S246) a informação de estado de canal complexa em uma pluralidade de segmentos de informação de estado de canal, em que a etapa de enviar a informação de estado de canal complexa inclui enviar a pluralidade de segmentos de informação de estado de canal em uma sequência.

3. Método de acordo com a reivindicação 2, CARACTERIZADO pelo fato de a etapa de segmentar a informação de estado de canal inclui:

determinar um número de bits de fase alocados para de 20/06/2016, pág. 13/112 informação de fase de acordo com um dos ditos modos de operação ;

arredondar e truncar um ângulo de fase de correção para se ajustar ao número de bits de fase;

determinar um número de bits de amplitude alocado para informação de amplitude de acordo com o dito um dos ditos modos de operação; e arredondar e truncar uma amplitude de correção de acordo com o número de bits de amplitude.

4 . CARACTERIZADO Método de acordo etapa com a reivindicação a pluralidade 2, de pelo fato da de envia segmentos de informação de estado de canal incluir enviar um bit mais significativo do ângulo de fase de correção antes de enviar um bit mais significativo da amplitude de corre- ção. 5. Método de acordo com a reivindicação 2, CARACTERIZADO pelo fato da etapa de enviar a pluralidade de segmentos de informação de estado de canal incluir enviar um bit mais significativo do ângulo de fase de correção antes de enviar um bit menos significativo do ângulo de fase de correção. 6 . Método de acordo com a reivindicação 2, CARACTERIZADO pelo fato de adicionalmente compreender as

etapas de:

receber a pluralidade de segmentos de informação de estado de canal;

reconstruir informação de estado de canal complexa a partir da pluralidade de segmentos de informação de estado de 20/06/2016, pág. 14/112 de canal; e ponderar primeiro e segundo sinais de alimentação para alimentar as respectivas primeira e segunda antenas com base na informação de estado de canal complexa reconstruída.

7. Método de acordo com a reivindicação 2, CARACTERIZADO pelo fato da etapa de enviar inclui enviar sequencialmente a pluralidade de segmentos de informação de estado de canal por um período de tempo com base num tempo de coerência de canal.
8. Método de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de:

o sistema de antena incluir um arranjo de antena de múltiplos feixes (40);

a etapa de recebimento receber primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo dos respectivos primeiro e segundo feixes do arranjo de antena de múltiplos feixes; e a etapa de determinação determinar a informação de estado de canal complexa com base no primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo.
9. Método de acordo com a reivindicação 8, CARACTERIZADO pelo fato de compreender as etapas de:

determinar pela primeira estação um espectro de potência angular (S21)de um sinal de uma segunda estação, o espectro de potência angular definindo primeiro e segundo picos nas respectivas primeira e segunda posições angulares;

e transmitir o primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo nos respectivos primeiro e segundo feixes, de 20/06/2016, pág. 15/112 de maneira tal que o primeiro e segundo feixes fiquem apontados em direção às respectivas primeira e segunda posições angulares.
10. Método de acordo com a reivindicação 1, em que o sistema de antena inclui um arranjo de antena de múltiplos feixes, CARACTERIZADO pelo fato do método incluir ainda as etapas de:

transmitir os pelo menos dois sinais codificados de espaço-tempo nos respectivos feixes do arranjo de antena de múltiplos feixes com um código de assinatura codificado em cada respectivo sinal dos pelo menos dois sinais codificados de espaço-tempo, os códigos de assinatura sendo substancialmente ortogonais, de maneira tal que uma segunda estação possa separar e medir uma resposta de impulso de canal correspondente a cada sinal codificado de espaço-tempo;

medir a resposta de impulso de canal para cada sinal codificado de espaço-tempo na segunda estação, os sinais codificados de espaço-tempo incluindo um conjunto selecionado de sinais menos atenuados e um conjunto restante de sinais mais atenuados; e enviar uma marca distintiva do conjunto selecionado de sinais menos atenuados da segunda estação para a primeira estação.
11. Método de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de:

o sistema de antena (216) incluir primeira e segunda antenas de diversidade, as primeira e segunda antenas de diversidade sendo uma entre as primeira e segunda antenas de 20/06/2016, pág. 16/112 ortogonalmente polarizadas, e as primeira e segunda antenas espacialmente separadas por, pelo menos, um comprimento de onda;

a etapa de recebimento (242) receber primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo das respectivas primeira e segunda antenas de diversidade; e a etapa de determinação (244) determinar informação de estado de canal complexa com base nos primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo.
12. Método de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato do sistema de antena (216) incluir várias antenas de diversidade espacialmente separadas uma da outra por, pelo menos, um comprimento de onda, o método incluindo ainda as etapas de:

transmitir os pelo menos dois sinais codificados de espaço-tempo nas respectivas antenas das várias antenas de diversidade com um código de assinatura embutido em cada respectivo sinal codificado de espaço-tempo, os códigos de assinatura sendo substancialmente ortogonais, de maneira tal que uma segunda estação possa separar e medir uma resposta de impulso de canal correspondente a cada sinal codificado de espaço-tempo;

medir a resposta de impulso de canal para cada sinal codificado de espaço-tempo na segunda estação, os sinais codificados de espaço-tempo incluindo um conjunto selecionado de sinais menos atenuados e um conjunto restante de sinais mais atenuados; e enviar uma marca distintiva do conjunto selecionade 20/06/2016, pág. 17/112 do de sinais menos atenuados da segunda estação para a primeira estação.
13. Método de acordo com a reivindicação 1, onde o sistema de antena inclui primeira e segunda antenas de diversidade, a primeira antena de diversidade sendo ortogonalmente polarizada em relação à segunda antena de diversidade, dito método CARACTERIZADO pelo fato de incluir ainda as etapas de:

transmitir primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo nas respectivas primeira e segunda antenas de diversidade com primeiro e segundo códigos de assinatura embutidos nos respectivos primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo, os primeiro e segundo códigos de assinatura sendo substancialmente ortogonais, de maneira tal que uma segunda estação possa separar e medir uma resposta de impulso de canal correspondente a cada um dos primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo;

medir a resposta de impulso de canal para cada um dos primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo na segunda estação, o primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo incluindo um sinal menos atenuado e um sinal mais atenuado; e enviar uma marca distintiva do sinal menos atenuado da segunda estação para a primeira estação.
14. Método de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de adicionalmente compreender uma etapa de transmitir os primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo com os primeiro e segundo códigos de assinade 20/06/2016, pág. 18/112 tura embutidos nos respectivos primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo, os primeiro e segundo códigos de assinatura sendo substancialmente ortogonais, de maneira tal que uma segunda estação possa separar um sinal composto em primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo, em que a etapa de receber recebe os primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo como o sinal composto na segunda estação.
15. Método de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato da informação de estado de canal complexa incluir, pelo menos, um peso, cada peso incluindo informação de amplitude e de ângulo de fase.
16. Método de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato da etapa de determinar informação de estado de canal complexa incluir determinar um ângulo de fase de correção para ajustar uma primeira fase de um sinal codificado de espaço-tempo transmitido de uma primeira antena em relação a uma segunda fase de um segundo sinal codificado de espaço-tempo transmitido de uma segunda antena, de maneira tal que o primeiro e o segundo sinais codificados de espaçotempo se reforcem construtivamente numa segunda estação.
17. Método de acordo com a reivindicação 16, CARACTERIZADO pelo fato da etapa de determinar um ângulo de fase de correção incluir:

medir um primeiro ângulo de fase definido pela primeira fase;

medir um segundo ângulo de fase definido pela segunda fase; e de 20/06/2016, pág. 19/112 determinar o ângulo de fase de correção definido para ser uma diferença entre o segundo ângulo de fase e o primeiro ângulo de fase.
18. Sistema para controlar a transmissão de sinal entre uma estação-base e uma estação remota, CARACTERIZADO por a estação remota (230) incluir:

um receptor (234) para receber pelo menos dois sinais codificados de espaço-tempo de um sistema de antena (216) ;

um processador (240) para determinar informação de estado de canal complexa dos sinais codificados de espaçotempo recebidos; e para selecionar um modo a partir de uma pluralidade de modos para transmitir a dita informação de canal complexa para uma estação-base (210), em que modos diferentes nas dita pluralidade de modos têm taxas de alocação de bits diferentes para partes de amplitude e fase da dita informação de estado de canal complexa; e um transmissor (242) para transmitir a informação de estado de canal complexa para uma estação-base (210) de acordo com o dito modo selecionado.
19. Sistema de acordo com a reivindicação 18, CARACTERIZADO pelo fato de:

o processador incluir um módulo do processador (240) para segmentar a informação de estado de canal complexa em uma pluralidade de segmentos de informação de estado de canal; e o transmissor (242) incluir conjunto de circuitos para transmitir a informação de estado de canal complexa em de 20/06/2016, pág. 20/112 uma sequência dos segmentos de informação de estado de canal .
20. Sistema de acordo com a reivindicação 19, CARACTERIZADO pelo fato do módulo do processador (240) para segmentar a informação de estado de canal incluir:

lógica para determinar um número de bits de fase alocado para informação de fase de acordo com um modo de operação selecionado;

lógica para arredondar e truncar um ângulo de fase de correção para se ajustar ao número de bits de fase;

lógica para determinar um número de bits de amplitude alocado para informação de amplitude de acordo com o modo de operação selecionado; e lógica para arredondar e truncar uma amplitude de correção de acordo com o número de bits de amplitude.
21. Sistema de acordo com a reivindicação 19, CARACTERIZADO pelo fato do conjunto de circuitos para enviar a partir do transmissor (242) enviarem um bit mais significativo do ângulo de fase de correção antes de enviar um bit mais significativo da amplitude de correção.
22. Sistema de acordo com a reivindicação 19, CARACTERIZADO pelo fato de o conjunto de circuitos para enviar a partir do transmissor (242) enviarem um bit mais significativo de ângulo de fase de correção antes de enviar um bit menos significativo de ângulo de fase de correção.
23. Sistema de acordo com a reivindicação 19, CARACTERIZADO pelo fato de adicionalmente compreender a estação-base (210), em que:

de 20/06/2016, pág. 21/112 a estação-base inclui ainda um receptor (234) para receber a pluralidade de segmentos de informação de estado de canal;

a estação-base inclui ainda um processador (240) para reconstruir a informação de estado de canal complexa da pluralidade recebida de segmentos de informação de estado de canal; e o processador (240) da estação-base inclui conjunto de circuitos para ponderar primeiro e segundo sinais para alimentar as respectivas primeira e segunda antenas com base na informação de estado de canal complexa reconstruída.
24. Sistema de acordo com a reivindicação 19, CARACTERIZADO pelo fato dos circuitos para enviar do transmissor (242) enviarem sequencialmente a pluralidade de segmentos de informação de estado de canal por um período de tempo com base num tempo de coerência de canal.
25. Sistema de acordo com a reivindicação 18, CARACTERIZADO pelo fato de:

o sistema de antena (216) incluir um arranjo de antena de múltiplos feixes;

o receptor (234) receber os primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo dos respectivos primeiro e segundo feixes do arranjo de antena de múltiplos feixes; e o processador (240) determinar a informação de estado de canal complexa com base nos primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo recebidos.
26. Sistema de acordo com a reivindicação 25, CARACTERIZADO pelo fato de adicionalmente compreender a esde 20/06/2016, pág. 22/112 tação-base (210), em que a estação-base inclui:

o arranjo de antena de múltiplos feixes (40); conjunto de circuitos para determinar um espectro de potência angular de um sinal transmitido da estação remota, o espectro de potência angular definindo primeiro e segundo picos nas respectivas primeira e segunda posições angulares; e conjunto de circuitos para transmitir os primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo nos respectivos primeiro e segundo feixes do arranjo de antena de múltiplos feixes, de maneira tal que os primeiro e segundo feixes fiquem apontados em direção às respectivas primeira e segunda posições angulares.
27. Sistema de acordo com a reivindicação 18, compreendendo adicionalmente a estação-base, CARACTERIZADO pelo fato de:

a estação-base (210) incluir o sistema de antena (216), o sistema de antena sendo um arranjo de antena de múltiplos feixes;

a estação-base (210) incluir conjunto de circuitos (214) para transmitir os, pelo menos, dois sinais codificados de espaço-tempo nos respectivos feixes do arranjo de antena de múltiplos feixes com um código de assinatura codificado em cada respectivo sinal dos pelo menos dois sinais codificados de espaço-tempo, os códigos de assinatura sendo substancialmente ortogonais, de maneira tal que uma estação remota possa separar e medir uma resposta de impulso de canal correspondente a cada sinal codificado de espaço-tempo;

de 20/06/2016, pág. 23/112 a estação remota (230) incluir conjunto de circuitos para medir (238) a resposta de impulso de canal para cada sinal codificado de espaço-tempo na estação remota, os sinais codificados de espaço-tempo incluindo um conjunto selecionado de sinais menos atenuados e um conjunto restante de sinais mais atenuados; e o transmissor da estação remota (242) enviar uma marca distintiva do conjunto selecionado de sinais menos atenuados da estação remota (230) para a estação-base (210).
28. Sistema de acordo com a reivindicação 18, compreendendo adicionalmente a estação-base, CARACTERIZADO pelo fato de:

a estação-base (210) incluir o sistema de antena (216), o sistema de antena incluindo as primeira e segunda antenas de diversidade, as primeira e segunda antenas de diversidade sendo uma entre primeira e segunda antenas ortogonalmente polarizadas e primeira e segunda antenas espacialmente separadas por, pelo menos, um comprimento de onda;

o receptor (234) receber primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo das respectivas primeira e segunda antenas de diversidade; e o processador (240) determinar a informação de estado de canal complexa com base no primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo recebidos.
29. Sistema de acordo com a reivindicação 18, CARACTERIZADO pelo fato de adicionalmente compreender a estação-base, em que:

a estação-base (210) inclui o sistema de antena de 20/06/2016, pág. 24/112 (216), o sistema de antena incluindo várias antenas de diversidade espacialmente separadas uma da outra por, pelo menos, um comprimento de onda;

a estação-base (210) inclui ainda conjunto de circuitos (214) para transmitir os pelo menos dois sinais codificados de espaço-tempo nas respectivas antenas das várias antenas de diversidade com um código de assinatura embutido em cada respectivo sinal codificado de espaço-tempo, os códigos de assinatura sendo substancialmente ortogonais, de maneira tal que a estação remota possa separar e medir uma resposta de impulso de canal correspondente a cada sinal codificado de espaço-tempo;

a estação remota (230) inclui conjunto de circuitos para medir a resposta de impulso de canal para cada sinal codificado de espaço-tempo na estação remota, os sinais codificados de espaço-tempo incluindo um conjunto selecionado de sinais menos atenuados e um conjunto restante de sinais mais atenuados; e o transmissor (242) da estação remota inclui conjunto de circuitos para enviar uma marca distintiva do conjunto selecionado de sinais menos atenuados da estação remota para a estação-base.
30. Sistema de acordo com a reivindicação 18, compreender ainda a estação-base, CARACTERIZADO pelo fato de:

a estação-base (210) incluir o sistema de antena (216), o sistema de antena incluindo primeira e segunda antenas de diversidade, a primeira antena de diversidade sendo ortogonalmente polarizada em relação à segunda antena de dide 20/06/2016, pág. 25/112 versidade;

a estação-base (210) incluir ainda conjunto de circuitos (214) para transmitir primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo nas respectivas primeira e segunda antenas de diversidade com primeiro e segundo códigos de assinatura embutidos nos respectivos primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo, os primeiro e segundo códigos de assinatura sendo substancialmente ortogonais, de maneira tal que a estação remota (230) possa separar e medir uma resposta de impulso de canal correspondente a cada um dos primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo;

a estação remota (230) incluir conjunto de circuitos para medir a resposta de impulso de canal para cada um dos primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo na estação remota, o primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo incluindo um sinal menos atenuado e um sinal mais atenuado; e o transmissor da estação remota inclui conjunto de circuitos para enviar uma marca distintiva do sinal menos atenuado da estação remota para a estação-base.
31. Sistema de acordo com a reivindicação 18, CARACTERIZADO pelo fato de adicionalmente compreender a estação-base, em que:

a estação-base (210) inclui o sistema de antena (216) e um transmissor (214) acoplado ao sistema de antena, o transmissor da estação-base transmitindo os primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo pelo sistema de antena com primeiro e segundo códigos de assinatura embutidos de 20/06/2016, pág. 26/112 nos respectivos primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo, os primeiro e segundo códigos de assinatura sendo substancialmente ortogonais, de maneira tal que a estação remota possa separar um sinal composto no primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo; e o receptor da estação remota inclui conjunto de circuitos para receber os primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo como o sinal composto.
32. Sistema de acordo com a reivindicação 18, CARACTERIZADO pelo fato de a informação de estado de canal complexa incluir, pelo menos, um peso, cada peso incluindo informação de ângulo de fase.
33. Sistema de acordo com a reivindicação 18, CARACTERIZADO pelo fato de:

o sistema de antena (216) incluir primeira e segunda antenas; e o processador (240) para determinar informação de estado de canal complexa incluir conjunto de circuitos para determinar um ângulo de fase de correção para ajustar uma primeira fase de um primeiro sinal codificado de espaçotempo transmitido da primeira antena em relação a uma segunda fase de um segundo sinal codificado de espaço-tempo transmitido da segunda antena, de maneira tal que o primeiro e segundo sinais codificados de espaço-tempo se reforcem construtivamente na estação remota.
34. Sistema de acordo com a reivindicação 33, CARACTERIZADO pelo fato do conjunto de circuitos para determinar um ângulo de fase de correção incluir:

de 20/06/2016, pág. 27/112 lógica para medir um primeiro ângulo de fase definido pela primeira fase;

lógica para medir um segundo ângulo de fase defi5 nido pela segunda fase; e lógica para determinar o ângulo de fase de correção definido para ser uma diferença entre o segundo ângulo de fase e o primeiro ângulo de fase.

Petição 870160029893, de 20/06/2016, pág. 28/112