WO2000018077A1 - Recepteur de signaux numeriques radio - Google Patents

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WO2000018077A1
WO2000018077A1 PCT/JP1999/005088 JP9905088W WO0018077A1 WO 2000018077 A1 WO2000018077 A1 WO 2000018077A1 JP 9905088 W JP9905088 W JP 9905088W WO 0018077 A1 WO0018077 A1 WO 0018077A1
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signal
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carrier
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PCT/JP1999/005088
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Kenichi Shiraishi
Shoichi Suzuki
Akihiro Horii
Shoji Matsuda
Takahiro Wada
Original Assignee
Kabushiki Kaisha Kenwood
Kenwood Tmi Corporation
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    • H04L2027/0081—Switching between loops between loops of different bandwidths

Definitions

  • the present invention relates to a wireless digital signal receiver, and more particularly, to a digital satellite broadcast receiver that changes the characteristics of a carrier reproduction loop according to a bit error rate at a time of receiving CZN (hereinafter also referred to as CNR).
  • CZN hereinafter also referred to as CNR
  • the digital satellite broadcast receiver scheduled to start broadcasting in the year 2000, is an antenna for receiving the current analog satellite broadcast, and a down converter that receives the output from the antenna and converts the frequency to BS-IF. It is assumed that digital satellite broadcasts will be received in the evening.
  • the antenna itself and the downcomer are generally installed outdoors and are called outdoor units. Hereinafter, the outdoor unit is also referred to as ODU.
  • the phase noise rms of the local oscillator in the down converter used for the dedicated ⁇ DU is specified to be within 4 degrees.
  • the phase noise (0 rms) is within 4 degrees, it hardly affects the receiving performance of the receiver.
  • FIG. 4 shows the distribution of phase noise characteristics of the local oscillator of an existing antenna sampled by the Association of Radio Industries and Businesses (abbreviated ARIB).
  • ARIB Association of Radio Industries and Businesses
  • Fig. 5 shows the limit CZN characteristics of the 8PSK (trellis-encoded 8PSK) modulated signal in burst symbol reception due to the phase noise (0 rms) of the local oscillator in the ODU downconverter.
  • a method of reproducing a carrier only from a BPSK modulated signal called an intermittently transmitted burst symbol signal is referred to as burst symbol reception.
  • Fig. 6 shows the limit CZN characteristics of the 8PSK modulated signal in continuous reception due to the phase noise ( ⁇ rms) of the (local oscillator).
  • continuous reception refers to a method of regenerating a carrier from a received signal.
  • the characteristics of the carrier recovery loop are shown by the limit CNR for each of the three types of characteristics a, b, and c.
  • the characteristic a in Fig. 5 is the limit C ZN when the noise bandwidth is reduced, and the phase noise If it exceeds 15 degrees, you will not be able to receive.
  • the characteristic c in Fig. 5 is the limit C ZN when the noise bandwidth is widened, and it is possible to receive even if the phase noise is about 30 degrees, but fixed degradation when the phase noise is less than about 10 degrees It is larger than the characteristic a in Fig. 5.
  • the characteristic b in FIG. 5 is the limit C / N when the noise bandwidth is halfway between the case of the characteristic a in FIG. 5 and the case of the characteristic c in FIG.
  • the receiving method of the digital BS broadcast receiver will be described.
  • 8PSK modulation, QPSK modulation, and BPSK modulation are adopted as modulation methods, and this modulated wave is transmitted in a time-division multiplexed manner as shown in FIG.
  • FIG. 7 (a) shows the configuration of one superframe, which consists of eight frames.
  • the first hatched BPSK-modulated frame synchronization pattern 32 symbol
  • the next hatched BPSK The modulated super-frame identification pattern (32 symbols)
  • 203 symbol main signal 203 symbol main signal
  • cross-hatched BPSK-modulated burst symbol signal (4 symbol)
  • the main signal and burst symbol signal are repeated. Therefore, one frame is composed of 399 3 6 symbol.
  • the main signal is a signal of 8PSK / QPSK / BPSK modulation as shown in FIG. 7 (b).
  • the modulated wave by the modulation method with different C / N (CZN required for demodulation) with different phase number from 8, 4, and 2 is time-division multiplexed.
  • CZN CZN required for demodulation
  • 4 symbol BPSK modulation signals are embedded at a specific period (mainly every 203 symbols) to cover the carrier reproduction characteristics when a modulation method with a large number of phases is difficult to receive. ing.
  • the four symbol BPSK modulated signal is called a burst symbol signal, and the method of reproducing a carrier from only the BPSK modulated signal called the burst symbol signal is called burst symbol reception as described above.
  • the reception performance (limit CNR) hardly changes regardless of the case of burst symbol reception or continuous reception, and there is no problem.
  • the limit CNR greatly fluctuates due to the characteristics a, b, and c of the carrier regeneration loop in the case of burst symbol reception unlike the case of continuous reception.
  • the limit CNR shown in FIGS. 5 and 6 is the error rate after Reed-Solomon decoding, in which the error rate after trellis code decoding is 2 ⁇ 10 (14) power and decoding is performed afterwards. It is the limit value at which free becomes available.
  • the characteristic of the carrier reproduction loop is set to the characteristic c in Fig. 5, even if the phase noise is large, if the reception CNR is good, there is no Reed-Solomoner, so it is possible to switch to continuous reception.
  • the characteristic c in Fig. 5 with the characteristic in Fig. 6, that the value of the limit CNR for burst reception is almost independent of the phase noise characteristic and the value of the limit CNR for continuous reception. Therefore, hysteresis occurs when switching the receiving method.
  • the characteristics of the carrier recovery loop that is, ( It is safe to adopt c). Therefore, there is a problem that the performance is not improved even if a specially designed digital DU or an existing high performance DU is used.
  • An object of the present invention is to provide a digital satellite broadcast receiver capable of expecting optimal reception when a dedicated ⁇ DU or an existing high-performance ⁇ DU is connected.
  • a wireless digital signal receiver includes: means for estimating a phase noise characteristic at the time of reception of an art door unit connected to a reception terminal of a wireless digital signal receiver from a decoding error rate of a digital signal; Means for setting the characteristics of the carrier regeneration loop based on the phase noise characteristics of the outer door unit thus set.
  • the estimating means is configured to perform a specific symbol multiplication when the reception CNR is a predetermined value in a burst symbol reception mode for reproducing a carrier from a burst symbol signal. It estimates the phase noise characteristics of the outdoor unit based on the bit error rate of the phase PSK modulated signal.
  • the means for setting the loop characteristic sets a filter coefficient of a loop filter inserted in a carrier regeneration loop.
  • the burst symbol signal is a BPSK modulation signal
  • the specific polyphase PSK modulation signal is an 8 PSK modulation signal
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a carrier reproducing unit in a digital satellite broadcast receiver according to one embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a flowchart for explaining the operation of the digital satellite broadcast receiver according to one embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a characteristic diagram showing a bit error rate due to phase noise of an 8PSK modulated signal in burst symbol reception of the digital satellite broadcast receiver according to one embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a distribution diagram of the phase noise characteristic of ODU.
  • FIG. 5 is a characteristic diagram showing a limit CNR due to phase noise of an 8PSK modulated signal in burst symbol reception.
  • FIG. 6 is a characteristic diagram showing a limit CNR due to phase noise of an 8PSK modulated signal in continuous reception.
  • FIG. 7 is a schematic diagram showing a modulated signal sequence in digital BS broadcasting.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a carrier reproducing unit in a digital satellite broadcast receiver according to one embodiment of the present invention.
  • the baseband signals I and Q that have been subjected to quadrature detection and AZD conversion in the tuner section are input to the complex operation circuit 1, and the baseband signals I and Q and the numerically controlled oscillator (NC ⁇ ) 2 are output from the carrier amplifier.
  • the baseband signals I r and Q r output from the complex operation circuit 1 are respectively supplied to band limiting filters 3-1 and 3-2 composed of digital filters and band-limited.
  • the baseband signals Id and Qd band-limited by the band-limiting filters 3-1, 3-2 are supplied to the decoder 4, the CNR measuring circuit 5, and the phase error detecting circuit 6.
  • the decoder 4 decodes the frame synchronization pattern and the TMC C pattern, sends out the 8 PSK signal based on the decoder result to the trellis decoder 7, and decodes the 8 PSK, QPSK: or BPSK modulation identification data.
  • the control signal is sent to the control circuit 8 and the enable signal is sent to the loop fill 9.
  • the CNR measurement circuit 5 measures the CNR based on the distribution of the vectors based on the input baseband signals Id and Qd, and sends the CNR data based on the CNR to the control circuit 8.
  • the phase error detection circuit 6 is substantially a lookup table, and controls phase error data which is a phase difference between a reception point composed of the input baseband signals Id and Qd and a point where the reception signal should converge.
  • the trellis decoder 7 trellis decodes the 8PSK modulated signal, and sends the bit error rate data (BER) of the transmission line in the 8PSK modulated section to the control circuit 8.
  • BER bit error rate data
  • phase error data detected by the phase error detection circuit 6 is sent to a loop filter 9 composed of a digital filter.
  • the output of the loop filter 9 filtered by the loop filter 9 is sent to the automatic frequency control circuit 10, and the output from the automatic frequency control circuit 10 is sent to the numerically controlled oscillator 2 and the numerically controlled oscillator 2 Is the automatic frequency
  • the sine data and cos ⁇ data are output based on the output from the numerical control circuit 10 and supplied to the complex arithmetic circuit 1.
  • the baseband signals I and Q and the numerically controlled oscillator (NCO) 2 that receive the oscillation output from the fixed frequency oscillator, undergo quadrature detection, and rotate at the difference frequency between the oscillation frequency of the fixed frequency oscillator and the actual carrier frequency.
  • the data of sin 0 and the data of cos 0 output from are calculated by the complex operation circuit 1 to generate and output the baseband signals I r and Q r which are synchronized with the rotation by rotating in the reverse direction.
  • the control circuit 8 sends a normal reception state signal indicating the normal reception state to the decoder 4, and outputs the modulation identification data output from the decoder 4, the CNR data output from the CNR measurement circuit 5, and the phase error detection circuit.
  • 6 receives the phase error data output from 6 and the bit error rate data output from the trellis decoder, controls the reception to burst symbol reception when not in normal reception, and loops the enable signal from decoder 4 during burst symbol reception.
  • the loop filter 9 is supplied to the filter 9 to control the loop filter 9 to the enable state.
  • control circuit 8 receives the modulation identification data, the CNR data, the phase error data, and the bit error rate data, and controls the burst symbol reception when not in the normal reception state.
  • Detecting means for substantially detecting the phase noise characteristic of ⁇ DU based on the error rate and bit error rate, and controlling the fill coefficient of loop filter 9 based on the detected phase noise characteristic of ⁇ DU.
  • a characteristic setting means for setting the characteristics of the carrier reproduction loop is provided functionally, and the filter characteristic of the loop filter 9 is set to the optimum filter characteristic based on the phase noise characteristic of the DU.
  • the control circuit 8 sends a control signal to the automatic frequency control circuit 10 and scans the carrier frequency.
  • the bit error rate characteristics due to the phase noise of the 8PSK signal in the burst symbol reception when the CNR is 15 dB are as shown in FIG. 3, and the characteristics a, b, and b in FIG. c is the bit error rate when the characteristics a, b, and c in FIG. 5 are set, respectively.
  • the characteristic a in FIG. 3 corresponds to the characteristic a in FIG. 5
  • the characteristic in FIG. b corresponds to the characteristic b in FIG. 5
  • the characteristic c in FIG. 3 corresponds to the characteristic c in FIG.
  • step S1 the received CNR is determined from the CNR data, and waits until the determined CNR becomes 15 dB, for example.
  • step S2 the multiplex configuration
  • the identification (TMCCC) pattern is decoded (step S3) and the presence of the 8 PSK signal is confirmed (step S4).
  • the 8 PSK modulated signal is received in burst and its bit error rate data is detected (step S5).
  • This bit error rate data is the bare bit error rate of the transmission path, and can be obtained by the trellis decoder 7. It is checked whether the received CNR is better than the bit error rate (step S6).
  • the characteristic of the carrier regeneration loop is set to the characteristic c. For example, it is checked whether the detection bit error rate is equal to or less than 6.8 ⁇ 10 (13) power. You.
  • step S6 when it is determined that the detected bit error rate is better than the predetermined bit error rate for the received CNR, that is, for example, when the bit error rate is 6.8 X 10 (_3 ), It is judged that the phase noise characteristic of the ODU connected to the receiver is good, and the characteristic of the carrier regeneration loop becomes a characteristic corresponding to the characteristic b in Fig. 5.
  • the filter coefficient of the filter 9 is set, the 8PSK modulated signal is burst-received again, the bit error rate is detected (step S7), and the detected bit error rate is set to a predetermined bit error rate. Is checked (Step S8). In this case, the characteristic of the carrier reproduction loop is set to the characteristic b. For example, it is checked whether the detected bit error rate is equal to or less than 5.5 ⁇ 10 (13) power.
  • step S6 When it is determined in step S6 that the detected bit error rate is not better than the predetermined bit error rate for the received CNR, that is, for example, the detected bit error rate is 6.8 ⁇ 10 (13)
  • the power exceeds the power it is determined that the phase noise characteristic of the ODU connected to the receiver is not good, and the carrier reproduction loop characteristic is set to the characteristic c in FIG.
  • the burst reception mode is canceled while the normal reception mode is executed, and normal reception is performed (step S13).
  • step S8 when it is determined that the detected bit error rate is better than the predetermined bit error rate for the received CNR, that is, for example, when the detected bit error rate is 5.5 ⁇ 10 ( ⁇ 3) If it is determined that the difference is less than the power, the phase noise characteristic of the ODU connected to the receiver is judged to be quite good, and the characteristics of the carrier recovery loop are changed to those corresponding to the characteristic a in Fig. 5.
  • the filter coefficient of loop filter 9 is set.
  • the 8 PSK signal is burst-received again, its bit error rate is detected (step S9), and it is checked whether the detected bit error rate is better than a predetermined bit error rate (step S9).
  • Step S10) In this case, the characteristic of the carrier reproduction loop is set to the characteristic a. For example, it is checked whether or not the detected bit error rate is equal to or less than 4.5 ⁇ 10 (13) power.
  • step S8 If it is determined in step S8 that the detected bit error rate is not better than the predetermined bit error rate for the received CNR, that is, if the detected bit error rate is 5.5 ⁇ 10 (13)
  • the power exceeds the power it is determined that the phase noise characteristic of the ODU connected to the receiver is not good, and the characteristic of the carrier reproduction loop is set to the characteristic c in FIG. Then, the burst reception mode is released, the normal reception mode is executed, and normal reception is performed (step S13).
  • step S10 when it is determined that the detected bit error rate is better than the predetermined bit error rate for the received CNR, that is, for example, when the detected bit error rate is 4.5 X 10 (- 3) If it is determined that the power is less than the power, it is determined that the phase noise characteristic of the ODU connected to the receiver is good, and the carrier reproduction loop characteristic remains set to the characteristic a in Fig. 5. Then, the burst reception mode is released, the normal reception mode is executed, and normal reception is performed (step S13).
  • step S10 When it is determined in step S10 that the detected bit error rate is not better than the predetermined bit error rate for the received CNR, that is, for example, the detected bit error rate is 4.5 X 1
  • the performance of the ⁇ DU connected to the receiver is determined to be poor, and the characteristics of the carrier regeneration loop are shown in FIG.
  • step S12 After returning to the setting of the characteristic b (step S12), the burst reception mode is released, the normal reception mode is executed, and the normal reception is performed (step S13).
  • the digital satellite broadcast receiver when the reception condition is good (high CNR), the 8 PSK modulation signal is received in the burst reception mode, and the bit is received. Since the error rate is measured and the phase noise of the ⁇ DU connected to the receiver is substantially determined, the measured phase noise is reliable and is used only for digital or when using an existing high-performance ODU.
  • the optimum carrier recovery loop characteristics can be set, and the reception limit CNR decreases, increasing the probability of receiving.
  • the characteristics of the carrier recovery loop that exceed the limit CNR are not set, so there is no problem if phase noise measurement is performed during reception. Therefore, when the phase noise characteristic of ⁇ DU is good, it is possible to minimize the variation in the bit error rate characteristic due to the difference in the receiving method (burst, continuous) under the same receiving conditions.
  • the phase noise characteristic of the ODU is substantially detected, and the carrier reproduction loop characteristic optimal for the detected phase noise characteristic of the ODU is set.
  • the reception limit has the effect of lowering the CNR and improving the reception performance.
  • the configuration and operation of the present invention have been described by taking a digital satellite broadcast receiver as an example, but the application of the present invention is not limited to a digital satellite broadcast receiver.
  • the technical scope of the present invention should not be limited to the above-described exemplary embodiments, and it should be understood that the present invention can be widely applied to wireless digital receivers in general without departing from the principle thereof. It is.

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Description

明 細 書
無線デジタル信号受信機
技術分野
本発明は、 無線デジタル信号受信機に関し、 さらに詳細にはある 受信 CZN (以下、 C N Rとも記す） 時のビッ トエラー率に応じて キヤリァ再生ループの特性を変更するデジタル衛星放送受信機に関 する。
背景技術
西暦 2 0 0 0年に放送開始予定のデジタル衛星放送受信機は、 現 行のアナログ衛星放送を受信するためのアンテナ本体とアンテナ本 体からの出力を受け B S— I Fに周波数変換を行うダウンコンパ一 夕とを利用してデジタル衛星放送を受信することが想定されている。 アンテナ本体とダウンコンパ一夕は、 一般的には、 屋外に設置され ていてアウト ドアユニッ トと呼ばれている。 以下、 アウ ト ドアュニ ッ トを O D Uとも記す。
デジタル衛星放送を受信するための受信システム、 例えば C S放 送の受信システムは、 専用の〇 D Uに用いられるダウンコンバータ 内のローカル発振器の望ましい位相雑音特性は位相雑音 r m s ) が 4度以内と規定されていて、 位相雑音 （ 0 r m s ) が 4度以内の ときには受信機の受信性能にほとんど影響を与えない。
一方、 デジタル衛星放送の受信システムでは、 既存のアナログ衛 星放送用の OD Uが使用できることになつており、 既存の〇D Uは 一般的に性能はよくない。 社団法人電波産業会 （Association of Radio Industries and Businesses, 略称 A R I B ) がサンプル調 査した既存のアンテナのローカル発振器の位相雑音特性分布は第 4 図に示す如くであった。 新規のシステムとして企画されるものの位相雑音に関する規格は 現在では存在しない。 しかし、 上記 C S放送受信システムのものと 同程度の位相雑音特性になると見込まれ、 位相雑音が 4度以下のと きは受信機の受信性能に影響は与えず、 問題はない。 しかし、 既存 の O D U、 特にローカル発振器の位相雑音 Θ r m s ) が大きいも のは受信機の受信性能に大きなダメージを与える。
第 5図にバース トシンポル受信における 8 P S K (トレリス符号 化 8 P S K) 変調信号に対する O D Uのダウンコンバータ内の口一 カル発振器の位相雑音 （ 0 r m s ) による限界 C ZN特性を示す。 ここで、 間歇的に送信されてくるバ一ストシンポル信号と呼ばれる B P S K変調信号のみからキヤリァを再生する方式をここではバー ス トシンボル受信と称する。 第 6図に、 連続受信における 8 P S K 変調信号に対する （ローカル発振器の） 位相雑音 ( Θ r m s ) によ る限界 C Z N特性を示す。 こ こで、 連続受信とは、 受信信号から 遂ーキャリアを再生する方式をいう。
第 5図では、 キャリア再生ループの特性を 3種の特性 a、 b、 c 別に限界 C N Rで示し、 第 5図の特性 aは雑音帯域幅を狭く した場 合の限界 C ZNであり、 位相雑音が 1 5度を超えるようになると受 信ができなくなる。 第 5図の特性 cは雑音帯域幅を広く した場合の 限界 C ZNであり、 位相雑音が 3 0度程度でも受信が可能であるが 位相雑音が約 1 0度未満のときの固定劣化が第 5図の特性 aに比較 して大きくなる。 第 5図の特性 bは雑音帯域幅を第 5図の特性 aの 場合と第 5図の特性 cの場合との中間にした場合の限界 C /Nである。 第 5図の aと第 6図とを比較してみれば分かるように、 明らかに、 バース トシンポル受信ではキヤリァ再生ループの特性によっては位 相雑音が大きくなると受信性能が著しく悪化するのに対し、 連続受 信の場合は、 第 5図の特性 aの雑音帯域幅でも固定劣化が少なく受 信性能が向上する。
ここでデジタル B S放送受信機の受信方式について述べる。 デジ タル B S放送方式では、 変調方式に 8 P S K変調、 Q P S K変調、 B P S K変調が採用されていて、 この変調波が第 7図に示すように 時分割多重されて伝送されてくる。
第 7図（a)は 1スーパーフレームの構成を示し、 8フレームから なる。 各フレームにおいて最初の斜線で示す B P S K変調されたフ レーム同期パターン （ 3 2シンポル） 、 伝送多重構成識別のための B P S K変調された TMC Cパターン （ 1 2 8シンポル） 、 次の斜 線で示す B P S K変調されたスーパ一フレーム識別パターン （ 3 2 シンボル） 、 2 0 3シンポルの主信号、 クロスの斜線で示す B P S K変調されたバース トシンボル信号 （ 4シンポル） 、 次いで主信号、 バース トシンボル信号とが繰り返されて、 3 9 9 3 6シンポルで 1 フレームを構成している。 主信号は第 7図（b )に示すように、 8 P S K/Q P S K/B P S K変調の信号である。
このように 8 P S KZQ P S K/B P S K変調信号のように位相 数が 8、 4、 2 と異なって所要 C/N (復調するのに必要な CZN) が異なる変調方式による変調波が時分割多重されてくるので、 特に 低 CZN時に、 位相数の多い変調方式が受信困難な場合のキャリア 再生特性をカバーするために特定周期 （主に 2 0 3シンボル毎） で 4シンポルの B P S K変調信号が埋め込まれている。 この 4シンポ ルの B P S K変調信号をバース トシンポル信号と称し、 そのバース トシンボル信号と呼ばれる B P S K変調信号のみからキャリアを再 生する方式をここでバース トシンボル受信と呼ぶことは前述のとお りである。 以上のように、 位相雑音が少ないところではバース トシンボル受 信の場合でも連続受信の場合でも受信性能 （限界 C N R ) が殆ど変 わらず問題はない。 しかしながら位相雑音が多いところでは、 バー ストシンボル受信の場合は連続受信の場合と異なり限界 C N Rがキ ャリア再生ループの特性 a、 b、 c によって大きく変動するという 問題点がある。
この問題点についてさらに詳細に説明する。 キャリア再生ループ 中に挿入されている A F C回路によってキャリア周波数をスキャン ニングして、 フレーム同期が確立しバ一ス トシンポル受信によって キヤリァ再生が行なわれると主信号のリ一ドソロモンエラーがチェ ックできる。 受信 C N Rがよければリードソロモンエラーがなく受 信方式がバーストシンポル受信から連続受信に切り替えられる。
ところが、 キヤリァ再生ループの特性に第 5図の特性 aを選択し た場合、 位相雑音が大きい場合には、 リ一ドソロモンエラ一が発生 し連続受信に切り替えられないのでいつまで経っても主信号を再生 できないことになる。 ちなみに、 第 5図と第 6図に示した限界 C N Rとは、 トレリス符号デコード後の誤り率が 2 X 1 0の （一 4 ) 乗 でその後にデコ一ドをするリードソロモン復号後がエラ一フリーと なる限界値のことである。
一方、 キヤリァ再生ループの特性を第 5図の特性 cにした場合に は、 位相雑音が大きくても受信 C N Rがよければリードソロモンェ ラーがなくなるので連続受信に切り替えることができる。 しかし、 第 5図の特性 c と第 6図の特性とを比較すれば明らかなように、 位 相雑音特性にほぼ関わりなくバ一ス ト受信の限界 C N Rの値が連続 受信の限界 C N Rの値と異なるため、 受信方式の切り替えにヒステ リシスを発生させてしまう。 しかしながら、 結局どのような〇 D Uを使用するのかは不明の状 態では、 どのような受信システムでも基本的な受信を可能とするよ う、 キャリア再生ループの特性に後者、 すなわち第 5図の（c )を採 用するのが無難である。 従って、 折角デジタル専用、 あるいは既存 の高性能の〇 D Uを使用しても性能が上がらないという問題が発生 する。
本発明は、 専用の〇 D Uあるいは既存の高性能の〇D Uが接続さ れたときに最適な受信が期待できるデジタル衛星放送受信機を提供 することを目的とする。
発明の開示
本発明にかかる無線デジタル信号受信機は、 無線デジタル信号受 信機の受信端子に接続されたァゥト ドアユニッ トの受信時の位相雑 音特性を、 デジタル信号の復号誤り率から推定する手段と、 推定さ れたアウ ト ドアユニッ トの位相雑音特性に基づいて、 キャリア再生 ループの特性を設定する手段とを含むことを特徴とする。
本発明の無線デジタル信号機受信機の好適な実施例においては、 上記推定手段は、 バーストシンボル信号からキヤリァを再生するバ 一ストシンポル受信モードにおいて、 受信 C N Rが予め定められた 値のときにおける特定の多相 P S K変調信号のビッ ト誤り率に基づ いてアウト ドアュニッ 卜の位相雑音特性を推定するものである。 また、 好ましくは、 上記ループ特性を設定する手段は、 キャリア 再生ループ中に挿入されたループフィルタのフィル夕係数を設定す るものである。
さらに、 好適な実施例においては、 上記バース トシンポル信号は B P S K変調信号であり、 上記特定の多相 P S K変調信号は 8 P S K 変調信号である。 図面の簡単な説明
第 1図は、 本発明の実施の一形態にかかるデジタル衛星放送受信 機におけるキヤリァ再生部の構成を示すプロック図である。
第 2図は、 本発明の実施の一形態にかかるデジタル衛星放送受信 機の作用の説明に供するフローチャートである。
第 3図は、 本発明の実施の一形態にかかるデジタル衛星放送受信 機のバーストシンポル受信における 8 P S K変調信号の位相雑音に よるビッ ト誤り率を示す特性図である。
第 4図は、 O D Uの位相雑音特性の分布図である。
第 5図は、 バース トシンボル受信における 8 P S K変調信号の位 相雑音による限界 C N Rを示す特性図である。
第 6図は、 連続受信における 8 P S K変調信号の位相雑音による 限界 C N Rを示す特性図である。
第 7図は、 デジタル B S放送における変調信号列を示す模式図で ある。
発明の実施の形態
以下、 本発明にかかるデジタル衛星放送受信機を実施の形態によ つて説明する。
第 1図は本発明の実施の一形態にかかるデジタル衛星放送受信機 におけるキャリア再生部の構成を示すブロック図である。
チューナ部において直交検波され AZD変換されたベースバンド 信号 I 、 Qが複素演算回路 1 に入力され、 ベースバンド信号 I、 Q と数値制御発振器 （N C〇） 2から出力される実施的に再生キヤリ アデ一夕である正弦波データ s i η Θ と、 余弦波デ一夕 c o s Θ と が複素演算回路 1 にて I r (= I c o s ^ + Q s i n 0 ) の演算お よび Q r (= I s i n + Q c o s 0 ) の演算が行なわれて所謂準 同期検波され、 ベースバンド信号 I r、 Q rが複素演算回路 1から 出力される。
複素演算回路 1から出力されるべ一スバンド信号 I r 、 Q rはそ れぞれデジタルフィル夕からなる帯域制限フィル夕 3 — 1、 3— 2 に供給されて帯域制限される。 帯域制限フィルタ 3— 1、 3— 2に て帯域制限されたベースバンド信号 I d、 Q dはデコーダ 4、 C N R測定回路 5および位相誤差検出回路 6に供給される。 デコーダ 4 はフレーム同期パターン、 TMC Cパターンのデコードを行ない、 デコーダ結果による 8 P S K信号をトレリスデコーダ 7へ送出する と共に、 8 P S K、 Q P S K：、 B P S Kであるかの変調識別デ一夕 をマイクロコンピュー夕からなる制御回路 8へ送出し、 イネ一ブル 信号をループフィル夕 9へ送出する。
C N R測定回路 5は入力されたベースバンド信号 I d、 Q dによ るベク トルの分布に基づき C NRを測定し C N Rに基づく C N Rデ 一夕を制御回路 8へ送出する。 位相誤差検出回路 6は実質的にルツ クアップテーブルであって、 入力されたベースバンド信号 I d、 Q dからなる受信点と受信信号が収束すべき点との位相差である位相 誤差データを制御回路 8およびループフィル夕 9へ送出する。 トレ リスデコーダ 7は 8 P S K変調信号をトレリスデコードし、 8 P S K変調区間における伝送路のビッ ト誤り率デ一夕 （B E R) を制御 回路 8へ送出する。
一方、 位相誤差検出回路 6において検出された位相誤差データは デジタルフィル夕からなるループフィルタ 9へ送出される。 ループ フィルタ 9にてフィルタ処理されたループフィル夕 9の出力は自動 周波数制御回路 1 0へ送出され、 自動周波数制御回路 1 0からの出 力は数値制御発振器 2へ送出されて、 数値制御発振器 2は自動周波 数制御回路 1 0からの出力に基づき s i n eのデータ、 c o s Θ の データを出力し、 複素演算回路 1 に供給する。
固定周波数発振器からの発振出力を受けて直交検波されて固定周 波数発振器の発振周波数と実際のキャリア周波数との差の周波数で 回転しているベースバンド信号 I 、 Qと数値制御発振器 （N C O ) 2から出力される s i n 0のデータ、 c o s 0データとを複素演算 回路 1で演算して、 前記回転と逆回転させて同期したベースバンド 信号 I r、 Q rを生成して出力する。
制御回路 8は通常受信状態であることを示す通常受信状態信号を デコーダ 4へ送出し、 デコーダ 4から出力される変調識別データ、 C N R測定回路 5から出力される C N Rデ一夕、 位相誤差検出回路 6から出力される位相誤差データおよびトレリスデコーダから出力 されるビッ ト誤り率データを受けて、 通常受信状態でないときにバ ーストシンポル受信に制御し、 バース トシンボル受信中デコーダ 4 からイネ一ブル信号をループフィル夕 9に供給させてループフィル 夕 9をィネーブル状態に制御する。
さらに、 制御回路 8は、 変調識別データ、 C N Rデ一夕、 位相誤 差データおよびビッ ト誤り率データを受けて、 通常受信状態でない ときにバーストシンポル受信に制御すると共に、 C N Rデ一夕およ びビッ ト誤り率デ一夕に基づいて実質的に〇D Uの位相雑音特性を 検出する検出手段と、 検出した〇D Uの位相雑音特性に基づくル一 プフィル夕 9のフィル夕係数を制御してキヤリァ再生ループの特性 の設定する特性設定手段を機能的に備え、 ループフィルタ 9のフィ ルタ特性を〇 D Uの位相雑音特性に基づいて最適のフィル夕特性に 設定する。 また、 制御回路 8は自動周波数制御回路 1 0へコント口 —ル信号を送出し、 キャリア周波数をスキャンニングする。 次に例えば、 C N Rが 1 5 d Bのときのバース トシンポル受信に おける 8 P S K信号の位相雑音によるビッ ト誤り率特性は第 3図に 示すごとくであって、 第 3図における特性 a、 b、 cは第 5図の特 性 a、 b、 c にそれぞれ設定した場合のビッ ト誤り率であって、 第 3図における特性 aは第 5図の特性 aに対応し、 第 3図における特 性 bは第 5図の特性 bに対応し、 第 3図における特性 cは第 5図の 特性 cに対応している。
次に本発明の実施の一形態にかかるデジタル衛星放送受信機の作 用を第 2図に基づいて説明する。
初期状態、 すなわち通常受信状態でないとき受信状態がバースト シンポル受信状態に制御され、 ループフィルタ 9がィネーブル状態 に制御され、 次いでキヤリァ再生ループの特性が第 5図の特性 cに 対応する特性にループフィル夕 9のフィルタ係数が設定される （ス テツプ S 1 ) 。 ステップ S 1 に続いて受信 C N Rが C N Rデータか ら判定され、 判定された C N Rが例えば 1 5 d Bになるのを待ち、 C N Rが 1 5 d Bになった際 （ステップ S 2 ) 、 多重構成識別 （T MC C) パターンがデコードされて （ステップ S 3 ) 、 8 P S K信 号が存在することが確認される （ステップ S 4) 。
次に、 8 P S K変調信号をバース ト受信しそのビッ ト誤り率デー 夕が検出される （ステップ S 5 ) 。 このビッ ト誤り率データは伝送 路の裸のビッ ト誤り率であって、 トレリスデコーダ 7により取得す ることができる。 受信 C N Rに対してビッ ト誤り率よりも良いか否 かがチェックされる （ステップ S 6 ) 。 この場合はキャリア再生ル —プの特性は特性 cに設定されている場合であって、 例えば検出ビ ッ ト誤り率が 6. 8 X 1 0の （一 3 ) 乗以下か否かがチェックされ る。 ステップ S 6において、 受信 C N Rに対して検出ビッ ト誤り率が 予め定めたビッ ト誤り率よりも良いと判別されたとき、 すなわち例 えばビッ ト誤り率が 6 . 8 X 1 0の （_ 3 ) 乗以下であると判別さ れたときには、 受信機に接続されている O D Uの位相雑音特性が良 いと判断されて、 キヤリア再生ループの特性が第 5図の特性 bに対 応する特性にループフィルタ 9のフィル夕係数が設定され、 再度 8 P S K変調信号がバース ト受信され、 そのビッ ト誤り率が検出され (ステップ S 7 ) 、 検出ビッ ト誤り率が予め定めたビッ ト誤り率よ り も良いか否かがチェックされる （ステップ S 8 ) 。 この場合はキ ャリア再生ループの特性は特性 bに設定されている場合であって、 例えば検出ビッ ト誤り率が 5 . 5 X 1 0の （一 3 ) 乗以下か否かが チェックされる。
ステップ S 6において、 受信 C N Rに対して検出ビッ ト誤り率が 予め定めたビッ ト誤り率よりも良くないと判別されたとき、 すなわ ち例えば検出ビッ ト誤り率が 6 . 8 X 1 0の （一 3 ) 乗を超えてい ると判別されたときには、 受信機に接続されている O D Uの位相雑 音特性が良くないと判断されて、 キヤリァ再生ループ特性が第 5図 の特性 cに設定されたままにしてバースト受信モードが解除され通 常受信モードが実行されて、 通常受信が行なわれる （ステップ S 1 3 ) 。
ステップ S 8において、 受信 C N Rに対して検出ビッ ト誤り率が 予め定めたビッ ト誤り率よりも良いと判別されたとき、 すなわち例 えば検出ビッ ト誤り率が 5 . 5 X 1 0の （― 3 ) 乗以下であると判 別されたときには、 受信機に接続されている O D Uの位相雑音特性 がかなり良いと判断されて、 キヤリァ再生ループの特性が第 5図の 特性 aに対応する特性にループフィルタ 9のフィル夕係数が設定さ れ、 再度 8 P S K信号をバース ト受信しそのビッ ト誤り率が検出さ れ （ステップ S 9 ) 、 検出ビッ ト誤り率が予め定めたビッ ト誤り率 よりも良いか否かがチェックされる （ステップ S 1 0 ) 。 この場合 はキヤリァ再生ループの特性は特性 aに設定されている場合であつ て、 例えば検出ビッ ト誤り率が 4. 5 X 1 0の （一 3 ) 乗以下か否 かがチェックされる。
ステップ S 8において、 受信 C N Rに対して検出ビッ ト誤り率が 予め定めたビッ ト誤り率よりも良くないと判別されたとき、 すなわ ち例えば検出ビッ ト誤り率が 5. 5 X 1 0の （一 3 ) 乗を超えてい ると判別されたときには、 受信機に接続されている ODUの位相雑 音特性が良くないと判断されて、 キヤリァ再生ループの特性が第 5 図の特性 cの設定に戻されて （ステップ S 1 1 ) 、 バース ト受信モ 一ドが解除され通常受信モードが実行されて、 通常受信が行なわれ る （ステップ S 1 3 ) 。
ステップ S 1 0において、 受信 C N Rに対して検出ビッ ト誤り率 が予め定めたビッ ト誤り率よりも良いと判別されたとき、 すなわち 例えば検出ビッ ト誤り率が 4. 5 X 1 0の （― 3 ) 乗以下であると 判別されたときには、 その受信機に接続されている ODUの位相雑 音特性が良いと判断されて、 キヤリァ再生ループ特性が第 5図の特 性 aに設定されたままにしてバース ト受信モードが解除され通常受 信モードが実行されて、 通常受信が行なわれる （ステップ S 1 3 ) 。 ステップ S 1 0において、 受信 C N Rに対して検出ビッ ト誤り率 が予め定めたビッ ト誤り率よりも良くないと判別されたとき、 すな わち例えば検出ビッ ト誤り率が 4. 5 X 1 0の （一 3 ) 乗を超えて いると判別されたときには、 その受信機に接続されている〇D Uの 性能が良くないと判断されて、 キヤリァ再生ループの特性が第 5図 の特性 bの設定に戻されて （ステップ S 1 2 ) 、 バース ト受信モー ドが解除され通常受信モードが実行されて、 通常受信が行なわれる (ステップ S 1 3 ) 。
上記のように本発明の実施の一形態にかかるデジタル衛星放送受 信機によれば、 受信条件の良い場合 （高 C N R ) にバース ト受信モ ードで 8 P S K変調信号を受信しそのビッ ト誤り率を測定して受信 機に接続されている〇D Uの位相雑音を実質的に求めるので、 測定 した位相雑音に信頼性があり、 デジタル専用、 あるいは既存の高性 能の O D Uを使用した場合に最適なキャリア再生ループの特性に設 定できて、 受信限界 C N Rが下がり受信できる確率が向上する。 ま た、 受信中であっても限界 C N Rを超えるようなキャリア再生ルー プの特性には設定されないので、 受信中に位相雑音測定を行っても 問題はない。 したがって、 〇D Uの位相雑音特性が良い場合、 同一 受信条件下の受信方式の違い （バース ト、 連続） によるビッ ト誤り 率特性のばらつきを最小限にとどめることができる。
以上説明したように本発明にかかる無線デジタル信号受信機によ れば、 O D Uの位相雑音特性が実質的に検出され、 検出された O D Uの位相雑音特性に最適なキヤリァ再生ループ特性に設定されて、 受信限界 C N Rが下がり受信性能が向上する効果が得られる。
以上、 もっぱらデジタル衛星放送受信機を例にとりあげて本発明 の構成および動作について説明したが、 本発明の適用は、 デジタル 衛星放送受信機のみに限定されるものではない。 本発明の技術的範 囲は、 上記例示的な実施例に限定されるべきものではなく、 本発明 は、 その原理から逸脱することなく広く無線デジタル受信機全般に 適用可能であると理解すべきである。

Claims

請 求 の 範 囲 . 無線デジタル信号受信機において、 該無線デジタル信号受信機の受信端子に接続されたァゥト ドア ュニッ 卜の受信時の位相雑音特性を、 デジタル信号の復号誤り率 から推定する手段と、 推定されたアウト ドアュニッ トの位相雑音特性に基づいて、 キ ャリァ再生ループの特性を設定する手段とを含む無線デジタル信 号受信機。 . 請求項 1 に記載の無線デジタル信号受信機において 該推定手段は、 バーストシンボル信号からキャリアを再生する バース トシンポル受信モードにおいて、 受信 C Z Nが予め定めら れた値のときにおける所定多相 P S K変調信号のビッ 卜誤り率に 基づいてアウト ドアユニッ トの位相雑音特性を推定するものであ る無線デジタル信号受信機。. 請求項 1又は 2に記載の無線デジタル信号受信機において、 該ループ特性を設定する手段は、 キャリア再生ループ中に挿入 されたループフィル夕のフィル夕係数を設定するものである無線 デジタル信号受信機。. 請求項 3に記載の無線デジタル信号受信機において、 該バース トシンポル信号は、 B P S K変調信号である無線デジ タル信号受信機。. 請求項 3に記載の無線デジタル信号受信機において、 該所定の多相 P S K変調信号は、 8 P S K変調信号である無線 デジタルに信号受信機。. キャリア再生器と、 受信された変調波信号を復調する復調器と、 復調された信号からデジタル信号を取り出す復号器とを含む無線 デジタル信号受信機において、 該復調された信号に基づいて受信変調信号の C Z Nを検出する 手段と、 デジタル信号の復号誤り率を検出する手段と、 検出された C Z Nが所定値をとるときの該デジタル信号の復号 誤り率の大きさを判定する手段と、 該復号誤り率の大きさの判定結果に基づいて、 該キャリア再生 器へのループ特性を変更する手段とを含む無線デジタル信号受信 機。 . 請求項 6に記載の無線デジタル信号受信機において、 該検出されるべき復号誤り率は、 バーストシンボル信号からキ ャリアを再生するバ一ストシンポル受信モードにおいて復調され た所定の多相 P S K変調信号のビッ ト誤り率である無線デジタル 信号受信機。 . 請求項 6又は 7に記載の無線デジタル信号受信機において、 該ループ特性を変更する手段は、 キャリア再生ループ中に挿入 されたループフィルタのフィルタ係数を変更するものである無線 デジタル信号受信機。. 請求項 7に記載の無線デジタル信号受信機において、 該バ一ストシンボル信号は、 B P S K変調信号である無線デジ タル信号受信機。0 . 請求項 7に記載の無線デジタル信号受信機において、 該所定の多相 P S K変調信号は、 8 P S K変調信号である無線 デジタル信号受信機。
1 . 再生キャリアを用いて受信変調受信号を復調し、 及び復調さ れた信号からデジタル信号を復号する無線デジタル信号受信機に おいて用いる信号処理方法において、
該復調信号に基づいて、 該受信変調信号の CZNを検出するス テツフと、
該検出された CZNが所定値と一致するかどうかを判定するス テツプと、
該 CZNが該所定値と一致する場合に、
該デジタル信号の復号誤り率を検出するステップと、
検出された復号誤り率の大きさを所定のしきい値と比較するス テツプと、
該比較結果に基づいて、 キヤリァ再生ループの特性を変更する ステップとを含む方法。
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