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Schaltungsanordnung zur Wiedereinführung der Gleichstromkomponente in elektrische Signale.
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lagert wird. Man spricht hiebei kurz davon, dass die Synchronimpulse am Gitter im positiven Sinne wirksam sind. Wenn man den Kondensator K zunächst als ungeladen voraussetzt, liegt die Spannung nach Fig. 3 und 4 so, wie über der Ordinatenachse als Zeitlinie bei I und II dargestellt. Die Synchronimpulse rufen somit einen Anodenstrom in dem Gleichrichter D hervor, welcher den Kondensator K auflädt, so dass sich an diesem Kondensator eine entsprechende Spannung ausbildet.
Die Zeitkonstante des Kondensators K und des Widerstandes W ist dabei grösser als der Zeitabstand zwischen zwei Synehronimpulsen, so dass die Kondensatorladung bis zur Wiederkehr eines neuen Synchronimpulses nur wenig abnehmen kann. Durch die Spannung am Kondensator K wird der Spannungsverlauf am Gitter der Röhre R in diejenige Lage verschoben, die bei III und IV dargestellt ist, da nämlich, solange der Synchronimpuls noch teilweise rechts von der Anodenstromachse liegt, eine weitere Aufladung des Kondensators K stattfinden muss und sobald der Synchronimpuls nicht mehr einen Strom in dem Gleichrichter D erzeugt, die Ladung des Kondensators K über den Widerstand W abfliessen muss,
bis gerade wieder ein Strom im Gleichrichter D einsetzt. Somit werden durch die wechselnde Ladung am Kondensator K die Spannungskurven aus der Lage, wie sie bei I und II dargestellt sind, in die Lage bei III und IV verschoben, was nichts anderes bedeutet als eine Wiedereinführung der Gleichstromkomponente, da ja der Spannungsverlauf bei III und IV derselbe ist, wie der senderseitig vorhanden gewesene Spannungsverlauf na*Fig. 1 und 2.
Wenn man die Wirkungsweise dieser bekannten Anordnung zusammenfassend charakterisieren will, muss man sagen, dass die Synchronimpulsmaxima wieder auf gleiche Spannungswerte gerückt werden und dadurch die Gleichstromkomponente wieder eingeführtwird.-Die oben an zweiter Stelle erwähnte bekannte Anordnung, welche in Fig. 7 der Zeichnung dargestellt ist, arbeitet praktisch in derselben Weise, wie an Hand der Fig. 6 erläutert, da nämlich an Stelle des Anodenstromes des Gleichrichters D einfach der Gitterstrom der Röhre R tritt.-Es ist auch schon vorgeschlagen worden, die Spannung nach Fig. 3 und 4 derart zu verwenden, dass die Synchronisierimpulse am Gitter der Röhre R in negativer Richtung liegen. Man hat dann lediglich den Gleichrichter D umzukehren, wie es in Fig. 8 dargestellt ist.
Am Kondensator K baut der Anodenstrom des Gleichrichters D dann eine Spannung von derjenigen Polarität, wie sie in Fig. 8 durch Plusund Minuszeichen angedeutet ist, auf, so dass die Gitterspannung an der Röhre R wieder den Verlauf nach Fig. 1 und 2 besitzt.
Alle erwähnten Anordnungen arbeiten also derart, dass Spannungswerte in dem gesamten Signal, welche ursprünglich alle gleich gross waren, auch am Ausgang des Übertragungskanals gleich gross gemacht werden. Es geschieht dies gemäss Fig. 5,7 und 8 durchweg dadurch, dass ein Kondensator mit einem Gleichrichter bzw. einer Gitterkathodenstrecke, die ja ebenfalls Gleichriehtereigensehaften besitzt, in Reihe geschaltet ist und dass die Synchronimpulse einen Anodenstrom im Gleichrichter hervorrufen.
Bei der praktischen Verwendung der in Fig. 5,7 und 8 dargestellten Schaltungen macht es sich unter Umständen störend bemerkbar, dass der Kondensator K während des langen Synchronimpulses für den Bild-bzw. beim Zeilensprungverfahren für den Zeilenserienweehsel eine höhere Spannung annehmen kann als bei einem kurzen Zeilenwechselimpuls. Eine Beseitigung dieser Störungen ist praktisch nicht möglich, da man den Innenwiderstand des Gleichrichters D nicht herabsetzen kann und erst recht nicht den Innenwiderstand der Gitterkathodenstreeke in der Röhre R.
Ein Fortschritt in dieser Richtung ist erst auf Grund der im folgenden wiederzugebenden neuartigen Betrachtung des Problems der Wiedereinführung der Gleichstromkomponente möglich geworden.
In Fig. 9 bedeuten 1 die Eingangsklemmen, welchen eine Signalspannung mit Einschluss ihrer Gleichstromkomponente zugeführt werden soll, 2 die Ausgangsklemmen der Schaltungsanordnung und 3 bzw. 4 einen zum Wechselstromverstärker 5 in Reihe bzw. parallel liegenden Widerstand. Das Eingangsgitter des Verstärkers 5 ist mit 6 bezeichnet und die Anode der letzten Verstärkerröhre mit 7.
Im Anodenkreis dieser letzten Röhre liegt ein Widerstand 8 und zwischen der Anode 7 und der einen der beiden Ausgangsklemmen ein Kondensator 10. An der Eingangs-und Ausgangsseite des Verstärkers 5 ist je eine Gleichspannungsquelle 11 bzw. 13 in Reihe mit einem Schalter 12 bzw. 14 angeordnet. Es soll nun der Beweis dafür erbracht werden, dass man an den Ausgangsklemmen 2 die Gleichstromkomponente erhalten kann, trotzdem der Verstärker 5 keinen Gleichstrom überträgt, wenn man nur die Schalter 72 und 14 wiederholt kurzzeitig schliesst und somit die Gleichspannungsquellen 11 und 13 an den Eingang und den Ausgang des Verstärkers anschaltet. Um dies nachzuweisen, möge zunächst angenommen werden, dass das Verhältnis der Spannungen der Gleichspannungsquellen 13 und 11 gleich der Verstärkung des Verstärkers 5 für Wechselspannungen sein möge.
In dem Augenblick, in welchem der Schalter 12 und gleichzeitig auch der Schalter 14 geschlossen wird, möge die Gleichstromkomponente des zu verstärkenden Spannungsverlaufes V3 betragen. Die Spannung am Gitter 6 springt dann von dem Werte V3 auf den Wert Vu, wenn mit V, die Höhe der Gleichspannungsquelle 11 bezeichnet wird. Dieser Spannungssprung (VI-V3) am Eingangsgitter des Verstärkers 5 erscheint an der Anode 7 der Ausgangsröhre mit dem Verstärkungsverhältnis des Verstärkers 5 multipliziert, also in folgender Grösse :
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Nun wird durch den Schalter 14 aber gleichzeitig die Spannungsquelle 13, welche die Spannung V : ; besitzen möge, an den Verstärkerausgang gelegt.
Der Kondensator 10 wird infolgedessen nur auf die Differenz der Spannung an der Anode 7 und der Spannung V2 aufgeladen. Es gilt demgemäss
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dem Verstärkungsverhältnis des Verstärkers 5 entsprechen. Man kann vielmehr die Spannungen V1 und V2 beliebig wählen, ohne dass deshalb an den Ausgangsklemmen 2 etwas anderes auftreten würde, als ein additiver Fehler bestimmter Grösse in der Gleichstromkomponente, der jedoch offenbar ohne weiteres beseitigt werden kann.
Auf der Erkenntnis aufbauend, dass die Wiedereinführung der Gleichstromkomponente stets nach dem Prinzip, welches an Hand der Fig. 9 erklärt worden ist, vor sich geht, können gemäss der Erfindung auch noch andere Anordnungen als diejenigen, welche in Fig. 5,7 und 8 dargestellt sind, geschaffen werden, welche dann eine neue Möglichkeit enthalten, die oben erwähnte Schwierigkeit des zu grossen Innenwiderstandes der Diodenstrecke zu überwinden. Zu diesem Zweck werden gemäss der Erfindung am Eingang und am Ausgang des Kanals gleichzeitig feste Spannungswerte erzwungen und dabei wird ausgangsseitig mittels einer Schaltvorrichtung ein Kondensator auf einen der jeweiligen
Gleichstromkomponente entsprechenden Betrag umgeladen, wobei die Schaltvorrichtung über einen vom Umladestromkreis getrennten Stromweg gesteuert wird.
Durch diese getrennte Steuerung der Schaltvorrichtung gewinnt man die Möglichkeit, den Innenwiderstand im Umladestromkreis zu verkleinern.
Bevor auf einige Ausführungsbeispiele der Erfindung eingegangen wird, soll noch erwähnt werden, dass grundsätzlich an Stelle des Kondensators auch eine Drosselspule verwendet werden kann und an Stelle der festen Spannungswerte am Eingang und Ausgang je ein fester Stromwert. Demgemäss schreibt die Erfindung in der allgemeinen Formulierung vor, unter Benutzung fester Spannungs-oder Stromwerte Energiespeicher umzuladen und dabei die Schaltvorrichtung am Ausgang über einen vom Umladestromkreis getrennten Stromweg zu steuern.
Eine Ausführungsform der Erfindung, welche sich auf die Wiedereinführung der Gleichstromkomponente in die von einem speichernden Kathodenstrahlbildabtaster beim Fernsehen gewonnenen Signalspannungen bezieht, ist in der Fig. 10 der Zeichnung dargestellt. Dort bedeutet 15 einen speichernden Kathodenstrahlbildabtaster mit sogenanntem einseitigem Mosaikschirm 16 der heute vielfach gebräuchlichen Art. Der Übertragungskanal besteht aus einem Wechselstromverstärker 17, der beispielsweise wegen der in ihm verwendeten Kondensatorkopplung die Gleichstromkomponente nicht übertragen kann. An den Verstärker 17 ist der Energiespeicher in Form eines Kondensators 18 angeschlossen und an diesen eine Verstärkerröhre 19. Parallel zur Gitterkathodenstrecke dieser Röhre 19 liegt ein Widerstand 20 sowie eine Vorspannungsquelle 21.
Ein Impulsgenerator, welcher sowohl die als Schaltvorrichtung für den Verstärkerausgang dienende Röhre 24 steuert als auch an die Elektrode 22 im Abtaster 15 Impulse liefert, welche den Kathodenstrahl sperren, ist mit 25 bezeichnet.
Zur Erläuterung der Wirkungsweise nach Fig. 10 kann man sich darauf beschränken, zu zeigen, dass durch den Impulsgenerator 25 der Eingang und der Ausgang des Verstärkers 17 gleichzeitig an feste Potentiale gelegt werden. Bezüglich der Eingangsseite geschieht dies dadurch, dass der Impulsgenerator 25 an die Elektrode 22 negative Impulse liefert, die den Kathodenstrahl sperren. Diese Sperrung findet in den Rücklaufzeiten für den Zeilenwechsel und den Bild-bzw. Zeilenserienwechsel statt. Es ist eine Eigenschaft der einseitigen speichernden Kathodenstrahlabtaster, dass die mit der Mosaikschicht kapazitiv gekoppelte sogenannte Signalplatte ein Potential annimmt, welches in einer festen Beziehung zu dem den schwarzen Bildstellen entsprechenden Signal steht, wenn man den Kathodenstrahl sperrt.
Dieser Differenzbetrag zwischen dem bei Sperrung des Kathodenstrahles auftretenden Signal und dem Signal, welches den schwarzen Bildstellen entspricht, hängt übrigens von der Stromstärke des Kathodenstrahles ab, die jedoch konstant gehalten werden kann, und ferner in geringfügigem Masse von der mittleren Bildhelligkeit, was jedoch hier keine Rolle spielt. Somit wird durch die Strahlsperrung, welche der Impulsgenerator 25 hervorruft, an den Verstärkereingang die erforderliche feste Spannung angelegt. Am Verstärkerausgang kommt die feste Spannung dadurch zustande, dass die Röhre 24, deren Steuergitter vom Impulsgenerator 25 positive Impulse zugeführt werden, stromdurchlässig wird und ihre Anode und daher auch die rechte Belegung des Kondensators 18 praktisch auf das feste Potential der Kathode der Röhre 24 kommt.
Die Zeitkonstante des Kondensators 18 und des Widerstandes 20 muss erheblich grösser als die Zeit zwischen zwei Impulsen des Impulsgenerators 25 sein und kleiner als die Zeitkonstante der Kopplungsglieder im Verstärker 17. Der Kondensator 18 entlädt sich dann über den Widerstand 20, während er über die Röhre 24 von
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neuem geladen wird. An dem oberen Ende des Widerstandes 23 in der Kathodenzuleitung der Röhre 19 kann dann die vollständige Bildsignalspannung mit Einschluss ihrer Gleichstromkomponente abge- nommen werden.
An der Anordnung nach Fig. 10 ist bemerkenswert, dass die in den Bildsignalen vorhandenen
Pausen für den Zeileuwechsel und für den Bild-bzw. Zeilenserienweehsel zur Anlegung der festen
Spannungswerte an den Verstärkerein-und-ausgang benutzt werden. Die Einführung der Gleichstromkomponente geschieht also gemäss Fig. 10 während der Dauer der Synchronisierimpulse, die ja bekanntlich in den erwähnten Pausen übertragen werden.
Es soll ausserdem noch darauf hingewiesen werden, dass die Schaltvorrichtung für den Verstärkerausgang nicht nur, wie in Fig. 10, eine einseitige Leitfähigkeit besitzen kann, sondern dass man auch eine Sehaltvorriehtung verwenden kann, welche sowohl Strom in der einen als auch in der andern Richtung zu leiten vermag und welche daher sowohl den Kondensator 18 weiter aufladen als ihn auch weiter entladen kann.
In der Fig. 11 ist eine Anordnung veranschaulicht, welche es gestattet, die offenbar sehr schwierig durchzuführende, genau gleichzeitige Sehalterschliessung auf der Eingangs-und Ausgangsseite des Verstärkers zu vermeiden. Da eine genaue gleichzeitige Schliessung praktisch kaum durchführbar sein wird, muss man den Schalter 14 in Fig. 9 später schliessen und früher öffnen als den Schalter 12. Dies lässt sich mit der Anordnung nach Fig. 11 tatsächlich durchführen. Wenn man nämlich am Punkte 26 die Impulse vom Impulsgenerator 25 zuführt, u. zw. in positivem Sinne, wird zunächst die Röhre 29 stromdurchlässig gemacht und an der Leitung 33, die zur Elektrode 22 führt, dementsprechend ein Sperrimpuls für den Kathodenstrahl auftreten.
Nachdem die Front des Impulses die Hälfte der Verzögerungsleitung 27 durchlaufen hat, wird über die Leitung 30 ein positiver Impuls an das Steuergitter der Röhre 24 gelegt. Wenn die Front des Impulses an das Ende der mit einem Widerstand 28 abgeschlossenen Verzögerungsleitung gelangt ist, wird vom Punkt 31 auch die Röhre 32 stromdurchlässig gemacht, so dass der Sperrimpuls an der Elektrode 22 länger besteht als der Öffnungsimpuls am Gitter der Röhre 24. Wenn nämlich am Punkt 26 das Ende des Impulses auftritt, ist wegen der Röhre 32 an der Elektrode 22 noch eine Sperrspannung vorhanden, die auch erst verschwindet, wenn vom Punkt') l her das Ende des Impulses an der Röhre 32 wirksam wird.
Vorher wird aber offenbar schon von der Mitte der Verzögerungsleitung 27 das Ende des Impulses an die Röhre 24 gelangen, so dass also tatsächlich die Röhre 24 später Strom zu leiten beginnt und früher Strom zu leiten aufhört, als der Kathodenstrahl durch die Elektrode 22 gesperrt und wieder freigegeben wird.
Die Anordnung nach Fig. 10 kann auch in der Weise betrieben werden, dass man die Röhre 24 während der Zeilenpausen sperrt und sie während der Zeilendauer stromdurchlässig macht. Man muss dann allerdings dafür sorgen, dass die den schwarzen Bildstellen entsprechenden Signalspannungen am Ausgang des Verstärkers 17 in positiver Richtung liegen, während die den weissen Bildstellen
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im allgemeinen ja häufig wiederkehrenden schwarzen Bildstellen die Ladung des Kondensators 18 über die Röhre 24 ergänzt.
Diese zuletzt erwähnte Betriebsweise ist gegenüber der oben an Hand der Fig. 10 beschriebenen unter Umständen dadurch im Vorteil, dass die bei der Sperrung des Kathodenstrahles gelegentlich auftretenden Störspannungen (spurious signals) den gewünschten Betrieb nicht beeinträchtigen können.
Bei der in Fig. 12 dargestellten Anordnung ist im Gegensatz zu der Anordnung nach Fig. 10 eine Schaltvorrichtung verwendet, welche dem Kondensator 18 sowohl Ladung zuzuführen vermag, als auch dazu imstande ist, von ihm Ladung abzuleiten. Diese Schaltvorrichtung, die im Gegensatz zu dem lediglich die Ladungszufuhr ermöglichenden Rohr 24 in Fig. 10 als ein zweiseitiger Schalter bezeichnet werden könnte (während das Rohr 24 dann als ein einseitiger Schalter zu bezeichnen ist), besteht aus den Röhren 36 und 37, von denen bei der dargestellten Schaltung offenbar die Röhre 36 Elektronen vom Kondensator 18 abzuleiten vermag, während die Röhre zu diesem Kondensator Elektronen zuzuführen imstande ist.
Der Impulsgenerator 25 legt an die Gitter der Röhren 36 und 37 gleichzeitig positive Impulse, während er die Steuerimpulse für den Verstärkereingang über die Röhre 35 liefert. Infolge des Gitterstromes in der Röhre 37 wird der Kondensator 39 in ihrer Gitterzukitung soweit aufgeladen, dass in der Pause zwischen den Impulsen die Röhre 37 gesperrt bleibt. Zu diesem Zweck muss die Zeitkonstante des Kondensators 1'9 und des Widerstandes 40 grösser gewählt werden, als die Zeit zwischen zwei Impulsen.
Auch die Röhre 36 muss in der Zeit zwischen zwei Impulsen gesperrt sein, was dadurch erreicht wird, dass bei einem positiven Impuls am Gitter dieser Röhre der Gleichrichter 43 stromdurchlässig wird und die rechte Belegung des Kondensators 3 an dem oberen (negativen) Pol der Gleichspannungsquelle 42 liegt. In der Impulspause entlädt sich der Kondensator 38 langsam über den Widerstand 41, wobei die Zeitkonstante von 38 und 41 ebenfalls wieder grösser sein muss als die Impulspause. Bei jedem Impuls wird nun, da beide Röhren 36 und 37 Strom zu führen vermögen, je nach der Spannung am Ausgang des Verstärkers 17 der Kondensator 18 entweder über die eine Röhre weiter aufgeladen oder über die andere Röhre entladen.
In der Spannung, welche vom Kathodenwiderstand der Röhre 19 abgenommen werden kann, ist somit die Gleichstromkomponente wieder enthalten.
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Die in Fig. 13 dargestellte Ausführungsform der Erfindung bezieht sich ruf eine Anordnung, die unter anderem für Fernsehempfänger geeignet ist und die ohne einen Impulsgenerator 23 im Sinne der Fig. 10 und 12 arbeitet. Die Steuerung der (zweiseitigen) Schaltvorrichtung, welche bei der Anordnung nach Fig. 13 durch das Sekundäremissionsdynatron 46 dargestellt wird, erfolgt mittels der Synehronimpulse, welche von dem Ausgang des Verstärkers 17, an welchem sie im positiven Sinne auftreten, über den Kondensator 44 an das Steuergitter der Röhre 46 geleitet werden.
Parallel zur Gitterkathodenstrecke dieser Röhre liegt ein Ableitewiderstand 45, und das Schirmgitter der Röhre 46 wird durch die Gleichspannungsquelle 47 auf konstantem positivem Potential gegenüber der Röhrenkathode gehalten. Der Kondensator 44 lädt sich durch den Gitterstrom der Röhre 46 auf eine solche Spannung auf, dass in der Pause zwischen zwei Synchronimpulsen die Röhre 46 gesperrt bleibt. Wenn jedoch durch einen positiven Synchronimpuls die Röhre 46 stromdurchlässig gemacht wird, kommt die rechte Belegung des Kondensators 18 selbsttätig auf dasjenige Potential gegenüber der Kathode der Röhre 46, bei welcher die Anodenstrom-Anodenspannungscharakteristik dieser Röhre mit negativem Widerstand durch die Anodenspannungsaehse hindurchgeht.
Der feste Spannungswert, an welchen die rechte Belegung des Kondensators gelegt wird, ist demgemäss durch die Anodenstrom- Anodenspannungscharakteristik der Dynatronröhre gegeben.
Bei der Anordnung nach Fig. 13 fällt der Unterschied zwischen den bekannten Anordnungen und den gemäss der Erfindung vorgeschlagenen besonders deutlich ins Auge. Wenn man beispielsweise die bekannte Anordnung nach Fig. 7 mit der Anordnung nach Fig. 13 vergleicht, so kann man den Kondensator 18 mit dem Kondensator K identifizieren. Die Schaltvorrichtung, welche durch die Anodenkathodenstrecke bzw. die Anodenschirmgitterstrecke der Röhre 46 gebildet wird, besteht im bekannten Falle in der Gitterkathodenstrecke der Röhre R.
Abgesehen davon, dass die Röhre 46 nun einen zweiseitigen Schalter darstellt, während die Gitterkathodenstrecke der Röhre R nur ein einseitiger Schalter ist, sieht man jedoch, dass die Röhre 46 in Fig. 3 durch einen Synchronimpuls über den Kondensator 44 eingeschaltet wird, während sie sonst gesperrt ist, und dass die Umladung des Kondensators 18 auf einem andern Wege, nämlich über die Anode der Röhre 46 erfolgt. Im bekannten Falle wird jedoch nach Fig. 7 die Gitterkathodenstrecke der Röhre R, welche als Schaltvorrichtung zu betrachten ist, durch den Synchronimpuls über den Kondensator K erst geöffnet.
Die beim Anmeldungsgegenstand über den Kondensator 44 in Fig. 13 stattfindende getrennte"
Steuerung der Schaltvorrichtung stellt das wesentliche Merkmal der Erfindung dar, da nämlich hiedurch ein neuer Weg gewiesen ist, um den Innenwiderstand der Schaltvorrichtung zu vermindern.
An Hand der Fig. 14 und 15 soll nochmals der Unterschied zwischen einer einseitigen Schaltvorrichtung im Sinne der Fig. 5,7, 8, 10 und einer zweiseitigen Sehaltvorriehtung im Sinne der Fig. 12 und 13 näher dargelegt werden. Bei einer einseitigen Schaltvorrichtung wird dem Kondensator K bzw. 18 über den Schalter stets nur Strom einer bestimmten Richtung zugeführt, während der Strom der umgekehrten Richtung über den Ableitwiderstand W bzw. 20 fliessen muss. Die Zeitkonstante des Kondensators und des Widerstandes ist dabei zwar gross gegenüber der Pause zwischen den Synchronimpulsen zu wählen, jedoch wird trotzdem die Ladung des Kondensators 18 in der Zeit zwischen den Impulsen langsam abfallen, wie es in Fig. 14 dargestellt ist.
Man kann diese Zeitkonstante auch nicht zu gross wählen, da man sonst nämlich über den Verstärker 17 noch tiefere Frequenzen mitübertragen muss als bei kürzerer Zeitkonstante. Bei einem zweiseitigen Schalter dagegen bleibt die Ladung des Kondensators 18 in der Pause zwischen zwei Impulsen konstant, und man kann daher, ohne irgendwelche andere Unannehmlichkeiten in Kauf nehmen zu müssen, die Gleichstromkomponente zwischen zwei Impulsen vollkommen unverändert halten, wie es die Fig. 15 erkennen lässt.
In Fig. 16 ist eine Ausführungsform dargestellt, welche eine Abänderung der in Fig. 12 veranschaulichen Schaltung in der Anwendung auf einen Fernsehempfänger ist. Der zweiseitige Schalter 36 und 37 der Fig. 12 ist in Fig. 16 durch die Röhren 54,55 dargestellt und wird mittels der Impulse gesteuert, welche von einem Multivibrator an sich bekannter Art, der aus den Röhren 52 und 53 besteht, geliefert werden. Dieser Multivibrator ist auf die Zeilenfrequenz abgestimmt und führt den Gittern der Röhren 55 und 54 positive Impulse zu, die kürzer als die Zeilenimpulse sind. In der Gitterzuleitung der Röhre 54 liegt dabei ein Kondensator 57 und parallel zu ihrer Gitterkathodenstreeke ein Ableitwiderstand 58. Durch diese beiden letzteren Schaltelemente wird die Röhre 54 ebenso wie die Röhre 37 in Fig. 12 während der Impulspause gesperrt.
Vom Ausgang des Verstärkers 17 werden über den Kondensator 59 der Röhre 51 die Synchronimpulse in positivem Sinne zugeleitet. Die Vorspannung dieser Röhre wird dabei ebenfalls mittels Aufladung des Kondensators 59 durch den Gitterstrom erzeugt. Der Gitterableitwiderstand ist mit 60 bezeichnet. Die positiven Zeilenwechselimpulse am Steuergitter der Röhre 51 erzeugen negative Impulse an der Anode dieser Röhre, wobei jedem dieser negativen Impulse eine Stromunterbrechung in der Röhre 52 des Multivibrators und somit ein positiver Impuls an den Gittern der Röhren 54 und 55 entspricht. Der Kondensator 18 wird also bei jedem Zeilenwechsel über den zweiseitigen Schalter weiter aufgeladen bzw. weiter entladen.
Wenn der Verstärker 17 die Synchronimpulse in negativer Richtung liefert, muss vor der Röhre 51 noch eine Umkehrröhre eingeschaltet werden.
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In der Fig. 17 ist eine Anordnung dargestellt, welche es erlaubt, die Gleichstromkomponente unter Benutzung eines an die Zeilenweehselimpulse anschliessenden Intervalls wieder einzuführen.
Es wird also im Gegensatz zu den Anordnungen nach Fig. 5,7, 8,12, 13 und 16 nicht von dem Synchronimpulsmaximum 1 in Fig. 18 Gebrauch gemacht, sondern von einem auf die Synchronimpulse folgenden Intervall b, in welchem an den Eingang des Verstärkers eine feste Spannungsamplitude gelegt wird, vorzugsweise der den schwarzen Bildstellen entsprechende Spannungswert. Die Anordnung nach Fig. 17 unterscheidet sich von derjenigen nach Fig. 16 dadurch, dass im Anodenkreis der Rohre ein Kondensatorwiderstandsglied M, 62 liegt, welches die an der Anode der Röhre 51 auftretenden Impulse differenziert.
Der beim Beginn des Impulses an das Steuergitter der Röhre 6. gegebene, dem Impulsanstieg entsprechende kurze Impuls hat eine negative Polarität, während der beim Impulsende an die Röhre 63 kommende kurze Impuls positive Polarität besitzt. Dieser letztere positive Impuls ruft einen negativen Impuls an der Anode der Röhre 63 hervor, welcher zur Steuerung des Multivibrators 52, 53 benutzt wird. Die Schaltvorrichtung 54, 55 wird nur während des Intervalls b eingeschaltet.
In der Fig. 19 ist eine Ausführungsform veranschaulicht, bei welcher der Energiespeicher aus einer Drosselspule 65 besteht, die zu einer Spannungsquelle 64 von hohem innerem Widerstand parallel geschaltet ist. Ein zweiseitiger Schalter ist mit 66 bezeichnet und liegt mit einem Widerstand 67, von dessen Klemmen 68 die Ausgangsspannung abgenommen werden soll, in Reihe. Der Schalter 66 möge in der Zeit, in welcher die Spannungsquelle 64 einen konstanten Stromwert liefert, geöffnet sein. Der Strom in der Drosselspule 65 muss sich dann auf den von 64 gelieferten konstanten Stromwert einstellen.
Wenn der Schalter 66 wieder geschlossen wird, fliesst also durch den Widerstand 67 sowohl der von der Spannungsquelle 64 gelieferte Strom als auch der von der Drosselspule 6. 5 gelieferte, welcher wegen der hohen Induktivität dieser Drosselspule praktisch denselben Wert bis zur Wieder- öffnung des Schalters 66 beibehält. An den Ausgangsklemmen 68 erscheint also nunmehr das Signal wieder mit Einschluss seiner Gleichstromkomponente.
PATENT-ANSPRÜCHE :
1. Schaltungsanordnung zur Wiedereinführung der Gleichstromkomponente in elektrische Signale am Ausgang eines Ubertragungskanals, der Gleichstrom nicht zu übertragen vermag, dadurch gekennzeichnet, dass am Eingang und am Ausgang des Kanals gleichzeitig feste Spannungs-oder Stromwerte erzwungen werden und dass ausgangsseitig mittels einer Sehaltvorriehtung (14, 24, 36 und 37, 46, 54 und 55) Energiespeicher (10, 18, 65) auf einen der jeweiligen Gleichstromkomponente entsprechenden Betrag umgeladen werden, wobei die Schaltvorrichtung über einen vom Umladestromkreis getrennten Stromweg gesteuert wird.
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Circuit arrangement for reintroducing the direct current component into electrical signals.
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is stored. One speaks briefly of the fact that the synchronization pulses on the grid are effective in a positive sense. If the capacitor K is initially assumed to be uncharged, the voltage according to FIGS. 3 and 4 is as shown above the ordinate axis as a time line at I and II. The synchronizing pulses thus produce an anode current in the rectifier D, which charges the capacitor K, so that a corresponding voltage is formed on this capacitor.
The time constant of the capacitor K and the resistor W is greater than the time interval between two synchronous pulses, so that the capacitor charge can only decrease a little before a new synchronous pulse returns. The voltage on the capacitor K shifts the voltage curve on the grid of the tube R into the position shown at III and IV, because as long as the sync pulse is still partially to the right of the anode current axis, the capacitor K must be charged again and as soon as the sync pulse no longer generates a current in the rectifier D, the charge on the capacitor K must flow away through the resistor W,
until a current in rectifier D just starts again. Thus, due to the changing charge on the capacitor K, the voltage curves are shifted from the position as shown at I and II to the position at III and IV, which means nothing more than a reintroduction of the direct current component, since the voltage curve at III and IV is the same as the voltage curve na * Fig. 1 and 2.
If one wants to characterize the mode of operation of this known arrangement in summary, one has to say that the sync pulse maxima are brought back to the same voltage values and the direct current component is thereby reintroduced , works practically in the same way as explained with reference to FIG. 6, since the grid current of the tube R simply takes the place of the anode current of the rectifier D. It has also been proposed that the voltage according to FIGS to use that the synchronization pulses on the grid of the tube R are in the negative direction. You then only have to reverse the rectifier D, as shown in FIG.
At the capacitor K, the anode current of the rectifier D then builds up a voltage of the polarity indicated in FIG. 8 by plus and minus signs, so that the grid voltage at the tube R again has the curve according to FIGS. 1 and 2.
All the arrangements mentioned work in such a way that voltage values in the entire signal, which were originally all the same, are also made the same at the output of the transmission channel. According to FIGS. 5, 7 and 8, this is done consistently in that a capacitor is connected in series with a rectifier or a grid cathode path, which also has rectifier properties, and that the synchronous pulses produce an anode current in the rectifier.
In the practical use of the circuits shown in FIGS. 5, 7 and 8, it can sometimes be noticed in a disturbing manner that the capacitor K during the long sync pulse for the image or with the interlace method for the line series alternation can assume a higher voltage than with a short line change pulse. It is practically impossible to eliminate these disturbances, since the internal resistance of the rectifier D cannot be reduced, and certainly not the internal resistance of the grid cathode line in the tube R.
Progress in this direction has only become possible due to the novel consideration of the problem of the reintroduction of the direct current component to be reproduced below.
In FIG. 9, 1 denotes the input terminals to which a signal voltage including its direct current component is to be fed, 2 denotes the output terminals of the circuit arrangement, and 3 and 4 denote a resistor in series or parallel to the alternating current amplifier 5. The input grid of the amplifier 5 is designated by 6 and the anode of the last amplifier tube by 7.
In the anode circuit of this last tube there is a resistor 8 and a capacitor 10 between the anode 7 and one of the two output terminals. On the input and output side of the amplifier 5 there is a DC voltage source 11 or 13 in series with a switch 12 or 14 arranged. The aim is now to prove that the direct current component can be obtained at the output terminals 2, despite the fact that the amplifier 5 does not transmit any direct current, if only the switches 72 and 14 are briefly closed repeatedly and thus the direct voltage sources 11 and 13 to the input and switches on the output of the amplifier. In order to prove this, it may first be assumed that the ratio of the voltages of the direct voltage sources 13 and 11 may be equal to the gain of the amplifier 5 for alternating voltages.
At the moment when switch 12 and switch 14 are closed at the same time, the direct current component of the voltage curve to be amplified may be V3. The voltage at the grid 6 then jumps from the value V3 to the value Vu when V, denotes the level of the direct voltage source 11. This voltage jump (VI-V3) at the input grid of amplifier 5 appears at the anode 7 of the output tube multiplied by the amplification ratio of amplifier 5, i.e. in the following size:
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Now, however, at the same time the voltage source 13, which supplies the voltage V:; may own, placed on the amplifier output.
The capacitor 10 is consequently only charged to the difference between the voltage at the anode 7 and the voltage V2. It applies accordingly
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correspond to the amplification ratio of the amplifier 5. Rather, voltages V1 and V2 can be chosen as desired without something other than an additive error of a certain size in the direct current component occurring at the output terminals 2, which, however, can obviously be eliminated without further ado.
Based on the knowledge that the reintroduction of the direct current component always proceeds according to the principle which has been explained with reference to FIG. 9, other arrangements than those shown in FIGS. 5, 7 and 8 can also be used according to the invention are shown, are created, which then contain a new way of overcoming the above-mentioned difficulty of the excessive internal resistance of the diode path. For this purpose, according to the invention, fixed voltage values are simultaneously enforced at the input and output of the channel, and a capacitor is connected to one of the respective outputs by means of a switching device
The amount corresponding to the direct current component is transferred, the switching device being controlled via a current path that is separate from the charge transfer circuit.
This separate control of the switching device gives the possibility of reducing the internal resistance in the recharging circuit.
Before a few exemplary embodiments of the invention are discussed, it should be mentioned that, in principle, a choke coil can also be used instead of the capacitor and a fixed current value each instead of the fixed voltage values at the input and output. Accordingly, in its general formulation, the invention prescribes that energy stores are recharged using fixed voltage or current values and that the switching device at the output is controlled via a current path that is separate from the recharging circuit.
An embodiment of the invention, which relates to the reintroduction of the direct current component in the signal voltages obtained by a storing cathode ray scanner in television, is shown in Fig. 10 of the drawing. There 15 means a storing cathode ray scanner with a so-called single-sided mosaic screen 16 of the type commonly used today. The transmission channel consists of an alternating current amplifier 17 which cannot transmit the direct current component, for example because of the capacitor coupling used in it. The energy store in the form of a capacitor 18 is connected to the amplifier 17 and an amplifier tube 19 is connected to it. A resistor 20 and a bias voltage source 21 are located parallel to the grid cathode section of this tube 19.
A pulse generator which both controls the tube 24 serving as a switching device for the amplifier output and supplies pulses to the electrode 22 in the scanner 15 which block the cathode ray is denoted by 25.
To explain the mode of operation according to FIG. 10, one can restrict oneself to showing that the input and the output of the amplifier 17 are simultaneously connected to fixed potentials by the pulse generator 25. With regard to the input side, this takes place in that the pulse generator 25 supplies negative pulses to the electrode 22, which pulses block the cathode ray. This blocking takes place in the return times for the line change and the image or. Line series change takes place. It is a property of the single-sided storing cathode ray scanner that the so-called signal plate, which is capacitively coupled to the mosaic layer, assumes a potential which is in a fixed relationship to the signal corresponding to the black image areas when the cathode ray is blocked.
This difference between the signal that occurs when the cathode ray is blocked and the signal that corresponds to the black image areas depends on the current strength of the cathode ray, which can be kept constant, and also to a small extent on the average image brightness, which is not here Role play. The required fixed voltage is thus applied to the amplifier input due to the beam blocking which the pulse generator 25 causes. At the amplifier output, the fixed voltage comes about because the tube 24, whose control grid is supplied with positive pulses by the pulse generator 25, becomes current-permeable and its anode and therefore the right-hand assignment of the capacitor 18 practically comes to the fixed potential of the cathode of the tube 24.
The time constant of the capacitor 18 and the resistor 20 must be considerably larger than the time between two pulses of the pulse generator 25 and smaller than the time constant of the coupling elements in the amplifier 17. The capacitor 18 then discharges through the resistor 20, while it flows through the tube 24 from
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is loaded again. At the upper end of the resistor 23 in the cathode lead of the tube 19, the complete video signal voltage, including its direct current component, can then be tapped.
What is remarkable about the arrangement according to FIG. 10 is that those present in the image signals
Pauses for the line change and for the picture or. Line series change to create the fixed
Voltage values at the amplifier input and output can be used. The introduction of the direct current component thus takes place according to FIG. 10 during the duration of the synchronization pulses, which, as is known, are transmitted in the pauses mentioned.
It should also be pointed out that the switching device for the amplifier output can not only have one-sided conductivity, as in FIG. 10, but that one can also use a holding device which can supply current in one direction as well as in the other able to conduct and which can therefore both further charge the capacitor 18 and also discharge it further.
FIG. 11 illustrates an arrangement which makes it possible to avoid the precisely simultaneous closing of the switch on the input and output sides of the amplifier, which is obviously very difficult to carry out. Since an exact simultaneous closing will hardly be practicable, the switch 14 in FIG. 9 must be closed later and opened earlier than the switch 12. This can actually be carried out with the arrangement according to FIG. Namely, if you feed the pulses from the pulse generator 25 at point 26, u. In the positive sense, the tube 29 is first made current-permeable and a blocking pulse for the cathode ray occurs on the line 33, which leads to the electrode 22.
After the front of the pulse has passed halfway through delay line 27, a positive pulse is applied to the control grid of tube 24 via line 30. When the front of the pulse has reached the end of the delay line terminated with a resistor 28, the tube 32 is also made conductive from point 31, so that the blocking pulse at the electrode 22 lasts longer than the opening pulse at the grid of the tube 24. If that is When the end of the pulse occurs at point 26, a reverse voltage is still present on electrode 22 because of the tube 32, which also only disappears when the end of the pulse at tube 32 takes effect from point 1.
Before that, however, the end of the pulse will apparently reach the tube 24 from the middle of the delay line 27, so that the tube 24 actually begins to conduct current later and stops conducting current earlier than the cathode ray blocked by the electrode 22 and again is released.
The arrangement according to FIG. 10 can also be operated in such a way that the tube 24 is blocked during the line pauses and made current-permeable during the line duration. However, it must then be ensured that the signal voltages corresponding to the black image areas are in the positive direction at the output of the amplifier 17, while those for the white image areas
EMI4.1
In general, frequently recurring black image areas supplement the charge of the capacitor 18 via the tube 24.
This last-mentioned mode of operation may have an advantage over that described above with reference to FIG. 10 in that the interference voltages (spurious signals) that occasionally occur when the cathode ray is blocked cannot impair the desired operation.
In the arrangement shown in FIG. 12, in contrast to the arrangement according to FIG. 10, a switching device is used which is able to supply charge to capacitor 18 as well as being able to remove charge from it. This switching device, which could be referred to as a two-way switch (whereas the tube 24 is then to be referred to as a single-sided switch) in contrast to the tube 24 which only allows the charge supply in FIG. 10, consists of the tubes 36 and 37, of which in the circuit shown, the tube 36 is apparently able to divert electrons from the capacitor 18, while the tube is able to supply electrons to this capacitor.
The pulse generator 25 simultaneously applies positive pulses to the grids of the tubes 36 and 37 while delivering the control pulses for the amplifier input via the tube 35. As a result of the grid current in the tube 37, the capacitor 39 is charged in its grid connection to such an extent that the tube 37 remains blocked in the pause between the pulses. For this purpose, the time constant of the capacitor 1'9 and the resistor 40 must be selected to be greater than the time between two pulses.
The tube 36 must also be blocked in the time between two pulses, which is achieved by the rectifier 43 becoming conductive in the event of a positive pulse on the grid of this tube and the right assignment of the capacitor 3 to the upper (negative) pole of the DC voltage source 42 lies. In the pulse pause, the capacitor 38 slowly discharges through the resistor 41, the time constants of 38 and 41 likewise again having to be greater than the pulse pause. With each pulse, since both tubes 36 and 37 are able to carry current, depending on the voltage at the output of the amplifier 17, the capacitor 18 is either further charged through one tube or discharged through the other tube.
The direct current component is thus contained again in the voltage which can be taken from the cathode resistance of the tube 19.
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The embodiment of the invention shown in FIG. 13 relates to an arrangement which is suitable, among other things, for television receivers and which operates without a pulse generator 23 in the sense of FIGS. 10 and 12. The control of the (two-sided) switching device, which is represented in the arrangement according to FIG. 13 by the secondary emission dynatron 46, takes place by means of the synehron pulses, which from the output of the amplifier 17, at which they occur in the positive sense, via the capacitor 44 to the Control grid of the tube 46 are guided.
A discharge resistor 45 is located parallel to the grid cathode section of this tube, and the screen grid of the tube 46 is kept at a constant positive potential with respect to the tube cathode by the DC voltage source 47. The capacitor 44 is charged by the grid current of the tube 46 to such a voltage that the tube 46 remains blocked in the pause between two synchronizing pulses. If, however, the tube 46 is rendered current-permeable by a positive synchronous pulse, the right-hand assignment of the capacitor 18 automatically comes to that potential with respect to the cathode of the tube 46 at which the anode current-anode voltage characteristic of this tube with negative resistance passes through the anode voltage axis.
The fixed voltage value to which the right assignment of the capacitor is applied is accordingly given by the anode current-anode voltage characteristic of the Dynatron tube.
In the arrangement according to FIG. 13, the difference between the known arrangements and those proposed according to the invention is particularly evident. If, for example, the known arrangement according to FIG. 7 is compared with the arrangement according to FIG. 13, then the capacitor 18 with the capacitor K can be identified. The switching device, which is formed by the anode cathode section or the anode screen grid section of the tube 46, consists in the known case in the grid cathode section of the tube R.
Apart from the fact that the tube 46 is now a two-sided switch, while the grid cathode section of the tube R is only a one-sided switch, it can be seen, however, that the tube 46 in FIG. 3 is switched on by a synchronizing pulse via the capacitor 44, while it is otherwise is blocked, and that the charge reversal of the capacitor 18 takes place in a different way, namely via the anode of the tube 46. In the known case, however, according to FIG. 7, the grid cathode path of the tube R, which is to be regarded as a switching device, is only opened by the synchronous pulse via the capacitor K.
In the subject of the application via the capacitor 44 in FIG. 13, the separate "
Control of the switching device is the essential feature of the invention, since it shows a new way to reduce the internal resistance of the switching device.
14 and 15, the difference between a one-sided switching device in the sense of FIGS. 5, 7, 8, 10 and a two-sided holding device in the sense of FIGS. 12 and 13 will be explained in more detail. In the case of a one-sided switching device, the capacitor K or 18 is always only supplied with current in a certain direction via the switch, while the current in the opposite direction must flow via the bleeder resistor W or 20. The time constant of the capacitor and the resistor should be chosen to be large compared to the pause between the sync pulses, but the charge on the capacitor 18 will nevertheless slowly decrease in the time between the pulses, as shown in FIG.
It is also not possible to choose this time constant that is too large, since otherwise one would have to transmit even lower frequencies via the amplifier 17 than with a shorter time constant. In the case of a two-sided switch, on the other hand, the charge of the capacitor 18 remains constant in the pause between two pulses, and it is therefore possible, without having to accept any other inconvenience, to keep the direct current component between two pulses completely unchanged, as can be seen in FIG leaves.
In Fig. 16 there is shown an embodiment which is a modification of the circuit illustrated in Fig. 12 as applied to a television receiver. The two-sided switch 36 and 37 of FIG. 12 is represented in FIG. 16 by the tubes 54, 55 and is controlled by means of the pulses which are supplied by a multivibrator of a type known per se, which consists of the tubes 52 and 53. This multivibrator is tuned to the line frequency and supplies the grids of the tubes 55 and 54 with positive pulses which are shorter than the line pulses. In the grid lead of the tube 54 there is a capacitor 57 and parallel to its grid cathode line a bleeder resistor 58. These two latter switching elements block the tube 54, like the tube 37 in FIG. 12, during the pulse pause.
From the output of the amplifier 17, the sync pulses are fed to the tube 51 via the capacitor 59 in the positive sense. The bias of this tube is also generated by charging the capacitor 59 by the grid current. The grid leakage resistance is denoted by 60. The positive line change pulses at the control grid of the tube 51 generate negative pulses at the anode of this tube, each of these negative pulses corresponding to a current interruption in the tube 52 of the multivibrator and thus a positive pulse to the grids of the tubes 54 and 55. The capacitor 18 is thus further charged or further discharged via the two-sided switch at each line change.
If the amplifier 17 delivers the sync pulses in the negative direction, an inverting tube must be switched on before the tube 51.
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FIG. 17 shows an arrangement which allows the direct current component to be reintroduced using an interval following the line alternation pulses.
In contrast to the arrangements according to FIGS. 5, 7, 8, 12, 13 and 16, use is not made of the sync pulse maximum 1 in FIG. 18, but of an interval b following the sync pulses, in which the input of the Amplifier a fixed voltage amplitude is applied, preferably the voltage value corresponding to the black image areas. The arrangement according to FIG. 17 differs from that according to FIG. 16 in that a capacitor resistor M, 62 is located in the anode circuit of the tubes, which differentiates the pulses occurring at the anode of the tube 51.
The short pulse given to the control grid of the tube 6 at the beginning of the pulse and corresponding to the pulse rise has a negative polarity, while the short pulse coming to the tube 63 at the end of the pulse has positive polarity. This latter positive pulse causes a negative pulse at the anode of the tube 63, which is used to control the multivibrator 52,53. The switching device 54, 55 is switched on only during the interval b.
19 illustrates an embodiment in which the energy store consists of a choke coil 65 which is connected in parallel to a voltage source 64 of high internal resistance. A two-sided switch is denoted by 66 and is connected in series with a resistor 67, from the terminals 68 of which the output voltage is to be taken. The switch 66 may be open during the time in which the voltage source 64 supplies a constant current value. The current in the choke coil 65 must then adjust to the constant current value supplied by 64.
When the switch 66 is closed again, both the current supplied by the voltage source 64 and the current supplied by the choke coil 6.5 flow through the resistor 67, which due to the high inductance of this choke coil has practically the same value until the switch is opened again 66 maintains. The signal now reappears at the output terminals 68, including its direct current component.
PATENT CLAIMS:
1. Circuit arrangement for reintroducing the direct current component into electrical signals at the output of a transmission channel which is not capable of transmitting direct current, characterized in that fixed voltage or current values are simultaneously enforced at the input and output of the channel and that on the output side by means of a holding device (14, 24, 36 and 37, 46, 54 and 55) energy storage devices (10, 18, 65) can be transferred to an amount corresponding to the respective direct current component, the switching device being controlled via a current path which is separate from the transfer circuit.